JP4979574B2 - 熱雑音を低減する方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、回路における熱雑音の低減の分野を対象とする。

関連技術の説明
スイッチドキャパシタ回路のようなサンプリング回路に関連する問題の１つとして、信号をサンプリングする毎に熱雑音もサンプリングされることがある。熱雑音は、導電媒体における自由電子の不規則運動によって発生する。媒体内部の各自由電子は、その熱エネルギーによって運動状態にある。キャパシタは無雑音デバイスであるので、サンプリング回路のキャパシタには、それに付随する雑音がない。しかしながら、熱雑音は、サンプリング動作に使用されるスイッチまたはサンプリング動作に使用される増幅器に存在する。サンプリングされた熱雑音は、サンプリングされた信号中に有害な外乱を持ち込む。

サンプリング回路の積分熱雑音電力（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｔｈｅｒｍａｌ ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ）は、その回路の熱雑音スペクトル密度と熱雑音帯域幅の積である。サンプル・アンド・ホールド動作と関係してスイッチが使用される場合には、熱雑音スペクトル密度および熱雑音帯域幅は、部分的には、スイッチのオン抵抗に基づいて計算される。サンプル・アンド・ホールド動作と関係して増幅器が使用される場合には、熱雑音電力密度および熱雑音帯域幅は、部分的には、増幅器の相互コンダクタンスに基づいて計算される。従来型サンプリング回路においては、熱雑音のスペクトル密度および帯域幅は、サンプリング回路の同一の要素、例えばスイッチまたは増幅器によって支配される。積分熱雑音電力を計算する場合に、スイッチのオン抵抗または増幅器の相互コンダクタンスは、スペクトル密度項と帯域幅項とにおいて相殺するために、その結果はｋＴ／Ｃであり、ここでｋはボルツマン定数、Ｔは大気温度、Ｃはサンプリングキャパシタのキャパシタンスである。サンプリングされる熱雑音を低減するために、選択するサンプリングキャパシタのキャパシタンスを増大させることはできるが、サンプリング回路内のキャパシタが大きくなると、より大きい電力とスペースを消費するので、大きなキャパシタンスは望ましくない。

図１は、ｋＴ／Ｃの積分熱雑音電力を有する従来型サンプル・アンド・ホールド回路を示す。回路２は、入力電圧３と接地されたキャパシタ５の間に結合されたスイッチ１を含む。スイッチ１は、スイッチ制御信号７を介して、オン状態とオフ状態の間で切換え可能である。スイッチ１がオン状態に入れられると、それは閉止位置を表し、入力電圧３に比例する電荷がキャパシタ５に蓄積される。スイッチ１がオフ状態に入れられるときには、キャパシタ上の電荷は凍結される。キャパシタ５は無雑音要素であるが、スイッチ１はそうではない。したがって、電荷がキャパシタ５にサンプリングされるときには、熱雑音もサンプリングされる。サンプリングされた熱雑音の電力は、以下の式１に示すように表すことができる。

サンプリングされた熱雑音の雑音電力スペクトル密度は、以下の式２に示すように表すことができる。

ここでｋはボルツマン定数、Ｔは大気温度、Ｒ_ＯＮはスイッチ１のオン抵抗である。サンプリングされた熱雑音の帯域幅は、以下の式３に示すように表すことができる。

ここで、Ｃは、電荷がサンプリングされるキャパシタ５のキャパシタンスである。

式３において、第１項（１／Ｒ_ＯＮＣ）は、スイッチドキャパシタ回路の帯域幅を表わす（ラジアン／秒）。第２項（π／２）は、第１項を乗ずると、スイッチドキャパシタ回路の雑音帯域幅を表す。第３項（１／２π）は、ラジアン／秒による帯域幅を、サイクル／秒またはヘルツによる帯域幅に変換する。式２および式３を式１に適用することによって、サンプリングされた熱雑音電力（Ｖ^２単位）は、式４に示すように表わすことができる。

項を相殺すると、式４は、以下に示す式５に簡略化することができる。

図２は、別の従来型サンプル・アンド・ホールド回路を示す。この回路においては、回路のホールドモード中にサンプリングされた電圧をバッファリングするのに、増幅器が使用される。回路９は、入力電圧１３と、接地された第１のホールドスイッチ１５との間に結合された第１のサンプルスイッチ１１を含む。第１のキャパシタ１７は、第１のサンプルスイッチ１１と、接地された第２のサンプルスイッチ１９の間に結合されている。回路９の増幅器２１は、第２のサンプルスイッチ１９と第２のキャパシタ２７の間に結合された反転入力２３を含む。第２のホールドスイッチ２９は、第２のキャパシタ２７と増幅器２１の出力３１の間に結合されている。増幅器２１の非反転入力２５は、接地されている。

回路９のサンプリング段階の間、第１および第２のサンプルスイッチ１１、１９は、それぞれ第１および第２のスイッチ制御信号３３、３５を介して、オン状態（すなわち、閉止状態）に入れられて、その間にホールドスイッチ１５、２９はオフのままとなる。これが行われると、第１のキャパシタ１７は入力電圧１３と接地の間に結合され、入力電圧１３に比例する電荷が第１のキャパシタ１７に蓄積される。回路９のホールド段階の間、第１および第２のホールドスイッチ１５、２９は、それぞれ第３および第４のスイッチ制御信号３４、３６を介してオン状態に入れられて、その間に第１および第２のサンプルスイッチ１１、１９はオフ状態に入れられる。第１および第２のサンプルスイッチ１１、１９がオフ状態に入れられると、第１のキャパシタ１７の電荷は凍結される。第１および第２のホールドスイッチ１５、２９がオン状態に入れられると、先に第１のキャパシタ１７に蓄積された電荷は、第２のキャパシタ２７に移転される。

