JP5154542B2 - 信号変調方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、搬送波が照射される装置に電力伝送とデータ伝送の両方を提供するために搬送波を変調する方法及び装置に関する。

本発明の第１の態様によれば、第１の装置によって、その信号によって電力供給される第２の装置に伝送される信号を変調する方法が提供され、第１の装置は更に信号を振幅変調してその信号上でデータを伝送するように構成され、この方法は更に位相変調信号又は周波数変調信号を含む。

従って、振幅変調信号に位相変調を追加し、その結果、位相変調によって送信信号が周波数領域内で分散され、伝送信号のパワースペクトル密度のピークを位相変調が適用されていない同等信号よりも低くする伝送方式を提供することができる。

本発明の第３の態様によれば、受動装置を始動するためにその装置に照射して電力を提供するトランスミッタが提供され、トランスミッタによって伝送される信号に位相変調又は周波数変調が適用される。

本発明の第４の態様によれば、リーダからの伝送によって電力供給され、データをリーダに伝送する装置と共に使用されるリーダであって、リーダからの伝送は、分散周波数範囲にわたって行われ、リーダは受信信号に補正を適用して分散周波数範囲にわたる伝送により生じる周波数の変動と関連した振幅を補正する補正装置を含むことを特徴とするリーダが提供される。

本発明は、更に、添付図面を参照して非限定的な単なる例として説明される。

ＲＦＩＤタグやメモリスポット等の装置が知られているか又は提案されており、ある程度のメモリ、必要に応じてある程度のデータ処理機能及びトランスミッタ／レシーバが、単一デバイス（通常はシリコンチップ）に組み込まれる。このデバイスには電源が搭載されておらず、その代りに例えば無線周波数エネルギーによって照射され、タスクを実行できるように装置を始動するのに十分なエネルギーを照射信号から抽出するように適応される。そのような装置の問題は、装置が動作できる十分なエネルギーを、それらを照射するリーダ／ライタから受け取らなければならず、この一方で同時に装置が大きなコストをかけることなく広範囲に配置できるようにできるだけ安価であることが望ましいことである。

無線周波数スペクトルは、次第に過密な資源になりつつある。従って、同一物理領域内に共存する異なるシステムによる相互干渉は、現実的な大きな問題になる可能性がある。ＲＦ伝送を評価するために使用される手段のひとつは、パワースペクトル密度のＰＳＤであり、これは、トランスミッタからの信号電力が分散される帯域幅を指す。一般に、高いパワースペクトル密度を有する伝送は、低いパワースペクトル密度を有する伝送より、他のユーザ及び装置との干渉を引き起こしやすい。ＲＦＩＤ素子やメモリスポット素子等の受動装置に電力供給するために無線周波数伝送を使用する以上述べたタイプのシステムは、電力（データなし）を伝送して照射中の装置から応答を受け取るときに伝送が実質的に単一のトーンなので、ピークパワースペクトル密度が高くなりやすい。従って、全ての電力が極めて狭い帯域幅に集中し、ピークパワースペクトル密度が比較的高くなることができる。更に、また、照射装置から受動装置にデータを転送するとき、受動装置内に低コストのレシーバを実装しようとするとＡＭレシーバを使用することになるので、ピークパワースペクトル密度が高いままになる場合がある。更に電力を伝送する要件は、常に低指数振幅変調方式を使用することである。

図８に、メモリスポット素子１２と連結したリーダ／ライタ端子１０を概略的に示す。リーダ／ライタは、メモリスポット素子１２に照射するためにトランスミッタを有する。また、リーダ／ライタ１０は、メモリスポット素子１２から任意の伝送を受け取るレシーバを有する。

