JP5202087B2 - 信号検出装置および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、電磁雑音を識別する信号検出装置および無線通信装置に関する。

無線通信が民生用途に多数用いられるようになり、また、動画・高精細画像が無線通信を用いて一般的に送受信されるようになって、無線通信に要求されるトラフィックが飛躍的に増大している。一方で、無線通信では有限な周波数資源を利用するために、その資源の枯渇問題が深刻化している。これを解決する方法はいくつか提案されているが、そのうちの１つがコグニティブ無線とよばれる方式である。

一般にコグニティブ無線と呼ばれる方式には大別して２方式あり、１つは複数の既存の無線通信インターフェースを有し、それらにトラフィックを振り分けるマルチモード型、もう１つは１つの無線通信インターフェースを有し、周囲の電波利用状況を検出して、空き周波数を利用する空き周波数検出型である。以下、コグニティブ無線とは、空き周波数検出型のコグニティブ無線を指し、コグニティブ端末とは、コグニティブ無線を用いて通信を行う端末を指す。空き周波数検出型のコグニティブ無線は将来技術であり、現状では、多数の解決すべき課題が残されている。

その中の一つに、ＰＣなどが放出する電磁雑音（以下、ＰＣ雑音と称する。）の問題がある。コグニティブ端末はＰＣのスロットに差し込まれて、またはＰＣに内蔵されて利用される場合が想定される。コグニティブ無線では、自端末のキャリアセンス結果に基づいて空き周波数を識別する。ＰＣはＣＰＵやバス等々に多数のデジタル処理部を有し、それらのデジタル信号、特にクロックが、非常に大きな電磁雑音を放出する。また、これらのデジタル信号は、クロック周波数成分やそれ以下の周波数成分のみでなく、鋭い立ち上がり／立ち下りの波形によって発生する高調波を放出する。数１００ＭＨｚ程度のクロック周波数に対して、数ＧＨｚまで高調波が観測される場合もあり（例えば、非特許文献１参照）、放出される高調波の次数としては数１０次に及ぶ。コグニティブ端末が非常に高感度に周囲の電波利用状況を検出できる機能を有している場合、これらのＰＣ雑音を検出して、その周波数が利用中であると認識する可能性がある。

上述したＰＣ雑音は、情報に意味が無い電磁雑音であり、当然、これを受信する受信者もいない。したがって、その周波数は、ＰＣ雑音が飛んでいても、利用されているとはいえない。また、ＰＣ雑音はその周波数に対して法的に占有を許可されているわけではなく、その周波数に対して優先権を持たない。コグニティブ端末は、周囲で電波を検出した周波数は利用しないが、それは本来、その周波数に対して利用優先権を有する（プライマリ）システムの権利を保護するためである。したがって、コグニティブ端末がその周波数で電波を観測したとしても、それがＰＣ雑音である場合、その周波数の利用を中止する必要はない。しかし、大抵のキャリアセンス機能は、単純にその周波数のパワーの有無を検出するものである。また、コグニティブ端末が民生用無線端末である場合、利用可能な周波数を検出するための処理量を増加させることは難しい。たとえば、利用する可能性がある全ての周波数のプライマリシステムの仕様を知っており、電波を受信してプロトコルまで解析して、その電波がプライマリであるかどうかまで識別するような処理は難しい。

一方で、ＰＣ雑音は、特に５ＧＨｚ程度までの、無線に利用しやすいマイクロ波で多数観測されており、その周波数を避けてしまうと、コグニティブ端末が利用できる周波数が減ってしまう。

無線端末では、自端末のデジタル部のクロックが無線信号受信に影響を与えることは公知であり、無線周波数にクロックの高調波が掛からないように、利用する無線周波数に合わせてクロック周波数を制御する技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−２５３７８０公報 電子情報通信学会 ２００７年ソサイエティ大会Ｂ−１７−２８

しかしながら、コグニティブ端末は、特許文献１に開示される無線端末とは異なり、ＰＣスロットに差し込まれて用いられたり、ＰＣに付属機能として内蔵されて用いられたりする。このように無線モジュールとして利用されるコグニティブ端末が、PC本体のクロックを制御することは事実上困難である。

そこで、本発明はこのような課題を解決するためになされたものであり、ＰＣ雑音を簡単な構成で識別する機能を有する信号検出装置および無線通信装置を提供するものである。

上記目的を達成するために、本発明の信号検出装置は、入力信号に含まれる周波数上の周期的ピークから、第１及び第２のピークを抽出するフィルタ手段と、前記第１のピークの波形と前記第２のピークの波形について、所定の２種類以上の相関計算を行う相関検出手段と、相関計算結果をそれぞれ所定の閾値と比較することにより、第１のピークの波形変動と第２のピークの波形変動の比率が、おおよそｍ対ｍ＋ａ（ｍは、前記第１のピークの無線周波数を前記周波数上の周期的ピークが示す周期で割った値。ｍ＋ａは、前記第２のピークの無線周波数を前記周期で割った値）とみなせる場合に、前記第１のピークと前記第２のピークは発生源が同一であると判定する相関判定手段と、を有することを特徴とする。

また、本発明の信号検出装置は、入力信号に含まれる周波数上の周期的ピークから、少なくとも３つを抽出するフィルタ手段と、前記抽出されたピークのうち、組み合わせの異なる２つのピークの組についてそれぞれ１種類以上の相関計算を行い、前記相関計算の結果をそれぞれ所定の閾値と比較することにより、前記閾値を上回った組に含まれる前記ピークについては、発生源が同一であると判定する相関判定手段と、を有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、上述した信号検出装置と、前記信号検出装置の出力を受けて、発生源が同一であると判定された複数のピークが電磁雑音であると判定する電磁雑音判定手段と、前記電磁雑音判定手段によって、電磁雑音であると判定された周波数を利用可な周波数として認識する周波数選択手段を有することを特徴とする。

本発明によると、構成が簡易なＰＣ雑音検出機能を有する信号検出装置および無線通信装置を提供することができる。

（第１の実施の形態）
以下に、図面を用いて、本発明の第１の実施の形態を説明する。なお、図面では、本発明に本質的に関連する部分のみを示し、増幅器、電源等々、実際には必要でも、発明の動作に関連しない部分は省略している。

図１は本発明の代表的な実施の形態である。本実施の形態の信号検出装置１は、入力信号から周期性を検出する周期性検出部３、周期性検出部３の指示に従い、入力信号から２つ以上のピークを抽出するフィルタ４、それぞれ異なる相関計算によって、２つのピークの相関値を算出する相関計算部（１）７、相関計算部（２）８と、各相関計算部７，８が算出した相関値を閾値判定することで、２つのピークが相関を有するかどうかどうかを判定する判定部９と、を有している。