便宜のために、第２のサンプルスイッチ１９は、第１のキャパシタ１７にサンプリングされる熱雑音のスペクトル密度と帯域幅の両方を支配すると仮定する。第１のキャパシタ１７にサンプリングされた熱雑音の分析は、図１におけるキャパシタ５に対するものと同じである。したがって、サンプリングされた熱雑音の電力は、ｋＴ／Ｃ［Ｖ^２］であり、ここでＣはキャパシタ１７のキャパシタンスである。
図２の構成に対する代替案を図３に示してある。図３において、増幅器は、スイッチを介して、単位利得（ｕｎｉｔｙ ｇａｉｎ）の負のフィードバックで結合されて、電荷がそれにサンプリングされるキャパシタの片側での電位を設定する。この構成は、増幅器が自動ゼロ設定（ａｕｔｏ‐ｚｅｒｏ）される間に入力電圧がサンプリングされ、それによって、回路のホールド段階中の増幅器オフセットおよび低周波雑音を低減するので有利である。特に、この構成における増幅器の単位利得フィードバックによって、反転入力４７において、ホールドモード中の有効オフセットおよび低周波雑音を低減する。

回路３７は、入力電圧４１と、接地された第１のホールドスイッチ４３との間に結合された第１のサンプルスイッチ３９を含む。第１のキャパシタ４５は、一端で、第１のサンプルスイッチ３９と第１のホールドスイッチ４３の間に結合され、他端で、増幅器４９の反転入力４７に結合されている。第２のキャパシタ５１と第２のホールドスイッチ５３は、増幅器４９の反転入力４７と出力５５との間に直列に結合されている。第２のサンプルスイッチ５７は、第２のキャパシタ５１と第２のホールドスイッチ５３に並列に結合されている。増幅器４９の非反転入力５９は接地されている。

回路３７のサンプリング段階の間、第１および第２のサンプルスイッチ３９、５７は、それぞれ第１および第２のスイッチ制御信号６１、６３を介して、オン状態（すなわち、閉止状態）に入れられて、その間にホールドスイッチ４３、５３はオフのままとなる。第２のサンプルスイッチ５７のオン状態への切換えによって、増幅器４９は単位利得フィードバック構成に構成されて、これによって増幅器は自動ゼロ設定される。これが行われると、第１のキャパシタ４５は、入力電圧４１と、増幅器４９の反転入力４７における、仮想接地との間に結合され、入力電圧４１に比例する電荷が第１のキャパシタ４５に蓄積される。回路３７のホールド段階の間、第１および第２のホールドスイッチ４３、５３は、それぞれ第３および第４のスイッチ制御信号６２、６４を介してオン状態に入れられて、その間に第１および第２のサンプルスイッチ３９、５７はオフ状態に入れられる。第１および第２のサンプルスイッチ３９、５７がオフ状態に入れられると、第１のキャパシタ４５における電荷は凍結される。第１および第２のホールドスイッチ４３、５３がオン状態に入れられると、先に第１のキャパシタ４５に蓄積された電荷は、第２のキャパシタ５１に移転される。

図３の構成において、増幅器４９は、通常、自動ゼロ設定サンプリングループの帯域幅を制限し、そのために熱雑音帯域幅も制限して、支配的な熱雑音源となる。第２のサンプルスイッチ５７は、それが増幅器４９のフィードバックループ内にあるために、支配的な雑音源ではない。したがって、第２のサンプルスイッチ５７によって生成される雑音は、増幅器４９の利得のために、反転入力４７を基準にすると無視することができる。
増幅器は単一段階を有すること、および増幅器４９の入力トランジスタが支配的な熱雑音源であることを仮定すると、サンプリングされた熱雑音の雑音電力スペクトル密度は、以下に示す式６のように表わすことができる。

ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは大気温度、ｇ_ｍは増幅器入力対の相互コンダクタンスである。

サンプリングされた熱雑音の雑音帯域幅は、以下に示すように式７で表わすことができる。

ここで、Ｃは、電荷がサンプリングされるキャパシタ４５のキャパシタンスである。式７において、第１の項（ｇ_ｍ／Ｃ）は増幅器の帯域幅を（ラジアン／秒で）表わす。第２の項（π／２）は、第１項を乗ずると、スイッチドキャパシタ回路の熱雑音帯域幅を表わす。第３項（１／２π）は、ラジアン／秒による帯域幅をサイクル／秒またはヘルツによる帯域幅に変換する。式６および式７を式１に適用することによって、サンプリングされた熱雑音電力（Ｖ^２単位）は、式８に示すように表わすことができる。

項を相殺することによって、式８は、以下に示すように式９に簡略化される。

このように、当然のことながら、式５の場合と同様に、第１のキャパシタ４５によってサンプリングされる熱雑音の電力は、第１のキャパシタ４５のキャパシタンスに依存する。しかしながら、式９において、第１のキャパシタ４５によってサンプリングされる熱雑音の電力は、増幅器４９内にあるトランジスタの入力差分対（ｉｎｐｕｔ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｐａｉｒ）による熱雑音寄与から生ずる４／３係数のために、ｋＴ／Ｃよりも大きい。増幅器４９が２つのステージを含む場合、または増幅器４９の入力差分対以外の熱雑音源が熱雑音に大きく寄与する場合には、熱雑音電力はさらに大きくなる。

上記した従来技術サンプリング回路において、熱雑音はｋＴ／Ｃよりも大きいか、それに等しい。さらに、サンプリングキャパシタ以外には、積分熱雑音に影響を与える手段はない。大気温度Ｔが一定であると仮定すると、サンプリングされる熱雑音を低減するには、より大きなサンプリングキャパシタが必要である。しかしながら、より大きなサンプリングキャパシタは、それらが集積サンプリング回路に必要とされるシリコン面積を増大させ、それによって回路の全体寸法を増大させるので、望ましくない。さらに、より大きなサンプリングキャパシタは、より大きい電力を必要とし、入力によって駆動することがより困難となる。
上述のことを考慮して、本発明の目的は、蓄積要素に集積される熱雑音を低減するための方法と装置を提供することである。