以上述べたように、メモリスポット、ＲＦＩＤタグ、及び他の受動計算処理装置（電源が搭載されておらず、それらを照射している信号から電力を受け取らなければならないという意味で受動的である）用のリーダ／ライタユニットに使用される現在の変復調装置は、高ピークパワースペクトル密度を有する伝送信号が、他のユーザと干渉を引き起こす可能性がある。リーダ／ライタユニットは、経済的都合から、一般的用途に指定されている周波数帯で動作するように調整されることが多い。従って、例えば、メモリスポット用のリーダ／ライタユニットは、２．４ＧＨｚ帯で動作する。また、この周波数帯は、ＷｉＦｉネットワーク等、他のユーザによって共有される。伝送方式は、低変調指数を有する振幅変調であり、その結果、伝送は、未変調ＲＦ搬送波の特徴の多くを有することになる。図１は、マンチェスタ符号化データストリームを伝送するときに、図８のリーダ／ライタユニット１０によって伝送される信号のパワースペクトル密度のグラフを概略的に示す。電力の大部分が中央ピーク２０にあることが分かる。中央ピーク２０のまわりに対称的にサイドローブ２２ａ、２２ｂ、２４ａ及び２４ｂが拡がる。例えば、データ転送速度が１０ＭＢ^-1（メガヒット／秒）であると仮定すると、サイドローブ２２ａ及び２２ｂのピークは、中央ピーク２０から約３．８ＭＨｚ離れて生じ、中央ピークから１０ＭＨｚ離れて空値が生じることが分かる。

サイドローブ２２ａ及び２２ｂの最大振幅が、中央ピーク２０の高さより約４０ｄＢ低いことが分かる。これは、信号電力の絶大な大部分が搬送波により、スペクトルトーンに集中することを意味する。搬送波の帯域幅は、極めて狭く従ってメモリスポットチップ機能を行うのに必要な電力の信号を伝送するときは、ピークパワースペクトル密度が極めて高い。

伝送電力を減少させることによってピークパワースペクトル密度を小さくすることができる。しかしながら、これにより、受動装置が利用できる電力が減少し、従って機能が停止する可能性があるという問題を有する。代替として、より適切なパワースペクトル密度特性を有する更に複雑な変調方式を使用することができる。しかしながら、これらは経済的に不十分なものであり、その理由はＲＦＩＤタグとメモリスポット素子によって使用される既存の振幅変調方式が、チップ上の最小のシリコン領域を使用し（コストに直接関連する）また複雑で電力を多く必要とするレシーバ回路を回避するように、電力とデータ両方をチップに転送する２つの要件に対する極めて適切な解決策だからである。従って、単純な振幅変調から変調方式の変化があると、全体としてシステムの価格と性能の両方が直接悪影響を受ける可能性がある。

発明者らは、受動装置自体内で使用される単純な振幅変調レシーバの性能に影響を与えずに、そのような受動システム用のリーダ／ライタで使用される変調方式を修正して、伝送されるパワースペクトル密度を低くできることに気付いた。

図２は、メモリスポット素子等に使用される先行技術の変調方式を表わすフェーザ図を概略的に示す。従来の振幅変調方式で位相変調が生じない場合は、簡単にするために、変調はフェーザ図の実（同位相）軸３０に沿ってあるように表わすことができる。更に、低い変調指数が使用されるので伝送電力の変化は比較的小さい。この例では、図２に３２で示したように第１の電力と共に「１」が送信され、図２に３４で示したように第２の電力レベル（この事例では低い電力レベル）に「０」がある。変調度が比較的低い（例えば、２０％以下）場合は直感的に伝送電力のほとんどが実質的に非変調信号であることが分かる。実際には、我々は平均伝送電力が、「１」と「０」の値の間のどこかにあることが直観的に分かる。

発明者は、振幅検出器の位相不感を利用して位相変調を伝送信号に課すことができ、その結果、直交軸３６の両側に「１」と「０」に対応する値が生じることが分かった。次に、変調信号の平均を「０」のものより低く小さくすることができ、実際にはフェーザ図の原点の位置に近づけることができることが直観的に分かる。

図３に、そのような改良された伝送方式を示す。ここで、「１」に対応する２つの値、即ち図２に３２で示した値と、同じ大きさであるが逆位相を有する対応する値３２ａとが存在し、値３２ａは、フェーザ図で同位相軸の負の側に生じる。同様に、ゼロ３４に対応する値は、大きさが同じであるが１８０°位相偏移した相補的な値３４ａを有し、その結果、値３４ａは、フェーザ図では同位相軸の負の側に生じる。従って、振幅の点で、大きい方の振幅は常に「１」に対応し、小さい方の振幅は常に「０」に対応し、その結果、信号の振幅成分だけを復調し位相を無視するレシーバは、伝送された配置点が原点の正の側にあるか負の側にあるかによる影響を受けない。従って、そのようなレシーバでは配置点３２ａは、配置点３２と同一である。

