以下、添付図面を参照して、本発明に係る高調波測定装置の最良の形態について説明する。
最初に、本発明に係る高調波測定装置1について、図面を参照して説明する。なお、以下では、三相(R相、S相およびT相)三線式の交流電路(以下、「電路」ともいう)R,S,Tの電圧、および各交流電路を流れる電流に含まれている高調波を測定する例について説明する。
高調波測定装置1は、一例として、図1に示すように、電路R,S,Tの数と同数(3つ)の電圧測定ユニットVMa,VMb,VMc(以下、特に区別しないときには「電圧測定ユニットVM」ともいう)、電路R,S,Tの数と同数の電流測定ユニットCMa,CMb,CMc(以下、特に区別しないときには「電流測定ユニットCM」ともいう)、演算部OP、および表示部DSPを備え、電路Rの電圧Vr、電路Sの電圧Vs、電路Tの電圧Vt、電路Rに流れる電流Ir、電路Sに流れる電流Is、および電路Tに流れる電流Itを測定して、各電圧Vr,Vs,Vtおよび各電流Ir,Is,Itに含まれている高調波を測定可能に構成されている。
各電圧測定ユニットVMは、図1,2に示すように、電圧プローブユニット2および電圧測定部3をそれぞれ備えて同一に構成されて、各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vtを示す電圧データDva,Dvb,Dvcを出力する。以下、電圧測定ユニットVMaを例に挙げて、その構成について説明する。
電圧プローブユニット2は、図2に示すように、ケース11、検出電極12、可変容量回路19、電流検出器15およびプリアンプ16を備えている。ケース11は、導電性材料(例えば金属材料)を用いて構成されている。検出電極12は、例えば、平板状に形成されると共に、その一方の面側がケース11の外表面に露出し、かつ他方の面側がケース11の内部に露出するようにしてケース11に固定されている。一例として、検出電極12は、ケース11に設けられている孔(図示せず)に、この孔を閉塞し、かつケース11に対して電気的に絶縁された状態で取り付けられている。また、本例では、一例として、ケース11は、その表面が樹脂材などで形成された絶縁被膜で覆われている。この場合、検出電極12は、この絶縁被膜で覆われていてもよいし、絶縁被膜から露出していてもよい。
可変容量回路19は、図2に示すように、1つの容量変化機能体13および1つの駆動回路14を備えている。また、可変容量回路19(具体的には容量変化機能体13)は、第1の構成単位31、第2の構成単位32、第3の構成単位33および第4の構成単位34がこの順に環状に接続されて、いわゆるブリッジ回路に構成されている。具体的には、各構成単位31,32,33,34は、図3に示すように、第1電気的要素E11,E12,E13,E14(以下、特に区別しないときには「第1電気的要素E1」ともいう)をそれぞれ1つずつ含んで構成されている。
この場合、各第1電気的要素E1は、一端が他端に対して高電位のときに抵抗体として機能し、かつ他端が一端に対して高電位のときに容量体としてそれぞれ機能する一対の第1素子41a,41b(以下、特に区別しないときには第1素子41ともいう)をそれぞれ1つずつ含み、各第1素子41が互いに逆向きに直列接続されて構成されている。これにより、各第1電気的要素E1は、直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて容量が変化するように構成されている。なお、本明細書において、「直流信号の通過を阻止する」とは、直流信号の通過を完全に阻止する場合と、直流信号に対して例えば100MΩ以上の抵抗値で通過を制限する場合とを含む概念である。本例では、一例として、各第1素子41は、互いに接合されたP型半導体およびN型半導体を有して構成され、具体的には1つのダイオード(一例として可変容量ダイオード。バリキャップやバラクタダイオードともいう。)で構成され、各第1電気的要素E1は、これら2つのダイオードが逆向きに直列接続されて(アノード端子同士が接続されて)構成されている。また、各第1素子41a,41bには同一またはほぼ同一の特性の可変容量ダイオードが使用されて、第1の構成単位31および第3の構成単位33の各インピーダンスの積と、第2の構成単位32および第4の構成単位34の各インピーダンスの積とが同一またはほぼ同一(一例として数%程度の範囲内で相違する状態)に設定されている。
なお、図3に示す容量変化機能体13では、各第1電気的要素E1は、一対の第1素子41a,41bの一端同士を接続して(一対のダイオードのアノード端子同士を接続して)構成されているが、一対の第1素子41a,41bの他端同士を接続して(一対のダイオードのカソード端子同士を接続して)、各第1電気的要素E1を構成することもできる。また、可変容量ダイオードは、電圧を逆方向に印加したときにダイオードのPN接合における空乏層の厚みが変化することによる静電容量(接合容量)の変化を利用したものであり、この静電容量の変化を大きくしたものをいう。他方、PN接合で構成される一般的なダイオード(シリコンダイオード)においても、可変容量ダイオードと比べて少ないものの、上記した静電容量(接合容量)の変化は発生する。このため、図3に示す各容量変化機能体13におけるすべての第1素子41a,41bを、一般的なダイオードで構成された第1素子に置き換えた構成であっても、容量変化機能体13を構成することができる。
また、可変容量回路19は、検出電極12と参照電位となる部位(本例ではケース11)との間に、容量変化機能体13における第1の構成単位31および第4の構成単位34の接続点Aが検出電極12側に位置すると共に第2の構成単位32および第3の構成単位33の接続点Cがケース11側に位置するように配設されている。具体的には、可変容量回路19は、図2に示すように、容量変化機能体13の接続点Aが検出電極12に接続されると共に、容量変化機能体13の接続点Cが電流検出器15を介してケース11に接続されている。また、第1の構成単位31および第2の構成単位32の接続点Bと、第3の構成単位33および第4の構成単位34の接続点Dとが駆動回路14に接続されている。また、可変容量回路19は、ケース11の外部に露出しない状態で、ケース11内部に配設されている。