発明の概要
本発明の一態様は、大気温度に晒されて、電荷を蓄積するためのサンプリングキャパシタを含む、サンプリング回路を目的とする。サンプリング回路は、電荷をキャパシタにサンプリングする回路配線をさらに含み、このサンプリング回路においては、熱雑音もキャパシタにサンプリングされるとともに、前記回路配線は、キャパシタにサンプリングされる熱雑音の電力が、サンプリングキャパシタのキャパシタンスで除算された、大気温度とボルツマン定数の積よりも小さくなるように構築されている。

本発明の別の態様は、入力および出力を含むエネルギー蓄積要素と、該エネルギー蓄積要素に結合されて、該エネルギー蓄積要素に格納される信号を制御する回路配線とを含む回路を目的とする。この信号は、関連するスペクトル密度および帯域幅を有する熱雑音を含み、熱雑音スペクトル密度を支配する回路配線の部分は、Ｚ_ＮＳＤの有効インピーダンスを有し、熱雑音帯域幅を支配する回路配線の部分は、Ｚ_ＢＷの有効インピーダンスを有し、ここでＺ_ＮＳＤはＺ_ＢＷよりも小さい。

本発明のさらに別の態様は、キャパシタにサンプリングされる熱雑音を制御する方法を目的とする。この方法は、熱雑音のスペクトル密度および／または熱雑音の帯域幅を独立に制御する行為を含む。
本発明の別の態様は、入力および出力、入力に結合された増幅器、ならびに増幅器と出力の間に結合された減衰器を含む回路を目的とする。この減衰器は、回路の出力における信号の帯域幅を制限し、増幅器よりも少ない雑音を信号に対してもたらすように適合されている。
次に、添付の図面を参照して、本発明の様々な態様を例として説明する。

詳細な説明
出願者は、熱雑音のスペクトル密度および帯域幅が異なる因子によって決定されるように回路（例えば、サンプリング回路）を実装することによって、その回路のキャパシタ上に集積される熱雑音をｋＴ／Ｃより下に低減することができることに気づいた。より詳細には、熱雑音のスペクトル密度および帯域幅が、例えば、それらが回路の異なる要素によって支配されるために、異なる因子によって決定される場合には、帯域幅式およびスペクトル密度式は、独立に制御が可能であり、積分熱雑音電力を計算する場合に相殺されない（ｋ、ＴおよびＣ以外の）項を含むことになる。スペクトル密度および帯域幅が異なる要素によって決まるように回路を実装することによって、非容量性蓄積要素（例えば、インダクタ）を有する回路においても、熱雑音を低減することができる。

本発明の態様は、蓄積要素に集積される熱雑音を低減する方法および装置に関する。本明細書に記載する熱雑音を低減するための例示的な方法および装置は、サンプリング回路において熱雑音を低減することに関する。特に、この出願では、スイッチドキャパシタ回路のサンプリングされた熱雑音電力をｋＴ／Ｃより下に低減する方法および装置を開示し、ここでｋはボルツマン定数、Ｔは大気温度、Ｃは電荷をそれにサンプリングするキャパシタのキャパシタンスである。
また、積分熱雑音のスペクトル密度および帯域幅が異なる要素によって支配され、かつ／またはサンプリング回路の異なる因子によって決まるように、サンプリング回路を実装する方法および装置について記載する。

ここで理解すべきことは、本明細書においてはサンプリング回路における熱雑音の低減に関する例について記載しているが、本発明はこの点において限定されないことである。例えば、サンプリング回路と関係して記載する原理は、サンプリング回路内にはない、キャパシタまたはインダクタなどの蓄積要素に集積される熱雑音を低減するのに応用することができる。インダクタの場合には、積分熱雑音のスペクトル密度および帯域幅が異なる要素によって支配されるように回路を実装することによって、それに集積される熱雑音をｋＴ／Ｌより低く低減することができる。

本発明の一態様によれば、蓄積要素を含む回路が、その蓄積要素に集積される熱雑音のスペクトル密度および帯域幅が異なる変数によって制御されるように実装される。特に、熱雑音スペクトル密度を支配する回路部分は、Ｚ_ＮＳＤの有効インピーダンスを有し、熱雑音帯域幅を支配する回路部分はＺ_ＢＷの有効インピーダンスを有するようにすることができる。蓄積要素が、何らかの熱雑音と共に電荷をサンプリングするキャパシタである場合には、サンプリングされた熱雑音の帯域幅は式１０によって記述することができる。

ここで、Ｃはキャパシタのキャパシタンス、Ｚ_ＢＷは熱雑音帯域幅を支配する回路部分の有効インピーダンスである。

サンプリングされた雑音のスペクトル密度は、式１１によって記述することができる。

ここでｋはボルツマン定数、Ｔは大気温度、Ｚ_ＮＳＤは熱雑音スペクトル密度を支配する回路部分の有効インピーダンスである。

式１０および式１１を式１に適用することによって、サンプリングされた熱雑音電力（Ｖ^２単位）は、式１２に示すように表わすことができる。

項を相殺することによって、式１２は、以下に示す式１３に簡略化することができる。

図１〜３の従来技術回路とは異なり、この態様においては、熱雑音帯域幅を支配する因子は、熱雑音スペクトル密度を決定する因子とは独立である。したがって、Ｚ_ＮＳＤとＺ_ＢＷは式１２において相殺せず、式１３に持ちこされる。
回路が、熱雑音スペクトル密度を支配する回路部分の有効インピーダンスが、熱雑音帯域幅を支配する回路部分の有効インピーダンスよりも小さくなるように、すなわち式１４を満足するように実装される場合には、サンプリングされた雑音をｋＴ／Ｃより低く低減することができる。