周期性検出部３では、入力信号のスペクトル内に周期性を示すピークがあるかどうかを検出し、周期性を示していると推定されたピークの周波数がフィルタ４に通知される。フィルタ４では、その中から２つのピーク、望ましくは隣接する２つのピークに相当する信号を入力信号からフィルタして出力する。これら２つのピークは、それぞれ、相関計算部（１）７、相関計算部（２）８に入力される。

それぞれの相関計算部では、２つのピークの変動について、異なる相関値の計算が行われ、その結果が判定部９に入力される。具体的な相関値の計算方法については後述する。

判定部９では、計算された相関値がそれぞれ予め定められた閾値を上回るかどうか判定され、２つの相関値が２つとも閾値を上回る場合は、計算の対象となった２つのピークは十分な相関を有しており、同一の発生源から発生したと判定する。

具体的には、第１のピークの波形変動と第２のピークの波形変動の比率が、おおよそｍ対ｍ＋ａ（ｍは、前記第１のピークの無線周波数を前記周波数上の周期的ピークが示す周期で割った値。ｍ＋ａは、前記第２のピークの無線周波数を前記周期で割った値。ｍおよびａは整数）とみなせる場合に、前記第１のピークと前記第２のピークは発生源が同一であると判定する。その結果は次段に渡される。

（信号検出装置１の動作原理）
次に、図２を用いてこのような構成によって、本実施の形態の効果が得られる原理について説明する。本発明は、ＰＣのクロック等による電磁雑音を識別することを目的としている。図２はＰＣから放射されたＰＣクロックとその高調波がコグニティブ端末の近傍に届いたときのスペクトルの様子を模式的に示している。

ＰＣクロックは、そのクロック周波数であるΔｆで強いパワーを持っている。一般にＰＣクロックは正弦波より矩形波に近い波形であり、高調波が多数発生する。大雑把にはΔｆに近い周波数ではパワーが大きく、次数が大きくなるとパワーは小さくなっていく。クロック波形はおおよそ上下対称であるため、偶数次高調波は小さく、奇数次高調波は大きいが、次数が数１０次の高調波では、偶奇はあまり関係なく、それぞれが、小さいパワーを持っている。図２においてコグニティブ端末利用バンドと示された帯域がコグニティブ端末が利用する、すなわち、コグニティブ端末がキャリアセンスを行う帯域である。この中にもＰＣクロックの高調波が存在している。

図２では８つの高調波、ｍ次からｍ＋７次の高調波が存在している。ＰＣクロックのスペクトルは通常完全な線スペクトルではない。ＣＰＵのクロックは、電磁雑音を小さくするため、故意に周波数変調（ＦＭ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を掛けていることがある。また、そのようなことをあまりしないボードのバスのクロックであっても、ジッタや微小な振幅揺らぎがあって、詳細にスペクトルを見た場合、スペクトルはある程度の幅（線幅）を持っている。

なお、本実施の形態で行う信号検出の方法はＦＭを掛けているようなクロックにも適用可能であるが、以下では、説明を簡単にするため、クロック周波数は、ＦＭが掛かっておらず一定であるとする。

図２では、基本波成分Ｃ１は、例えば半値全幅でΔＬの線幅を持っている。この成分は次式のように表すことが出来る。

下付きの添え字は高調波の次数を示しており、「１」は基本波である。なお、ω＝２πΔｆである。ｍ次の高調波は、

のように表され、その線幅はおおよそｍΔＬに近くなる。式（１），（２）において、χはＰＣから放射されるときの高調波の大きさであり、高調波の次数によって異なる値であるが、時間的な変動は無いか、あっても小さい。したがってχによってスペクトルが広がることはない。

また、ｂ（ｔ）はＰＣクロックや高調波がコグニティブ端末まで伝播することによって受ける振幅や位相のフェージング変動を示している。ｂ（ｔ）は複素数であり、位相にも影響を与える。次数というよりは、その周波数に依存して、時間的な変動を受けるが、一般にフェージング変動はＰＣクロックのジッタより十分にゆっくりであるため、線幅に対しては大きな影響は与えない。また、次数そのものに依存する項ではない。

Ａ（ｔ）はＰＣクロックが元々持っている振幅の変動であり、次数に依存した大きさはχとして別係数で出しているため、次数の累乗で示すことができる。式（１），（２）では、線幅を構成する成分を振幅と位相に分離したため、Ａ（ｔ）は実数であり振幅のみに影響を与える。

φ（ｔ）はＰＣクロックのジッタ成分を示しており、これは高調波の次数に単純に比例する項である。高調波の次数に対応して、位相のオフセットが掛かるがこれはθで示しており、時間的な変動は無く、したがって、線幅には影響を与えない。

以上、高調波ごとに独立な項と、基本波の値が高調波の次数で累乗されている項とに分類できることがわかる。高調波ごとに独立な項、例えばχやｂ（ｔ）などは、ＰＣ側がどのような電波を放出したかがわからなければ知ることは出来ない。一方で、次数に対応して累乗されるような項、Ａ（ｔ）やｅｘｐ（ｊφ（ｔ）)は、高調波同士の比較によって、受信端のみで知ることが可能である。すなわち、同じＰＣクロックの高調波であって次数が異なるものであるかどうか知ることが可能である。

同様の表記でｍ＋１次の高調波を表現すると下記のようになる。

（相関計算１）
本実施の形態では、ｍとｍ＋ａ次（望ましくはａ＝１)の高調波を抜き出し、その位相について２種類以上の相関計算を行う。例えばＣ_ｍとＣ_ｍ＋１についての相関は下記の式で求められる。

τは積分期間である。相関を有効に求めるτの範囲が存在するが、詳しくは後述する。

例えばΔｆが１００ＭＨｚであり、コグニティブ端末利用バンドが数ＧＨｚの周波数にある場合、ｍは数１０といった数になる。式（２）と式（３）はｍが数１０と大きい場合、非常によく似通った波形変動となり、Ｃ_ｍ(ｔ)とＣ_ｍ＋1(ｔ)の相関を取ると絶対値が「１」に近づく。そこで本実施の形態では、これらの相関を取ることによって、これらが同一のＰＣクロックの高調波であるかどうかを判定する。

ただし、ＰＣクロックは、無線通信用ローカル発振器ほどのクロック精度はなく、ジッタが非常に大きい場合が一般的ではあるが、必ずしもジッタが非常に大きい訳ではなく、たまたまジッタが小さい場合もある。このように、全てのＰＣクロックがある程度以上の大きさのジッタを持つことは、必ずしも保証されるわけではない。

さらに、全く発生源の異なる２つの信号が、偶然どちらも非常に細い線幅の正弦波であるような可能性もある。これらのような場合、２つのピークがどちらも位相や振幅の揺らぎが非常に少なく純粋な正弦波に近いために、同一のＰＣクロックの高調波でなくとも相関が「１」に近づいてしまう場合がある。

このような事態を避けるために、本実施の形態では、相関は１種類のみではなく、２種類以上計算する。２つめの相関計算は、式（１）、（２）で示されるようなＰＣ雑音の性質に基づいて、他方の相関計算とは異なる演算によって、特性を確かめるようなものである。このようにすることによって、偶然、線幅の小さい２つの正弦波を同一ＰＣクロックの高調波と見誤ることなく、ＰＣ雑音を識別することが可能となる。