メモリスポット変調装置／復調装置に関する発明者による検査から、図３と関連して説明した伝送方式の改良は、メモリスポット内の変調装置／復調装置のデータを正確に受け取る能力に影響を及ぼさないことが確認された。

変調方式の一部として、データを伝送するために同位相配置点３２及び３４を使用するか逆位相配置点３２ａ及び３４ａを使用するかを決定しなければならない。この選択は、有利には、伝送されているデータと関連付けられない乱数発生器等のランダムデータ源から行なうことができる。従って、乱数発生器からの「１」ビットは、同位相の組の使用に対応し、乱数発生器からの「０」は、逆位相のセットの使用に対応することができる。しかしながら、逆写像も同様に使用することができる。しかしながら、ＤＣ条件をゼロにしまた望ましくないスペクトル成分をそれ自体で生成する強いパターンや相関がないようにするために、両方の対の配置点が実質的に等しく使用されることを確実にすることが重要である。これらの条件は、一般に、試験で十分に機能することが分かった疑似ランダムバイナリシーケンスの使用によって満たされる。

実際には、振幅と位相の瞬間的な変化を実現することができない。従って信号は、点３２、３４、３４ａ及び３２ａの間を瞬間的にホップすることはできない。従って、ある点から次の点まで軌道に沿わなければならない。更に、信号振幅が、例えば点３２ａと点３４の間で同位相軸だけに沿って横断することは望ましくなく、そのようなとき信号は、破損データ伝送を引き起こす点３４ａと原点の両方を通ることになり、それにより極めて大きな（１００％）変調指数を有する信号が作成される。大きな変調指数は、リーダ／ライタから受動装置への電力の転送を妨げるので望ましくない。受動装置をより高い変調指数に対処し易いように改良することができるが、これは、一般に、より大きな変調度によって電源に導入されるリップルを減少させるために装置内に極めて大きな平滑キャパシタを入れることを必要とし、これにより受動装置がシリコン基板上で占める面積が大きくなり、それによりコストが高くなる。

より適切な解決策は、振幅を実質的に０ビットレベルの振幅と１ビットレベルの振幅の間で維持するが、変調信号の位相を配置（フェーザ）図のまわりに実質的に１８０°回転させて配置点の同位相の組と逆位相の組の間で変化する軌道（位相変調として実施される）である。そのような軌道を、図４に概略的に示す。点３２から始まり、フェーザ図のまわりの反時計回りの回転を使用して、配置点３２ａ又は３４ａまでそれぞれ軌道４０又は４２をたどることができることが分かる。しかしながら、点３２から、軌道４４及び４６がそれぞれ逆位相配置点３２ａ及び３４ａまでたどることができるように時計回り方向の回転を使用できることも分かる。類似の軌道経路は、配置点３４から配置点３２ａ及び３４ａまで存在するが、図の明瞭性を改善するために番号付けされていない。従って、例えば、配置点３２から配置点３２ａまでの移行期間の間、伝送信号の大きさが実質的に不変のままであり、従って受動装置の電源にリップルが導入されないことが分かる。当然ながら、図３と図４に示した配置図に従って信号を伝送できるようにリーダ／ライタユニットを改良しなければならず、従って、信号の位相を変調して伝送信号に位相変化を導入できなければならない。これは、適切な同位相信号と直角位相信号が供給される直交変調器を使用して達成することができる。実際には、原理的にはこの方式は、一方の組が「０」を表す半径を有する円上にあり、他方の組が、「１」を表わす半径を有する円上にある限り多数の配置点に拡張可能である。ＩＱ変調器は、特に、多数の配置点を有する符号化方式に適する。しかしながら、この伝送方式は、受動装置と共に使用するためにリーダ／ライタユニットに既に埋め込まれているＡＭ変調器の比較的単純な変更によって導入することができる。この修正は、具体的には僅かな数の配置点を有する方式に適する。そのようなリーダ／ライタユニットは、既に、ＲＦ搬送波を生成するために振幅変調器と周波数合成装置を含む。従って、位相変調を追加するだけでよい。しかしながら、周波数と位相が密接に関連づけられ実際には周波数は位相変化率なので、変調信号の位相成分を区別することができ、この区別された信号は電圧制御された発振器入力に周波数変調として印加されて、同じ結果が得られる。