駆動回路14は、例えば、トランスおよびフォトカプラなどの絶縁用電子部品を用いて構成されて、電圧測定部3から入力した駆動信号S1(数百kHz〜数MHzといった高い周波数の信号)を、この駆動信号S1と電気的に絶縁されると共に駆動信号S1と同一の周波数f1の駆動信号S2(本発明における交流電圧)に変換して容量変化機能体13に出力(印加)する。本例では、一例として、駆動回路14は、図2に示すように、二次巻線14cの各端部が容量変化機能体13の接続点B,Dに接続されたトランス14aを備え、入力した駆動信号S1に基づいてトランス14aの一次巻線14bを励磁して、二次巻線14cに駆動信号S2を発生させる。この構成により、駆動回路14は、駆動信号S1を低歪みで駆動信号S2に変換し、この駆動信号S2を容量変化機能体13の各接続点B,D間に印加する。本例では、後述するように一例として駆動信号S1として正弦波信号を用いているため、駆動信号S2も正弦波信号として出力される。なお、上記の駆動回路14に代えて、単独で(電圧測定部3から駆動信号S1を入力せずに)駆動信号S2を出力するフローティング信号源(図示せず)を電圧プローブユニット2内に配設することもできる。
電流検出器15は、一例として抵抗で構成されて、可変容量回路19(具体的には可変容量回路19の容量変化機能体13)とケース11との間に接続されている。これにより、電流検出器15は、可変容量回路19と直列に接続された状態で検出電極12とケース11との間に配設されて、可変容量回路19の容量変化機能体13に流れている電流iを検出すると共に、この電流iの電流値に比例した値で、かつ電流iの向きに対応した極性の電圧V2をその両端間に発生させる。プリアンプ16は、不図示の直流遮断用の一対のコンデンサ、不図示の増幅回路(演算増幅器など)、および不図示の絶縁用電子部品(トランスおよびフォトカプラなど)を備えて構成されている。また、プリアンプ16は、本例では、一例として差動型の演算増幅器で構成されて、コンデンサを介して入力した電圧V2を増幅回路で増幅すると共に、増幅した電圧を絶縁用電子部品によって増幅回路に対して電気的に絶縁された検出信号S3に変換して出力する。この場合、電圧V2は電流iの値に比例して変化するため、この電圧V2を増幅して生成された検出信号S3も電流iの値に比例して変化する。また、上記した電流検出器15およびプリアンプ16は、可変容量回路19と共にケース11内部に配設されている。
電圧測定部3は、図2に示すように、発振回路21、A/D変換回路22、CPU23、D/A変換回路24、電圧生成回路25および電圧計26を備えて構成されている。この場合、発振回路21は、一定の周期T1(周波数f1)の駆動信号S1を生成して電圧プローブユニット2に出力する。本例では、発振回路21は、駆動信号S1として正弦波信号を生成する。A/D変換回路22は、CPU23およびD/A変換回路24と共に、本発明における電圧制御部CNTを構成し、アナログ信号としての検出信号S3をディジタルデータD1に変換してCPU23に出力する。
CPU23は、入力したディジタルデータD1から例えば駆動信号S1の周波数f1の2倍の周波数f2を含む所定の周波数帯域の成分についてのデータを抽出する検波処理(フィルタリング処理)と、この検波処理によって抽出されたデータを積分する積分処理とを実行する。また、CPU23は、この積分処理によって得られた積分データD2をD/A変換回路24に出力する。
D/A変換回路24は、積分データD2をアナログ信号としての直流電圧V3に変換して電圧生成回路25に出力する。電圧生成回路25は、電圧制御部CNTの制御下で、フィードバック電圧V4を生成して電圧プローブユニット2のケース11に印加する。具体的には、電圧生成回路25は、入力した直流電圧V3を増幅することにより、フィードバック電圧V4を生成する。これにより、参照電位であるケース11の電圧は、フィードバック電圧V4と等しく維持される。電圧計26は、基準電位(接続端子CPの電位)を基準としてフィードバック電圧V4を測定すると共に、その電圧値をディジタルデータに変換して電圧データDvaとして外部に出力する。
他の電圧測定ユニットVMb,VMcも、図2に示すように、上記した電圧測定ユニットVMaと同一に構成されて、各々のフィードバック電圧V4の電圧値を示すディジタルデータを電圧データDvb,Dvcとして出力する。以下、電圧データDva,Dvb,Dvcについては、特に区別しないときには「電圧データDv」ともいう。
各電流測定ユニットCMは、図1に示すように、クランプ型の電流プローブユニット4および電流測定部5をそれぞれ備えて、同一に構成されている。電流プローブユニット4は、クランプした電路R,S,Tに流れる電流の電流値を非接触で検出すると共に、電流値に応じて振幅が変化する検出信号S6を電流測定部5に出力する。電流測定部5は、不図示のA/D変換回路を備えて構成されて、入力した検出信号S6を、電路R,S,Tに流れる電流の電流値を示す電流データDiに変換して出力する。この構成により、電流測定ユニットCMaは、電流プローブユニット4によって電路Rに流れる電流の電流値を検出して、電流データDiaとして出力する。同様にして、他の電流測定ユニットCMb,CMcも、各々の電流プローブユニット4によって電路S,Tに流れる電流の電流値を検出して、電流データDib,Dicとして出力する。以下、電流データDia,Dib,Dicについては、特に区別しないときには「電流データDi」ともいう。