なお、上記式（１）乃至式（３）にはキャリア成分ｊωｔに関連する項が含まれる。この項は非常に速い変化を示す項であるが、これはキャリアの中心周波数を示すのみであって情報を含まない。相関の計算時にはこの項があることによって変化分の相関計算が難しくなる。したがって、相関計算時は、各ピークをベースバンドに変換し、キャリア成分に関する項を除去してから行う。

相関の計算はいくつかのパラメータについて可能である。位相変動と振幅変動の全てを含む波形全体、振幅、振幅をパワーや包絡線に変換したもの、位相（ｅｘｐの肩に乗った形、または、ラジアンの次元）、等々、位相・振幅の種々の組み合わせ・変形について可能である。

（無線送受信機の構成）
図１に示す信号検出装置１はコグニティブ無線送受信機内で用いられる。ここでは、図３を用いて、図１に示す信号検出装置１をコグニティブ無線送受信機に適用した場合について説明する。

図３に、本実施の形態にかかるコグニティブ無線送受信機の構成の概要を示す。コグニティブ無線送受信機である無線通信装置１１では、受信アンテナ１２で受信された信号が無線信号受信部１３に入力される。無線受信部１３は、無線信号変換部１４と復調部１５を有している。無線信号受信部１３では、まず、無線信号変換部１４で無線信号周波数の信号が直流近辺に変換され、デジタル化されて出力される。

無線信号変換部１４の一例を図４に示す。受信アンテナ１２からの無線信号がＲＦ部２５に入力される。これは、主としてアナログ回路で構成されるＲＦ部２５で適宜増幅やレベル調整、フィルタリングが行われ、ダウンコンバータ２６で直流近傍にダウンコンバートされる。次に低域濾波器（ＬＰＦ）２７によって必要な帯域がフィルタされる。このとき、例えば図２のコグニティブ端末利用バンド全体が通過するようにフィルタされる。フィルタ出力はＡ／Ｄ部２８によってＡ／Ｄ変換され、デジタル信号に変換され、ＦＦＴ部２９によって周波数領域の信号に変換される。この場合、信号検出装置１におけるフィルタ４は周波数領域対応のフィルタとなる。フィルタ４が時間領域に対応するものである場合、ＦＦＴ部２７は不要である。なお、ダウンコンバータ２６からＡ／Ｄ部２８までの部分は、必要に応じて、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分に分けて処理され、Ａ／Ｄ変換後に複素信号に再合成されてもよい。

無線信号変換部１４の出力は図３に示すようにキャリアセンス部１８と復調部１５に出力される。復調部１５では、信号内に含まれるデータを復調して上位レイヤに出力される。それ以降は、本実施の形態とは関連しないので省略している。無線信号変換部１４からキャリアセンス部１８に出力された信号は２分岐されて、利用状況識別部１９と信号検出装置１に入力される。

信号検出装置１の出力は電磁雑音判定部２０に入力される。電磁雑音判定部２０は信号検出装置１から、複数のピークについての周波数とその相関の有無に関する情報を受け取り、相関の有無、さらに、他の情報に基づいて、それらが電磁雑音であるかどうかを判定する。

一方、利用状況識別部１９は無線信号変換部１４から渡された無線信号から、コグニティブ端末利用バンド内の利用状況を検出する。たとえば、バンド内をグリッドに区切って、パワー検出を行い、それぞれのグリッド内に雑音以上のパワーが存在するかどうかを検出し、周波数選択部２１に通知する。

周波数選択部２１は利用状況識別部１９と電磁雑音判定部２０の出力を受けて、利用中でないと判断された周波数と、利用中であるが電磁雑音である判断された周波数については利用可として、無線通信装置１１の利用周波数を選択・決定し、無線信号生成部２３に通知する。

無線信号生成部２３には送信すべきデータが入力され、周波数選択部２１によって選択された利用周波数に入力されたデータを変調して配置し、無線信号に変換して送信アンテナ２２から放射する。

このような構成をとることによって、無線通信装置１１がＰＣに近接していたとしても、ＰＣクロックの雑音によって利用周波数を制限されることなく、広い帯域幅を利用した高速通信が可能となる。

（信号検出装置１の詳細）
以下、信号検出装置１の各部の詳細について説明する。

（周期性検出部３）
周期性検出部３はコグニティブ端末利用バンド内で、周期的に出ていると思われるピークの周波数を検出する。周期性検出部３は、検出したピークの中から隣接する２つを選び出し、それらが１次違いの高調波かどうかを推定する。選んだ２つのピークが１次違いの高調波であると推定した場合、周期性検出部３は、選んだ２つのピークを抽出するようフィルタ４に指示を与える。一方、１次違いの高調波でないと推定した場合は、相関計算を行うまでもなくＰＣクロックの高調波でないと判断できるため、フィルタ４にピーク抽出の指示を行わない。

周期性検出部３が検出したピークが、図２のようにＰＣクロックの高調波であり、さらに選んだ２つが１次違いの高調波であれば、どちらの中心周波数も２つのピークの周波数差でほぼ（計測誤差を除いて）割り切れるはずである。周期性検出部３は、選んだ２つの中心周波数がそのような関係にあるかを検証することによって、選んだ２つのピークが１次違いの高調波かどうかを推定する。

なお、周期性検出部３が選んだ２つのピークの間にある高調波のパワーが小さいため、２つのピークが本当は２次違い、３次違いのピークである場合がある。この場合、各ピークの中心周波数は、２つのピークの周波数差で割り切れないことがある。そこで、割り切れなかった場合、周波数差を１／２倍、１／３倍にして、再度割ってみる。それでも割り切れなければ、周期性検出部３は、その２つのピークは同一のＰＣクロックの高調波ではないとし、フィルタ４にピークの抽出の指示は行わない。

割り切れない理由としては、その２つは発生源が同一でないことの他に、同一の発生源であったとしても、発生源がベースバンドではなく、ある中心周波数の周囲に発生したサブキャリアである場合がある。後者は例えばパルスレーダの信号などである。ＰＣクロックの高調波の間隔がそのクロック周波数に等しく、比較的大きい周波数差であるのに対して、パルスレーダ信号の場合などは隣接サブキャリア間の周波数差は小さい。

本実施の形態においては、初めに割り切れなかった場合、周波数差を１／２倍、１／３倍にするが、一般化すれば整数分の１倍でよい。ただし、ここでは、１／２倍、１／３倍までで十分とする。これは、あまりに小さい周波数差の場合、それがＰＣクロックの数１００次、数１０００次の高調波である可能性より、何か中心周波数の回りに発生したサブキャリア群である可能性の方が高いからである。

