JP5208126B2 - 超音波探触子、超音波撮影装置 - Google Patents

Description

本発明は、静電型トランスデューサを備えた、高画質な画像を得るための超音波探触子及びそれを用いた超音波撮影装置に関する。

静電型トランスデューサは、従来の圧電型トランスデューサより高効率かつ広帯域のトランスデューサアレイとして提案されている。

この静電型トランスデューサは、例えば非特許文献１に記載されているように、シリコン基板上に多数のダイアフラムを形成させた構造となっている。静電型トランスデューサは、ダイアフラム側とシリコン基板側にそれぞれ設けられた電極間にＤＣバイアス電圧を印加した状態で使用される。この電圧印加状態で、さらにＡＣ電圧を印加して音波を送信し、同様にＤＣバイアス電圧を印加した状態で、到来音波を受信する。

ＤＣバイアス電圧を大きくしていくと、クーロン力によりダイアフラムがシリコン基板側に接触してしまう。このときのＤＣバイアス電圧をコラプス電圧と呼び、通常コラプス電圧以下のＤＣバイアス電圧を印加して使用する。

また、静電型トランスデューサでは、例えば非特許文献２に記載されているように、電気エネルギーと機械エネルギーの変換効率（電気機械結合係数）が、ＤＣバイアス電圧に依存することが知られている。

"A Surface Micromachined Electrostatic UltrasonicAir Transducer", Proceedings of 1994 IEEE Ultrasonics Symposium,pp.1241-1244 "A Simple Distributed Model for cMUT",Proceedings of 2004 IEEE Ultrasonics Symposium, pp.248-251

静電型トランスデューサは、容量性のトランスデューサである上、大きな寄生容量が存在する。コラプス電圧以下のＤＣバイアス電圧では、電気機械結合係数は音響負荷と受信回路との整合を妨げるほど小さな値となってしまい、受信エコーの一部がトランスデューサで反射することになる。反射された波は、さらに音響負荷側のターゲットに反射して受信エコーとなり、画像化をする場合には、多重反射によるアーチファクトとなって画質を劣化させるおそれがある。

一方、音響負荷とトランスデューサの整合を取るために、音響整合層を設けた場合にも、音響整合層の材質（密度及び音速）と厚さから決まる特定の周波数で整合を取るようになるため、狭帯域な受信信号となる他、位相直線性を乱すことによってパルスに尾引きが出るので、高分解能を得るためのパルス特性を劣化させるおそれもある。

つまり、上記静電型トランスデューサでは、この画質劣化やパルス特性劣化への対応が未解決の問題であった。以上のように、静電型トランスデューサを備えた超音波探触子及びそれを用いた超音波診断装置においては、高分解能性を得るためのパルス特性を維持しつつ、多重反射によるアーチファクトを低減することができないという課題があった。

本発明による超音波探触子は一例として、基板上に設けられた少なくとも１つのチャンネルを備える静電型トランスデューサと、前記静電型トランスデューサの一の面上に設けられた音響レンズと、前記静電型トランスデューサの前記各チャンネルに直列に接続される直列インダクターとを有し、前記音響レンズは、前記音響レンズの吸収係数をα［ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ］、前記音響レンズの最大厚さをｄ［ｍｍ］、前記静電型トランスデューサの共振周波数をｆｃ［ＭＨｚ］とするときに、６．５／ｆｃ＜αｄの関係を満たし、前記直列インダクターのインダクタンス値は、前記静電型トランスデューサの１のチャンネル当たりのインダクタンス値を、前記静電型トランスデューサの１チャンネル当たりの静電容量と前記静電型トランスデューサの中心周波数に基づき規定するように構成される。

また、本発明による超音波撮影装置は一例として、基板上に設けられた複数のチャンネルを備える静電型トランスデューサと、前記静電型トランスデューサの一の面上に設けられた音響レンズと、前記静電型トランスデューサに接続されるインダクターとを備える上記の超音波探触子と、前記超音波探触子に交流電圧を印加する交流電源と、前記超音波探触子の受信信号を処理する受信回路とを有する超音波撮影装置であるように構成される。

高分解能性を得るためのパルス特性を維持しつつ、多重反射によるアーチファクトを低減することが可能な静電型トランスデューサを備えた超音波探触子及びそれを用いた超音波診断装置を提供することができる。

以下、図面を用いて本発明の超音波探触子(プローブ)の実施形態について詳細に述べる。

図１は、本発明の超音波探触子プローブの一実施例を示した構成図である。本実施例の超音波探触子プローブは、複数の静電型トランスデューサアレイのチャンネル１００（１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ・・・）を有しており、各アレイチャンネル毎に夫々１つのインダクター２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ・・・が直列に接続されている。

