JP5070587B2 - 高安定調光装置 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（Light Emitting Diode：LED）等の光源が発する光の強度を調整する調光装置に関する。

従来、交流電源を用いて光源の調光を行う手段として、半導体スイッチング素子を用いた位相制御方式がよく用いられている。位相制御方式では一般に、交流電源と光源（照明負荷）の間にスイッチング素子を直列に接続し、そのスイッチング素子をオンさせる、交流電圧の１サイクル中における導通角を制御することにより、交流電源から照明負荷に供給される実効電圧を変化させることで調光を行う。

このような位相制御方式を用いた従来の調光装置として、前記導通角を制御するための基準点としてゼロクロス点（交流電圧がゼロになるタイミング）を用いるものがある。そのような装置は、そのゼロクロス点を検出するためのゼロクロス検出部を有している。

しかしながら、電源から供給される交流電圧にノイズの混入や波形歪が生じたり、複数の調光装置が接続される調光回路において各調光装置から発生するスイッチングノイズが他の調光回路の交流電圧に混入することにより、ゼロクロス検出部が誤動作を起こすことがある。特に、近年注目されている風力発電や太陽光発電等の自然エネルギーによる発電においては出力が安定せず、通信機器やコンピュータを用いて電力需給を自律的に調整する機能を有する送電網（いわゆるスマートグリッド）による調整を行ってもなお、これらノイズや波形歪を完全に排除することは難しい。また、自家発電により得られる電力においても、商用電源よりもノイズや波形歪が生じ易い。これらのノイズや波形歪が生じると、ゼロクロス検出部は、本来交流電圧がゼロではない点をゼロクロス点と検出したり、あるいは交流電圧がゼロである点をゼロクロス点として検出しなかったりする。その結果、照明に明るさの変動やちらつき（フリッカ）等が発生してしまう。この問題は特に照明がLED光源である場合に顕著である。

そこで、より正確にゼロクロス点を検出する方法の１つとして、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路を用いる方法が用いられている（例えば特許文献１参照）。この装置では、ゼロクロス検出部はゼロクロス点を検出する度にパルス信号を出力する。そして、ＰＬＬ回路は、このパルス信号が入力され、該回路内に設けられた発振器から出力される発振信号と該パルス信号が同期する（それら信号の位相が一致する）ようにフィードバック制御を行いつつ、該発振信号を出力する。これにより、パルス信号のうちノイズ等に起因して生じたものは、発振信号の位相からずれるため、除去される。しかしながら、ＰＬＬ回路では、応答速度を遅くすると、電源オン時や何らかの原因で同期が取れなくなった時に同期するまでの時間が長くなり、その間に照明の光量が変動してしまう。一方、それを避けるために回路の応答速度を速くすると、ノイズを十分に除去できなくなる。

一方、特許文献２には、ゼロクロス検出部に入力される前の交流電圧の信号に対して高速フーリエ変換を行って該信号の基本波成分のみを取り出すことによりノイズを除去し、このノイズ除去後の信号に基づいてゼロクロス検出部においてゼロクロス点を検出する調光装置が記載されている。しかしながら、この装置では高速フーリエ変換を行う際に多数の交流電圧の信号のサンプリングデータを取り扱う必要があるため、高性能の演算装置が必要になり、コストが高くなるという問題が生じる。

特開昭58-148663号公報 特開平11-032485号公報

本発明が解決しようとする課題は、交流電源の電圧へのノイズの混入や波形歪による誤動作を防ぐことができる調光装置を提供することである。

上記課題を解決するために成された本発明に係る調光装置は、交流電源に照明負荷と直列に接続された、スイッチング素子を有するスイッチング回路と、該スイッチング素子をオンにする期間を調整することにより該照明負荷に供給される実効電圧を制御する時分割制御回路を備える調光装置であって、
該時分割制御回路が、
a) 前記交流電源の電圧がゼロになる時間であるゼロクロス点を検出し、該ゼロクロス点において値が変化するゼロクロス信号を生成するゼロクロス検出手段と、
b) 前記交流電源の周波数又は該周波数の整数倍の周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、
c) 前記ゼロクロス信号が生成される毎に該ゼロクロス信号と前記発振信号の位相差を測定し、該位相差の測定値のデータに基づいて、前記スイッチング素子をオン又はオフにするタイミングを定めるための基準点を決定する基準点決定手段と、
d) 前記基準点及び前記照明負荷に供給すべき実効電圧に基づいて定まるタイミングで、前記スイッチング素子をオン又はオフにするオン／オフ信号を該スイッチング素子に送信する時分割制御信号生成手段と
を備えることを特徴とする。

本発明に係る調光装置において、ゼロクロス検出手段において生成されたゼロクロス信号には、前述のとおり、ノイズや波形歪等により、正しいゼロクロス点を表さない信号が含まれる。一方、発振手段において生成される発振信号は、前記交流電源の周波数又はその整数倍の周波数で生成されるため、常に該交流電源の正しいゼロクロス点に対応した時点で生成されるが、その生成時点（位相）は、電源周波数のゼロクロス点の時点とは異なる。基準点決定手段はこの位相差を、ゼロクロス信号が生成される毎に測定し、その位相差のデータに基づいて基準点を決定する。この基準点は、交流電源の正しいゼロクロス点に相当する点である。この基準点の決定には、後述のように種々の統計的手法を用いることができる。