演算部OPは、本発明における処理部の一例であって、CPUおよびメモリ(いずれも図示せず)を備えて構成されて、各電圧測定ユニットVMから出力された電圧データDvに基づいて各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波を算出(測定)する第1高調波算出処理、および各電流測定ユニットCMから出力された電流データDiに基づいて各電流Ir,Is,Itに含まれている高調波を算出(測定)する第2高調波算出処理を実行する。また、演算部OPは、第1高調波算出処理および第2高調波算出処理の結果を表やグラフの形式で表示部DSPに表示させる。表示部DSPは、本例では、液晶ディスプレイなどのモニタ装置で構成されている。なお、プリンタなどの印字装置で構成することもできる。
次いで、高調波測定装置1を使用した電路R,S,Tの各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波の測定方法、および電路R,S,Tの各電流Ir,Is,Itに含まれている高調波の測定方法と共に、高調波測定装置1の動作について説明する。
まず、測定に際して、図1に示すように、電圧測定ユニットVMaで電路Rの電圧Vrを測定するため、その電圧プローブユニット2を電路Rに近づけると共に、その検出電極12を電路Rに対向させる。同様にして、他の電圧測定ユニットVMb,VMcについても、電路S,Tの電圧Vs,Vtを測定するため、各電圧プローブユニット2の検出電極12を電路S,Tにそれぞれ対向させる。これにより、図1に示すように、各検出電極12と各電路R,S,Tとの間に静電容量C0がそれぞれ形成された状態となる。この場合、各静電容量C0の容量値は、各検出電極12と電路R,S,Tの芯線の距離に反比例して変化するが、電圧プローブユニット2を配設し終えた後は、湿度などの環境条件が一定のもとでは一定となる(変動しない)。また、各電圧測定ユニットVMの接続端子CP同士を接続(短絡)してグランドに接続することにより、各電圧測定ユニットVMの基準電位をグランド電位に共通化する。また、電流測定ユニットCMaで電路Rに流れる電流を測定するため、その電流プローブユニット4を電路Rにクランプする。同様にして、他の電流測定ユニットCMb,CMcについても、電路S,Tの電流を測定するため、各電流プローブユニット4を電路S,Tにそれぞれクランプする。
次いで、高調波測定装置1の起動状態において、各電圧測定ユニットVMの電圧測定部3では、発振回路21が駆動信号S1の生成を開始して、駆動信号S1を電圧プローブユニット2に出力する。電圧プローブユニット2では、可変容量回路19の駆動回路14が、入力した駆動信号S1を駆動信号S2に変換して容量変化機能体13の各接続点B,D間に印加(出力)する。容量変化機能体13では、各接続点B,D間に印加された駆動信号S2が分圧されて、第1の構成単位31、第2の構成単位32、第3の構成単位33および第4の構成単位34にそれぞれ印加される。
この場合、図4に示すように、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Ta(接続点Dを基準として接続点Bの電位が高電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に大きくなる期間)では、各第1電気的要素E1における逆電圧が印加されて(逆バイアスされて)コンデンサとして機能する各第1素子41の各静電容量が徐々に減少する。具体的には、各第1電気的要素E11,E14では、逆バイアスされている各第1素子41bの静電容量が、また各第1電気的要素E12,E13では、逆バイアスされている各第1素子41aの静電容量が徐々に減少する。また、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Tb(接続点Dを基準として接続点Bの電位が高電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に小さくなる期間)では、逆バイアスされている各第1素子41、具体的には各第1電気的要素E11,E14では各第1素子41b、また各第1電気的要素E12,E13では各第1素子41aの各静電容量が徐々に増加する。
また、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Tc(接続点Dを基準として接続点Bの電位が低電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に大きくなる期間)では、逆バイアスされてコンデンサとして機能する各第1素子41、具体的には各第1電気的要素E11,E14では各第1素子41a、また各第1電気的要素E12,E13では各第1素子41bの各静電容量が徐々に減少する。また、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Td(接続点Dを基準として接続点Bの電位が低電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に小さくなる期間)では、逆バイアスされている各第1素子、具体的には各第1電気的要素E11,E14では各第1素子41a、また各第1電気的要素E12,E13では各第1素子41bの各静電容量が徐々に増加する。なお、各第1電気的要素E1に含まれている第1素子41a,41bのうちの順電圧が印加されている(順バイアスされている)第1素子41a,41bは等価的に抵抗として機能している。このため、各第1電気的要素E1の静電容量は、駆動信号S2の1周期T1内において、減少および増加を2回繰り返す。
