JP5086133B2

JP5086133B2 - フィルタ回路

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Publication number: JP5086133B2
Application number: JP2008055645A
Authority: JP
Inventors: 郁広松本
Original assignee: JVCKenwood Corp
Current assignee: JVCKenwood Corp
Priority date: 2008-03-05
Filing date: 2008-03-05
Publication date: 2012-11-28
Anticipated expiration: 2028-03-05
Also published as: JP2009212989A

Description

本発明はフィルタ回路に係り、とくに入力信号を低域成分とそれ以外の成分に周波数分割するフィルタ回路に関する。

２ウェイ方式のスピーカシステムに用いられるオーディオ装置では、各スピーカの再生帯域を制限するためにオーディオ信号をチャンネルデバイダで低域成分と高域成分に周波数分割して低域用と高域用の別個のパワーアンプで電力増幅し、低音用スピーカと中・高音用スピーカを駆動するようにしている。図１は２ウェイ方式のスピーカシステムに用いられるオーディオ装置の従来例を示す。入力オーディオ信号Ａｉｎはチャンネルデバイダ１のＬＰＦ２とＨＰＦ３に並列に入力され、低域成分と、それより高域の成分に分割される。低域成分は低域用パワーアンプ４に入力されて電力増幅されたのち低音用スピーカ５に出力される。高域成分は中・高域用パワーアンプ６に入力されて電力増幅されたのち中・高音用スピーカ７に出力される（特許文献１参照）。

ところで、チャンネルデバイダのＬＰＦとＨＰＦには、多重帰還形、電圧ソース形、状態変数形等の種々のタイプがあるが、ＬＰＦ、ＨＰＦともに、演算増幅器のほかに多数の抵抗とコンデンサを組み合わせて構成されるため、部品点数が多くなりすぎる問題があった（特許文献１、特許文献２参照）。
また、ＬＰＦのカットオフ周波数を所望範囲で可変したい場合、多重帰還形ＬＰＦでは通過域のゲインを一定に保ち、周波数特性に生じるピークを小さく抑えるという制約下での回路定数の設定が難しい。このため、一般には電圧ソース形または状態変数形ＬＰＦにおいて２連のボリュウムを用いて行なうようにしているが（特許文献２参照）、ＬＰＦのカットオフ周波数の可変に連動してＨＰＦのカットオフ周波数も可変させたい場合、４連のボリュウムが必要になり、構成が複雑化する問題がある。左右２チャンネルの別にチャンネルデバイダを用意する場合、４連のボリュウムが２個必要となってしまう。

実用新案登録第３１３５４９７号公報特許第３２２５２６０号公報の図４〜図８

本発明は上記した従来技術の問題に鑑み、少ない回路素子数で周波数帯域分割が可能なフィルタ回路を提供することを、その目的とする。
また、カットオフ周波数の可変を少ない回路素子数で可能とするフィルタ回路を提供することを、その目的とする。