本発明に係る調光装置では、このように基準点を求めることにより、交流電源の電圧へのノイズの混入や波形歪によるゼロクロス点のずれによって基準点が不正確になることを防ぐことができる。そのため、時分割制御信号生成手段においてスイッチング素子をオン／オフするタイミングを正しく求めることができる。このように正確なタイミングでスイッチング素子をオン／オフできるため、照明の明るさの変動やフリッカが生じることを防ぐことができる。

また、本発明に係る調光装置では、ゼロクロス信号と発振信号の位相差を用いるため、、発振手段はゼロクロス信号の位相とは無関係の位相で発振信号を発振すればよく、ＰＬＬ回路を用いる場合のように発振信号の位相をゼロクロス信号と同期させるように制御する必要がない。そのため、本発明に係る調光装置はＰＬＬ回路を用いる場合よりも応答速度を速くすることができる。

さらに、ゼロクロス信号と発振信号の位相差という、交流電圧の半周期毎に1つ得られるデータを用いて信号処理を行うことができるため、交流電圧の信号に対して高速フーリエ変換を行う従来の装置のように多数のサンプリングデータを取り扱う必要がなく、演算装置に要するコストを抑えることができる。

発振信号の周波数は、交流電源の周波数に従って予め定められた値を用いてもよい。あるいは、前記交流電源の周波数又は前記ゼロクロス信号の周波数を測定し、その測定値に基づいて前記発振手段における発振信号の周波数を設定する周波数設定手段を設けるようにしてもよい。これにより、国・地域等による交流電源の周波数の違いに依存することのない調光装置とすることができる。

次に、基準点決定手段における基準点の決定に用いる統計的手法の例を説明する。基準点決定手段では、例えば、ゼロクロス信号から求められるゼロクロス点（ノイズの混入等により、このゼロクロス点は交流電源における真のゼロクロス点と常に一致するとは限らない）を検出する毎に、それよりも所定時間だけ前までの複数のゼロクロス点における位相差の平均値を求め、発振信号の位相の基準となる時点（例えば発振信号が正から負、又は負から正に変化する時刻）から該平均値だけ前（発振信号よりもゼロクロス信号の方が位相が進んでいる場合）／又は後（発振信号よりもゼロクロス信号の方が位相が遅れている場合）の時点を基準点とする。従って、基準点は本来（ノイズ等の影響が無い場合）であればゼロクロス点に一致するが、この方法によれば、たとえ前記所定時間内に誤った（本来の基準点からずれた）ゼロクロス点が混入していても、位相差の平均値を取ることでほぼ正確な位相差を得ることができるため、基準点もほぼ正確になる。また、上記平均値を求める際に、前記複数のゼロクロス点における位相差の最大値及び最小値を除いて、残りの値から平均値を求めてもよい。さらには、前記複数のゼロクロス点毎に所定の条件に従って寄与が大きく又は小さくなるように重み付けをしてもよい。

あるいは、基準点は、ゼロクロス信号と発振信号の差をとった差分信号に対する高速フーリエ変換により求めることもできる。なお、ここで行う高速フーリエ変換においても、交流電圧の半周期毎に1つ得られる差分信号を用いるため、従来の高速フーリエ変換を用いた装置のように多数のサンプリングデータを取り扱う必要はない。

本発明に係る調光装置において、基準点自体をオン又はオフのタイミングとしてもよいし、基準点から所定の時間だけずれた時点をオン又はオフのタイミングとしてもよい。特に、基準点から位相がπ/2ずれた時点（即ち交流電源の電圧の波形がピークになる時点）から所定時間だけ遡った時点をオンのタイミングとし、該ゼロクロス点から位相がπ/2ずれた時点から前記所定時間と同じ時間だけ経過した時点をオフのタイミングとすることが望ましい。これにより、交流電圧と交流電流の位相のずれを小さくすることができ、調光時の力率低下を防ぐことができる。

基準点決定手段及び時分割制御信号生成手段はソフトウエア及び中央演算装置（CPU）により実現することができる。また、上記周波数設定手段を用いる場合には、周波数の測定及び発振信号の周波数の設定も、ソフトウエア及びCPUにより実現することができる。更に、発振手段は、CPUが有する外部クロック機能を用いて実現することができる。

本発明に係る調光装置において、
前記照明負荷に供給すべき前記実効電圧を設定する操作を行うことにより該照明負荷の調光レベルを設定する調光レベル設定手段を有し、
該調光レベル設定手段において、
前記照明負荷が点灯を開始する最小の実効電圧を点灯開始実効電圧として設定し、前記調光レベル設定手段における前記操作の範囲内の所定の点灯開始位置に前記点灯開始実効電圧を対応付け、該点灯開始位置と該範囲における該照明負荷への最大供給実効電圧に対応する位置との間で、該点灯開始実効電圧と該最大供給実効電圧の間の実効電圧の値を割り当てる
ことが望ましい。これにより、照明負荷が点灯しない実効電圧の範囲（実際には点灯していても使用者が点灯を認識できない実効電圧の範囲を含む）を調光レベル設定手段の操作範囲に広く割り当てることがないため、使用者が自然な感覚で調光レベル設定手段を操作することができる。

本発明によれば、ゼロクロス信号と発振信号の位相差の測定データに基づいて定まる基準点を用いてスイッチング素子のオン／オフのタイミングを算出することにより、交流電源の電圧へのノイズの混入や波形歪による調光装置の誤動作を防ぐことができる。また、ＰＬＬ回路を用いる場合のように応答速度が問題になることがないうえ、交流電源の電圧の信号からノイズ等を除去するよりも信号処理が容易である。本発明は特に、今後普及が見込まれる風力発電や太陽光発電等の自然エネルギーによる発電や自家発電という、ノイズの混入や波形歪が生じやすい電力が供給される際に顕著に効果を発揮する。