式１４が満たされる場合には、サンプリングされた雑音電力は、熱雑音スペクトル密度を支配する回路部分の有効インピーダンスと、熱雑音帯域幅を支配する回路部分の有効インピーダンスとの比によって決まる、ｋＴ／Ｃのある割合となる。言い換えると、Ｚ_ＮＳＤがＺ_ＢＷ（式１４）より小さい場合には、式１３のＺ_ＮＳＤ／Ｚ_ＢＷ項は１よりも小さくなり、サンプリングされた熱雑音電力は、式１５に示すようにｋＴ／Ｃよりも小さくなる。

図４は、ノード５６におけるサンプリングキャパシタと共に使用する場合において、式１５を満足する、本発明の一態様によるスイッチング回路を機能的に示している。スイッチングブロック７５は、そのノード５６における電荷をスイッチ制御信号５８に応答して凍結する。スイッチングブロック７５は、サンプリングされた熱雑音の帯域幅を制御するように実装される。さらに、スイッチングブロックは、それがサンプリングされた熱雑音のスペクトル密度および帯域幅を支配するが、熱雑音スペクトル密度を決める有効インピーダンスと、熱雑音帯域幅を決める有効インピーダンスは異なるように実装される。特に、熱雑音スペクトル密度を決める有効インピーダンスが、熱雑音帯域幅を決める有効インピーダンスよりも小さく、その結果式１５が満足される。

図５は、本発明の一態様を示しており、この態様によれば、図２のサンプル・アンド・ホールド回路は式１５を満足するように修正することができる。特に、図５のサンプル・アンド・ホールド回路６５では、図２の第２のサンプルスイッチ１９が省略されているとともに、図４に関係して説明したスイッチングブロック７５が含まれている。上記に説明したように、スイッチングブロック７５は、熱雑音スペクトル密度を決める有効インピーダンスは、熱雑音帯域幅を決める有効インピーダンスよりも小さくなるように実装される。したがって、図２のサンプル・アンド・ホールド回路とは異なり、式１３のＺ_ＮＳＤ／Ｚ_ＢＷ項が１よりも小さくなることになるので、図４のサンプル・アンド・ホールド回路６５においてサンプリングされる熱雑音電力はｋＴ／Ｃよりも小さくなる。

図５の回路６５は、入力電圧６９と接地された第１のホールドスイッチ７１との間に結合された、第１のサンプルスイッチ６７を含む。第１のキャパシタ７３は、一端において第１のサンプルスイッチ６７および第１のホールドスイッチ７１に結合されている。キャパシタ７３の他端は、スイッチングブロック７５および増幅器の７９の反転入力７７に結合されている。第２のキャパシタ８１および第２のホールドスイッチ８３とは、増幅器７９の反転入力７７と出力８５との間に直列に結合されている。増幅器７９の非反転入力８７は接地されている。

回路６５のサンプリング段階の間、サンプルスイッチ６７は、それぞれ、第１の制御信号８９を介してオン状態（すなわち、閉止位置）に入れられるのに対して、ホールドスイッチ７１、８３はオフ（すなわち開放）のままとなる。同様に、回路６５のサンプリング段階の間、スイッチングブロック７５も、オン状態に切り換えられ、その結果、第１のキャパシタ７３と接地またはその他の電圧とが接続される。第２の制御信号９１は、スイッチングブロック７５の状態を制御する。すなわち、回路６５のサンプル段階の間、第１のキャパシタ７３は、入力電圧６９とスイッチングブロック７５によって供給される別の電圧との間に結合され、入力電圧６９に比例する電荷が第１のキャパシタ７３に蓄積される。回路６５のホールド段階の間に、第１および第２のホールドスイッチ７１、８３は、それぞれに、第３および第４のスイッチ制御信号９３、９５を介してオン状態に入れられ、この間にサンプルスイッチ６７およびスイッチングブロック７５はオフ状態に入れられる。サンプルスイッチ６７およびスイッチングブロック７５が、オフ状態に入れられると、第１のキャパシタ７３の電荷は凍結される。第１および第２のホールドスイッチ７１、８３がオン状態に入れられると、第１のキャパシタ７３に先に蓄積された電荷は、第２のキャパシタ８１へと移転される。

図５は本発明の一態様を示し、この態様によれば図２のサンプル・アンド・ホールド回路は、スイッチングブロック７５を含み、それによって式１５を満足するように修正されているが、本発明はこの点において限定されないことを理解すべきである。図５の態様の原理は、その他のサンプル・アンド・ホールド回路設計にも適用でき、回路６５の特有の構成は単に説明的なものである。

図６は本発明の一態様を示し、この態様によれば、図５のスイッチングブロックは増幅器を使用して実装されている。特に、図６のサンプル・アンド・ホールド回路９０において、図５のスイッチングブロック７５は、増幅器９２を含むスイッチングブロック８８によって置換されている。サンプル・アンド・ホールド回路９０は、図５のサンプル・アンド・ホールド回路６５と実質的に同様に動作する。増幅器９２は、熱雑音スペクトル密度を決める有効インピーダンスが、熱雑音帯域幅を決める有効インピーダンスよりも小さくなるように、実装される。

図７は、図６の増幅器９２の例示的実装を示すが、この場合に、熱雑音スペクトル密度を決める増幅器の有効インピーダンスは、熱雑音帯域幅を決める増幅器の有効インピーダンスよりも小さい。図７の増幅器９４は、前方経路に減衰（ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）を有する標準的な演算増幅器である。
特に、増幅器９４は、ゲートを有する一対のトランジスタ９６ａ、ｂを含み、これらのゲートは、増幅器の反転入力９８ａおよび非反転入力９８ｂにそれぞれ、結合されている。トランジスタ９６ａ、９６ｂのソース１００ａ、１００ｂは、電流源１０２に結合され、この電流源は次に供給電圧１０４に結合されている。トランジスタ９６ａ、９６ｂのドレイン１０６ａ、１０６ｂは、電流源１０８ａ、１０８ｂにそれぞれ結合され、この電流源は次に供給電圧１１４に結合されている。減衰係数Ｂを有する減衰ブロック１１０は、トランジスタ９６ｂのドレイン１０６ｂと増幅器９４の出力１１２との間に結合されている。