本発明のフィルタ回路の１つは、非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子と接続されるとともに帰還コンデンサを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器と、非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子と接続されるとともに帰還抵抗を介して反転入力と接続された第２の演算増幅器と、入力端子と第１の演算増幅器の反転入力との間に直列に設けられた第１、第２の抵抗部と、第１、第２の抵抗部間の接続点と第１の演算増幅器の出力側との間に設けられた第３の抵抗部と、第１、第２の抵抗部間の接続点と第２の演算増幅器の反転入力との間に設けられたコンデンサと、を備えたことを特徴としている。第２の抵抗部の抵抗値は可変としても良く、この場合、第２の抵抗部は固定抵抗と可変抵抗を直列接続した構成としても良い。
本発明のフィルタ回路の他の１つは、非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子と接続されるとともに帰還コンデンサを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器と、非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子と接続されるとともに帰還抵抗を介して反転入力と接続された第２の演算増幅器と、入力端子と第１の演算増幅器の反転入力との間に直列に設けられた第１、第２、第３の抵抗部と、第１、第２の抵抗部間の接続点と第１の演算増幅器の出力側との間に設けられた第４の抵抗部と、第２、第３の抵抗部間の接続点と第２の演算増幅器の反転入力との間に設けられたコンデンサと、を備えたことを特徴としている。第３の抵抗部の抵抗値を可変としても良く、この場合、第３の抵抗部は固定抵抗と可変抵抗を直列接続した構成としても良い。また、第１、第２の抵抗部間の接続点と第２の演算増幅器の反転入力との間に第２のコンデンサを設けたり、第２、第３の抵抗部間の接続点と第１の演算増幅器の出力側との間に第５の抵抗部を設けても良い。
本発明のフィルタ回路の更に他の１つは、非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子と接続されるとともに帰還コンデンサを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器と、非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子と接続されるとともに帰還抵抗を介して反転入力と接続された第２の演算増幅器と、入力端子と第１の演算増幅器の反転入力の間に直列に設けられた第１乃至第５の抵抗部と、第１と第２の抵抗部間と第１の演算増幅器の出力側との間、および、第３と第４の抵抗部間と第１の演算増幅器の出力側との間に設けられた第６、第７の抵抗部と、第２と第３の抵抗部間と第２の演算増幅器の反転入力との間、および、第４と第５の抵抗部間と第２の演算増幅器の反転入力との間に設けられた第１、第２のコンデンサと、を備えたことを特徴としている。第５の抵抗部の抵抗値は可変としても良く、この場合、第５の抵抗部は固定抵抗と可変抵抗を直列接続した構成としても良い。

本発明によれば、少ない回路素子数で入力信号の周波数帯域分割を行なうことができる。
また、カットオフ周波数の可変を少ない可変抵抗素子で可能となり、カットオフ周波数を可変したときに周波数特性にピークが生じないようにすることも簡単な構成で可能となる。

以下、本発明の最良の形態を実施例に基づき説明する。

図２を参照して本発明の第１実施例を説明する。図２は本発明に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。
図２において、１０は入力端子、１１はＬＰＦ部であり、この内、１２は非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子１３と帰還コンデンサＣｆを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器、Ｒ１〜Ｒ３は固定抵抗であり、入力端子１０と第１の演算増幅器１２の出力側との間に固定抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続され、固定抵抗Ｒ１とＲ２の接続点Ｐと第１の演算増幅器１２の反転入力との間に固定抵抗Ｒ３が接続されている。接続点ＰにはコンデンサＣが接続されている。２０は電流／電圧変換部であり、この内、２１は非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子２２と帰還抵抗Ｒｆを介して反転入力と接続された第２の演算増幅器である。コンデンサＣの他端は第２の演算増幅器２１の反転入力と接続されている。第２の演算増幅器２１の反転入力は仮想接地されており、コンデンサＣが接地されているのと等価なのでＬＰＦ部１１は図３に示す多重帰還形２次ＬＰＦを構成する。

図３において、入力端子１０の入力電圧Ｖ１、第１の出力端子１３の出力電圧Ｖ２、接続点Ｐの電圧Ｖ３、抵抗Ｒ１乃至Ｒ３、コンデンサＣを流れる電流をＩ１乃至Ｉ３、ＩＡ、コンデンサＣとＣｆのインピーダンスをＺ１、Ｚ２とすると（帰還コンデンサＣｆを流れる電流はＩ３と等しい）、
Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３＋ＩＡ
Ｖ１−Ｖ３＝Ｒ１Ｉ１
Ｖ３−Ｖ２＝Ｒ２Ｉ２
Ｖ３−０＝Ｒ３Ｉ３
Ｖ３−０＝Ｚ１ＩＡ
０−Ｖ２＝Ｚ２Ｉ３
の関係が成立する。これらを連立させて各電流とＶ３を消去し、入力端子１０から第１の出力端子１３までの伝達関数Ｔ１を求めると、ｓ＝ｊωとして、
Ｔ１＝Ｖ２／Ｖ１
＝−ｂ０／（ｂ１ｓ²＋ｂ２ｓ＋ｂ３）
但し、
ｂ０＝Ｒ２
ｂ１＝Ｒ１Ｒ２Ｒ３ＣｆＣ
ｂ２＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ３＋Ｒ２Ｒ３）Ｃｆ
ｂ３＝Ｒ１・・（１）
となり、２次のＬＰＦの形である。