本発明の一実施例に係る調光装置を含む照明回路を示すブロック図。 ゼロクロス検出部１１１及びスイッチング回路４の回路図。 本実施例の調光装置の動作を説明するための図。 本実施例の調光装置の動作を表すフローチャート。 移動平均法による統計処理の一例を示すグラフ。 移動平均法による統計処理の変形例を示すグラフ。 FIRフィルタのブロック図。 FIRフィルタによる統計処理の一例を示すグラフ。 FFTフィルタの動作の概念図。 本実施例の調光装置に設けられる調光ダイヤルの回動の角度と実際の調光レベルの関係の設定前及び設定後における調光ダイヤルの点灯開始位置を示す図。 本実施例の調光装置に設けられるON/OFFスイッチ、調光ダイヤル及び表示灯を示す平面図。 調光ダイヤルの回動の角度と実際の調光レベルの関係を設定する操作を示すフローチャート。 本発明の調光装置で用いる直流電源の例を示す回路図。 図１３(b)の直流電源を用いる際に好適な、短時間のオフ期間を設ける例を示すグラフ。 スイッチング素子６のオン／オフのタイミングの他の例を示すグラフ。 本発明の変形例に係る調光装置を含む照明回路を示すブロック図。

図１〜図１６を用いて、本発明に係る調光装置の実施例を説明する。

(1) 本実施例の調光装置１の構成
本実施例の調光装置１は、図１に示す照明回路内において使用され、LED等の照明負荷３と共に交流電源２に直列に接続される。調光装置はスイッチング回路４と時分割制御回路５から成る。

スイッチング回路４は、4個のダイオードから成るダイオードブリッジを用いた整流回路内にスイッチング素子６を設けたものが一般的である（図２(a)）。スイッチング素子６には電界効果トランジスタ(FET)を用いることができる。また、図２(b)に示すように、2個のスイッチング素子(FET)と2個のダイオードを有するスイッチング回路４Ａを用いることもできる。電流が通過するダイオードがスイッチング回路４では2個であるのに対してスイッチング回路４Ａでは1個であるため、スイッチング回路４Ａの方が電力のロスを抑えることができる。スイッチング回路４Ａにおいて用いられているダイオードの代わりに、スイッチング素子であるFETが有する内蔵ダイオード（ボディーダイオード）を用いることもできる（図２(c)のスイッチング回路４Ｂ）。これにより、外部ダイオードが不要となり、スイッチング回路を簡略化することができる。また、この例では1つのゲート信号で2個のFETを制御することができ、制御回路を簡略化することができる。更に他の例として、トライアック（双方向サイリスタ）を用いることもできる。この場合、スイッチング回路４はトライアックのみで構成することができる。

時分割制御回路５は、ゼロクロス検出部１１、周波数測定部１２、発振器１３、基準点決定部１４、オン／オフタイミング算出部１５、CPU１６、時分割制御信号生成部１７及び調光レベル設定部１８を有する。

ゼロクロス検出部１１は交流電源２の電圧（以下、「電源電圧」とする）の信号が入力され、該信号に基づいてゼロクロス信号を生成して出力するものである。本実施例におけるゼロクロス検出部１１は、図２(a)に示すゼロクロス検出回路１１１により電源電圧の信号のゼロクロス点を検出する。ゼロクロス検出回路１１１では、交流電源２とスイッチング回路４の間から分岐し、抵抗を介して、2個のダイオードが互いに逆極性となるように並列に接続される。ダイオードはアノード−カソード間の電圧が所定値（オン電圧）を超えると、電流が増加しても該電圧がほとんど増加しないという特性を有する。そのため、電源電圧の実効値をオン電圧よりも十分大きくすることにより、ゼロクロス検出回路１１１の両端に加わる電源電圧が周期的に変化しても、ダイオードの両端に印加される電圧は電源電圧のゼロクロスに対応して正負が入れ替わるだけで絶対値が変化しない。このダイオード両端の電圧に基づいて、2値（±V_C）のゼロクロス信号を得ることができる。

周波数測定部１２は、ゼロクロス信号の周波数を測定するものである。発振器１３は、周波数測定部１２で測定されたゼロクロス信号の周波数と同じ周波数又はその整数倍の周波数を有する発振信号を生成するものである。

基準点決定部１４は、ゼロクロス信号及び発振信号を入力し、それら2つの信号の位相差を求め、その位相差のデータ、具体的にはその時間変化に基づいて、後述のようにスイッチング素子６をオン又はオフにするタイミングを定めるための基準点を決定するものである。オン／オフタイミング算出部１５は、基準点決定部１４で決定した基準点に基づいてスイッチング素子６をオン又はオフにするタイミングを算出するものである。時分割制御信号生成部１７は、オン／オフタイミング算出部１５で算出されたタイミングに基づいて、スイッチング素子６をオン又はオフにするオン／オフ信号をそのスイッチング素子６に送信するものである。なお、オン／オフタイミング算出部１５と時分割制御信号生成部１７を合わせたものが、前記時分割信号生成手段に相当する。