このようにして、駆動信号S2の1周期T1内において、各構成単位31〜34に含まれている各第1電気的要素E1の静電容量が増加および減少を2回ずつ繰り返すため、これらの静電容量を合成してなる容量変化機能体13の静電容量C1(接続点A,B間の静電容量)も増加および減少を2回繰り返す。つまり、可変容量回路19は、入力した駆動信号S2の周期T1に同期して、かつ周期T1の二分の一の周期T2(周波数f2=2×f1)でその静電容量C1を連続的(本例では周期的)に変化させる動作を実行する。この場合、上記したように、可変容量回路19が電流検出器15を介在させた状態でケース11と検出電極12との間に直列に接続されているため、その静電容量C1と、電路R,S,Tおよび検出電極12の間に形成される静電容量C0とは、電路R,S,Tとケース11との間に直列に接続された状態になっている。このため、静電容量C1が周波数f2(容量変調周波数)で周期的に変化することにより、電路R,S,Tとケース11との間の静電容量C2(各静電容量C0,C1の直列合成容量)も、図4に示すように、駆動信号S2の周期T1に同期して、かつ周期T1の二分の一の周期T2(周波数f2)で変化する。
また、可変容量回路19では、上記したように、容量変化機能体13の各第1素子41に同一またはほぼ同一の特性の可変容量ダイオード(または一般的なダイオード)が使用され、この結果、第1の構成単位31および第3の構成単位33の各インピーダンスの積と、第2の構成単位32および第4の構成単位34の各インピーダンスの積とが同一またはほぼ同一に設定されている。したがって、ブリッジ回路でもある容量変化機能体13は、ブリッジ回路としての平衡条件を満足しているため、駆動信号S2の電圧成分(駆動信号S1と同じ周波数f1の電圧信号)が各接続点A,C間にほとんど発生しない状態で、その静電容量C1を周期T2で変化させている。また、接続点Aに接続されている各構成単位31,34に含まれている各第1電気的要素E11,E14の組、および接続点Cに接続されている各構成単位32,33に含まれている各第1電気的要素E12,E13の組のうちの少なくとも一方の組に含まれている2つの第1電気的要素E1が共に常時コンデンサとして機能しているため、検出電極12とケース11とは、可変容量回路19を介して交流的に接続されているものの直流的には短絡されない状態に維持されている。
また、高調波測定装置1の動作開始直後においては、各電圧測定部3のCPU23による積分処理も開始された直後であるため、CPU23から出力される積分データD2はほぼゼロであり、これにより、D/A変換回路24から出力される直流電圧V3もほぼゼロである。したがって、電圧生成回路25は、ほぼゼロボルトのフィードバック電圧V4を生成して電圧プローブユニット2のケース11に印加する。このため、電圧測定ユニットVMaにおける電圧プローブユニット2のケース11と電路Rとの間には電位差(Vr−V4)が生じた状態になっている。同様にして、電圧測定ユニットVMb,VMcにおける電圧プローブユニット2のケース11と電路S,Tとの間には電位差(Vs−V4),(Vt−V4)が生じた状態になっている。
したがって、上記したように、静電容量C1の周期T2での周期的な変化に基づいて、電圧測定ユニットVMaの電圧プローブユニット2では、電路Rとケース11との間の電位差(Vr−V4)に応じた振幅の電流i(周期T2)が流れ、また電圧測定ユニットVMbの電圧プローブユニット2では、電路Sとケース11との間の電位差(Vs−V4)に応じた振幅の電流i(周期T2)が流れ、また電圧測定ユニットVMcの電圧プローブユニット2では、電路Tとケース11との間の電位差(Vt−V4)に応じた振幅の電流i(周期T2)が流れる。この場合、各電路R等とケース11との間で流れる電流iは、電位差(Vr−V4)等が大きいときにはその振幅(電流値)が大きくなり、電位差(Vr−V4)等が小さいときにはその電流値が小さくなる。すなわち、各電路R等とケース11との間で流れる電流iは、図示はしないが、その周期がT2であって、その振幅が電位差(Vr−V4)等に応じて変化する交流信号として流れる。プリアンプ16は、この電流iに起因して電流検出器15の両端に発生する電圧V2を増幅することにより、検出信号S3として電圧測定部3に出力する。この場合、検出信号S3には、電流iの周波数f2と同一の周波数成分が主として含まれると共に、駆動信号S2の周波数f1と同一の周波数成分も含まれている。
各電圧測定ユニットVMにおける電圧測定部3の電圧制御部CNTでは、A/D変換回路22が検出信号S3をディジタルデータD1に変換してCPU23に出力する。CPU23は、入力したディジタルデータD1に対して検波処理を実行して周波数f2を含む所定の周波数帯域の成分についてのデータを抽出し、さらに積分処理を実行してこの抽出されたデータを積分して積分データD2を生成して出力する。D/A変換回路24は、積分データD2をアナログ信号としての直流電圧V3に変換して電圧生成回路25に出し、電圧生成回路25はこの直流電圧V3を増幅することにより、フィードバック電圧V4を生成して、電圧プローブユニット2のケース11に印加する。また、電圧計26は、フィードバック電圧V4の電圧値を示す電圧データDvaの出力を開始する。このように、電流検出器15、プリアンプ16、A/D変換回路22、CPU23、D/A変換回路24および電圧生成回路25で構成されるフィードバックループにおいて、各構成要素が上記のように作動することにより、各電圧測定ユニットVMにおいて、フィードバック電圧V4が各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vtに急速に収束して、各電位差(Vr−V4),(Vs−V4),(Vt−V4)が短時間でほぼゼロになり、各電圧プローブユニット2の容量変化機能体13に流れる電流iもほぼゼロになる。
また、各々のフィードバック電圧V4は、各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vtに一旦収束した後は、各電圧測定ユニットVMにおけるフィードバックループを構成する各構成要素が上記のように動作することにより、各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vtの変動に追従する。したがって、電路Rの電圧Vrを示す電圧データDvaが電圧測定ユニットVMaから連続して出力され、電路Sの電圧Vsを示す電圧データDvbが電圧測定ユニットVMbから連続して出力され、電路Tの電圧Vtを示す電圧データDvcが電圧測定ユニットVMcから連続して出力される。