ここで入力電圧Ｖ１に対するコンデンサＣを流れる電流ＩＡの比を求めると、
ＩＡ／Ｖ１＝（Ｖ２／Ｖ１）（ＩＡ／Ｖ２）
＝ａ０ｓ²／（ｃ１ｓ²＋ｃ２ｓ＋ｃ３）
ａ０＝Ｒ２Ｒ３ＣｆＣ
ｃ１＝Ｒ１Ｒ２Ｒ３ＣｆＣ
ｃ２＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ３＋Ｒ２Ｒ３）Ｃｆ
ｃ３＝Ｒ１
となる。

図３のＩＡと図２のＣを流れる電流は同じなので、図２において電流／電圧変換部２０の出力電圧ＶＡは、
ＶＡ＝−ＩＡ・Ｒｆ
となる。
入力端子１０から第２の出力端子２２までの伝達関数ＴＡを求めると、
ＴＡ＝ＶＡ／Ｖ１＝−Ｒｆ（ＩＡ／Ｖ１）
＝−ｃ０ｓ²／（ｃ１ｓ²＋ｃ２ｓ＋ｃ３）
ｃ０＝Ｒ２Ｒ３ＲｆＣｆＣ
ｃ１＝Ｒ１Ｒ２Ｒ３ＣｆＣ
ｃ２＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ３＋Ｒ２Ｒ３）Ｃｆ
ｃ３＝Ｒ１・・（２）
となり、２次のＨＰＦの形となっている。
この結果、第１の出力端子１３からは入力端子１０の入力信号の低域成分が出力され、第２の出力端子２２からは入力信号の高域成分が出力されることになる。

入力端子−第１の出力端子間の伝達関数Ｔ１（式１）と入力端子−第２の出力端子間の伝達関数ＴＡ（式２）の分母は全く同じであり、カットオフ周波数ｆ０とＱは同じになる。つまり、図２のＬＰＦ側の特性（周波数−利得特性）とＨＰＦ側の特性（周波数−利得特性）のカットオフ周波数ｆ０とＱは同じになり、次式で表される。
ｆ０＝（１／２π）√（１／Ｒ２Ｒ３ＣｆＣ）・・（３）

Ｑ＝（（Ｒ１／（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ３＋Ｒ２Ｒ３））・√（Ｒ２Ｒ３Ｃ／Ｃｆ）・・（４）
また、ＬＰＦ特性とＨＰＦ特性の通過域のゲインＧＬＰＦとＧＨＰＦは、
ＧＬＰＦ＝−Ｒ２／Ｒ１・・（５）
ＧＨＰＦ＝−ＲＡ／Ｒ１・・（６）
となる。
Ｒ１＝Ｒ２＝１０ｋΩ、Ｒ３＝５３．３ｋΩ、Ｃｆ＝０．０３９μＦ、Ｃ＝０．５１μＦとしたときのＬＰＦ特性とＨＰＦ特性のシミュレーション結果を図４のＧ１とＧ２に示す。

図２の実施例によれば、ＬＰＦ部１１のコンデンサＣを電流電圧変換部２０の第２の演算増幅器２１の反転入力と接続し、第２の演算増幅器２１の非反転入力を接地したことにより、入力端子−第１の出力端子間の伝達特性は２次のＬＰＦとなると同時に、入力端子−第２の出力端子間の伝達特性は２次のＨＰＦとなる。従来のチャンネルデバイダでは２次ＬＰＨとは別の回路で２次ＨＰＦを構成する必要があり、コンデンサと複数の抵抗素子含む複雑な回路が必要となるが、この実施例では簡単な構成の電流電圧変換部２０を追加するだけで済み、回路素子数が少なくて済む。