CPU１６はここまでに述べた周波数測定部１２、発振器１３、基準点決定部１４、オン／オフタイミング算出部１５及び時分割制御信号生成部１７を制御するためのものである。なお、基準点決定部１４、オン／オフタイミング算出部１５及び時分割制御信号生成部１７は実際にはCPU１６により実現される。また、CPU１６は周波数測定部１２で測定された周波数から発振信号の発振周波数を決定して発振器１３に指示する機能を有する。従って、周波数測定部１２とCPU１６を合わせて、上述の周波数設定手段として機能する。

調光レベル設定部１８は、使用者が所望する照明の明るさを設定するためのものである。この調光レベル設定部１８には、ダイヤル等のハードウエアを用いてもよいし、コンピュータ（ソフトウエア）を用いてもよいが、本実施例では、使用者がダイヤルを操作することで設定された値に基づいて、ソフトウエアによって実際の調光レベルを設定する。調光レベル設定部１８で設定された調光レベルはオン／オフタイミング算出部１５に入力される。オン／オフタイミング算出部１５では、照明がより明るくなるように設定されると、スイッチング素子６がオンになる時間がより長くなるようにオン／オフタイミングを算出する。

(2) 本実施例の調光装置１の動作
次に、図３の説明図及び図４のフローチャートを用いて、本実施例の調光装置１の動作を説明する。調光装置１では、以下に述べるステップＳ１〜Ｓ６の操作を繰り返し実行することにより、電源電圧に重畳されるノイズ等の影響を排除する。まず、ゼロクロス検出部１１は、電源電圧の絶対値が所定の閾値以下になったことを検出した時点がゼロクロス点２３であることを示すゼロクロス信号２５を生成する（ステップＳ１、図３(b)）。本実施例では、上述のゼロクロス検出回路１１１を用いているため、ゼロクロス信号２５は電源電圧が正の時には+V_C、負の時には-V_Cの矩形波となる。その際、電源電圧にはノイズ２１が重畳されたり（図３(a)）、交流の波形に歪みが生じたり（図３(a')）することがある。このようなノイズの重畳や交流波形の歪みは特に、出力が小規模かつ不安定な自然エネルギーによる発電や自家発電による電力において発生するおそれがある。このようなノイズが存在する電源電圧の信号をゼロクロス検出部１１に入力すると、（ノイズが存在しない場合に）本来ゼロクロス点であるべき時点付近にノイズ２１が存在する場合には、本来ゼロクロス点ではない時点２３において、ノイズ２１が重畳した電源電圧が正から負、又は負から正に変化するため、ゼロクロス検出部１１はその点をゼロクロス点２３と誤認してゼロクロス信号２５を生成する（図３(b)）。同様に、電源電圧に波形歪が存在する場合には、ゼロクロス信号２５は、波形歪が無い場合に本来生成されるべき時間（符号２２Ａ）からずれた時間（符号２１Ａ）に生成される。なお、以下ではノイズが重畳する場合を例に説明するが、波形歪が生じる場合にも同様の処理が可能である。

一方、周波数測定部１２はゼロクロス信号２５を複数サイクルに亘って測定するため、平均処理等の統計演算によって正確な電源電圧の周波数を求めることができる。そして、発振器１３は、その正確な電源電圧の周波数に基づいて、発振信号２６を生成する（図３(c)）。本実施例では、発振信号２６は±V_oの値をとる矩形波とし、その周波数は電源電圧の周波数の2倍とした。なお、発振信号２６の周波数は電源電圧の周波数と同じとしてもよいし、3倍以上としてもよい。一方、発振信号２６は電源電圧やゼロクロス信号２５の位相と同期をとる必要がなく、それらとは無関係の位相で発振される。

基準点決定部１４は、ゼロクロス信号２５の正負が反転する度に、発振信号２６の正負が反転する時点２４を求める（ステップＳ２）。そして、それらの正負の反転時のずれから、ゼロクロス信号２５と発振信号２６の位相差の測定値δT_nを求める（ステップＳ３、図３(d)）。ここで求められた位相差の測定値δT_nは、ノイズ２１の影響により、サイクル毎に異なる大きさとなる。そこで、基準点決定部１４は、その時点までに得られた所定個数の位相差の測定値を用いて、後述（(3) 基準点決定部１４における統計処理）の統計処理を行うことにより、真の位相差δTを求める（ステップＳ４）。そして、発振信号２６の正負が反転する時点２４を基準として、そこから真の位相差δTだけ遡った時点を基準点２２と決定する（ステップＳ５、図３(e)、(f)）。

続いて、オン／オフタイミング算出部１５は、基準点決定部１４で決定された基準点２２に基づき、以下のようにスイッチング素子６のオン／オフのタイミングを決定する（ステップＳ６）。本実施例では、電源電圧の0.5サイクル（電圧が正の期間、又は負の期間）を単位として、基準点２２から所定の時間までをオフ、その所定時間から次の基準点２２までをオンとする（図３(g)）。この所定時間は、調光レベル設定部１８の設定値で定まる、照明負荷３に供給すべき実効電圧の大きさに基づいて定まる。こうして求められたオン／オフのタイミングに基づいて、時分割制御信号生成部１７が時分割信号をスイッチング素子６に送信する。以後、上記ステップＳ１〜Ｓ６の操作を繰り返す。こうして、照明負荷３に供給される実効電圧が制御され（図３(h)）、照明負荷３の調光が実現する。

本実施例の調光装置１では、発振信号の位相を電源電圧やゼロクロス信号の位相と同期をとる必要がないため、ＰＬＬ回路を用いる場合よりも応答速度を速くすることができる。また、交流電圧の信号に対して高速フーリエ変換を行う従来の装置と比較すると、取り扱うサンプリングデータの数を少なくすることができるため、さほど高性能のCPUを用いる必要がなく、コストを抑えることができる。