一方、各電流測定ユニットCMでは、各々の電流プローブユニット4が、各電路R,S,Tに流れる電流を検出して検出信号S6を出力し、各々の電流測定部5が、対応する電流プローブユニット4から出力される検出信号S6を電流データDiに変換して出力する。したがって、電路Rに流れる電流Irを示す電流データDiaが電流測定ユニットCMaから出力され、電路Sに流れる電流Isを示す電流データDibが電流測定ユニットCMbから出力され、電路Tに流れる電流Itを示す電流データDicが電流測定ユニットCMcから出力される。
演算部OPは、各電圧測定ユニットVMから出力された各電圧データDva,Dvb,Dvc、および各電流測定ユニットCMから出力された各電流データDia,Dib,Dicを入力してメモりに記憶する。この場合、前述したように、各電圧測定ユニットVMの接続端子CPの電位(基準電位)はグランド電位に規定されているため、各電圧データDva,Dvb,Dvcはグランド電位を基準とした各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vtを示すものである。次いで、演算部OPは、第1高調波算出処理を実行する。具体的には、演算部OPは、記憶されている各電圧データDva,Dvb,Dvcを高速フーリエ変換して解析し、電路R,S,Tの各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波を算出してメモりに記憶する。また、演算部OPは、第2高調波算出処理を実行する。具体的には、演算部OPは、記憶されている各電流データDia,Dib,Dicを高速フーリエ変換して解析し、電路R,S,Tを流れる各電流Ir,Is,Itに含まれている高調波を算出してメモりに記憶する。最後に、演算部OPは、メモリに記憶されている各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波、およびメモリに記憶されている各電流Ir,Is,Itに含まれている高調波を表示部DSPに表示させる。これにより、高調波測定装置1による各電路R,S,Tの電圧および電流についての高調波の測定が完了する。
このように、この高調波測定装置1では、各電路R,S,Tに対向可能な検出電極12、検出電極12と参照電位(ケース11の電位であるフィードバック電圧V4)との間に接続されてその静電容量C1を変化可能に構成された可変容量回路19、フィードバック電圧V4を生成する電圧生成回路25、および可変容量回路19が静電容量C1を変化させているときに電圧生成回路25に対してフィードバック電圧V4を変化させる電圧制御部CNTを備えた各電圧測定ユニットVMが、非接触で各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vtを測定し、演算部OPが各電圧測定ユニットVMによって測定された電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波を測定する。したがって、この高調波測定装置1によれば、全体が絶縁被覆で覆われて導体露出部分の存在しない電路R,S,Tの各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波を、絶縁被覆を除去することなく測定することができる。また、導体露出部分が存在している電路R,S,Tについても、絶縁被覆で覆われた部分において電圧Vr,Vs,Vtを測定できるため、電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波を安全に測定することができる。
また、この高調波測定装置1では、一端が他端に対して高電位のときに抵抗体として機能し、かつ他端が一端に対して高電位のときに容量体としてそれぞれ機能する一対の第1素子41a,41bを逆向きに直列接続して構成された第1電気的要素E11,E12,E13,E14を含んで可変容量回路19が構成され、駆動回路14が第1電気的要素E11〜E14に対して駆動信号S2を印加することによって可変容量回路19の静電容量C1を変化させる。したがって、この高調波測定装置1によれば、可変容量回路19を第1素子41a,41bとしての半導体素子(この例ではダイオード)で構成したことで、数百kHz〜数MHzといった高い周波数での容量変化動作が可能(動作周波数の高速化が可能)となる結果、各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vt、ひいては各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波を極めて短時間に測定することができる。また、可変容量回路19は、機械的に可動する部分がないため、装置の信頼性を向上させることができる。また、第1素子41a,41bとしてダイオードを使用したことにより、可変容量回路19、ひいては高調波測定装置1を簡易、かつ安価に構成することができる。
さらに、この高調波測定装置1では、第1電気的要素E11,E12,E13,E14をそれぞれ含む第1の構成単位31、第2の構成単位32、第3の構成単位33および第4の構成単位34がこの順に環状に接続された容量変化機能体13を含んで可変容量回路19が構成されている。したがって、この高調波測定装置1によれば、第1の構成単位31、第2の構成単位32、第3の構成単位33および第4の構成単位34の構成を同一にできるため、容量変化機能体13の構成を簡易にすることができると共に、大幅に小型化することができる。さらに、この高調波測定装置1によれば、容量変化機能体13における第1の構成単位31および第2の構成単位32の接続点Bと、第3の構成単位33および第4の構成単位34の接続点Dとの間に駆動回路14が駆動信号S2を印加することにより、駆動信号S2の電圧成分(駆動信号S2と同じ周波数f1の電圧信号)が各接続点A,C間にほとんど発生しない状態(発生したとしても、非常にレベルの小さい電圧信号が発生している状態)で、容量変化機能体13の静電容量C1を周期T2で変化させることができる。したがって、静電容量変化時において可変容量回路19に発生する電流iへの駆動信号S2の影響を排除できる結果、この電流iをより正確にプリアンプ16で検出することができ、これにより、各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vt、ひいては各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波をより正確に測定することができる。