なお、固定抵抗Ｒ３を可変抵抗Ｒ３’（１つの可変抵抗器でもよく、１つの固定抵抗器と１つの可変抵抗器を直列接続したものでもよい）に置き換えることで、カットオフ周波数ｆ０を可変することができる。
ただし、この場合は周波数ｆ０可変と共にＱも変化していくことになる。
多くの場合、フィルタの通過域のゲインは１に設定される。式（５）よりＬＰＦのゲインを１にするにはＲ１＝Ｒ２とする。また、Ｒ３の可変のみで周波数ｆ０の変化幅をある程度確保するには、式（３）よりＲ３は大きく変化させるしかない。つまり、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒとして、Ｒ３＜＜ＲからＲ３＞＞Ｒまで変化させることになり、式（４）に上記条件を入れると、Ｑの変化は避けられない。具体的には、Ｒ３が小さい時、つまり周波数ｆ０が高い時は、逆の場合に対して、Ｑが必ず大きくなってしまう。
Ｒ１＝Ｒ２＝１０ｋΩ、Ｒ３０＝３．３〜５３．３ｋΩ、Ｃｆ＝０．０３９μＦ、Ｃ＝０．５１μＦとし、可変抵抗Ｒ３’の抵抗値を５３．３〜３．３ｋΩに可変すると、ｆ０を約４８Ｈｚ〜約１９６Ｈｚの範囲で可変することができる。可変抵抗Ｒ３の抵抗値を３．３、１４．７５、５３．３ｋΩにしたときのＬＰＦ特性のシミュレーション結果を図５のＧ３、Ｇ４、Ｇ５に示す。ｆ０の可変に連動してＱも０．７２〜１．２５の範囲で大きく変動し、ＬＰＦ特性にピークＭ１、Ｍ２が生じている。Ｑの変動幅を小さくするためには、Ｒ１、Ｒ２も合せて可変する必要があるが、回路が複雑となり、また、通過域のゲインを一定に保つことが難しい。

次に、図６を参照して本発明の第２実施例を説明する。図６は本発明に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。
図２ではＲ３を置き換えた可変抵抗Ｒ３’を可変したときＱが大きく変化し、ピークを生じたが、図６の第２実施例は、Ｑの変動幅を改善してピークを小さくしたものである。
図６において、１０は入力端子、１１ＡはＬＰＦ部であり、この内、１２は非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子１３と帰還コンデンサＣｆを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３１、Ｒ４は固定抵抗であり、Ｒ３２は可変抵抗である。入力端子１０と第１の演算増幅器１２の出力側との間に固定抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続され、固定抵抗Ｒ１とＲ２の接続点Ｐ１と第１の演算増幅器１２の反転入力との間に固定抵抗Ｒ４、Ｒ３１、可変抵抗Ｒ３２が直列接続されている。固定抵抗Ｒ４とＲ３１の接続点Ｐ２にはコンデンサＣが接続されている。２０は電流／電圧変換部であり、この内、２１は非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子２２と帰還抵抗Ｒｆを介して反転入力と接続された第２の演算増幅器である。コンデンサＣの他端が第２の演算増幅器２１の反転入力と接続されている。コンデンサＣが接地されているのと等価なのでＬＰＦ部１１Ａは図７の多重帰還形２次ＬＰＦを構成する。
なお、図７の多重帰還形２次ＬＰＦは本願発明者により発明された特許第３２２５２６０号の図１と同じ形であり、カットオフ周波数ｆ0 を可変したときのＱの変動幅を抑えてＬＰＦ特性に生じるピークを小さくするように改善したものである。

固定抵抗Ｒ３１と可変抵抗Ｒ３２の直列抵抗の抵抗値をＲ３として、図７における入力端子１０から第１の出力端子１３までの伝達関数Ｔ１を求めると、
Ｔ１＝Ｖ２／Ｖ１
＝−ｄ０／（ｄ１ｓ²＋ｄ２ｓ＋ｄ３）
但し、
ｄ０＝Ｒ２
ｄ１＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４）Ｒ３ＣｆＣ
ｄ２＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ３＋Ｒ２Ｒ３＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４）Ｃｆ
ｄ３＝Ｒ１・・（７）
となり、２次のＬＰＦの形である。

一方、入力端子１０から第２の出力端子２１までの伝達関数ＴＡを求めると、ＴＡ＝ＶＡ／Ｖ１＝−Ｒｆ（ＩＡ／Ｖ１）
＝−ｅ０ｓ²／（ｅ１ｓ²＋ｅ２ｓ＋ｅ３）
但し、
ｅ０＝Ｒ２Ｒ３ＲｆＣｆＣ
ｅ１＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４）Ｒ３ＣｆＣ
ｅ２＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ３＋Ｒ２Ｒ３＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４）Ｃｆ
ｅ３＝Ｒ１・・（８）
となり、２次のＨＰＦの形となっている。
この結果、第１実施例と同様に、第１の出力端子１３からは入力端子１０の入力信号の低域成分が出力され、第２の出力端子２２からは入力信号の高域成分が出力される。