同様の理由で信号検出装置１が相関検出した結果、２つのピークの間に相関があると判断しても、電磁雑音判定部２０は、その２つのピークの周波数差が所定値より小さい場合は、ＰＣクロックの高調波ではないと判定する。ＰＣクロックは遅くても８０ＭＨｚ程度はあるので、その程度を閾値とすると良い。

周期性検出部３は、例えば、周期性をサイクロステーショナリ（周期定常性）計算によって検出する。サイクロステーショナリ計算は、受信信号を周波数に分解し、スペクトルを周波数方向に少しずらしたものと相関を取ることによって行う。ずらす量を変えることで検出できるスペクトル上の周期が変化するので、ずらす量をスキャンすることによって、スペクトル上のさまざまな周期を検出する。また、サイクロステーショナリを計算する時に、周波数軸にフーリエ変換された信号を複素数のまま、適切な積分期間で相関を検出することによって、周期性を検出すると同時に、２種類の相関検出のうちの一種類を同時に済ませてしまい、相関計算の計算量を減らすことができる。

周期性を検出する他の方法としては、例えば、入力してきた周波数領域の信号の中で線スペクトルに近い形状を有する部分のみを抜き出してもよい。また、線スペクトルに近い形状を有する部分を抜き出した後に、抜き出した複数の線スペクトルの周波数差の単位で上記のようなサイクロステーショナリ計算を行っても良い。

サイクロステーショナリ計算をフーリエ変換結果の複素数で行うことによって、相関計算の一方まで行うことも出来るが、周期性検出と相関計算の積分期間の要求が合わない場合は、サイクロステーショナリ計算は周期性の検出に特化すると割り切って、パワーや振幅の次元で行っても良い。

このようにして周期性を検出し、周期性を示していると思われるピークの組み合わせから隣接する２つを選んで、以後の相関計算処理を行う。なお、相関判定を行う際に、２つのピークの組み合わせごとに完全に独立に相関計算を行う場合は、周期性検出部３は同じ周期性を示していると思われるピークのセットを信号検出装置１の出力として判定部９の出力と共に次段に出力する。相関判定を行う際に、同一周期を示していると思われるピークでは、それを利用して一部の処理を省略するような場合には、ピークのセットを次段に渡すと同時に、相関計算・判定を行う各部にも通知する。

さらに、周期性検出部３は、各ピークの周波数を出来るだけ高い精度で検出する。周期性検出部３に入力される信号が、前段でＦＦＴによって周波数領域に変換されている場合でも、ＦＦＴの解像度以下の精度が得られるように、計算を行う。

例えば、同一の周期性を示していると思われる複数のピークのセットが決まったら、その最も高周波にあるピークと最も低周波にあるピークの周波数差を、その中に含まれる周期の数で割って周期とし、最も低周波のピークの周波数に周期数倍して加算して各ピークの周波数を求める。その際、最も低周波にあるピークと最も高周波にあるピークについては、１ＦＦＴ周期を特別に非常に長くするか、多数のＦＦＴ周期に渡って信号を測定することで、高い周波数解像度でこれらのピークの周波数を求めておく。

このようにすると、殆どの場合、各ピークの周波数はＦＦＴのビン幅の整数倍にはならない。整数倍からのずれは、各ピークのＦＦＴビンの中心周波数からのオフセットとなる。相関を取る際にこれらのオフセットを修正したうえで、ピークをベースバンドに変換してから積分する。殆どの場合、完全に正しいオフセットは求められず、ベースバンドからの多少のずれは存在する。そのずれは、相関計算時の積分期間内で問題にならない程度まで小さくする必要がある。あるいは、ずれが問題にならない程度の積分期間を設定する必要がある。積分時間の設定方法については、他のパラメータも存在するため、詳細は後述する。

なお、本実施の形態の構成においては、周期性検出部３は必須ではない。例えば、本実施の形態に係る信号検出装置１を含む無線送受信機１１に直接接続されるＰＣからクロック周波数の通知を受ける構成を用いれば、周期性検出部は無くても良い。この場合、その高調波の周波数を計算し、各部にピークの周波数を通知する作業を行う制御部が代わりに必要になる。

また、周期性検出部３はキャリアセンスの都度周期性を検出する必要は無く、過去の結果を流用し、時々検出をやり直して、周期や周波数を補正する方法を取っても良い。特に、判定部９によって相関があると判定された、あるいは電磁雑音判定部２０によって電磁雑音であると判定されたピークについては、過去の結果を用いることによって、手順を省略すると同時に、プライマリが重ねて送信していないかどうか検証することが望ましい。

（フィルタ４）
フィルタ４は、周期性検出部３から指示された２つのピークを抽出する。入力信号が時間信号の場合は、ＦＩＲなどの狭帯域フィルタを用いて２つのピークをフィルタする。入力信号がＦＦＴされた周波数領域の信号の場合は、ピークを含むＦＦＴビンを抽出する。その際、通知されたピークの中心周波数がＦＦＴビンの端である場合には、そのピークを含む複数のビンを抽出する。

ＦＦＴ時に周期の１部をオーバーラップさせてオーバーラップＦＦＴする場合には、若干対応が異なる。この場合、ＦＦＴ期間をＦＦＴインターバル（連続するＦＦＴフレームの間隔）で割った比率（以降、便宜的にオーバーサンプル率と呼ぶ）にＦＦＴビン間隔を掛けたものと、ＦＦＴ時の窓関数波形の伝達関数の帯域幅のうち、小さい方が実効的な帯域幅となる。実効的なビン帯域幅内に１つのピークの線幅（ΔｍＬ）がほぼ全部含まれているならば、隣接するビンを取ってこなくてもよい。もしも、１つのピークが実効的なビン帯域幅からはみ出すような場合は隣接するビン、あるいは、実効的なビン帯域幅以内の周波数だけ離れたいずれかのビンを同時に抽出してもよい。もちろん、オーバーラップＦＦＴの場合でも、オーバーサンプル率を考慮せず、単純にオーバーラップしない場合と同様の抽出方法を取っても良い。

なお、ＦＦＴビンを取り出す場合、特にオーバーラップがない場合には、矩形のフィルタで抽出するのと同じことになる。処理の方法によって、これが問題になる場合には、適切なフィルタ周波数特性形状を規定して、これをいくつかのビンにそれぞれ乗算してフィルタし、それらのビンを合成しても良い。

なお、時間領域の場合は、ピークを完全なベースバンドに落とさなくても、フィルタへの入力周波数（以下、便宜的に中間周波数（ＩＦ）と呼ぶ)のまま、相関計算を行う際に周期分の周波数で一方を周波数シフトさせてから、相関計算を行えばよい。もちろん、２つのピークをそれぞれのＩＦからベースバンドに落としてから、相関計算を行ってもよい。