図５は、位相変化を振幅変調信号に重ねることができるように改良されたリーダ／ライタユニット内の変調器を概略的に示す。この位相ロックループは、水晶制御発振器等の安定した周波数源から周波数基準信号を受け取る第１の入力５１を有する位相検波器５０を含む。位相検波器５０は、また、電圧制御発振器６０の出力５８に入力が接続された分周器５４から出力を受け取る第２の入力５２を有する。電圧制御発振器は、全体が７０で示されたフィルタ網によって位相検波器５０の出力６４に接続された入力６２を有する。使用する際、電圧制御発振器の周波数出力は、周波数分割器５４によって位相検波器５０に送られる分割比Ｎで分割される。位相検波器の働きは、入力５１及び５２に生じる信号の周波数と位相を整合させようとすることであり、その入力に信号の位相間の誤差を示す電圧出力を生成する。この誤差は、電圧制御発振器の制御電圧を導き出すために低域フィルタリングされ、これにより適切に設計された位相ロックループが提供され、従って電圧制御発振器の出力周波数を基準周波数のＮ倍の周波数になるように設定する働きをする。基準周波数が極めて安定した周波数の場合は、電圧制御発振器６０の出力周波数を、周波数が比較的安定し且つ周波数が適切に定義されるようにすることができる。次に発振器の出力は、振幅変調器８０に提供される。

信号に位相偏移を追加できるようにするために、更に抵抗器７２を介して電圧制御発振器の入力に接続され、それにより発振器入力に更に他の制御電圧を重畳することができる。適切な変換利得が提供された場合は、更なる制御信号を使用して電圧制御発振器の周波数出力に僅かな乱れを生成して、発振器出力信号に適切な位相変調を導入することができる。

変調信号の振幅成分と位相成分が独立に処理され、実質的に関連しない場合は、これらの成分がどのように生成されるかを詳細に検討する価値はほとんどない。振幅成分は、一般に単純で、伝送されるデジタルデータ信号は、その平均の信号レベルが配置図の２つの振幅間の平均レベルになるように単純にフィルタリングされＤＣ偏位される。

位相成分に関して、ここでは、変調ベクトルがゼロ度の角度（配置図の同位相成分の正軸に沿ってある）で始まり、次に１つ又は複数のビットが後で正回転又は負回転で１８０°振れると仮定することができる。更に１ビット又は複数ビット後に再び逆に振れ、前に生じた回転と逆回転をし、その結果実質的にその経路を逆戻りすることが好ましい。従って、図４に戻ると、第１の位相回転が反時計回りであって、それにより変調ベクトル４８が、フェーザ図の逆位相部分内に経路４０又は４２をたどる場合、位相回転は時計回りになってベクトルを同位相部分に戻す。従って変調ベクトルは、いかなる所定の回転方向でも３６０°完全には移動しない。

変調ベクトルの動作は、二重バイナリ符号化を使用することによってランダムビットストリームから生成することができる。図６に、二重バイナリ符号化を使用してそのような位相変化信号を生成するのに適した回路を概略的に示す。

疑似ランダム２進信号発生器８０を使用して、クロック８２からのタイミング信号に応じて疑似ランダムバイナリシーケンスを生成する。疑似ランダムバイナリシーケンスは、加算器８４の第１の加算入力に送られる。疑似ランダムバイナリシーケンスは、１つ又は複数のクロックパルスの遅延を導入する遅延要素８６にも提供される。遅延要素８６の出力は、加算器８４の第２の加算入力に提供される。広義には、２進乱数発生器８０の出力が０か１をとる場合、加算器８４の出力は、値０、１又は２をとることができることが分かる。加算器８４の出力は、オフセット発生器８８用のオフセット信号、この例では−１の値に対応するオフセットを受け取る第２の加算器８６の入力に提供され、その結果、加算器８６の出力は、値−１、０又は＋１をとることができる。これらの出力値は、低域フィルタリングされてもされなくてもよく、次に抵抗器７２を介してＶＣＯの入力に供給される。任意選択の低域フィルタリングとは別に、位相信号が、周波数変調を実施する際にＶＣＯと共に使用される場合は、位相変調を同等の周波数変調に変換するために微分されなければならない。抵抗器７２の大きさは電圧制御発振器６０の伝達特性の知識に基づいて選択され、このことによって、加算器８６の出力と電圧制御発振器６０の入力の間で適切な利得を設定し、その結果、加算器８６の出力で二重バイナリ出力信号の１ビット期間に１８０°の望ましい位相が実質的に達成される。