入力端子−第１の出力端子間の伝達関数Ｔ１（式（７））と入力端子−第２の出力端子間の伝達関数ＴＡ（式（８））の分母は全く同じであり、カットオフ周波数ｆ０とＱは同じになる。つまり、図６のＬＰＦ側の特性とＨＰＦ側の特性のカットオフ周波数ｆ０とＱは同じになり、次式で表される。
ｆ０＝（１／２π）√（Ｒ１／（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４）Ｒ３ＣｆＣ）・・（９）
Ｑ＝（１／（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ３＋Ｒ２Ｒ３＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４））√（（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４）Ｒ１Ｒ３Ｃ／Ｃｆ）
・・（１０）
また、ＬＰＦ特性とＨＰＦ特性の通過域のゲインＧＬＰＦとＧＨＰＦは、
ＧＬＰＦ＝−Ｒ２／Ｒ１・・（１１）
ＧＨＰＦ＝−Ｒ２Ｒｆ／（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ４＋Ｒ２Ｒ４）・・（１２）
となる。

フィルタの通過域のゲインを１にする場合、第１実施例と同様に、Ｒ１＝Ｒ２とすることになるが、式（１０）は式（４）と違ってＲ４の項が入っているので、第１実施例と同様の条件を入れてもＱの大小関係が確定しない。つまり、各定数の値によってはＱが大きく変化しない状況も考えられるようになる。

一例としてＲ１＝Ｒ２＝１０ＫΩ、Ｒ４＝６．２ＫΩ、Ｃｆ＝０．０３９μＦ、Ｃ＝０．２７μＦ、Ｒ３１を２．７ｋΩとし、Ｒ３２を５０〜０ＫΩの範囲で可変したとき、ｆ０を約４５Ｈｚ〜約１９９Ｈｚの範囲で可変することができるが、Ｑの変動幅は０．７１〜０．９３の範囲に抑えられる。Ｒ３２の抵抗値を０、２．６７５、７．７、２２．１５、５０ｋΩにしたときのＬＰＦ特性のシミュレーション結果を図８のＧ６〜Ｇ１０に示し、ＨＰＦ特性のシミュレーション結果をＧ１１〜Ｇ１５に示す。ＬＰＦ特性とＨＰＦ特性に大きなピークは生じていない。なお、回路定数を上記数値の組み合わせ以外としても良いのは勿論である。

図６の実施例によっても図２の場合と同様に簡単な構成で２次ＬＰＦ特性を有する出力と２次ＨＰＦ特性を有する出力を得ることができるほか、１つの抵抗Ｒ３２（またはＲ３）を可変するだけで、ＬＰＦ特性とＨＰＦ特性のカットオフ周波数を連動して可変することができる。更に、通過域のゲインを一定に保ちながら、Ｑの変動を抑えて大きなピークが生じないようすることも可能となる。
従って、例えばステレオ２チャンネルのオーディオ信号をチャンネル別に２つのチャンネルデバイダで周波数帯域分割したい場合でも、２連のボリュウム１つで対応することができる。