(3) 基準点決定部１４における統計処理
次に、図５〜図８を用いて、基準点決定部１４においてなされる統計処理の例を説明する。ここでは、図３(d)に示した位相差の測定値δn(nは整数)が、時間経過（nの増加）により図５に示した変化を示す場合を例に説明する。なお、図６及び図８に示した位相差の測定値は図５に示したものと同じである。

(3-1) 移動平均法による統計処理
第１の例は移動平均法によるものである。この方法は、各測定値δnが得られた時点で、その測定値δnを含む直近の所定個数の測定値を平均した値をとるものである。図５に、8個の測定値を平均した例を示す。測定値は±20°の範囲に分布している。それに対して、移動平均法により得られた値は±2.5°の範囲内に収まり、測定値と比較してδnの誤差を十分に小さくすることができる。

(3-2) 移動平均法の変形例
第２の例は、移動平均法において各測定値δnが得られた時点で、δnを含む直近の所定個数（4個以上）の測定値から最大値及び最小値を除いたうえで、残りの測定値の平均をとるものである。これら最大値及び最小値はノイズに起因したものである可能性が高いため、これらを除いて平均をとることにより、ノイズの除去効果がより高まる。図６に、10個の測定値から最大値及び最小値を除き、残り8個の測定値を平均した例を示す。図５の場合よりも平均値のばらつきが更に小さくなっていることがわかる。

(3-3) 有限インパルス応答（Finite impulse response:FIR）フィルタ
第３の例は、代表的なデジタルフィルタであるFIRフィルタを用いたものである。図７に、本実施例で用いるFIRフィルタのブロック図を示す。このFIRフィルタでは、各時点における測定値はX(n)=X(0)として入力される。そして、既に得られている測定値は、新たな測定値が得られる毎にX(1), X(2),...と、nが1ずつ増加した値として取り扱われる。こうして得られた各時点における測定値X(n)=X(0), X(1), X(2),...に、nの値毎に定められた係数a_n=a₀, a₁, a₂...を乗じ（但し、a₀, a₁, a₂...の総和は1）、それらの和を取った値Y(n)=a₀X(0)+a₁X(1)+a₂X(2)...+a_nX(n)を平均値として出力する。ここで係数a_nは、例えばX(n)の測定からの時間経過が短いほどa_nを大きくする等、nの値毎に重み付けを変えることができる。

具体的な一例として、直近の3個の位相差の測定値δnを対象として、その2番目(n=1)の係数a₁に重みをつけて1/2とし、1番目及び3番目の係数a₀及びa₂を1/4とした場合、即ちY=(1/4)X(0)+(1/2)X(1)+(1/4)X(2)の場合について、得られた位相差の出力値を図８に示す。この例では位相差のサンプリング数が3であるため、第１及び第２の例よりも出力値がややばらついているが、FIRにおいてもサンプリング数を更に増やしてばらつきをより小さくすることが可能である。

(3-4) FFTフィルタ
第４の例は、FFTフィルタを用いたものである。図９に、FFTフィルタの動作の概念図を示す。基準点決定部１４において求められるゼロクロス信号と発振信号の位相差の測定値δ_n（図３(d)）の変化は、図９(a)に示すように時間を横軸とするグラフで表すことができる。このグラフにおいて、ゼロクロス信号にノイズが混入すると、本来の信号３０に位相差の測定値が急変する誤差成分３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｃ...が重畳した信号が観測される。第４の例では、このグラフのデータに対してフーリエ変換を行う。これにより、図９(b)に示すように、横軸を周波数とするグラフ上には、ゼロクロス信号の本来の周波数に対応したピーク３２と、誤差に起因したピーク３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ...が観測される。次に、このグラフのデータから、誤差に起因したピーク３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ...を除去する（フィルタリング処理、図９(c)）。そして、この除去操作後のデータに対してフーリエ逆変換を行う。これにより、時間を横軸とする、ノイズが除去された位相差δTのグラフ（図９(d)）が得られる。

(4) 調光ダイヤルの回動の角度と実際の調光レベルの関係の設定
次に、図１０〜１２を用いて、本実施例で用いる調光レベル設定部１８において使用者が操作する調光ダイヤルの回動の角度と、実際の調光レベルの関係を設定する方法について説明する。
まず、このような設定が必要となる理由を説明する。LEDでは、負荷に供給される実効電圧を0から増加させてゆくと、実効電圧がある閾値（以下、「点灯開始実効電圧」と呼ぶ）に達して初めて点灯する。そのため、調光ダイヤル５２の可動範囲（操作範囲）に単純に実効電圧を最小値min.（実効電圧0）から最大値max.まで割り当てると、調光ダイヤルを高実効電圧側に回しても、上記閾値に対応する位置５５まではLEDが点灯せず、無駄な操作になる（図１０の左図）。また、点灯開始実効電圧は個々のLEDの素子によって異なる（図１０の左図）ため、取り付けたLEDの素子によって調光ダイヤルの操作感が異なる。そこで、本実施例では、以下に述べるように、調光ダイヤルの可動範囲内の所定の位置が点灯開始実効電圧に対応するように設定することにより、この可動範囲内においてLEDが点灯しない範囲が過度に広くなることを防ぐと共に、LEDの素子の違いによる操作性のばらつきを防ぐ。