（オフセット補償）
以下、ＦＦＴによる構成の場合で、フィルタ４で関連する周波数を抽出した後に、周波数オフセットを補償する方法について述べる。ＦＦＴはその性質から、各ビンの中心周波数が自動的にベースバンドに変換されてしまう。そこでまず、それぞれのピークについて、そのＩＦがそのピークを含むビンの中心周波数から相対的にどれだけ離れた周波数にあるかを計算する。上記のように周期性検出部３は十分な解像度でピークの中心周波数を計算しているので、その結果から１ＦＦＴビン幅の整数倍を引くことによって簡単に計算できる。次に、中心周波数とのオフセット分の周波数をｆｏとすると（ｆｏは正または負の符号を含む）、そのビンにｅｘｐ（−２πｆｏ・ｔ）を乗算する。ｔは積分期間の各点（ＦＦＴ構成の場合には、各ＦＦＴフレームの時刻)における時刻である。これによって周波数シフトが発生し、ビンの中心周波数にダウンコンバートされる。

２つ以上のビンにピークがまたがる場合には、主としてピークが含まれる一方のビンでは、上記と同様の処理を行う。隣接するビンでは、主としてピークが含まれるビンと隣接ビンの中心周波数の差をｆｂとして（ｆｂは正または負の符号を含む、したがってｆｂは、ＦＦＴビン幅に、隣接ビンの位置に依存する符号を掛けた値である)、ｅｘｐ［−ｊ２π（ｆｏ−ｆｂ）ｔ］を乗算する。乗算した結果を、主としてピークが含まれる方のビンの周波数オフセット補償結果に加算すればよい。

なお、オーバーラップＦＦＴを行う場合には、オーバーサンプル率に依存して各ＦＦＴビンの中心周波数がビンごとに異なるような構成になる。したがって、各ビンの中心周波数は、ＦＦＴ後の各ビンの直流にはない。種々のＩＦ周波数を有する信号は、各ビンにおいて、ＩＦ周波数をＦＦＴビン幅×オーバーサンプル率で剰余算した結果の周波数にあるので、同じ信号は隣接するビン内で、それぞれ同じ周波数に存在することになる。したがって殆どの場合、隣接ビンの合成では、周波数オフセット補償は必要なく、位相オフセットのみ補償して周波数はそのままで加算すればよい。位相オフセットはＦＦＴに使用した窓関数の形状によって隣接ビン間で固定的に発生するので、その値で一方を補正し、補正後の信号を他方に加算する。このようにして得られた結果の２つのピークは、その中心周波数が、周期をＦＦＴビン間隔×オーバーサンプル率で剰余算した結果だけずれているので、一方をその分で周波数オフセット補償してから相関処理を行えばよい。周波数オフセットの掛け方は前述の通りである。

なお、オーバーラップＦＦＴを用いた構成では、ピークがＦＦＴ結果の両端の周波数にまたがるように存在し、相関処理を行いにくい場合がある。その際は、一旦周波数シフトして演算を行いやすい周波数にシフトしてから相関計算を行っても良い。その際、もちろん、その分周波数がずれるので、補償してから相関計算を行う。

（相関計算）
次に、相関計算の具体的な方法について説明する。図５はその一例を示した図である。上述のようにフィルタ４によって抽出され、ベースバンドに変換された２つのピークは、それぞれ複素共役乗算部５に入力される。図５では、相関計算部（１）は、式（４）に示したような、２つのピークのそのままの相関である。複素共役乗算部５では、式（４）の分子の積分の中身であるＣ_ｍ（ｔ）Ｃ^＊ _ｍ＋１（ｔ）を計算する。この段階では積分は行わない。ここで、Ｃ^＊ _ｍ＋１（ｔ）は、Ｃ_ｍ＋１（ｔ）の複素共役を意味する。

その際、Ｃは式（２）、（３）のように振幅、位相全ての変動成分を含んでいても良いし、位相のみでも良い。相関計算部（１）７では式（４）に基づいて、複素共役乗算部５の出力を所定の期間で積分し、分母に相当する正規化を行って、相関値を計算する。位相のみの演算の場合には、分母の計算は意味が無いので、その代わりに積分期間に相当する時間・またはサンプル数で割って正規化する。前述のようにｍの値が数１０と非常に大きい値の場合に、２つのピークが同一ＰＣクロックの高調波であれば、相関計算結果の絶対値は「１」に近づく。この場合、次数によっては、「−１」の相関に近づくこともあるので、相関計算結果は絶対値で判断する。

相関計算部（２）８では、複素共役乗算結果の位相のみを取り出し、一方で、フィルタ４から出力された２つのピークのうちの一方の位相のみを取り出す。ここでは便宜的にｍ次のピークとする。ａは本実施の形態では基本的に「１」であるが、もちろん「−１」であってもよいのでので、ｍ次のピークと限定しても一般性は失わない。なお、前述のようにａは「２」や「３」であってもよく、もちろん、「−２」、「−３」であっても構わない。

複素共役乗算結果の位相回転をｍ／ａ倍し、ｍ次のピークの位相と所定の積分期間で相関を取る。図６を用いて、ａ＝１の場合を例に、その原理を説明する。相関計算部（１）７では、前述のようにｍが十分に大きければ、その結果の絶対値はおおよそ「１」に近づくが、１次分の違いがあるため、完全に「１」にはならず、必ず相関が取りきれない部分がある。図６に示すように、その相関が取りきれない部分の位相は基本波の位相成分であるφ（ｔ）に等しい（（ｍ＋１）φ（ｔ）とｍφ（ｔ）の差分）。したがって、これをｍ倍すればｍφ（ｔ）に等しくなるはずである。ａ＝１でない場合には、差分はａφ（ｔ）となる。したがってこれをｍ／ａ倍してｍ次のピークと相関を取れば、結果は理想的には「１」、雑音や歪、フェージングなどによる位相回転によって完全には「１」にはならないが、「１」に近づくはずである。

相関計算部（１）７の結果が「１」に近づく場合として、２つのピークが同一ＰＣクロックの高調波である場合のほかに、どちらも独立な信号であってたまたま非常に正弦波に近く揺らぎが小さい場合が考えられる。これらが完全な正弦波であれば、相関計算（２）でもその結果は「１」に近づいてしまうが、大抵の信号はどんなに小さくともジッタは必ずある。独立した２つの信号のジッタは普通独立しており、これをｍ倍することで、ジッタの差分がｍ倍される。２つの信号が独立である以上、その差分をｍ倍したものと元の位相の相関をとってこれが「１」に近づく確率は非常に小さい。したがって相関計算部（２）８によって、相関計算部（１）７の結果をより強固に確認することが出来る。

なお、２つのピークの線幅が小さいことが、周期性検出部３によって確認されている場合には、相関計算（１）は「２つとも線幅が狭いこと」を以って省略し、相関計算（２）のみを行っても良い。

なお、以上の図５の方法の説明では、位相はｅｘｐの肩にのった形で演算を行う。また、その際、位相のｍ倍の操作は完全にｍでなくてもｍに近い数字であれば、相関計算部（１）７の場合と同様に相関計算結果は「１」に近い値となるので、ｍに近い数字で十分である。また、一方のピークの位相をｋ／ｍ倍して、差分の位相を（ｍ−ｋ）／ａ倍するなど、単純な四則演算による応用の範囲で同様の相関計算が出来ることは明白である。