各チャンネル、例えばチャンネル１００Ａの機械構成部は、シリコン基板１１の上にシリコンプロセスによって形成された複数のダイアフラム構造１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、・・・によって構成される静電型トランスデューサ１０と、静電型トランスデューサ１０の一の面上に設けられた音響レンズ１７から成っている。

静電型トランスデューサ１０を構成する１つのダイアフラム構造１０Ａ（あるいは１０Ｂ、１０Ｃ）は、リブ１６を介してダイアフラム１２が構成されるようになっており、ダイアフラム１２とシリコン基板１１との間に空乏層１５が形成されている。

ダイアフラム１２には上層電極１４が、シリコン基板１１には下層電極１３が含まれており、下層電極１３にはＤＣ電源２０によってＤＣバイアス電圧が印加されて、使用時にはダイアフラム１２がクーロン力により、シリコン基板側に変形した状態になっている。ＤＣバイアス電圧は、前記クーロン力により、ダイアフラム１２がシリコン基板１１に接触してしまう電圧（コラプス電圧）に対して、通常、８０％〜９０％程度の電圧値で設定される。

一般に、２次元断層像を取得するための超音波探触子プローブ内のトランスデューサは、短冊状に配置された複数のチャンネルによる一次元アレイ構造をなしているが、本実施形態の超音波探触子プローブも、複数チャンネルのアレイ構造をなしており、１チャンネルは、複数のダイアフラム構造１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、・・・が並列に接続されて連結された構成である。すなわち、各ダイアフラム構造１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、・・・のダイアフラム１２に設けられた上部電極１４は、チャンネル内で並列に接続されている。１つチャンネルには１つのインダクター２１が直列接続されており、本実施例では、ＤＣ電圧が下部電極にかかっているので、インダクター２１は上部電極１４の側に接続されている。各直列インダクター２１の静電型トランスデューサと反対側の端子は、通常２ｍ程度の長さの探触子ケーブル２２を介して、各々超音波撮像装置内に設けられた制御回路２６の送受分離回路２３に接続されている。なお、超音波探触子は医療用であれば通常複数チャンネル、例えばアレイが１００チャンネルでインダクターも１００個備えている。したがって、図１の探触子ケーブルはその中に複数の線が束ねられており、送受分離回路２３内もアレイのチャンネル数分の送受分離部があるが、ここでは説明を簡単にするために、１つの送受分離回路として表示する。送受分離回路２３は、超音波送信時には、送信のためのＡＣ電源２４と直列インダクター２１が連結され、超音波受信時には、受信回路２５と直列インダクター２１が連結されるように動作する。この動作は、ダイオードスイッチなどで構成してもよいし、マルチプレクサーを用いて制御部２７によって接続状態を制御してもよい。

一方、非破壊検査用など用途によっては、１チャンネルの超音波探触子で機械走査するものもある。この場合、超音波探触子プローブを構成する１個の静電型トランスデューサアレイのチャンネル１００に対して、１個の直列インダクター２１が接続される。

次に、図１に示した静電型トランスデューサの電気的等価回路を用いて、受信時における反射の影響について詳細に説明する。図２は、図１に示した静電型トランスデューサ１０の１チャンネルに相当する、受信時の電気的等価回路図である。受信エコーとして到来してきた音波による起振力４１（Ｆ）によって、生体などの音響負荷インピーダンス４０（ｚ_ｗ）を抵抗として、静電型トランスデューサ１０が励振される。

静電型トランスデューサ１０の電気的等価回路３０は、ダイアフラム１２の機械インピーダンス３２（ｚ_ｍ）と、容量Ｃのコンデンサ３１とを、力係数φで電気機械変換した形になり、力係数φは、次元が［Ｎ／Ｖ］の係数で、電気機械結合係数とも関連し、この値が大きいと電気エネルギーと機械エネルギーの変換効率が高いといえ、電気的には巻き線比φ：１のトランス３３として書ける。したがって、音響負荷インピーダンス４０とダイアフラム１２の機械インピーダンス３２は、電気的インピーダンスとしては、それぞれｚ_ｗ／φ^２およびｚ_ｍ／φ^２と書くことができる。コンデンサ３１側の端子には、受信インピーダンス４２が連結され、電気信号として受信される。本発明の特徴である直列インダクター４３（インダクタンス値Ｌ）は、図２のＢ端、すなわちコンデンサ３１と受信インピーダンス４２の間に挿入される。通常、ＢＢ’端から見た探触子の電気インピーダンス（図２のＢＢ’端から左側）が受信インピーダンス４２と一致したときにエネルギーの伝達効率が最大になるが、本発明では、静電型トランスデューサの広帯域で位相直線性のよい特徴を損ねず、且つエネルギー伝達効率が上がるようなチューニングを直列インダクター４３で取るように構成されている。