次に、図９を参照して本発明の第３実施例を説明する。図９は本発明に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。
図６ではＬＰＦ部を多重帰還形２次ＬＰＦの構成としたが、図９の例では、周波数特性の阻止域の減衰率を上げるため多重帰還形３次ＬＰＦの構成としたものである。例えば低域再生用のサブウーファと中・高域再生用のフルレンジスピーカを使用する２ウェイスピーカシステムでは、サブウーファの再生帯域の高域側が１ｋＨｚまたはそれ以上に延びており、サブウーファからカットオフ周波数以上の成分が洩れて中・高域再生用のフルレンジスピーカの再生音と干渉して音質を劣化させる。これを防止するために、ＬＰＦ特性の阻止域の減衰率を大きくすることが有効となる。
図９において、１０は入力端子、１１ＢはＬＰＦ部であり、この内、１２は非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子１３と帰還コンデンサＣｆを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３１、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７は固定抵抗であり、Ｒ３２は可変抵抗である。入力端子１０と第１の演算増幅器１２の出力側との間に固定抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続され、固定抵抗Ｒ１とＲ２の接続点Ｐ１と第１の演算増幅器１２の反転入力との間に固定抵抗Ｒ６、Ｒ５、Ｒ４、Ｒ３１、可変抵抗Ｒ３２が直列接続されている。固定抵抗Ｒ６とＲ５の接続点Ｐ２にはコンデンサＣ１が接続されており、固定抵抗Ｒ５とＲ４の接続点Ｐ３と第１の演算増幅器１２の出力側との間には固定抵抗Ｒ７が接続されており、固定抵抗Ｒ４とＲ３１の接続点Ｐ４にはコンデンサＣ２が接続されている。２０は電流／電圧変換部であり、この内、２１は非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子２２と帰還抵抗Ｒｆを介して反転入力と接続された第２の演算増幅器である。コンデンサＣ１とＣ２の他端が第２の演算増幅器２１の反転入力と接続されている。コンデンサＣ１、Ｃ２が接地されているのと等価なのでＬＰＦ部１１Ｂは図１０の多重帰還形３次ＬＰＦを構成する。
なお、図１０の多重帰還形３次ＬＰＦは本願発明者により発明された特許第３２２５２６０号の図３と同じ形であり、カットオフ周波数ｆ０を可変したときのＱの変動幅を抑えてＬＰＦ特性に大きなピークが生じないようにかつ、阻止域の減衰率を大きくしたものである。

固定抵抗Ｒ３１と可変抵抗Ｒ３２の直列抵抗の抵抗値をＲ３として、図１０における入力端子１０から第１の出力端子１３までの伝達関数Ｔ１を求めると、
Ｔ１＝Ｖ２／Ｖ１
＝−ｈ０／（ｈ１ｓ³＋ｈ２ｓ²＋ｈ３ｓ＋ｈ４）
但し、
ｈ０＝Ｒ２Ｒ７
ｈ１＝Ｒ３（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ６＋Ｒ２Ｒ６）（Ｒ４Ｒ５＋Ｒ４Ｒ７＋Ｒ５Ｒ７）ＣｆＣ１Ｃ２
ｈ２＝（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ６＋Ｒ２Ｒ６）（Ｒ３Ｒ５＋Ｒ３Ｒ７＋Ｒ４Ｒ５＋Ｒ４Ｒ７＋Ｒ５Ｒ７）ＣｆＣ１
＋Ｒ３｛（Ｒ１Ｒ２（Ｒ４＋Ｒ７）＋（Ｒ１＋Ｒ２）（Ｒ４Ｒ５＋Ｒ４Ｒ７＋Ｒ５Ｒ７＋Ｒ４Ｒ６＋Ｒ６Ｒ７））ＣｆＣ２
ｈ３＝Ｒ５（Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ６＋Ｒ２Ｒ６）Ｃ１
＋［Ｒ１Ｒ２（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ７）＋（Ｒ１＋Ｒ２）｛Ｒ３（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）＋Ｒ４Ｒ５＋Ｒ４Ｒ７＋Ｒ５Ｒ７＋Ｒ４Ｒ６＋Ｒ６Ｒ７｝］Ｃｆ
ｈ４＝Ｒ１Ｒ２＋Ｒ１Ｒ５＋Ｒ１Ｒ６＋Ｒ１Ｒ７＋Ｒ２Ｒ５＋Ｒ２Ｒ６・・（１３）
となり、３次のＬＰＦの形である。