減衰ブロック１１０の寄与による雑音は、増幅器雑音に比較して無視できるはずである。したがって、減衰ブロック１１０は、雑音スペクトル密度に寄与することなくループ帯域幅を制限して、式１５を満足する。また、ここで理解すべきことは、図７における減衰ブロック１１０は、演算増幅器の出力における電圧減衰として示してあるが、雑音に寄与することなく帯域幅を制限するのに使用されるループの任意の点における、信号減衰（電圧、電流またはその他）は式１５を満足することになることである。

回路９４の支配的な雑音源はトランジスタ９６である。上記で考察したように、減衰ブロック１１０は、増幅器９４において重大な雑音に寄与しないように構築される。増幅器９４の雑音電力スペクトル密度および雑音帯域幅は、以下の式１６、１７に示すように、表わすことができる。

ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは大気温度、ｇ_ｍは増幅器９４の相互コンダクタンスである。

式１６、１７に基づいて、有効雑音スペクトル密度インピーダンスおよび帯域幅インピーダンスは、それぞれ式１８、１９のように表わすことができる。

式１８、１９から理解されるように、帯域幅制限インピーダンスＺ_ＢＷは、減衰係数Ｂの逆数だけ、有効雑音スペクトル密度Ｚ_ＮＳＤインピーダンスよりも大きい。これによって、サンプリングされた熱雑音電力が、同じ係数Ｂだけ低減される。

図８は本発明の別の態様を示し、この場合には、図５のスイッチングブロック７５は、増幅器９７および帯域幅制限要素９９を使用して実装されている。図８の回路７０は、入力電圧６９と接地された第１のホールドスイッチ７１との間に結合された第１のサンプルスイッチ６７を含む。第１のキャパシタ７３は、一端で第１のサンプルスイッチ６７および第１のホールドスイッチ７１に結合されている。キャパシタ７３の他端は、スイッチングブロック７５と増幅器７９の反転入力７７とに結合されている。第２のキャパシタ８１および第２のホールドスイッチ８３は、増幅器７９の反転入力７７と出力８５との間に直列に結合されている。増幅器７９の非反転入力８７は接地されている。

スイッチングブロック７５は、増幅器９７および帯域幅制限要素９９を含む。増幅器９７の反転入力１０１は、第１のキャパシタ７３と帯域幅制限要素９９の出力１０７とに結合されている。増幅器９７の非反転入力１０３は，接地されている。増幅器９７の出力は、ノード１０５において帯域幅制限要素９９の入力に結合されている。図８の態様において、増幅器９７は支配的な雑音源である。さらに、増幅器９７は十分に広い帯域幅を有し、その結果、帯域幅制限要素９９が全体熱雑音帯域幅を決める。帯域幅制限要素９９の実装は、それに付随する熱雑音スペクトル密度を有するのに対して、帯域幅制限要素９９は、増幅器７９の利得の後の、増幅器９７のフィードバックループ内に現れるので、雑音は無視することができる。帯域幅制限要素９９は、サンプリングされた雑音の熱雑音帯域幅を決める。

回路７０のサンプリング段階の間、第１の制御信号８９を介して、サンプルスイッチ６７は、オン状態（すなわち閉止位置）に入れられ、その間にホールドスイッチ７１、８３はオフ（すなわち開放）のままとなる。同様に、回路７０のサンプリング段階の間、スイッチングブロック７５はオン状態に入れられて、その結果、第１のキャパシタ７３と反転入力１０１に形成された仮想接地との間が接続される。第２の制御信号９１は、スイッチングブロック７５の状態を、スイッチングブロック７５の一部分を作動または停止させることによって制御する。例えば、増幅器９７は、増幅器に供給される電力を取り除くか、またはその他の手段によって動作不能にすることができる。代替的に、スイッチングブロック７５内、例えば増幅器９７内、帯域幅制限要素９９内、またはその間のフィードバックループ内に開放回路を生成してもよい。

したがって、回路７０のサンプリング段階の間、第１のキャパシタ７３は、入力電圧６９と仮想接地の間に結合され、入力電圧に比例する電荷が第１のキャパシタ７３に蓄積される。回路７０のホールド段階の間、第１および第２のホールドスイッチ７１，８３は、それぞれ、第３および第４のスイッチ制御信号９３、９５を介してオン状態に入れられて、その間にサンプルスイッチ６７およびスイッチングブロック７５はオフ状態に入れられる。サンプルスイッチ６７およびスイッチングブロック７５がオフ状態に入れられると、第１のキャパシタ７３の電荷は凍結される。第１および第２のホールドスイッチ７１、８３がオン状態に入れられると、第１のキャパシタ７３に先に蓄積された電荷は、第２のキャパシタ８１に移転される。

図９は、図８に示す回路を示し、この場合には帯域幅制限要素９９が、インピーダンス保持要素１１３として実装されている。図９の回路１０９は、図８に関係して説明した回路６５の要素を含むが、スイッチングブロック７５（図８）内の帯域幅制限要素９９の代わりに、スイッチングブロック１１１内のインピーダンス保持要素１１３を含む。インピーダンス保持要素１１３は、十分に大きく、それによって熱雑音帯域幅を決める、インピーダンスＺ_{ＬＩＭＩＴ}を有するように選択される。ミラー効果（Ｍｉｌｌｅｒ Ｅｆｆｅｃｔ）のために、要素１１３のインピーダンスは、反転入力１０１の観点からは１＋Ａ分の１に見えることになり、ここでＡは増幅器９７の利得である。特に、ミラー低下したＺ_{ＬＩＭＩＴ}は、増幅器が単位利得構成にある場合には、増幅器の有効インピーダンスよりも大きく、その結果として、増幅器ループの雑音帯域幅はインピーダンス保持用素（ｉｍｐｅｄａｎｃｅ ｂｅａｒｉｎｇ ｅｌｅｍｅｎｔ）１１３によって決まる。