図２において、まず、従来の、直列インダクターが接続されていない（電気整合が取れていない）超音波探触子プローブの課題について説明する。音響負荷インピーダンス４０は、１チャンネルあたりで見ると、純抵抗とインダクタンスから近似的にｚ_ｗ＝ｒ_ｗ＋ｊωｌ_ｗと表せる。ここでωは、各周波数、ｊは虚数単位を表す。インダクタンス成分ｌ_ｗは、静電型トランスデューサ１０のアレイを構成する１チャンネルの幅が、通常、使用周波数における波長の１／２程度であるため、平面波の負荷とみなせないことに起因して発生する。一方、ダイアフラム１２の１チャンネル相当分の機械的な振動膜としての性質は、機械インピーダンス３２（ｚ_ｍ）で表せ、機械的な損失を表す純抵抗ｒ_ｍと、ダイアフラム１２の質量効果を表すインダクタンスｌ_ｍと、ダイアフラム１２のばね性を表すコンデンサｃ_ｍの直列回路で表すことができ、式（１）と表せる。

ｚ_ｍ＝ｒ_ｍ＋ｊ（ωｌ_ｍ−１／ωｃ_ｍ） （１）
ωｌ_ｍ−１／ωｃ_ｍ＝０となるときのωは、ダイアフラム１２の機械共振角周波数を表す。

次に、到来音波による起振力４１によって生じるエネルギーが、静電型トランスデューサでどの程度反射されるかを検討するために、散乱パラメータＳについて述べる。図２の電気的等価回路図において、電気的等価回路部３０のＡＡ’端での反射を論じればよい。音響負荷インピーダンス４０側から静電型トランスデューサの電気的等価回路３０への入射波をａ、反射波をｂとすると、この場合の散乱パラメータＳは、ＡＡ’端から静電型トランスデューサの電気的等価回路３０側の全体を見たときのインピーダンスをＺ_ｉｎとして、式（２）となる。
Ｓ＝ｂ／ａ＝（Ｚ_ｉｎ−Ｚ_ｗ ^＊）／（Ｚ_ｉｎ＋Ｚ_ｗ） （２）
ここで、Ｚ_ｗ＝ｚ_ｗ／φ^２で、上述したように音響負荷インピーダンスｚ_ｗを電気的なインピーダンスとして表したものである。また、＊は共役複素数を表す。

ダイアフラム１２の機械共振周波数が約８ＭＨｚの静電型トランスデューサを有限要素法による計算などによって検討し、直列インダクターが接続されていない従来方式の超音波探触子プローブについて、図２の各等価回路定数を求めた結果、図３に示す電気的等価回路定数が得られた。図３の値をもとに、上式の散乱パラメータＳを周波数に対して示した特性図を図４に示す。なお、図４では受信インピーダンスＲ_ｉｎが音響負荷インピーダンスＺ_ｗの実部と等しいと仮定している。

図４から明らかなように、容量Ｃ＝６６ｐＦの場合、散乱パラメータＳの値は非常に大きく、共振周波数付近においても９０％程度（入射波０ｄＢとして反射波約−１ｄＢ）の反射波が存在する。これはコンデンサ３１の容量Ｃのインピーダンスが、音響負荷インピーダンスに対して大きいためである。図４には、模擬的に容量Ｃが６６ｐＦよりも小さくなった場合の結果も合わせて示してあるが、容量Ｃは相当に小さくしないと効果がなく、また、容量Ｃが０になったとしても、ダイアフラム１２の機械インピーダンスｚ_ｍのリアクタンス成分を打ち消すことができないため、狭帯域な効果に留まってしまうことがわかる。

一方、音響負荷インピーダンスとトランスデューサの音響整合を取るために、ＰＺＴを用いた探触子においては一般的に整合層が用いられる。しかし、整合層の材質と厚さによって決まってしまう特定周波数で効果はあるものの、広い帯域に対しては、上記特定周波数付近での位相直線性を乱す原因となり、パルス特性を劣化させてしまう。すなわち、通常、尾引きのあるパルス特性となって、画像のかぶりなどの原因となることが多い。

以上のように、静電型トランスデューサを含む超音波探触子プローブにおいては、その電気音響変換効率の低さのため、大きな多重反射が存在し、従来、静電型トランスデューサ特有の広帯域で尾引きのないパルス特性を維持しつつ、多重反射を低減することが困難であった。