なお、本発明は、上記の構成に限定されない。例えば、上記した可変容量回路19の容量変化機能体13では、図3に示すように、第1電気的要素E11〜E14をそれぞれ含むようにしてすべての構成単位31〜34を構成しているが、これに限定されるものではなく、同図に示す容量変化機能体13において、第1〜第4の構成単位31〜34のうちの第1の構成単位31と第4の構成単位34との組、および第2の構成単位32と第3の構成単位33との組のうちの一方の組の各構成単位に含まれている第1電気的要素を、交流信号の通過を許容する第2電気的要素で置き換えて、容量変化機能体を構成することもできる。この場合、第2電気的要素は、コンデンサ、コイル、抵抗および共振体のうちの少なくとも1つを含んで構成される。一例として、図5に示す容量変化機能体13Aは、図3に示す容量変化機能体13における第2の構成単位32および第3の構成単位33の各第1電気的要素E12,E13を第2電気的要素E22,E23(電気的特性の同じコンデンサ62,63)でそれぞれ置き換えて構成された第2の構成単位32Aおよび第3の構成単位33Aを含んで構成されている。なお、コンデンサ62,63に代えて、電気的特性(インダクタンス値)の同じ一対のコイル62a,63aを使用してもよいし、電気的特性(抵抗値)の同じ一対の抵抗62b,63bを使用してもよいし、または電気的特性(周波数−インピーダンス特性)の同じ一対の共振体62c,63cを使用してもよい。この場合、共振体62c,63cについては、駆動信号S2の周波数f1の2倍の周波数(容量変調周波数)f2のときにインピーダンスが最小となり、かつそれ以外の周波数のときに十分に高いインピーダンスとなる電気的特性の共振体を使用する。具体的には、セラミック共振器、水晶振動子、およびコイルとコンデンサとで構成されたLC共振回路(直列共振回路)などの各種共振体を用いることができる。また、この共振体62c,63cについては、直流電流の通過を許容する構成でもよい。
この容量変化機能体13Aにおいても、機械的に可動する構成が存在していないため、高い周波数での容量変化動作が可能で、しかも信頼性の高い可変容量回路を実現することができる。また、容量変化機能体13Aでも、容量変化機能体13と同様にして、少なくとも隣接する一対の構成単位が第1電気的要素E1を含むため、各接続点B,D間に駆動信号S2が印加されたときに、各接続点A,C間の静電容量C1が駆動信号S2の周波数f1の2倍の周波数f2で変化する。このため、この容量変化機能体13Aを使用した高調波測定装置1(図1,2参照)でも、容量変化機能体13を使用した高調波測定装置1と同様にして、装置自体の信頼性を十分に向上させつつ、フィードバック電圧V4に対して数百kHz〜数MHzといった高い周波数での制御が可能(動作周波数の高速化が可能)になる結果、電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vt、ひいては各電圧Vr,Vs,Vtの高調波を短時間で測定することができる。また、この容量変化機能体13Aにおいても、接続点Aに接続されている各構成単位31,34、または接続点Cに接続されている各構成単位32,33が第1電気的要素(常時コンデンサとして機能する電気的要素)を含んで構成されている。このため、検出電極12とケース11とを、可変容量回路19を介して交流的に接続されているものの直流的には短絡されない状態に維持することができる。また、上記した電気的特性の共振体62c,63cを使用することにより、容量変化機能体13Aの容量変調周波数(周波数f2)において、各共振体62c,63c(つまり共振体62c,63cで構成された各構成単位32A,33A)のインピーダンスを低くすることができる結果、容量変化機能体13Aに十分な交流電流(電流i)を流すことができる。このため、容量変化機能体13Aを使用した高調波測定装置1における電圧検出の精度を十分に高めることができる。また、第2電気的要素E22,E23を例えば1つのコンデンサ等で構成できるため、一対のダイオードを使用する構成と比較して、部品点数を削減でき、その結果として製品コストを低減することができる。
また、図3に示す容量変化機能体13において、第1〜第4の構成単位31〜34のうちの第1の構成単位31と第2の構成単位32との組、および第3の構成単位33と第4の構成単位34との組のうちの一方の組の各構成単位に含まれている第1電気的要素E1を、直流信号の通過を阻止しつつ交流信号の通過を許容する第3電気的要素で置き換えて、容量変化機能体を構成することもできる。この場合、第3電気的要素は、コンデンサおよび共振体のうちの少なくとも1つを含んで構成される。一例として、図6に示す容量変化機能体13Bは、図3に示す容量変化機能体13における第3の構成単位33および第4の構成単位34の各第1電気的要素E13,E14を第3電気的要素E33,E34(一例として電気的特性の同じコンデンサ63,64)でそれぞれ置き換えて構成された第3の構成単位33Bおよび第4の構成単位34Aを含んで構成されている。なお、コンデンサ63,64に代えて、電気的特性(周波数−インピーダンス特性)の同じ一対の共振体63d,64aを使用してもよい。この場合、共振体63d,64aについては、駆動信号S2の周波数f1の2倍の周波数(容量変調周波数)f2のときにインピーダンスが最小となり、かつそれ以外の周波数のときに十分に高いインピーダンスとなる電気的特性の共振体を使用する。具体的には、セラミック共振器、水晶振動子、およびコイルとコンデンサとで構成されたLC共振回路(直列共振回路)などの各種共振体を用いることができる。また、この共振体63d,64aについては、直流電流の通過を阻止する構成とする。