他の方法として、ｅｘｐから肩の部分だけとりだしたラジアンの次元にして相関を取る例を、図７に示す。フィルタ４の出力から位相変動抽出部３１によってそれぞれラジアンの次元の位相のみを取り出す。その際、一般的な計算では位相は一定の範囲内（例えば±π)で出力され、その端を超える場合に不連続な値をとる。これは相関計算時の障害になる。したがって、そのような不連続が発生しないよう位相の範囲を広げて出力させるとよい。この場合、相関計算部（１）７では図６におけるｍφ（ｔ）と（ｍ＋ａ）φ（ｔ）をそのままの形で相関を取ることになる。これらは固定数であるｍやｍ＋ａ倍されているだけなので、同一ＰＣクロックの高調波であれば、相関は理想的には「１」になる。もちろん、雑音等によって完全に「１」にはならず「１」に近づくだけなので閾値判定する。

この場合、理想的には「１」になる相関計算であるので、図５に示したような差分に対する操作は意味がない。そこで、フィルタ４の出力から振幅変動抽出部３２によって振幅変動のみを取り出す。相関計算部（２）８によって、振幅変動の部分についてのみ相関を取る。この場合、次数差ａによって完全に「１」にはならないがｍが十分に大きくａが小さい値ならば「１」に近づく。同様に閾値判定する。

なお、不連続な値をとらないようにｅｘｐの肩から取り出す方法については、振幅1のｅｘｐの肩に乗った状態、すなわち、実数部と虚数部からなる複素数の状態で微分を施し、その結果現れた振幅成分を取り出すことによって可能である。

次に、図５の方法を３つ以上のピークが同一ＰＣクロックの高調波であるかどうかを検証するように拡張する方法について説明する。まず、初めにその中の隣接する２つについて、図５の場合と同様に相関計算を行う。次に、３つめのピークの次数をｍ＋ｂ（ｂ≠０、ｂ≠ａ）とする。最初の演算で得られた複素共役乗算結果の位相を（ｍ＋ｂ）／ａ倍し、３つめのピークの位相成分との相関を計算する。３つ目のピークが初めの２つのピークと相関がない限り、その結果は「１」には近づかない。なお、３つめのピークの検証に入る前に最初の２つのピークの相関は確認されている必要がある。最初の２つのピークに相関が確認されない場合は、相関が確認できる組を見つけるまで次のステップには入らない。さらに、最初の２つのピークの相関を閾値判断した際、もし、閾値ギリギリで相関があると判断されたような場合にも、より強い相関を示す組を別途探して、その複素共役乗算結果を求めて次のステップに用いると良い。このように、順次同じセットの他のピークにも適用していくと、相関計算部（２）８を省略可能である。

相関計算部（２）８を省略する場合、図８に示すように複数のピークの隣接する２つの組み合わせの位相差が全て同一であるかどうか検証する方法がある。他の図と同じ部分の説明は省略する。フィルタ４は周期性検出部３から発生源が同一であると推測されるピークのセットを通知され、これらをフィルタする。位相差検出部３３はこれらの隣接する２つのピークの組について位相差を計算する。次に、異なる組の検出された位相差どうしを相関計算部（１）７によって相関計算を行い、その結果を判定部９に通知する。具体的には以下のようである。

最初の２つのピーク（ｍ次とｍ＋ａ次、例えばａ＝１）の複素共役乗算結果を求めたら、３つめのピーク（ｍ＋ｂ次、例えばｂ＝−１）と最初の２つのいずれか一方のピーク（ｍ次）との複素共役乗算結果を求め、得られた２つの複素共役乗算結果の位相について次数差を無くして相関計算を行う。すなわち、前者の複素共役乗算結果の位相を１／ａ倍し、後者の複素共役乗算結果の位相を１／ｂ倍してから相関計算を行う。その結果が「１」に近ければその３つに相関があると判断する。

なお、その際、例えばａ＝１，ｂ＝−１であるような周波数関係で、ｍ次の高調波と思っていたものが、ジッタの非常に小さい正弦波であると、相関が取れてしまうことがある。そこで、併用されるもう１つの相関計算は、例えば、３本のピークの線幅の比較などであり、線幅が殆ど同じであること、とするとよい。あるいは、ｍ次と残りの２つのうちの１つとの相関計算でもよい。

等間隔で存在する複数のピークに当てはめる場合には、全ての隣接する２つのピークについて複素共役乗算結果を求め、さらに、各組に含まれるピークのそれぞれを含む隣接する組の複素共役乗算結果と相関が取れるかについて計算する。両側で相関が取れれば、それらを含む４つのピークについて相関があると判断できる。一方のみで相関が取れた場合、取れなかった方の組に含まれる、真ん中の組に含まれないピークは相関がないと判断する。両側で取れなかった場合には、真ん中の組に相関がないかどうか疑う。他の相関が取れたピークの組み合わせから相関有り／なしの境界を見つけて、どこから相関が取れないかによって判断していくと良い。

別の方法としては、１セットの複数のピークを２つずつの組に分け、それぞれの複素共役乗算結果を求めた後、その複素共役乗算結果の位相どうしに相関があるかどうかを検出する。この場合、周期がほぼ同一でたまたま互いの周波数の半分に位置するような２組の異なる信号の相関が「１」に近い値を持つ可能性があるので、ピークの２つずつの組についてその中での相関計算を併用するとよい。

（積分時間）
相関計算の際の積分時間は、以下のような基準で決定する。まず、各ピークの線幅を予め計測しておき、その次数の目安をつけたら、線幅（ＦＷＨＭ：Ｆｕｌｌ Ｗｉｄｔｈ Ｈａｌｆ Ｍａｘｉｍｕｍ）を次数で割って、その逆数を求めて時間の次元にする。これが、おおよそ基本波と思われる成分の変動の速さである。この時間に相当する時間積分すると、相関が理想的には「１」になる相関計算では問題ないが、図５の相関計算部（１）７のような１次の次数差を無視しているような方法では、相関値が著しく下がる。そこで、求めた時間に、一定の定数１／１０〜１／４程度を掛ける。これを仮に第１の時間と呼ぶ。第１の時間は、１次違いを無視する方法でのみ有効である。一方で、式（１），（２），（３）に示したように、フェージングによって変動する成分やドップラシフトなどによって変動する成分も存在する。無線システムでは、それが対応できるドップラシフトの最大量を必ず規定する。フェージングは端末の移動によって発生するドップラシフトの異なる側面と見ることが出来、システムで規定された最大ドップラシフト量からフェージングの速さをおおよそ見積もることが可能である。隣接するピークが１００ＭＨｚ単位で離れている場合、これらへのフェージングの影響は独立とみなせる。したがって、フェージングの速さの逆数に相当する時間より積分時間を十分に短くしないと、フェージングの影響で相関が減ってしまう。したがって、フェージングから決定される時間に一定の定数１／１０〜１／４程度を掛ける。これを仮に第２の時間と呼ぶ。なお、等化器などによって、フェージングによる位相変動を随時補償するなら、第２の時間は十分に長い時間とするか、補償仕切れなかった分に応じて決定すればよい。