本発明の一実施例になる超音波探触子プローブは、上述の問題に鑑み、静電型トランスデューサの特徴である尾引きの少ないパルス特性を維持しつつ、多重反射を低減させるために、音響レンズによる多重反射の低減と、直列インダクターの挿入による感度向上を特定の条件で組み合わせたものである。

図５は、直列インダクターが接続されていない音響レンズによる多重反射低減の概要図である。静電型トランスデューサ１０から放射された音波は、音響レンズ１７を通過して、図示しない生体などの音響負荷に伝搬される。音響負荷内のあるターゲットで反射された第１反射エコー５１は、音響レンズ１７を通過して、静電型トランスデューサ１０で受信される。ここで、図４を用いて説明したように、第１反射エコーのうち、静電型トランスデューサで第１受信エコー５２として電気エネルギーに変換される分は、上述のように中心周波数でも１０％程度である。より具体的には、パルスの振幅比が問題となるので、図３に示す電気的等価回路定数を有する静電型トランスデューサ１０に、中心周波数８ＭＨｚ、波数２波、ハニング重みの第１反射エコー５１が到来したとして、第１反射エコー５１に対する第１受信エコー５２の振幅比率を計算すると、
（第１受信エコー５２の振幅）／（第１反射エコー５１の振幅）＝０．５５
が得られる。

即ち、第１反射エコーの振幅を０ｄＢとすると、−７ｄＢの振幅を有するパルス成分が反射されて音響レンズ１７を通過し、前記図示しない音響負荷に再放射される。再放射されたパルスは、さらに、前記音響負荷内のあるターゲットで反射され、その多重反射エコー５３は、音響レンズ１７を通過して、静電型トランスデューサで、やはり多重反射エコー５３の振幅の０．５５倍程度の振幅となった多重反射受信エコー５４として受信される。

これを数式で表せば、第１受信エコー５２に対する多重反射受信エコー５４の振幅の比率は、音響レンズ１７及び前記図示しない音響負荷での片道の減衰率を、それぞれα’及びβ’とすると、式（３）と表せる。
（多重反射受信エコー５４の振幅）／（第１受信エコー５２の振幅）＝０．４５α’^２β’^２ （３）
一般に、生体の吸収係数は、０．７〜１ｄＢ／ｃｍ／ＭＨｚと表せ、超音波診断で通常使われる使用周波数帯域内（１ＭＨｚ〜１５ＭＨｚ程度）においては、１ｃｍの距離に完全反射体があったとして、最高３０ｄＢ程度の減衰が生じることになる。また、パルスの尾引きがメインパルスの大きさに対して、−２０ｄＢ程度より大きいと、画像にした際のかぶりが目立ち始めることが多い。これらのことから、音響レンズ１７での減衰のみで−２０ｄＢ程度の減衰が得られれば、多重反射によるアーチファクトが画質に影響を及ぼさないほどに抑制されると考えられる。すなわち、式（４）となればよい。
２０Ｌｏｇ_１０（０．４５α’^２）＜−２０ （４）
したがって、音響レンズ１７の吸収係数をα［ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ］、最大のレンズ厚をｄ［ｍｍ］としたときに、静電型トランスデューサの中心周波数をｆ_ｃ［ＭＨｚ］とすると、音響レンズ１７での片道の減衰率α’のデシベル換算値２０Ｌｏｇ_１０（α’）は、−αｄｆ_ｃと一致する。ここで、上述した多重反射によるアーチファクトを抑制する条件式（４）を、式（５）のように、
２０Ｌｏｇ_１０（０．４５）＋２×２０Ｌｏｇ１０（α’）＜−２０ （５）
変形し、この式に２０Ｌｏｇ_１０（α’）＝−αｄｆ_ｃを代入すると式（６）となり、
２０Ｌｏｇ_１０（０．４５）−２αｄｆ_ｃ＜−２０ （６）
これを整理すると、式（７）となる。
６．５／ｆ_ｃ＜αｄ （７）
したがって、式（７）を満たすようにすることによって、音響レンズ１７により多重反射を抑制することができる。

上述のような音響レンズの厚さによる多重反射低減は、多重反射受信エコー５４と第１受信エコー５２の音波伝搬路での音響レンズ通過回数が異なることによるものであるが、画像化のために必要な第１受信エコーも音響レンズ１７を厚くすることによって減衰の影響を受けてしまい、感度低下の問題が生じる。