増幅器ループの雑音帯域幅がＺ_{ＬＩＭＩＴ}によって決まる場合には、回路１０９の雑音帯域幅は、以下の式２０によって表わすことができる。

ここで、Ａは増幅器９７の利得であり、Ｃは電荷がそれにサンプリングされるキャパシタ７３のキャパシタンスであり、Ｚ_{ＬＩＭＩＴ}はインピーダンス保持要素１１３のインピーダンスである。

インピーダンス保持要素１１３は、増幅器９７のフィードバック経路内にあるので、増幅器９７は、回路１１１における支配的な雑音源であり、雑音スペクトル密度を決めることになる。したがって、回路１０９の雑音スペクトル密度は、次のように表わすことができる。

ここで、ｋはボルツマン係数、Ｔは大気温度、ｇ_ｍは増幅器の相互コンダクタンスである。式２０、２１を式１に適用することによって、サンプリングされた熱雑音電力（Ｖ^２単位）は、式２２に示すように表わすことができる。

項を相殺することによって、式２２は、以下に示す式２４のように簡略化できる。

したがって、（Ａ＋１）／（ｇ_ｍＺ_{ＬＩＭＩＴ}）が３／４より小さい場合には、キャパシタ７３にサンプリングされる雑音電力は、ｋＴ／Ｃより小さくなる。雑音帯域幅は式２０に表わされるように、また合計雑音電力は式２３に表わされるように、Ｚ_{ＬＩＭＩＴ}を変えることによって変化させることができる。式２３は、Ｚ_ＮＳＤ＝１／ｇ_ｍかつＺ_ＢＷ＝Ｚ_{ＬＩＭＩＴ}／（１＋Ａ）の場合における、式１５の拡張である。

図１０は、本発明の別の態様を示す。この態様によれば、図３のサンプル・アンド・ホールド回路は、第２のサンプルスイッチ６３が省略するとともに、スイッチ制御信号２２７によって制御可能な帯域幅制限要素２２１を含むように修正されている。図１０の回路２０１は、入力電圧２０５と接地された第１のホールドスイッチ２０７との間に結合された、第１のサンプルスイッチ２０３を含む。第１のキャパシタ２０９は、一端において、第１のサンプルスイッチ２０３と第１のホールドスイッチ２０７との間に結合され、他端において、増幅器２１３の反転入力２１１に結合されている。第２のキャパシタ２１５および第２のホールドスイッチ２１７は、増幅器２１３の反転入力２１１と出力２１９との間に直列に結合されている。帯域幅制限要素２２１は、第２のキャパシタ２１５および第２のホールドスイッチ２１７に並列に結合されている。増幅器２１３の非反転入力２２３は接地されている。

回路２０１のサンプリング段階の間、サンプルスイッチ２０３および帯域幅制限要素２２１は、それぞれ第１および第２のスイッチ制御信号２２５、２２７を介して、オン（すなわち閉止）状態に入れられ、同時にホールドスイッチ２０７、２１７はオフのままとなる。これが行われると、第１のキャパシタ２０９は、入力電圧２０５と増幅器２１３の反転入力２１１における仮想接地との間に結合され、入力電圧２０５に比例する電荷が第１のキャパシタ２０９に蓄積される。回路２０１のホールド段階の間、第１および第２のホールドスイッチ２０７、２１７は、それぞれ第３および第４のスイッチ制御信号２２９、２３１を介してオン状態に入れられ、同時に、サンプルスイッチ２０３および帯域幅制限要素２２１はオフ状態に入れられる。サンプルスイッチ２０３および帯域幅制限要素２２１がオフ状態に入れられると、第１のキャパシタ２０９上の電荷は凍結される。第１および第２のホールドスイッチ２０７、２１７がオン状態に入れられると、第１のキャパシタ２０９に先に蓄積された電荷は第２のキャパシタ２１５に移転される。

図１０の構成において、帯域幅制限要素２２１は、サンプリングされた熱雑音の帯域幅を制限することになり、増幅器２１３は支配的な熱雑音源となる。帯域幅制限要素２２１はいくらかの熱雑音を生成することになるが、この雑音は増幅器２１３のフィードバックループ内で生成されることになり、したがって無視することができる。増幅器が単一状態を有し、かつ増幅器２１３の入力トランジスタが支配的な熱雑音源であると仮定すると、サンプリングされた熱雑音の雑音電力スペクトル密度は、以下の式２４に示すように表わすことができる。

ここでｋはボルツマン定数であり、Ｔは大気温度、ｇ_ｍは増幅器２１３の相互コンダクタンスである。

サンプリングされた熱雑音の帯域幅は以下の式２５に示すように表わすことができ、ここでＡ＞＞１であると仮定している。

ここでＡは増幅器２１３の利得、Ｚ_ＢＷは帯域幅制限要素２２１のインピーダンス、Ｃは電荷がそれにサンプリングされるキャパシタ４５のキャパシタンスである。式２５において、第１の項（Ａ／Ｚ_ＢＷＣ）は、帯域幅制限要素２２１の帯域幅を表わす（ラジアン／秒の単位）。第２項（π／２）は、第１項を乗じると、スイッチドキャパシタ回路の熱雑音帯域幅を表わす。第３項（１／２π）は、ラジアン／秒での帯域幅をサイクル／秒またはヘルツでの帯域幅に変換する。