この容量変化機能体13Bにおいても、機械的に可動する構成が存在していないため、高い周波数での容量変化動作が可能で、しかも信頼性の高い可変容量回路を実現することができる。また、容量変化機能体13Bでも、容量変化機能体13と同様にして、少なくとも隣接する一対の構成単位が第1電気的要素E1を含むため、各接続点B,D間に駆動信号S2が印加されたときに、各接続点A,C間の静電容量C1が駆動信号S2の周波数f1の2倍の周波数f2で変化する。このため、この容量変化機能体13Bを使用した高調波測定装置1(図1,2参照)でも、容量変化機能体13を使用した高調波測定装置1と同様にして、装置自体の信頼性を十分に向上させつつ、フィードバック電圧V4に対して数百kHz〜数MHzといった高い周波数での制御が可能(動作周波数の高速化が可能)になる結果、短時間で各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vt、ひいては各電圧Vr,Vs,Vtの高調波を測定することができる。また、この容量変化機能体13Bにおいては、接続点Aに接続されている各構成単位31,34の一方が第1電気的要素(常時コンデンサとして機能する電気的要素)を含むと共に、他方がコンデンサまたは直流電流の通過阻止機能を有する共振体を含んで構成され、また接続点Cに接続されている各構成単位32,33の一方が第1電気的要素(常時コンデンサとして機能する電気的要素)を含むと共に、他方がコンデンサまたは直流電流の通過阻止機能を有する共振体を含んで構成されている。このため、検出電極12とケース11とを、可変容量回路19を介して交流的に接続されているものの直流的には短絡されない状態に維持することができる。また、上記した電気的特性の共振体63d,64aを使用することにより、容量変化機能体13Bの容量変調周波数(周波数f2)において、各共振体63d,64a(つまり共振体63d,64aで構成された各構成単位33B,34A)のインピーダンスを低くすることができる結果、容量変化機能体13Bに十分な交流電流(電流i)を流すことができる。このため、容量変化機能体13Bを使用した高調波測定装置1における電圧検出の精度を十分に高めることができる。また、第3電気的要素E33,E34を例えば1つのコンデンサ等で構成できるため、一対のダイオードを使用する構成と比較して、部品点数を削減でき、その結果として製品コストを低減することができる。
なお、図5,6に示す容量変化機能体13A,13Bについては、上記の構成に限定されるものではなく、図示はしないが、例えば、第1電気的要素E11,E12,E14を可変容量ダイオードに代えて、一般的なダイオード(シリコンダイオード)で構成してもよいし、またカソード端子同士が接続されて直列接続された一対のダイオード(可変容量ダイオードやシリコンダイオード)で構成することもできる。
また、図3に示す容量変化機能体13では、各構成単位31〜34を一対の第1素子41a,41b(具体的には一般的な可変容量ダイオード)でそれぞれ構成しているが、各構成単位31〜34を構成する一対の可変容量ダイオードは、アノード端子同士が接続されることにより、互いに逆向きに直列接続されている。すなわち、各構成単位31〜34は、P型半導体とN型半導体とが、N−P−P−Nというように配列されて構成されている。このため、図3に示す容量変化機能体13において各構成単位31〜34を構成する一対の第1素子41a,41b(ダイオード)を1つのNPN型バイポーラトランジスタTR1〜TR4で置き換えることにより、各構成単位31〜34に含まれている各第1電気的要素E1を1つのトランジスタでそれぞれ構成して、図7に示す容量変化機能体13Cを構成することもできる。この容量変化機能体13Cでは、各トランジスタTR1〜TR4が、各々の入力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の一方)および出力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の他方)がそれぞれ接続されて(それぞれ接続点となって)、各構成単位31〜34で構成される環状経路内に配設されている。なお、各トランジスタTR1〜TR4の制御端子(ベース端子)は未接続となる(接続点とはならない)。
また、図3に示す容量変化機能体13では、各接続点A,B,C,Dを挟んで、構成単位31,34、構成単位31,32、構成単位32,33、および構成単位33,34の各第1電気的要素E1に含まれている1つのダイオード同士が互いに隣接している(具体的には、各ダイオード同士が互いに逆向きに直列接続されている)。このように、逆向きに直列接続された一対のダイオードで第1電気的要素E1が構成され、かつ少なくとも2つの隣接する構成単位がこの第1電気的要素E1を含んでいる容量変化機能体13では、この2つの構成単位間の接続点を挟んで、各第1電気的要素E1に含まれている1つのダイオード同士が互いに逆向きに直列接続された構成となる。このため、この容量変化機能体13では、この接続点を介して、各ダイオードを構成する2つのP型半導体と2つのN型半導体とがP−N−N−Pという順序で配列されている。具体的には、図3の容量変化機能体13では、第4の構成単位34の第1素子41bと第1の構成単位31の第1素子41aとの組、第1の構成単位31の第1素子41bと第2の構成単位32の第1素子41aとの組、第2の構成単位32の第1素子41bと第3の構成単位33の第1素子41aとの組、および第3の構成単位33の第1素子41bと第4の構成単位34の第1素子41aとの組において、各第1素子41a,41bを構成する2つのダイオードが互いに逆向きに直列接続される結果、各接続点A,B,C,Dを挟んで2つのP型半導体と2つのN型半導体とが、P−N−N−Pという順序で配列されている。