一方、入力端子１０から第２の出力端子２２までの伝達関数ＴＡを求めると、ＴＡ＝−（ｋ０ｓ³＋ｋ１ｓ²＋ｋ２ｓ）／（ｈ１ｓ³＋ｈ２ｓ²＋ｈ３ｓ＋ｈ４）
但し、
ｋ０＝Ｒ２Ｒ３Ｒｆ（Ｒ４Ｒ５＋Ｒ４Ｒ７＋Ｒ５Ｒ７）ＣｆＣ１Ｃ２
ｋ１＝Ｒ２Ｒｆ（Ｒ３Ｒ５＋Ｒ３Ｒ７＋Ｒ４Ｒ５＋Ｒ４Ｒ７＋Ｒ５Ｒ７）ＣｆＣ１＋Ｒ２Ｒ３Ｒ７ＲｆＣｆＣ２
ｋ２＝Ｒ２Ｒ５ＲｆＣ１・・（１４）
となり、変則的ではあるが３次のＨＰＦの形となっている。
この結果、図６の第２実施例と同様に、第１の出力端子１３からは入力端子１０の入力信号の低域成分が出力され、第２の出力端子２２からは入力信号の高域成分が出力される。この際、阻止域の減衰率は図８より大きくなる。

第３実施例の場合も第２実施例と同様に、１つの可変抵抗でも周波数特性の形状を大きく変化させないでカットオフ周波数を変化させることが回路定数によっては可能となる。

一例としてＲ１＝５．１ｋΩ、Ｒ２＝１５ｋΩ、Ｒ４＝３．９ｋΩ、Ｒ５＝１．５ｋΩ、Ｒ６＝２．２ｋΩ、Ｒ７＝１５ｋΩ、ＲＡ＝８．２ｋΩ、Ｃ１＝０．２７μＦ、Ｃ２＝０．０５６μＦ、Ｃ３＝０．２２μＦ、Ｒ３１を１ＫΩとし、Ｒ３２を０、２．６７５、７．７、２２．１５、５０ＫΩと可変したときのＬＰＦ特性のシミュレーション結果を図１１のＧ１６〜Ｇ２０に示し、ＨＰＦ特性のシミュレーション結果をＧ２１〜Ｇ２５に示す。ＬＰＦ特性とＨＰＦ特性に大きなピークは生じていない。
なお、回路定数を上記数値の組み合わせ以外としても良いのは勿論である。

図９の実施例によれば、簡単な構成で阻止域の減衰率の大きな３次ＬＰＦ特性を有する出力とＨＰＦ特性を有する出力を得ることができる。また、１つの抵抗Ｒ３２（またはＲ３）を可変するだけで、ＬＰＦ特性とＨＰＦ特性のカットオフ周波数を連動して可変することができる。更に、通過域のゲインを一定に保ちながら、大きなピークが生じないようすることも可能となる。

なお、周波数特性の形状の大きな変化が問題にならないような場合、図９のＬＰＦ部を図１２の如く、通常の多重帰還形３次ＬＰＦの構成に変更してもよい。１０は入力端子、１１ＣはＬＰＦ部であり、この内、１２は非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子１３と帰還コンデンサＣｆを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３１、Ｒ４、Ｒ５は固定抵抗であり、Ｒ３２は可変抵抗である。入力端子１０と第１の演算増幅器１２の出力側との間に固定抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続され、固定抵抗Ｒ１とＲ２の接続点Ｐ１と第１の演算増幅器１２の反転入力との間に固定抵抗Ｒ４、Ｒ３１、可変抵抗Ｒ３２が直列接続されている。接続点Ｐ１にはコンデンサＣ１が接続されており、固定抵抗Ｒ４とＲ３１の接続点Ｐ２と第１の演算増幅器１２の出力側との間には固定抵抗Ｒ５が接続されており、接続点Ｐ２にはコンデンサＣ２が接続されている。２０は電流／電圧変換部であり、この内、２１は非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子２２と帰還抵抗Ｒｆを介して反転入力と接続された第２の演算増幅器である。コンデンサＣ１とＣ２の他端が第２の演算増幅器２１の反転入力と接続されている。コンデンサＣ１、Ｃ２が接地されているのと等価なのでＬＰＦ部１１Ｃは多重帰還形３次ＬＰＦを構成する。
図１２の変形例によれば、簡単な構成で阻止域の減衰率の大きな３次ＬＰＦ特性を有する出力とＨＰＦ特性を有する出力を得ることができる。また、１つの抵抗Ｒ３２（またはＲ３）を可変するだけで、ＬＰＦ特性とＨＰＦ特性のカットオフ周波数を連動して可変することができる。なお、図１２の変形例でカットオフ周波数を固定したい場合は可変抵抗Ｒ３２を省略すればよい。