最後に、前述したように、それぞれのピークの中心周波数の検出誤差に対応したずれがある。検出誤差の最大値は、周波数検出方式によって固定的な数値となる。その誤差の最大値を、双方のピークが逆方向に最大値だけずれた場合を考慮して２倍する。それを逆数にして時間にし、これを同様に１／１０〜１／４程度にする。これを仮に第３の時間とする。

ここまでで計算した第１乃至第３の時間のうち、最も短い時間を積分期間とする。なお、キャリアセンス期間が非常に短く相関計算が十分に行えない場合（例えばＦＦＴが数フレーム程度しかなく、時間の概念があまり意味を持たないような場合）には、飛び飛びの複数のキャリアセンス期間にまたがってもよい。その際、期間中断による不連続部を読み込まないように注意し、また合計の積分期間が予め決定した積分期間を超えないようにする。また、ピークの周波数の精度が非常に低く、相関計算が十分な長さで行えないことがないよう、ピーク周波数の検出は十分な精度で、すなわち、十分な解像度を得られるだけの時間を使って検出することが望ましい。

（判定部９）
次に、判定部９での閾値判定であるが、閾値はそれぞれの相関計算の方法や期間に対応して決定する。また、可能であればフィルタで抽出したピークのＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を周期性検出部３やフィルタ４等で検出し、これに対応して閾値を調整する。殆どの方法は、理想的には相関が「１」や「１」に近い数値であるが、雑音、歪、フェージングによる位相変動、周波数オフセット誤差、などによって相関値が減っていく。特にＳＮＲ劣化による影響は大きいので、まず、それ以外の要因による閾値を決定し、ＳＮＲに対応して閾値を変化させると良い。ＳＮＲは予め測定しておいた受信機の各周波数における熱雑音と測定されたピークのパワーに基づいて決定すればよい。

２つ以上の相関計算結果がともにそれぞれの閾値を上回る場合、判定部９は関連するピークに相関があると判定する。判定部９あるいは電磁雑音判定部２０は過去に閾値を上回っていたピークの組がある時点で閾値を割った場合、特に、毎回はピーク周波数の検出を行わないようなシステムでは、まず、中心周波数の検出誤差を疑ってみる。そこで、ピーク周波数の補正を周期性検出部３に指示し、補正を行わせる。それでも閾値を下回るような場合には、プライマリ信号がいずれかのピークに重なって発生したなどの要因によって相関が下がったと推定し、相関なしと判定する。

なお、前述のように、相関値は、特にａ次違いをそのまま相関をとるような計算方法の相関値については絶対値で判断する。プライマリはピークの周波数にきっちり重ならなくとも、利用したフィルタの帯域幅、あるいはＦＦＴのビン幅、あるいは、ＦＦＴ窓関数とオーバーラップＦＦＴで決定する帯域幅の中にある程度のパワーでいれば、本願のような判定の仕方で相関値の減少という形で検出される。この場合は、その周波数ではコグニティブ端末は送信できないので、相関なしと判定されるべきであり、本願の構成によれば、その要求が満足できる。

最後に、ＰＣクロックには、電磁輻射を抑圧するためにＦＭ変調を掛ける場合がある。このような場合でも本願はほぼ同じ構成で適用可能である。ただし、３つ以上のＦＦＴビンにまたがる可能性がある。合成の方法は２つの場合とほぼ同じである。オーバーサンプルがない場合は合成先のビンまでの数に応じて周波数オフセットの量を変えていけばよい。オーバーラップＦＦＴがある場合では、ＦＭ変調を掛けた結果の信号の帯域幅がＦＦＴビン間隔×オーバーサンプル率を超えない場合は、それが帯域の端で折り返されないように中心周波数に別途オフセットを掛ける程度でよい。超える場合は、隣接ビン、あるいはオーバーサンプル率に対応して適切な間隔で選んだビンをオーバーラップがない場合と同様に合成していく必要がある。この場合、信号のエイリアスが大きな問題にならないよう、ＦＦＴの窓関数で決定される１ビンの実効帯域幅はＦＦＴビン間隔×オーバーサンプル率より小さくなるようにオーバーラップ率、窓関数の形状を選択する必要がある。また、積分時間は、もし、基本波の線幅によって積分時間があまりにも短くなる場合には、相関計算の方法のうち、１次違いを無視する類の相関計算は利用せず、理想的には「１」になる類の方法を利用すると良い。

なお、本発明は上記実施例そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施例に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施例に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施例にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の信号検出装置の代表的な実施の形態である。 本発明の原理を説明するための図である。 本発明の無線通信装置の代表的な実施の形態である。 本発明の無線通信装置の一部を説明するための図である。 本発明の信号検出装置の実施形態の１つを示した図である。 本発明の相関検出の動作を説明するための図である。 本発明の信号検出装置の実施形態の１つを示した図である。 本発明の信号検出装置の実施形態の１つを示した図である。

符号の説明

１・・・信号検出装置
３・・・周期性検出部
４・・・フィルタ
５・・・複素共役乗算部
６・・・位相調整部
７、８・・・相関計算部
９・・・判定部
１１・・・無線通信装置
１２・・・受信アンテナ
１３・・・無線信号受信部
１４・・・無線信号変換部
１５・・・復調部
１８・・・キャリアセンス部
１９・・・利用状況識別部
２０・・・電磁雑音判定部
２１・・・周波数選択部
２２・・・送信アンテナ
２３・・・無線信号生成部
２５・・・ＲＦ部
２６・・・ダウンコンバータ
２７・・・低域濾波器
２８・・・Ａ／Ｄ部
２９・・・ＦＦＴ部
３１・・・位相変動抽出部
３２・・・振幅変動抽出部
３３・・・位相差検出部

Claims (16)