そこで、本実施例の超音波探触子プローブでは、図２の等価回路に示したように、直列インダクター４３（インダクタンス値Ｌ）を挿入することによって、コンデンサ３１の容量Ｃをキャンセルし、感度を向上させる。しかし、図４で説明したように、容量Ｃを完全にキャンセルしても、広帯域な信号が得られない。そこで本実施例の超音波探触子プローブでは、静電型トランスデューサの比帯域に対して、高周波側の上限周波数付近で直列インダクター２１による整合をとる。

ここで、抵抗ＲとインダクターＬとコンデンサＣの直列回路のインピーダンスＺは式（８）と書ける。

Ｚ＝Ｒ＋ｊωＬ＋（１／ｊωＣ）＝Ｒ＋ｊ（ωＬ−（１／ωＣ）） （８）
なお、ω（＝２πｆ）は角周波数である。

図３に用いた回路定数では、センサとしてインピーダンスが非常に高く、受信回路側との電気整合がとりにくい状態なので、感度を向上させるために、上式で、Ｚの絶対値を小さくすることを考える。Ｚの絶対値を最小にするには、虚数部分を０にすればよく、その条件は、ω＝１／√（ＬＣ）、すなわち。直列共振の条件である。このように、直列インダクター４３を挿入することで、コンデンサＣの容量をキャンセルできる。なお、この場合のＣは実際にはＢＢ’端から見た探触子側のインピーダンスの容量であるが、実用上、コンデンサ３１の影響が大きい。コンデンサ３１の容量が大きいとコンデンサ３１のインピーダンスが小さくなり、電流がそちらに大きく流れてしまい、受信回路側で受信感度が得られない。このような場合には、このコンデンサ３１のキャンセルを行うだけでも効果がある。一方、直列インダクター４３の挿入によって得られるインピーダンスＺの低下は、上記、直列共振の条件で最大となり、直列共振周波数での改善効果は顕著に現れるものの、他の周波数での改善効果はそれほど得られない。このため、直列共振周波数がセンサの周波数帯域内にあると、結果として、狭帯域化してしまう。そこで本発明では、以下に述べるように、角振動数ωを変える（共振からずらす）ことで、広帯域に受信感度の改善効果を得る。

静電型トランスデューサの周波数帯域は広く、比帯域１００％程度のものも製作が可能であり、このような広帯域な周波数特性は振幅特性のみならず、位相直線性の良い、すなわち群遅延特性が平坦な長所も有している。図１において、静電型トランスデューサ１０の中心周波数をｆ_ｃとすると、比帯域１００％の場合、帯域幅の上限周波数は１．５ｆ_ｃとなる。この周波数で直列インダクター２１により容量Ｃをキャンセルする条件は、直列インダクター２１のインダクタンス値をＬとして、ＬＣの直列共振条件の式（９）で表され、これを変形すると、式（１０）となる。
１．５ｆ_ｃ＝１／（２π（ＬＣ）^０．５） （９）
Ｌ＝１／（（３πｆ_ｃ）^２×Ｃ） （１０）
１．５ｆ_ｃ以下の周波数でＬＣ共振となるような条件では、静電型トランスデューサの周波数帯域内に、このＬＣ共振が表れて、平坦な群遅延特性を乱す恐れがあるため、ＬＣの共振周波数は１．５ｆ_ｃより大きくしたほうがよい。すなわち、直列インダクター２１のインダクタンス値はＬを、式（１１）の条件にすればよい。
Ｌ＜１／（（３πｆ_ｃ）^２×Ｃ） （１１）
但し、上式において、中心周波数ｆ_ｃ及び容量Ｃの次元は、それぞれ［ＭＨｚ］及び［ｐＦ］である。

なお、上述のように、直列インダクター２１により容量Ｃのキャンセルを行うことで、周波数１．５ｆ_ｃ付近での位相直線性が劣化し、また振幅特性に対してはピーキングを起こして、パルス特性に尾引きを発生させる原因になる。しかし、音響レンズ１７の減衰によって、高周波数側の成分は高い減衰効果を受けるため、比帯域は多少狭くなるものの、群遅延特性が平坦なパルス特性を維持しつつ、感度を改善することができる。

なお、ＰＺＴなどの圧電セラミックを用いた超音波探触子プローブでは、多層の整合層によって、帯域幅を広げる工夫をしており、比帯域１００％以上で群遅延特性が平坦なものを製作することは困難である。

また、音響レンズ１７の材料としては、生体などの音響負荷に対しては、音響レンズ１７と音響負荷との境界での反射が生じないように、固有音響インピーダンスが音響レンズ１７と生体などの音響負荷とで一致していることが望ましい。例えば、シリコンゴムは音速が９００〜１０００ｍ／ｓ程度であり、生体の音速に対して２／３程度の音速であって、さらに、密度が生体のそれの１．３〜１．４倍程度であるので、固有音響インピーダンスが生体とほぼ等しく、適当な材料である。