このため、各組の2つのダイオードを1つのPNP型バイポーラトランジスタTR5〜TR8で置き換えることにより、図8に示す容量変化機能体13Dを構成することもできる。この場合、各第1電気的要素E1は、1つのトランジスタの一部と、他の1つのトランジスタの一部とで構成されることになる。この容量変化機能体13Dでも、容量変化機能体13Cと同様にして、各トランジスタTR5〜TR8が、各々の入力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の一方)および出力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の他方)がそれぞれ接続されて(それぞれ接続点となって)、各構成単位31〜34で構成される環状経路内に配設されている。他方、各トランジスタTR5〜TR8の制御端子(ベース端子)は、容量変化機能体13Cとは異なり、接続点A,B,C,Dとして使用される。
また、図3に示す容量変化機能体13における各可変容量ダイオードを逆向きにして、カソード端子同士が接続されて互いに直列に接続された一対のダイオードで各構成単位31〜34の各第1電気的要素E11〜E14が構成された容量変化機能体(図示せず)についても、図9に示す容量変化機能体13Eのように、PNP型バイポーラトランジスタTR5〜TR8で置き換えることができるし、また図10に示す容量変化機能体13Fのように、NPN型バイポーラトランジスタTR1〜TR4で置き換えることができる。このようにトランジスタTR1〜TR4(またはTR5〜TR8)を用いて第1電気的要素E1を構成することにより、より少ない部品点数で、簡易、かつ安価に容量変化機能体13C〜13Fを構成することができる。
また、容量変化機能体13がブリッジ回路に構成された例について上記したが、図11に示すように、第1素子41(ダイオード)およびバッテリBTの直列回路で構成された2組の第4電気的要素E41,E41を、互いの第1素子41および電池BTの極性が逆極性となるように直列に接続して構成された容量変化機能体13Gを可変容量回路19に使用することもできる。この場合、第4電気的要素E41は、第1素子41のカソード端子とバッテリBTの正極とが接続されて構成されている。また、駆動回路14は、トランス14aを2つ備え、電圧測定部3から入力した駆動信号S1に基づいて各トランス14aの二次巻線に発生する位相の逆転した駆動信号S2a,S2bを、各第4電気的要素E41,E41に印加する。なお、この容量変化機能体13Gは、同図に示すように、各第4電気的要素E41,E41の直列回路の一端が接続点Aとなって検出電極12側に接続され、他端が接続点Cとなってケース11側に接続される。また、接続点Aと接続点Cとが、各トランス14aの二次巻線を介して短絡されるのを防止するため、この各二次巻線にコンデンサ14dが直列に接続されている。
この容量変化機能体13Gも、各第4電気的要素E41のダイオードの静電容量が駆動信号S2a,S2bの印加によって変化するため、その静電容量C1を駆動信号S1に同期して変化させることができる。また、容量変化機能体13Gを使用し、かつ各第4電気的要素E41,E41に対して上記のように駆動信号S2a,S2bを印加することにより、直列に配設された各第4電気的要素E41,E41に発生する駆動信号S2a,S2bの電圧成分同士が打ち消されるため、可変容量回路19における検出電極12側の端部(接続点A)と参照電位側の端部(接続点C)との間に駆動信号S2a,S2bの電圧成分を発生させないようにすることができる。このため、静電容量変化時において可変容量回路19に発生する電流iまたは可変容量回路19の両端間電圧への駆動信号S2a,S2bの影響を排除できる結果、この電流iまたは両端間電圧を正確に検出することができ、各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vt、ひいては各電圧Vr,Vs,Vtの高調波を正確に測定することができる。
また、図示はしないが、電流検出器15を配設せずに、容量変化機能体13,13A,・・,13G(特に区別しないときには、これらを容量変化機能体13ともいう)の両端間電圧をプリアンプ16で検出して検出信号S3として出力する構成を採用することもできる。また、上記した高調波測定装置1では、抵抗を用いて電流検出器15を構成しているが、インピーダンス素子であれば、抵抗に限らず、コンデンサやコイルで構成することもできるし、これらを組み合わせて構成することもできる。このように、インピーダンス素子を用いて、そのインピーダンス素子のインピーダンス値を変えることにより、電流iが流れたときに発生する電圧V2の電圧値を任意に変更することができる。このため、電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vtの高低に応じて電流検出器15に発生する電圧V2を適切な値に設定できる結果、低電圧から高電圧までの広い電圧範囲に亘って各電路R,S,Tの電圧Vr,Vs,Vt、ひいては各電圧Vr,Vs,Vtの高調波を正確に測定することができる。
また、本発明における処理部の一例としてCPU等で構成された演算部OPを用いて、各電圧Vr,Vs,Vtに含まれている高調波を算出する構成について上記したが、通過帯域の異なる複数のフィルタで構成されたフィルタバンクを処理部として用いて高調波を求める構成を採用することもできる。
また、三相(R相、S相およびT相)の交流電路(以下、「電路」ともいう)R,S,Tについての電圧Vr,Vs,Vtの高調波を測定する例について上記したが、本発明に係る高調波測定装置1は、二線式や一線式の電路にも使用して、この電路の電圧に含まれている高調波を測定することができるのは勿論である。