1. 入力信号に含まれる周波数上の周期的ピークから、周波数の比がｍ対ｍ＋ａと推定される第１及び第２のピークを抽出するフィルタ手段と、
   前記第１のピークの波形と前記第２のピークの波形について、所定の２種類以上の相関計算を行う相関検出手段と、
   相関計算結果をそれぞれ所定の閾値と比較することにより、第１のピークの波形のパラメータ変動と第２のピークの波形のパラメータ変動の比率が、おおよそｍ対ｍ＋ａとみなせる場合に、前記第１のピークと前記第２のピークは発生源が同一であると判定する相関判定手段と、
   を有し、
   ｍは、前記第１のピークの無線周波数を前記周波数上の周期的ピークが示す周期で割った値であり、ｍ＋ａは、前記第２のピークの無線周波数を前記周期で割った値であり、ｍおよびａは整数であることを特徴とする信号検出装置。
2. 入力信号に含まれる周波数上の周期的ピークから、少なくとも３つを抽出するフィルタ手段と、
   前記抽出されたピークのうち、組み合わせの異なる２つのピークの組についてそれぞれ１種類以上の相関計算を行い、前記相関計算の結果をそれぞれ所定の閾値と比較することにより、前記閾値を上回った組に含まれる前記ピークについては、発生源が同一であると判定する相関判定手段と、
   を有することを特徴とする信号検出装置。
3. 前記入力信号の周波数上の周期的ピークと、その周期を検出する周期性検出手段をさらに有することを特徴とする請求項１または２の信号検出装置。
4. 前記周期性検出手段は、サイクロステーショナリ特性を計算することによって、前記入力信号の周期的ピークと周期を検出することを特徴とする請求項３の信号検出装置。
5. 前記相関判定手段は、
   前記第１のピークと前記第２のピークのいずれか一方の複素共役と他方の乗算を周波数オフセット補償後に行って、複素共役乗算結果を計算する複素共役乗算手段と、
   前記複素共役乗算結果を積分して第１の相関値を計算する第１の相関検出手段と、
   前記複素共役乗算結果の位相成分をｍ／ａ倍したものと前記第１のピークの位相成分の相関値を第２の相関値として計算する第２の相関検出手段と、を有し、
   前記相関判定手段は、
   前記第１の相関値が第１の閾値以上であり、前記第２の相関値が第２の閾値以上である場合に、前記第１のピークと前記第２のピークは発生源が同一であると判定することを特徴とする請求項１記載の信号検出装置。
6. 前記フィルタ手段は、ＦＦＴ結果のうち、前記第１、第２のピークを含むビンを抽出することによってフィルタ特性の乗算およびベースバンドへの変換を行うことを特徴とする請求項５記載の信号検出装置。
7. 前記第１または第２のピークの周波数と、ＦＦＴビンの中心周波数とのオフセット分を検出する手段と、ベースバンドへの変換時に前記オフセット分を補正する手段とを、さらに有することを特徴とする請求項６記載の信号検出装置。
8. 前記ａは、ａ＝１であることを特徴とする請求項１記載の信号検出装置。
9. １つの組に含まれる２つのピークは互いに隣接するピークであることを特徴とする請求項２の信号検出装置
10. 前記ｍおよび前記ａが検出誤差を含めて整数とみなせない場合、前記周期を１/２または１/３として、ｍおよびａを再計算することを特徴とする請求項３の信号検出装置。
11. 前記再計算の結果、前記ｍおよび前記ａが検出誤差を含めて整数とみなせない場合、前記第１および第２のピークは発生源が同一でないと判断することを特徴とする請求項１０記載の信号検出装置
12. 前記フィルタ手段は、さらに、第３のピークを抽出し、
    前記第２の相関検出手段は、さらに、前記第１及び前記第２のピークによる複素共役乗算結果の位相成分の（ｍ+ｂ)/ａ倍と前記第３のピークの位相成分とによる第３の相関値を計算し、
    前記相関判定手段は、前記第３の相関値が、第３の閾値以上であった場合に、前記第３のピークは、前記第１、前記第２のピークと発生源が同一であると判定し、
    ｍ＋ｂは、前記第３のピークの無線周波数を前記周期で割った値であり、ｂは整数であることを特徴とする請求項５記載の信号検出装置。
13. 前記フィルタ手段によって抽出された３つのピークをそれぞれ、第１、第２、第３のピークとし、前記第１のピークの無線周波数を前記周波数上の周期的ピークが示す周期で割った値をｍ、前記第２のピークの無線周波数を前記周期で割った値をｍ＋ａ、前記第３のピークの無線周波数を前記周期で割った値をｍ＋ｂとし、
    前記第１のピークと前記第２のピークのいずれか一方の複素共役と他方の乗算を周波数オフセット補償後に行って、第１の複素共役乗算結果を計算し、前記第１のピークと前記第３のピークのいずれか一方の複素共役と他方の乗算を周波数オフセット補償後に行って、第２の複素共役乗算結果を計算する複素共役乗算手段と、
    前記第１の複素共役乗算結果の位相成分を１／ａ倍した値と、前記第２の複素共役乗算結果の位相成分を１／ｂ倍した値との間の相関である第４の相関値を計算する相関検出手段と、
    前記第４の相関値が第４の閾値以上である場合に、前記第１、第２、第３のピークは発生源が同一であると判定する判定手段と、
    を有することを特徴とする請求項２記載の信号検出装置。
14. 前記フィルタ手段は、第１乃至第４のピークを抽出し、前記第１のピークの無線周波数を前記周波数上の周期的ピークが示す周期で割った値をｍ、前記第２のピークの無線周波数を前記周期で割った値をｍ＋ａ、前記第３のピークの無線周波数を前記周期で割った値をｎ、前記第４のピークの無線周波数を前記周期で割った値をｎ＋ｂとし、
    前記第１のピークと前記第２のピークのいずれか一方の複素共役と他方の乗算を周波数オフセット補償後に行って、第１の複素共役乗算結果を計算し、前記第３のピークと前記第４のピークのいずれか一方の複素共役と他方の乗算を周波数オフセット補償後に行って、第２の複素共役乗算結果を計算する複素共役乗算手段と、
    前記第１の複素共役乗算結果の位相成分の１／ａ倍と、前記第２の複素共役乗算結果の位相成分の１／ｂ倍の間の相関である第５の相関値を計算する相関検出手段と、
    前記第５の相関値が第５の閾値以上である場合に、前記第１、第２、第３、第４のピークは発生源が同一であると判定する判定手段と、
    を有することを特徴とする請求項２記載の信号検出装置。
15. 入力信号に含まれる周波数上の周期的ピークから、周波数の比がｍ対ｍ＋ａと推定される第１及び第２のピークを抽出するフィルタ手段と、
    前記第１のピークの波形と前記第２のピークの波形について、所定の２種類以上の相関計算を行う相関検出手段と、
    相関計算結果をそれぞれ所定の閾値と比較することにより、前記第１のピークと前記第２のピークは発生源が同一であると判定する相関判定手段と、
    を有し、
    ｍは、前記第１のピークの無線周波数を前記周波数上の周期的ピークが示す周期で割った値であり、ｍ＋ａは、前記第２のピークの無線周波数を前記周期で割った値であり、ｍおよびａは整数であることを特徴とする信号検出装置。
16. 請求項１乃至請求項１５のいずれか一項に記載の信号検出装置と、
    前記信号検出装置の出力を受けて、発生源が同一であると判定された複数のピークが電磁雑音であると判定する電磁雑音判定手段と、
    前記電磁雑音判定手段によって、電磁雑音であると判定された周波数を利用可な周波数として認識する周波数選択手段を有することを特徴とする無線通信装置。

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