この調光レベルの設定の具体的方法は以下の通りである。本実施例の調光装置１には、図１１に示すように、使用者が操作するON/OFFスイッチ５１及び調光ダイヤル５２が設けられている。ON/OFFスイッチ５１は、通常はLED（照明負荷３）を点灯/消灯させるために用いられる押しボタン式のスイッチであり、OFFから1回押すとONにし、次に1回押すとOFFにするという動作を繰り返す。調光ダイヤル５２は調光レベルを調整するために用いられ、右側に回すほどLEDが明るく点灯する。LEDを交換した時等、調光ダイヤル５２と調光レベルの関係を設定する操作を行う際には、まず、ON/OFFスイッチ５１をONにし、調光ダイヤル５２の設定値を最大にする（右側一杯に回す）。次に、ON/OFFスイッチ５１を数秒間（本実施例では5秒間）以上押し続ける（いわゆる「長押し」）。この長押しの操作により、調光レベルの設定が開始される（図１２のステップＳ１１）。すると、調光ダイヤル５２の下に設けられた表示灯５３が点灯する（ステップＳ１２）。この表示灯５３は、照明負荷３のLEDよりも出力が小さい緑色発光のLEDから成り、それが点灯することによって調光レベルの設定中であることを使用者に示すためのものである。次に、使用者は、調光ダイヤル５２を左側に回してゆき、LED（照明負荷３）が消灯したところ、すなわちLEDに供給される実効電圧が、このLEDが点灯する最小値に設定された時に、ON/OFFスイッチ５１を押す（ステップＳ１３）。これにより、調光レベル設定部１８は、この時の照明負荷３のLEDへの供給実効電圧を点灯開始実効電圧の値として取得する（ステップＳ１４）。そして、調光レベル設定部１８は、調光ダイヤル５２の可動範囲中の所定の位置である点灯開始位置５６（図１０の右図）から右に一杯回した位置（最大実効電圧の位置）までの間に、点灯開始実効電圧から最大実効電圧までの実効電圧の値を割り当てる（ステップＳ１５）。これにより、調光レベルの設定が完了する。

このように調光レベルを設定することにより、設定前において点灯開始位置が異なっていても、設定後には調光ダイヤル５２の同じ点灯開始位置５６でLED（照明負荷３）の点灯を開始させることができるようになる。

なお、調光ダイヤル５２の設定値を最小にし（左側一杯に回し）、ON/OFFスイッチ５１を長押しすることにより、上記設定が解除される。

(5) 時分割制御回路５を動作させるための直流電源
次に、図１３を用いて、時分割制御回路５が有するゼロクロス検出部１１、周波数測定部１２、発振器１３、基準点決定部１４、オン／オフタイミング算出部１５、CPU１６、時分割制御信号生成部１７及び調光レベル設定部１８のうちの1つ又は複数を動作させるための直流電源の例を説明する。

第１の例の直流電源４０Ａ（図１３(a)）は、１次側が交流電源２に対して照明負荷３と直列に接続されたトランス４１を有する。このトランス４１の２次側の両端子はブリッジ整流回路４２Ａの入力側の２端子に接続されている。ブリッジ整流回路４２Ａの出力側の２端子のうちの一方は接地され、他方はこの直流電源４０Ａの負荷（時分割制御回路５）に接続されている。また、ブリッジ整流回路４２Ａと負荷の間から分岐して、コンデンサ４３Ａの一端が接続される。コンデンサ４３Ａの他端は接地されている。

直流電源４０Ａでは、スイッチング素子６がオンの期間中には、トランス４１の１次側に照明負荷３への交流電流が流れ、それにより２次側にも交流電流が流れる。この２次側の交流電流はブリッジ整流回路４２Ａにより、強度が時間変動しつつ一方向に流れる電流に変換される。そして、この電流はコンデンサ４３Ａにより平滑化され、略直流の電流が時分割制御回路５に供給される。一方、スイッチング素子６がオフの期間中には、トランス４１の１次側に電流が流れないため、コンデンサ４３Ａから直流電流が供給される。但し、コンデンサ４３Ａから供給される直流は、1回のオフ期間内では時間の経過と共に強度が減少する。そのため、直流電源４０Ａは、次に述べる直流電源４０Ｂと併用することが望ましい。併用による効果は後述する。

第２の例の直流電源４０Ｂ（図１３(b)）はブリッジ整流回路４２Ｂを有する。ブリッジ整流回路４２Ｂの入力側の２端子は、スイッチング回路４と並列に接続されている。この並列接続の経路中には、ブリッジ整流回路４２Ｂを挟んで2個の第１コンデンサ４３Ｂ及び４３Ｃが設けられている。一方、ブリッジ整流回路４２Ｂの出力側の２端子は、一方が接地され、他方が負荷（時分割制御回路５）に接続されている。また、ブリッジ整流回路４２Ｂと負荷の間から分岐して、第２コンデンサ４３Ｄの一端が接続される。第２コンデンサ４３Ｄの他端は接地されている。

直流電源４０Ｂでは、スイッチング素子６がオフの期間中には、スイッチング回路４の両端に交流電圧が印加される。そして、それと同じ交流電圧が、スイッチング回路４と並列に接続された、第１コンデンサ４３Ｂ及び４３Ｃ並びにブリッジ整流回路４２Ｂを有する経路の両端にも印加される。これにより、この経路に交流電流が生成される。この交流電流はブリッジ整流回路４２Ｂにより、強度が時間変動しつつ一方向に流れる電流に変換され、更に第２コンデンサ４３Ｄにより平滑化されることにより、略直流の電流が時分割制御回路５に供給される。一方、スイッチング素子６がオンの期間中には、第２コンデンサ４３Ｄから直流電流が供給される。