式２４、２５を式１に適用することによって、サンプリングされた熱雑音電力（Ｖ^２単位）は、式２６に示すように表わされる。

項を相殺することによって、式２６は、以下に示すように式２７に簡略化することができる。

このように、増幅器２１３および帯域幅制限要素２２１を、Ａ／（Ｚ_ＢＷ×ｇ_ｍ）が３／４より小さくなるように選択することによって、サンプリングされた熱雑音の電力を、ｋＴ／Ｃより低く低減することができることがわかる。

本発明の別の態様を、図１１に示してある。この態様によれば、図３のサンプル・アンド・ホールド回路は、増幅器４９を省略して、その代わりに一方がそのフィードバックループ内にスイッチを有する、２つのカスケード接続された増幅器を含むように修正されている。図１１の回路２３５は、入力電圧２３９と接地された第１のホールドスイッチ２４１との間に結合された、第１のサンプルスイッチ２３７を含む。第１のキャパシタ２４３は、一端において第１のサンプルスイッチ２３７および第１のホールドスイッチ２４１に結合され、他端において第１の増幅器２４７の反転入力２４５に結合されている。第１の増幅器２４７の出力は、ノード２５３において、第２の増幅器２５５の反転入力に結合されている。第１および第２の増幅器２４７、２５５の非反転入力２５７、２５９は、それぞれ接地されている。第２のサンプルスイッチ２６１は、第１の増幅器２４７の反転入力２４５と出力２５３との間に結合されている。第２のキャパシタ２４９と第２のホールドスイッチ２５１は、第１の増幅器２４７の反転入力２４５と第２の増幅器２５５の出力２６３との間に直列に結合されている。

回路２３５のサンプリング段階の間、サンプルスイッチ２３７、２６１は、それぞれ第１および第２のスイッチ制御信号２６５、２６７を介して、オン状態（すなわち、閉止状態）に入れられ、その間にホールドスイッチ２４１、２５１はオフのままとなる。これが行われると、第１のキャパシタ２４３は、入力電圧２３９と、第１の増幅器２４７の反転入力２４５における仮想接地との間に結合され、入力電圧２３９に比例する電荷が第１のキャパシタ２４３に蓄積される。回路２３５のホールド段階の間、第１および第２のホールドスイッチ２４１、２５１は、それぞれ第３および第４のスイッチ制御信号２６９、２７１を介してオン状態に入れられ、その間にサンプルスイッチ２３７、２６１はオフ状態に入れられる。サンプルスイッチ２３７、２６１がオフ状態に入れられると、第１のキャパシタ２４３における電荷は凍結される。第１および第２のホールドスイッチ２４１、２５１がオン状態に入れられると、先に第１のキャパシタ２４３に蓄積された電荷は、第２のキャパシタ２４９に移転される。

図１０において、増幅器２１３の利得を増大させると、ホールドモード中の線形性および歪が改善されることになる。しかしながら、同じループ帯域幅を維持するためには、帯域幅制限要素２２１のインピーダンスを、増幅器２１３の利得に比例して増大させなくてはならない。これは、そのようなインピーダンスは物理的に実装するのが難しく、またフィードバック経路における大きいインピーダンスはループ不安定性の原因となるので、高利得に対しては実際的ではない。図１１においては、２つの増幅器２４７、２５５が使用されている。第１の増幅器２４７は、サンプリングされた熱雑音の帯域幅を制限し、熱雑音スペクトル密度を支配する。第１の増幅器２４７は、熱雑音スペクトル密度を決める有効インピーダンスが熱雑音帯域幅を決める有効インピーダンスより小さくなるように選択される。

第２の増幅器２５５は、ホールドモード中に第２の増幅器２５５の出力２６３における信号の直線性を向上させ、かつ歪を低減するために高利得を有するように選択される。すなわち、第１の増幅器２４７の利得を低くし、それに対して、増幅器２４７、２５５の利得の積によって決まる、全体利得は高くしてもよい。図１０のサンプリングされた熱雑音のスペクトル密度およびサンプリングされた熱雑音の帯域幅をそれぞれ記述する、式２４、２５は、第１の増幅器２４７が熱雑音スペクトル密度と有効帯域幅制限インピーダンスＺ_ＢＷの両方を決めることを除いて、図１１の構成にも適用できる。

図１２は本発明のさらに別の態様を示す。図１２の回路２７３は、図１１の回路２３５と実質的に同じ方法で構築されて、動作させられるが、図１１の第２のサンプルスイッチ２６１を省略し、その代わりに、第２のスイッチ制御信号２６７によって制御される帯域幅制限要素２７５を含めてある。したがって、サンプリング段階の間、図１１の回路とは異なり、第１の増幅器はそのフィードバック経路内に帯域幅制限要素２７５を有する。第１の増幅器２７７の利得は歪の理由で大きくする必要はないので、帯域幅制限要素のＺ_ＢＷは大きくする必要がない。したがって、図１２の第１の増幅器２７７は、図１０の第１の増幅器２１３よりも安定性問題を引き起こす可能性が低い。

図１３は本発明の別の態様を示す。図１３の回路２７９は、図１２の回路２７３と実質的に同じであるが、帯域幅制限要素２７５および第１の増幅器２７７の実装を示す。特に、帯域幅制限要素２７５は、スイッチ制御信号２８３および抵抗器２８５によって制御されるスイッチ２８１を使用して実装される。第１の増幅器２７７は、相互コンダクタンス増幅器２８７と、相互コンダクタンスステージの出力と接地との間に結合された抵抗器２８９とを使用して実装される。

図１３の構成において、帯域幅制限要素２７５は、サンプリングされた熱雑音の帯域幅を制限し、第１の増幅器２７７が支配的な熱雑音源となることになる。抵抗器２８５の抵抗が抵抗器２８９の抵抗よりも大幅に大きいと仮定して、ループ２９１の利得は次のように表わすことができる。