本発明は、入力信号を低域成分と高域成分に分割するスタジオオーディオ機器、ホームオーディオ機器、車載オーディオ機器等のチャンネルデバイダ等などに適用できる。

従来のチャンネルデバイダの一般的な構成を示すブロック図である。本発明の第１実施例に係るフィルタ回路の回路図である（実施例１）。図２中のＬＰＦ部の等価回路である。図２のフィルタ回路の２系統の出力の周波数−利得特性を示す線図である。図１の変形例に係るフィルタ回路のＬＰＦ部の周波数−利得特性を示す線図である。本発明の第２実施例に係るフィルタ回路の回路図である（実施例２）。図６中のＬＰＦ部の等価回路である。図６のフィルタ回路の２系統の出力の周波数−利得特性を示す線図である。本発明の第３実施例に係るフィルタ回路の回路図である（実施例３）。図９中のＬＰＦ部の等価回路である。図８のフィルタ回路の２系統の出力の周波数−利得特性を示す線図である。図９の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。

符号の説明

１０入力端子
１１、１１Ａ、１１Ｂ、１１ＣＬＰＦ部
１２第１の演算増幅器
１３第１の出力端子
２０電流電圧変換回路
２１第２の演算増幅器
２２第２の出力端子

Claims

非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子と接続されるとともに帰還コンデンサを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器と、
非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子と接続されるとともに帰還抵抗を介して反転入力と接続された第２の演算増幅器と、
入力端子と第１の演算増幅器の反転入力との間に直列に設けられた第１、第２の抵抗部と、
第１、第２の抵抗部間の接続点と第１の演算増幅器の出力側との間に設けられた第３の抵抗部と、
第１、第２の抵抗部間の接続点と第２の演算増幅器の反転入力との間に設けられたコンデンサと、
を備えたことを特徴とするフィルタ回路。
第２の抵抗部の抵抗値を可変としたこと、
を特徴とする請求項１記載のフィルタ回路。
非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子と接続されるとともに帰還コンデンサを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器と、
非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子と接続されるとともに帰還抵抗を介して反転入力と接続された第２の演算増幅器と、
入力端子と第１の演算増幅器の反転入力との間に直列に設けられた第１、第２、第３の抵抗部と、
第１、第２の抵抗部間の接続点と第１の演算増幅器の出力側との間に設けられた第４の抵抗部と、
第２、第３の抵抗部間の接続点と第２の演算増幅器の反転入力との間に設けられたコンデンサと、
を備えたことを特徴とするフィルタ回路。
第３の抵抗部の抵抗値を可変としたこと、
を特徴とする請求項３記載のフィルタ回路。
第１、第２の抵抗部間の接続点と第２の演算増幅器の反転入力との間に第２のコンデンサを設けたこと、
を特徴とする請求項３記載のフィルタ回路。
第２、第３の抵抗部間の接続点と第１の演算増幅器の出力側との間に第５の抵抗部を設けたこと、
を特徴とする請求項３記載のフィルタ回路。
非反転入力が接地され、出力側が第１の出力端子と接続されるとともに帰還コンデンサを介して反転入力と接続された第１の演算増幅器と、
非反転入力が接地され、出力側が第２の出力端子と接続されるとともに帰還抵抗を介して反転入力と接続された第２の演算増幅器と、
入力端子と第１の演算増幅器の反転入力の間に直列に設けられた第１乃至第５の抵抗部と、
第１と第２の抵抗部間と第１の演算増幅器の出力側との間、および、第３と第４の抵抗部間と第１の演算増幅器の出力側との間に設けられた第６、第７の抵抗部と、
第２と第３の抵抗部間と第２の演算増幅器の反転入力との間、および、第４と第５の抵抗部間と第２の演算増幅器の反転入力との間に設けられた第１、第２のコンデンサと、
を備えたことを特徴とするフィルタ回路。
第５の抵抗部の抵抗値を可変としたこと、
を特徴とする請求項７記載のフィルタ回路。