以下、本実施例による超音波探触子プローブの実験結果について述べ、本発明の効果について説明する。

図６に本発明の実施例によらない超音波探触子プローブ、図７に本発明の実施例を適用した超音波探触子プローブの、パルス特性図及び周波数特性図をそれぞれ示す。ここでパルス特性図は、得られた受信信号をヒルベルト変換し、その絶対値を表したものであり、パルスの包絡線を表す。

なお、図６、図７の（ａ）、（ｂ）は、同じ特性を別の表現にしたものであり、各図の（ａ）のパルス特性は、探触子のインパルス応答、（ｂ）の周波数特性は、（ａ）のパルス特性を周波数空間で表したものである。共振周波数は、図２の機械インピーダンス３２が直列共振になる周波数である。

図６に示した本実施例によらない超音波探触子プローブは、短軸幅が７．９ｍｍで、音軸上の距離が３５ｍｍのところで短軸フォーカスされるように設計されたシリコンゴム製の音響レンズが取り付けられており、その最大厚さｄは０．６５ｍｍとなっている。このシリコンゴムの吸収係数αは０．７〜１ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ程度、静電型トランスデューサ単体の共振周波数及び中心周波数ｆ_ｃは９ＭＨｚ程度であり、したがって、６．５／ｆ_ｃ＞αｄとなって、この超音波探触子プローブは明らかに式（７）で示した本実施例の範囲外の構成となっている。図６を見れば明らかなように、０．６５ｍｍのシリコンゴム製音響レンズを取り付けたときの中心周波数は約８ＭＨｚ付近にある。すなわち、音響レンズ１７が付くと、実際に送受信される音波はレンズを通過する際に減衰を受ける。この減衰は周波数が高いほど大きく、周波数特性のパワースペクトルで見ると、高域側がより顕著に影響を受けることになり、静電型トランスデューサ単体の中心周波数が９ＭＨｚにあったとしても、音響レンズを含めたプローブとしての中心周波数は若干下がり、図６の例の場合、中心周波数約８ＭＨｚになっている。音響レンズ１７の厚さをさらに厚くすれば、プローブとしての中心周波数は下がり、それを薄くすれば、トランスデューサ単体の中心周波数に近づく。図７の例は、図６の例よりもさらに音響レンズ厚が厚いため、中心周波数は７ＭＨｚ程度になっている。

短軸フォーカス位置にアルミニウム製ブロックを設置し、水中での送受ゲイン及び多重反射レベルを計測した結果を図８に示す。図８より、本実施例の構成によらない超音波探触子プローブ（図６の例）は、第１受信エコーの振幅に対する多重反射信号の振幅レベルが−１６．３ｄＢであり、画像化する場合にはアーチファクトの原因となる可能性が高い。

これに対して、本実施例の構成を適用すると、音響レンズ材料であるシリコンゴムの吸収係数が０．７〜１ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ程度、静電型トランスデューサ単体の中心周波数が９ＭＨｚ程度にあることから、６．５／ｆ_ｃ＜αｄの条件より、音響レンズの最大厚さを少なくとも０．７３ｍｍ程度以上、望ましくは１．１ｍｍ程度より大きくすればよい。ここで程度とは製造誤差の程度を指すものとする。

一方、音響レンズの厚さを増加することによって、音響レンズ減衰に伴う送受ゲインの低下が問題となる。そこで、本実施例により、静電型トランスデューサに直列に接続する直列インダクターのインダクタンス値を求めると、次式（１２）のようになる。

Ｌ＜１／（（３πｆ_ｃ）^２×Ｃ）＝２．１μＨ （１２）
但し、上式において、中心周波数ｆ_ｃの次元は［ＭＨｚ］で、容量Ｃの次元は［ｐＦ］であり、ｆ_ｃ＝９ＭＨｚ、Ｃ＝６６ｐＦとした。

以上の結果から、音響レンズの材質をシリコンゴム、厚さを１．２ｍｍ（但し、短軸フォーカス位置は２５ｍｍ）とし、また、一般的に市販されているインダクターは１．０μＨ、１．２μＨ、１．５μＨ、１．８μＨ、２．２μＨといったラインアップになっているので、静電型トランスデューサに接続する直列インダクターのインダクタンス値は、２．１μＨより小さく最大の１．８μＨとして、上述と同様の方法でパルス特性及び周波数特性を計測した。