一般に、オーバーサンプリングが利用される。図６に示した基本的な方式の好ましい実施態様では、８倍のオーバーサンプリングが使用される。従って、位相変調信号が１０ＭＨｚの速度で変化する場合、クロックは８０ＭＨｚの速度で動作し、遅延要素は８クロック期間の持続時間に対応する。オーバーサンプリングは位相変調パルスが、１ビットに１つのサンプルを使用することにより生じる三角形ピークよりも好ましい矩形パルスになるという利点を有する。

図７は、例えば図６に示した構成によって生成されるビットストリームの結果として達成できる時間に対する位相の変化を概略的に示す。低域フィルタリングにより、０°から１８０°に完全に位相が変化する前に変調ベクトルの回転方向を変化させることができることが分かる。しかしながら、これは、位相の回転がほぼ対称的なので変調器の動作に悪影響を及ぼさず、これにより、フェーザ図のＩ方向とＱ方向の両方に延在する投射（及び、実際には任意の他の投射ライン）で位相ベクトルの平均値をゼロにすることができる。

本明細書に記載した変調方式及び軌道は、例えばフェーザ図の実軸上にない他の配置点も含めることができ、また配置点を連結する別の更に複雑な軌道も使用できるように修正することができる。しかしながら、この方式の設計者は本発明の十分な利益を得るために、配置点の平均がフェーザ図の原点を通る任意の直線に沿って投影されるように、ゼロ値又は実質的にゼロ値になるようにすることに注意されたい。

図９ａと図９ｂは、同一のトランスミッタによって伝送された同一信号のパワースペクトル密度の比較であり、図９ａは本発明による位相変調を含まず、図９ｂに示した伝送は本発明による位相変調を含む。ピーク伝送電力が約１３ｄＢ減少していることが分かる。これにより、メモリスポット、ＲＦＩＤや他の受動装置内のレシーバアーキテクチャの修正を必要とせずに他の装置との干渉の可能性が減少する。

図１０は、図４に示した変調方式の更に他の変動を概略的に示し、この場合もフェーザ図内の配置点は虚軸上にある。前に述べたように０に対応する配置点３４、３４ａ、３４ｂ及び３４ｃは、１に対応する配置点、即ち３２、３２ａ、３２ｂ、及び３２ｃよりも小さい振幅を有する。１つの実施形態では、遷移が±９０°の増分だけに限定されない場合もあり、これは乱数発生器からの各ビットを１つずつ調べる符号化方式によって実現することができ、この場合ビットはフェーザ図のまわりの回転方向を決定する。従って、位相００から始まり、次のビットが「１」の場合は位相０１にジャンプし、他の場合は位相１１にジャンプする。ビットの性質による反時計回り又は時計回りの類似のジャンプ決定は、図１０に示したような他の全ての位相００、０１、１０及び１１から行うことができる。代替の方式は例えば０が＋９０°のジャンプに等しく、１が−９０°のジャンプに等しいアキュムレータを使用し、それにより合計を累積して配置図のまわりの９０°の増分（実際には、他の任意の大きさの増分）の動きを制御することができる。また、２ビット制御方式を使用することができ、例えば、ビットのうちの第１のビットは、回転方向を制御し、従って０はフェーザ図内で反時計回りに対応することができ、一方１は時計回りに対応することができ、第２のビットはジャンプの大きさを制御し、従って、０は、９０°の大きさを有するジャンプに対応することができ、１は１８０°の大きさを有するジャンプに対応する。従って、信号のスペクトルを分散させ、それによりそのパワースペクトル密度が小さくなるように振幅変調信号に位相変調を重ねることができる。

［スペクトル分散信号の狭帯域結合による振幅変動の補償］
以上の考察では、位相変調の追加（周波数が位相変化率であるので本質的にＶＣＯ出力に周波数偏移を導入する）によって望ましくない振幅変動が伝送ＡＭ信号に導入されなかったと仮定した。