なお、スイッチング素子６がオフの期間中に上記経路に流れる交流電流は照明負荷３の側にも流れる（リークする）。しかし、一般的に時分割制御回路５の動作に必要な電流の強度は照明負荷３が動作に必要な電流の強度よりも1桁以上小さいため、第１コンデンサ４３Ｂ及び４３Ｃの容量を十分に小さくすることにより該交流電流の強度を小さくすることができ、それにより、照明負荷３の動作に影響を与えることなく直流電流を生成することができる。

ここまでに説明したように、直流電源４０Ａはスイッチング素子６がオンの期間中に、直流電源４０Ｂはスイッチング素子６がオフの期間中に、それぞれ生成される交流電流を用いて直流電流を生成している。そのため、直流電源４０Ａと直流電源４０Ｂを併用することにより、直流電流を安定的に生成することができる。

また、照明負荷３に供給する実効電圧を最大にする際には、スイッチング素子６を常にオンにすることもできるが、その場合には、直流電源４０Ｂから直流電流を継続的に供給することができなくなる。そのため、照明負荷３に供給する実効電圧を最大にする場合にも、図１４に示すように、照明負荷３に供給される実効電圧（図３(h)に相当）に短時間のオフ期間を設けるとよい。

(6) スイッチング素子６のオン／オフのタイミングの調整による力率の改善
スイッチング素子６のオン／オフのタイミングは、図３(h)に示したようにゼロクロス点をオフ（又はオン）のタイミングとする例の他に、図１５に示すように、ゼロクロス点からπ/2だけ位相がずれた時点（即ち、電圧の絶対値が最大になるピーク位置）に関して電圧の波形が対称になるようにオフ（又はオン）の期間を定めてもよい。具体的には、ゼロクロス点から(π/2)-Δの時点をオンのタイミングとし、(π/2)+Δの時点をオフのタイミングとする。このようにオン／オフのタイミングを制御することにより、交流電圧と交流電流の位相のずれを小さくすることができ、調光時の力率低下を防ぐことができる。図１５の例では、(a)〜(d)に向かうほどオン期間が短く（照明負荷への供給実効電圧が小さく）なっている。図１５(e)は電圧の1周期の間に多数回オン／オフを繰り返したものである。なお、図１５に示した例では、図１４に示した例と同様の理由により短時間のオフ期間を設けているが、力率の改善という点ではこのオフ期間は必要ではない。

(7) その他の変形例
本発明は上記実施例のものに限られない。例えば以下のような変形が可能である。

(7-1) 発振器１３の発振周波数の設定
上記実施例では、発振器１３の発振周波数は周波数測定部１２で測定されたゼロクロス信号の周波数に基づいて定めたが、交流電源２の周波数を測定して定めてもよい。また、使用者が発振器の周波数を手動で設定するようにしてもよい。さらには、調光装置で使用する交流電源が固定されている場合には、発振周波数がその固定値又はその固定値の整数倍に固定された発振器を用いてもよい。

(7-2) ゼロクロス検出部について
上記実施例では、ゼロクロス検出部１１は、交流電源２とスイッチング回路４の間に流れる交流の電圧に基づいてゼロクロス点の検出を行っている。それに加えて、図１６に示すように、スイッチング回路４が無い側の交流電源２と照明負荷３の間に流れる交流の電圧も測定し、それら2つの電圧の差に基づいてゼロクロス点の検出を行ってもよい。これにより、照明回路を接地できない場合にも、安定したゼロクロス点の検出を行うことができる。

(7-3) ゼロクロス信号について
ゼロクロス信号は、上記実施例では電源電圧が正の時には+V_C、負の時には-V_Cである矩形波としたが、ゼロクロス点においてパルス状の波形を有する信号を用いてもよい。

１…調光装置
２…交流電源
３…照明負荷
４、４Ａ、４Ｂ…スイッチング回路
５…時分割制御回路
６…スイッチング素子
１１…ゼロクロス検出部
１１１…ゼロクロス検出回路
１２…周波数測定部
１３…発振器
１４…基準点決定部
１５…オン／オフタイミング算出部
１６…CPU
１７…時分割制御信号生成部
１８…調光レベル設定部
２１…ノイズ
２１Ａ…波形歪によりずれた、ゼロクロス点が生成される時間
２２…基準点
２２Ａ…ゼロクロス点が本来生成されるべき時間
２３…ゼロクロス点
２４…発振信号の正負が反転する時点
２５…ゼロクロス信号
２６…発振信号
３０…信号
３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｃ…誤差成分
３２…ピーク
３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ…ノイズのピーク
４０Ａ、４０Ｂ…直流電源
４１…トランス
４２Ａ、４２Ｂ…ブリッジ整流回路
４２Ｂ…ブリッジ整流回路
４３Ａ…コンデンサ
４３Ｂ、４３Ｃ…第１コンデンサ
４３Ｄ…第２コンデンサ
５１…ON/OFFスイッチ
５２…調光ダイヤル
５３…表示灯
５５…調光ダイヤルにおける調光レベルの設定前の点灯開始位置
５６…調光ダイヤルにおける調光レベルの設定後の点灯開始位置

Claims (15)