計測結果を図７に示す。また、送受ゲインと多重反射レベルの計測値を図８に、本実施例によらない超音波探触子プローブ（図６の例）の結果と併記して示す。

図８から、本実施例による超音波探触子プローブは、送受ゲインを落とさずに多重反射レベルが−２０ｄＢ以下に抑えられている。

また、図７から、比帯域は若干狭くなるものの、インダクタンス挿入による位相直線性の劣化を防ぎ、平坦な群遅延特性を保持しているため、尾引きの少ない良好なパルス特性が得られていることがわかる。すなわち、図７と図６の比較から明らかな通り、音響レンズの厚さを厚くすることによって、高周波側の帯域が削れるため、帯域幅は若干狭くなる。帯域幅が狭くなると、一般にパルス幅が広くなり、距離分解能が悪くなる。一方、インダクタンス２１を挿入すると、１周波数の電気整合になるので、整合が取れる（直列共振になる）周波数ではゲインが高くなり、結果として狭帯域になり、また、位相直線性も失われる。位相直線性が失われるとパルスの形が変化し、結果として入射パルスがインパルスであったとしても、受信される波形には尾引きが発生することになり、距離分解能が悪くなったり、虚像が発生する原因となったりする。しかし、本実施例よれば、インダクタンス挿入による位相直線性の劣化を防ぎ、平坦な群遅延特性を保持できるため、さほど画質には影響しない。

以上に実施形態として示したように、本発明の超音波探触子プローブは、かぶりや多重反射によるアーチファクトの少ない高画質な画像が取得できる。

また、本来の画像データとなるべきメインの受信エコー強度に対して、多重反射による受信エコー強度が、音響レンズの減衰によって抑制し、多重反射によるアーチファクトを抑制した高画質な超音波画像を得ることができる。

また、超音波探触子プローブ内に設けられた静電型トランスデューサの周波数帯域の上限周波数付近で整合されるように直列インダクタンスが挿入して、高分解能名画質を得るための尾引きの少ないパルス特性を維持しつつ、上記音響レンズの減衰によるメインの受信エコーの感度を向上させることができる。

なお、インダクタンスの条件を中心周波数から、帯域幅に拡張しても良い。

前記音響レンズは、前記音響レンズの吸収係数をα［ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ］、前記音響レンズの最大厚さをｄ［ｍｍ］、前記静電型トランスデューサの中心周波数をｆ_ｃ［ＭＨｚ］および、静電型トランスデューサの境界面での反射をＲとして、１０Ｌｏｇ_１０（Ｒ＋１）／ｆ_ｃ＜αｄの条件を満たす材質及び厚さで形成されている。また前記のとおり、静電型トランスデューサ単体のＦＢＷはほぼ１００％になっている。比帯域１００％として、「帯域幅の上限周波数は１．５ｆ_ｃ」としている。ＦＢＷ＝１００％、δ＝０．５とすると、式（１２）のＬ＜１／（（３πｆ_ｃ）^２×Ｃ）は、次式（１３）のように書き換えることができる。

すなわち、前記直列インダクターは、前記静電型トランスデューサの１チャンネル当たりのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、前記静電型トランスデューサの１チャンネル当たりの静電容量をＣ［ｐＦ］、前記静電型トランスデューサの中心周波数をｆ_ｃ［ＭＨｚ］、比帯域をＦＢＷおよび、δをストレキャパシタＣ‘と直列インダクタ２１のＬＣ共振周波数ω_ＬＣを決める係数として、式（１３）の条件を満たすインダクタンス値を有するように構成される。
Ｌ＝１／（（２π（１＋δＦＢＷ）ｆ_ｃ）^２×Ｃ‘） （１３）
なお、ストレキャパシタＣ‘は、コンデンサ３１のセンサとして実効的なＣデバイス自身の容量Ｃに、配線による寄生容量なども含めた容量である。

δは０．３〜１．０の値をとるが、特にδ≧０．５のときにパルス特性改善効果が大きい。δ＜０．５になると感度域内に共振周波数が含まれるようになり、位相直線性が失われ、パルス特性がしだいに劣化する。一方、δが大きくなりすぎると感度域から大きく外れたところで共振条件を満たすようになるため、インダクタンスによる感度改善効果は徐々に失われる。

本発明の超音波探触子プローブの一実施例を示した構成図。 静電型トランスデューサの１チャンネルに相当する受信時の電気的等価回路図。 静電型トランスデューサの電気的等価回路定数の一覧表。 散乱パラメータＳを周波数に対して示した特性図。 音響レンズによる多重反射低減の概要図。 本発明によらない超音波探触子プローブのパルス特性図及び周波数特性図。 本発明による超音波探触子プローブのパルス特性図及び周波数特性図。 送受ゲイン及び多重反射レベルの比較表。