振幅変動は周波数分散変調の結果によるものではないが、意図しない振幅変動が生じる場合がある。

使用する際、メモリスポット素子のレシーバに含まれる同調回路は、中間ＲＦ電界によりトランスミッタと結合する。この結合は帯域応答を引き起こす。結果的に、図１１にＦ₁で示された第１の信号と、第１の信号と同じ振幅を有するが異なる周波数Ｆ₂を有する第２の信号が組み合わされた信号強度は、レシーバでは、Ｆ₂が応答曲線１００の領域１０２内にありまた受信振幅が周波数の関数として大きく変化するという点が異なる。

この効果は、メモリスポット素子からデータを読み出そうとするときしか重要ではない。

１つの選択肢は、単純に何もせずに意図しない振幅変調が生じるという事実を受け入れることである。意図しない変調は、メモリスポット素子からデータを回収する際にビット誤り率に極めて悪い影響を及ぼすほど大きくない場合がある。更に、ビットエラーに対する復元力を提供するデータを符号化する方式は既知である。

トランスミッタと照射された装置との間の相互作用についてもう少し詳しく検討したい。

図１２は、例えば図５に示したタイプの変調器１１０を使用してメモリスポット素子１１２に照射する構成を示す。トランスミッタとメモリスポットは、ＲＦ結合又は誘導結合される。メモリスポット素子は、また、それ自体とトランスミッタの間の結合を実質的に変更することによってそのデータを元に伝送し、従ってトランスミッタに反射された信号の位相は、メモリスポットチップからのデータを伝える。

メモリスポットチップ１１２から伝送されたデータを回収するために、方向性結合器を使用して反射信号をマルチプライヤ１１６の第１の入力に優先的に導く。変調器から直接導出されるか又は図１２に示したように第２の方向性結合器１１８によって導出される伝送信号の表現は、マルチプライヤ１１６の第２の入力に供給される。マルチプライヤの出力は、フィルタ１２０によって低域フィルタリングされて、ノード「Ｒｘ ｏｕｔ」でベースバンド信号が回収される。

ノードＲｘでの信号は、メモリスポットチップから反射された信号の位相の変化による振幅の変化と、変調器１１０とメモリスポットチップ１１２間の結合の周波数に関連した変化による望ましくない振幅の変動を共に含む。

使用する際リーダユニットは位相変調分散信号をチップに伝送し、これと同時にデータに依存する位相変化と共にチップから反射されたバージョンの信号を受け取る。これらの２つの信号をマルチプライヤ１１６と乗算することによって、マルチプライヤ１１６の出力に生じる振幅の変化は、チップ１１２によって導入される位相変化によるものだけでなければならない。結果的に、データをこの信号から回収することができる。分散位相及び変調がない状態では実際にそのようになるが、位相変調が存在するときは回収データを妨害する更に他の振幅変動がある。この追加の振幅変動は、分散（位相変調信号の導関数又は時間微分）を引き起こすために使用されるＦＭ信号と厳密に一致する。図５を示した変調器を使用する場合は、このＦＭ信号は、抵抗器７２の周波数入力に印加される信号に対応するので容易に利用可能である。しかしながら、システムのフィルタリング効果と、特に図１２のフィルタ１２０により、振幅変動は、相対的なタイミングと波形の正確な形状に関してＦＭ信号と厳密に一致しない。振幅の不一致もある。しかしながら、例えばチップが応答する前の期間（例えば、図１３の期間１５０）からの既知の信号に起因するＲｘ ｏｕｔ信号を観察することによって、これらの違いを補正することができる。このときチップは何も行っていないので、反射信号はデータに依存する変動を含まず、回収されたベースバンド信号Ｒｘ ｏｕｔは、単に一定の平坦な信号でなければならない。従って、観察される振幅変動は、分散変調によるものでなければならない。次に、望ましくない振幅変動をより厳密に一致させるためにＦＭ信号を修正するフィルタ１３０を構成することが可能になる。次に、これを加算器１３２によって復調器信号から減算してデータ信号を補正することができる。

フィルタ１３０は、その入力が変調器に直接接続されてもよく、微分器１３４を介して接続されてもよい。この選択は、変調器の実施態様に依存する。従って、変調器が例えば図５の抵抗器７２の周波数入力端子に印加される周波数変調によって制御される場合は、この周波数入力端子にフィルタ１３２の入力を直接接続することが適切である。