1. 交流電源に照明負荷と直列に接続された、スイッチング素子を有するスイッチング回路と、該スイッチング素子をオンにする期間を調整することにより該照明負荷に供給される実効電圧を制御する時分割制御回路を備える調光装置であって、
   該時分割制御回路が、
   a) 前記交流電源の電圧がゼロになる時間であるゼロクロス点を検出し、該ゼロクロス点において値が変化するゼロクロス信号を生成するゼロクロス検出手段と、
   b) 前記交流電源の周波数又は該周波数の整数倍の周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、
   c) 前記ゼロクロス信号が生成される毎に該ゼロクロス信号と前記発振信号の位相差を測定し、該位相差の測定値のデータに基づいて、前記スイッチング素子をオン又はオフにするタイミングを定めるための基準点を決定する基準点決定手段と、
   d) 前記基準点及び前記照明負荷に供給すべき実効電圧に基づいて定まるタイミングで、前記スイッチング素子をオン又はオフにするオン／オフ信号を該スイッチング素子に送信する時分割制御信号生成手段と
   を備えることを特徴とする調光装置。
2. 更に、前記交流電源の周波数又は前記ゼロクロス信号の周波数を測定し、その測定値に基づいて前記発振手段における発振信号の周波数を設定する周波数設定手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の調光装置。
3. 前記基準点の決定を前記位相差の前記測定値の移動平均値に基づいて行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の調光装置。
4. 前記移動平均値を求める際に、4個以上の測定値から最大値及び最小値を除いた残りの測定値の平均をとることを特徴とする請求項３に記載の調光装置。
5. 前記基準点の決定を前記位相差の前記測定値に対する有限インパルス応答をとることにより行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の調光装置。
6. 前記基準点の決定を、前記位相差の時間変化に対するフーリエ変換をとり、ノイズに由来する周波数成分を除去したうえで逆フーリエ変換をとることにより行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の調光装置。
7. 前記基準点決定手段が、前記基準点から位相がπ/2ずれた時点から所定時間だけ遡った時点を前記オンのタイミングと決定し、該基準点から位相がπ/2ずれた時点から前記所定時間と同じ時間だけ経過した時点を前記オフのタイミングと決定することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の調光装置。
8. 前記照明負荷に供給すべき前記実効電圧を設定する操作を行うための、下限と上限の間の操作範囲を有する調光レベル操作部と、該調光レベル操作部の該操作範囲内の位置に基づいて該照明負荷の調光レベルを設定する調光レベル設定手段を有し、該調光レベル設定手段が、
   前記照明負荷が点灯を開始する最小の実効電圧を点灯開始実効電圧として設定し、前記調光レベル操作部における前記操作範囲内の所定の点灯開始位置に前記点灯開始実効電圧を対応付け、該点灯開始位置と該操作範囲における該照明負荷への最大供給実効電圧に対応する位置との間で、該点灯開始実効電圧と該最大供給実効電圧の間の実効電圧の値を割り当てる
   ことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の調光装置。
9. 前記点灯開始位置が、前記操作範囲の前記下限よりも高電圧側の位置であることを特徴とする請求項８に記載の調光装置。
10. 更に、前記ゼロクロス検出手段、前記発振手段、前記基準点決定手段及び前記時分割制御信号生成手段のうちの少なくとも１つを動作させるための電源であって、
    前記交流電源に対して前記照明負荷と直列に１次側が接続されたトランスと、
    入力側の２端子が前記トランスの２次側に接続され、出力側の２端子のうちの一方が接地されたブリッジ整流回路と、
    一方の端子が接地され、他方の端子が前記ブリッジ整流回路の出力側の２端子のうちの非接地側の端子に接続されたコンデンサと
    を有する直流電源を備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の調光装置。
11. 更に、前記ゼロクロス検出手段、前記発振手段、前記基準点決定手段及び前記時分割制御信号生成手段のうちの少なくとも１つを動作させるための電源であって、
    入力側の２端子が前記スイッチング回路と並列に接続されたブリッジ整流回路と、
    前記ブリッジ整流回路の前記並列接続の経路中に、前記ブリッジ整流回路を挟むように2個設けられた第１のコンデンサと、
    一方の端子が接地され、他方の端子が前記ブリッジ整流回路の出力側の２端子のうちの非接地側の端子に接続された第２のコンデンサと
    を有する直流電源を備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の調光装置。
12. 更に、前記ゼロクロス検出手段、前記発振手段、前記基準点決定手段及び前記時分割制御信号生成手段のうちの少なくとも１つを動作させるための第２の電源であって、
    前記交流電源に対して前記照明負荷と直列に１次側が接続されたトランスと、
    入力側の２端子が前記トランスの２次側に接続され、出力側の２端子のうちの一方が接地されたブリッジ整流回路と、
    一方の端子が接地され、他方の端子が前記ブリッジ整流回路の出力側の２端子のうちの非接地側の端子に接続された第３のコンデンサと
    を有する第２の直流電源を備えることを特徴とする請求項１１に記載の調光装置。
13. 前記時分割制御信号生成手段が、前記照明負荷に供給される実効電圧を最大にする場合において前記スイッチング素子をオフにする時間帯を設けるように前記オン／オフ信号を生成することを特徴とする請求項１０〜１２のいずれかに記載の調光装置。
14. 前記ゼロクロス検出手段が、前記交流電源に対して2個のダイオードが互いに逆極性となるように並列に接続されたゼロクロス検出回路において該ダイオードの両端に加わる電圧に基づいてゼロクロス信号を得るものであることを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載の調光装置。
15. 前記スイッチング素子を複数備えることを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載の調光装置。

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