符号の説明

１０…静電型トランスデューサ
１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ…ダイアフラム構造
１１…シリコン基板
１２…ダイアフラム
１３…下層電極
１４…上層電極
１５…空乏層
１６…リブ
１７…音響レンズ
２０…ＤＣ電源
２１…直列インダクター
２２…探触子ケーブル
２３…送受分離回路
２４…ＡＣ電源
２５…受信回路
３０…静電型トランスデューサ電気的等価回路部
３１…コンデンサ
３２…ダイアフラムの機械インピーダンス
４０…音響負荷インピーダンス
４１…到来音波による起振力
４２…受信インピーダンス
５１…第１反射エコー
５２…第１受信エコー
５３…多重反射エコー
５４…多重反射受信エコー。

Claims (10)

1. 基板上に設けられた少なくとも１つのチャンネルを備える静電型トランスデューサと、
   前記静電型トランスデューサの一の面上に設けられた音響レンズと、
   前記静電型トランスデューサの前記各チャンネルに直列に接続される直列インダクターとを有し、
   前記音響レンズは、前記音響レンズの吸収係数をα［ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ］、前記音響レンズの最大厚さをｄ［ｍｍ］、前記静電型トランスデューサの共振周波数をｆｃ［ＭＨｚ］とするときに、６．５／ｆｃ＜αｄの関係を満たし、
   前記直列インダクターのインダクタンス値は、前記静電型トランスデューサの１のチャンネル当たりのインダクタンス値を、前記静電型トランスデューサの１チャンネル当たりの静電容量と前記静電型トランスデューサの中心周波数に基づき規定することを特徴とする超音波探触子。
2. 前記直列インダクターのインダクタンス値は、前記静電型トランスデューサの１のチャンネル当たりのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、前記静電型トランスデューサの１チャンネル当たりの静電容量をＣ［ｐＦ］とするときに、Ｌ＜１／（（３πｆｃ） ^２ ×Ｃ）の関係を満たすことを特徴とする請求項１に記載の超音波探触子。
3. 基板上に設けられた少なくとも１つのチャンネルを備える静電型トランスデューサと、
   前記静電型トランスデューサの一の面上に設けられた音響レンズと、
   前記静電型トランスデューサの前記各チャンネルに直列に接続される直列インダクターとを有し、
   前記音響レンズは、前記音響レンズの吸収係数及び前記音響レンズの最大厚さを前記静電型トランスデューサの共振周波数に基づき形成するとともに、
   前記直列インダクターのインダクタンス値は、前記静電型トランスデューサの１のチャンネル当たりのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、前記静電型トランスデューサの１チャンネル当たりの静電容量をＣ［ｐＦ］、前記静電型トランスデューサの中心周波数をｆｃ［ＭＨｚ］とするときに、Ｌ＜１／（（３πｆｃ）^２×Ｃ）の関係を満たすことを特徴とする超音波探触子。
4. 前記基板上に設けられた複数の静電型トランスデューサアレイのチャンネルを備え、
   前記各直列インダクターは、前記各静電型トランスデューサアレイのチャンネルと夫々直列接続されることを特徴とする請求項１又は３に記載の超音波探触子。
5. 超音波信号を引き出すケーブルをさらに有し、前記直列インダクターは一方の端子が前記静電型トランスデューサのチャンネルと接続され、他方の端子が前記ケーブルと接続されることを特徴とする請求項１又は３に記載の超音波探触子。
6. 前記音響レンズの材質はシリコンゴムであることを特徴とする請求項１又は３に記載の超音波探触子。
7. 前記音響レンズの吸収係数は、０．７ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ以上、１ｄＢ／ｍｍ／ＭＨｚ以下程度であることを特徴とする請求項１又は３に記載の超音波探触子。
8. 前記音響レンズの最大厚さは０．７３ｍｍ以上であることを特徴とする請求項１又は３に記載の超音波探触子。
9. 基板上に設けられた複数のチャンネルを備える静電型トランスデューサと、
   前記静電型トランスデューサの一の面上に設けられた音響レンズと、前記静電型トランスデューサに接続されるインダクターとを備える超音波探触子と、
   前記超音波探触子に交流電圧を印加する交流電源と、
   前記超音波探触子の受信信号を処理する受信回路とを有し、
   前記超音波探触子は、請求項１又は３に記載の超音波探触子であることを特徴とする超音波撮影装置。
10. 送受分離回路と、制御部とをさらに有し、前記制御部は、超音波送信のときには前記送受分離回路を前記交流電源と前記インダクターとに連結し、超音波受信のときには前記送受分離回路を前記受信回路と前記インダクターとに連結するように制御することを特徴とする請求項９に記載の超音波撮影装置。

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