回収したベースバンド信号Ｒｘ ｏｕｔとフィルタ１３０の出力を比較するためにフィルタコントローラ１４０を提供することができ、フィルタコントローラ１４０は利得、周波数応答、位相応答、遅延、パルス応答特性等のフィルタパラメータを調整するためのフィードバックループを構成して、望ましくない振幅変動と（少なくとも部分的に）一致する信号を取得し、それにより加算器／減算器１３２によってその信号を回収信号から減算することができる。

リーダは、メモリスポット素子にデータを書き込むように適応されてもよく、リーダという用語は、チップに書き込むこともできる装置も対象として含むように解釈されるべきである。

ハードウェア修正の代替として、レシーバに接続されたデータ処理装置によって補正を行うことができる。図１３に示したような１つの方式では、周波数分散シーケンスがメモリスポットに伝送されてもよいが、メモリスポット素子は、データを送り返さないように指示される。これは、図１３に示された時間フレーム１５０内で行われる。次に、データ処理装置はレシーバに応答して分散シーケンスを使用することにより生じる振幅変動を記憶することができる。代替として期間１５０内で分散シーケンスが伝送されている間、Ｒｘ ｏｕｔ（図１２の次のフィルタ１２０）に現われる完全な信号が記憶されてもよい。分散位相変調がない状態では、これは一定の信号でなければならないが分散変調が適用された後は、リーダとメモリスポットチップの間でその時生じている分散変調と特定の結合条件である振幅変動を含むことになる。次に、信号１６０がチップに送られてチップはそのデータを最初の期間１５０と同じであった第２の分散シーケンス１６２の伝送中に送信することができる。第１の分散シーケンス中に受け取った信号を、第２のシーケンス１６２中に受け取った信号から減算して伝送されたデータを回収することができる。

図１４に示した主題の変形において、第１の分散シーケンス伝送を短い呼掛信号シーケンス１５４と置き換えることができ、その場合、様々な配置遷移が伝送され得られた反射信号は、結合効果を特徴付けることができるように記録される。次に、リーダ／ライタユニット１０によって伝送された周波数分散シーケンスと１５４の間に測定された認識に基づいて、１６２の間に結合（又は振幅）効果を評価することができる。

更に他の変形は、本質的に図１３に示したもの同じように動作するが、受信データ期間１６２は単純にもっと短いシーケンス１５０の一連の繰り返しを使用する。これは、時間フレーム１５０をデータ受信期間１６２よりもかなり短くできるという利点を有する。短い分散シーケンスの使用は、分散を導入するのに十分であることが分かっており、またデータ受信期間１６２に数回繰り返したときに不適当なスペクトル線を生成しない。しかしながら、シーケンス１５０の長さと追加のスペクトル線の導入の間にはトレードオフの関係があり、システム設計者は、データ受信期間１６２と比較した特性解析期間１５０の長さの比率を、スペクトル性能に対するシステムの実現性の検討に基づいて選択することができる。

従って、受動装置を起動して受動装置がデータをリーダユニットに返すことができるようにするために受動装置に照射するための優れた方法及び装置を提供することができる。

マンチェスタ符号化されたデータストリーム及び電力を、端末装置から、伝送された信号から電力を得るＲＦＩＤタグ、メモリスポット、近距離通信装置等の装置に伝送するために使用される振幅変調信号のパワースペクトル密度を概略的に示す図である。 照射された信号から電力を得るような受動装置にデータを伝送する際に使用される低指数変調振幅変調方式を概略的に示す図である。 本発明の実施形態を構成する変調方式を概略的に示す図である。 図３に示した変調方式内のフェーザ図の遷移を概略的に示す図である。 本発明に従って動作するように構成された変調器を概略的に示す図である。 位相制御信号を生成する装置を概略的に示す図である。 本発明に従って動作するように適応された変調器に供給される位相変調信号の例を概略的に示す図である。 端末装置及び受動装置を概略的に示す図であり、受動装置は、端末装置によって照射され、伝送されたエネルギーから電力を得る。 位相偏移がないときのパワースペクトル密度を比較する図である。 位相偏移があるときのパワースペクトル密度を比較する図である。 本発明による更に他の変調方式を示す図である。 周波数変化が振幅変動に対してどのように生じるかを示す図である。 リーダ／ライタユニットの概略図である。 第１の特性決定方式を示す図である。そして 第２の特性決定方式を示す図である。

Claims (12)

1. 第１の装置から第２の装置に送信される第１の信号に応答して前記第２の装置から送信されるデータ伝送信号を補正するための信号を生成する方法であって、
   前記第２の装置は前記第１の信号によって電力が供給され、前記第１の装置は前記第１の信号でデータを送信するために該第１の信号を振幅変調するように構成されており、
   前記振幅変調された第１の信号に位相変化信号を印加して、該振幅変調された第１の信号の位相を変化させるステップ（以下、この位相が変化させられた振幅変調された信号を第２の信号という）と、
   前記第２の信号と、前記第２の装置から前記第１の装置へと送信される第３の信号とから、前記位相変化信号の印加によって導入された前記第２の信号の振幅変動（以下、この振幅変動を第１の振幅変動という）を抽出するステップであって、前記第３の信号は前記第２の装置から送信されるデータに依存する振幅変動を含んでいない、ステップと、
   前記位相変化信号から、前記第１の振幅変動と同じ振幅変動を有する第４の信号を生成するステップ
   を含む方法。
2. 前記抽出するステップは、前記第２の信号と前記第３の信号を乗算することによって前記第１の振幅変動を抽出するステップからなり、
   前記生成するステップは、前記位相変化信号をフィルタリングすることによって生成された信号が、前記乗算によって抽出された前記第１の振幅変動と同じ振幅変動を有するように、前記位相変化信号をフィルタリングするステップを含み、前記位相変化信号をフィルタリングすることによって生成された前記信号は前記第４の信号である、請求項１の方法。
3. 前記データ伝送信号から前記第４の信号を減算するステップをさらに含む、請求項１または２に記載の方法。
4. 前記位相を変化させるステップにおいて、目標とする位相の変化の大きさが実質的にπ／２ラジアンより大きいか又は等しくなるように前記位相変化信号が選択される、請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
5. 前記位相を変化させるステップにおいて、目標とする位相の変化の大きさがπラジアンである、請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
6. 前記位相を変化させるステップにおいて、前記位相の変化が第１の方向と前記第１の方向と反対の第２の方向で生じ、かつ、前記第１と前記第２の方向に実質的に等しい数の位相の変化が生じる、請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
7. 受動装置に電力及びデータを提供するために送信される信号を変調するための装置であって、
   前記信号を振幅変調して振幅変調された信号を生成する手段と、
   前記振幅変調された信号に位相変化信号を印加して、該振幅変調された信号の位相を変化させる手段（以下、この位相が変化させられた振幅変調された信号を第１の信号という）と、
   前記第１の信号と、前記受動装置から送信された第２の信号とから、前記位相変化信号の印加によって導入された前記第１の信号の振幅変動（以下、この振幅変動を第１の振幅変動という）を抽出する手段であって、前記第２の信号は前記受動装置から送信されるデータに依存する振幅変動を含んでいない、手段と、
   前記位相変化信号から前記第１の振幅変動と同じ振幅変動を有する第３の信号を生成する手段
   を備える装置。
8. 前記抽出する手段が、前記第１の信号と前記第２の信号を乗算することによって前記第１の振幅変動を抽出する乗算器から構成され、
   前記生成する手段が、前記位相変化信号をフィルタリングする手段を含み、該フィルタリングする手段は、前記位相変化信号をフィルタリングすることによって生成された信号が、前記乗算器によって抽出された前記第１の振幅変動と同じ振幅変動を有するように、前記位相変化信号をフィルタリングし、前記位相変化信号をフィルタリングすることによって生成された前記信号は前記第３の信号である、請求項７の装置。
9. 前記受動装置から受け取った復調データストリームから前記第３の信号を減算する手段をさらに備える、請求項７または８に記載の装置。
10. 低い変調度が使用される、請求項７乃至９のいずれかに記載の装置。
11. 前記位相を変化させる手段による位相の変化は方向がランダム又は疑似ランダムである、請求項７乃至９のいずれかに記載の装置。
12. 電圧制御発振器からの出力信号に位相変化を導入するために、前記電圧制御発振器の入力電圧に乱れを適用する手段を更に含む、請求項７乃至９のいずれかに記載の装置。