ここでｇ_ｍは相互コンダクタンス増幅器２８７の相互コンダクタンスであり、Ｒ_ＬＯＡＤは抵抗器２８９の抵抗である。式２８を式２５に適用して、抵抗器２８５の抵抗（すなわちＲ_ＦＢ）を式２５のＺ_ＢＷに代入すると、反転入力２４５における雑音帯域幅は、式２９に示すように表わすことができる。

相互コンダクタンス増幅器２８７の雑音電力スペクトル密度は、式２４に表わすものと同じである。したがって、相互コンダクタンス増幅器２８７の反転入力２４５におけるノードを基準として、増幅器２８７の雑音電力は、式３０に示すように表わすことができ、これは式３１に簡略化することができる。

相互コンダクタンス増幅器２８７の反転入力２４５におけるノードを基準として、抵抗器２８５の熱雑音電力は、式３２に示すように表わすことができ、これは式３３に簡略化することができる。

このように、式３２、３３は、相互コンダクタンス増幅器２８７と抵抗器２８５対する、雑音電力を表わす。抵抗器２８９の雑音電力は抵抗器２８５よりも低い抵抗、したがって低いスペクトル密度を有するので、これを無視することができる。式３２、３３から理解できることは、回路２７９の合計雑音電力は、ｋＴ／Ｃが限界となっていないことである。抵抗器２８５の雑音電力寄与をｋＴ／Ｃより低く低減するために、ループ２９１の利得は１より上に設定することができる。相互コンダクタンス増幅器２８７の雑音電力をｋＴ／Ｃより低く低減するためには、Ｒ_ＬＯＡＤ／Ｒ_ＦＢの値を３／４より低く下げればよい。

図１４は、図１２、１３に示す増幅器２７７の可能な実装をより詳細に示す。特に、図１４の増幅器２９３は、それぞれが増幅器の反転入力２４５および非反転入力２５７に結合された、ゲートを有する一対のトランジスタ２９５ａ、２９５ｂを示す。トランジスタ２９５ａ、２９５ｂのソース２９９ａ、２９９ｂは、電流源２９２に結合され、この電流源は供給電圧３０１に結合されている。トランジスタ２９５ａ、２９５ｂのドレイン３０３ａ、３０３ｂは、抵抗器３０５ａ、３０５ｂに結合され、この抵抗器は供給電圧３０７に結合されている。

本発明のさらに別の態様を図１５に示してある。図１５の回路３０９は、図１３の回路２７９と実質的に同一であるが、帯域幅制限要素２７５の代替実装を示している。特に、図１５の帯域幅制限要素３１１は、スイッチ制御信号３１５によって制御される弱いＭＯＳ（ｗｅａｋ ＭＯＳ）トランジスタ３１３を使用して実装される。弱いＭＯＳトランジスタ３１３は、第１の増幅器２７７のオープンループ出力抵抗（すなわちＲ_ＬＯＡＤ）よりも大きいオン抵抗を有することができる。

ここで理解すべきことは、この明細書において説明した態様はサンプル・アンド・ホールド回路、特にスイッチドキャパシタ回路に関係したが、本発明はこの点において限定されないことである。本発明の原理は、サンプル・アンド・ホールド回路ではないキャパシタ回路、および／またはキャパシタ以外のエネルギー蓄積要素を含む回路に適用することができる。図１６は、本明細書に記載した原理を利用して積分熱雑音を理論限界より低く低減することのできる、非サンプリング、非キャパシタに基づく回路の例を示す。

図１６の回路３５０は、それぞれが並列に結合された、インダクタ３５２、抵抗器３５４、および帯域幅制限要素３５６を含む、非サンプリング誘導性回路である。キャパシタのようなインダクタは、無雑音回路要素である。したがって、インダクタ３５２はシステムの熱雑音に寄与しない。同様に、帯域幅制限要素３５６は、システムに対する熱雑音に大きく寄与しないように構築される。したがって、抵抗器３５４が、熱雑音の支配的源である。帯域幅制限要素３５６は、熱雑音の帯域幅を制限するように構築される。インダクタ３５２は電流蓄積要素である。

したがって、誘導性蓄積要素を介する、雑音スペクトル密度（Ａ^２／Ｈｚ単位）、雑音帯域幅（Ｈｚ単位）、および合計積分雑音電流（Ａ^２単位）は、以下の式３４〜３６に記載するように表わすことができる。

ここでｋはボルツマン定数、Ｔは大気温度、Ｌはインダクタ３５２のインダクタンス、Ｒは抵抗器３５４の抵抗、Ｚ_ＢＷは帯域幅制限要素３５６の有効インピーダンスである。

式３６で示すように、回路３５０の雑音電力は、抵抗器３５４の抵抗および帯域幅制限要素３５６の有効インピーダンスをＺ_ＢＷ／Ｒが１より小さくなるように選択することによってｋＴ／Ｌより低く低減することができる。言い換えると、回路３５０の雑音電力は、Ｚ_ＢＷとＲを、Ｚ_ＢＷがＲより小さくなるように選択することによって、ｋＴ／Ｌより低く低減することができる。したがって、本発明はサンプリング動作にも、スイッチドキャパシタ実装にも限定されないことが理解される。本明細書に記述した原理は、任意のシステムに適用して蓄積要素への積分熱雑音を低減することができる。

本発明のいくつかの例示用の態様について説明したが、当業者であれば、様々な代替形態、修正形態および改良形態を容易に思いつくであろう。そのような代替形態、修正形態、および改良形態は本発明の趣旨と範囲に含めることを意図するものである。したがって、前述の説明は、例示としてだけのものであり、限定を意図するものではない。本発明は、添付の請求の範囲およびその均等物に定義されるようにだけ限定される。

従来技術サンプリング回路を示す図である。 従来技術サンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 別の従来技術サンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 本発明の一態様によるサンプリング回路を示す図である。 サンプル・アンド・ホールド回路がスイッチングブロックを含む図２の回路の修正版である、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 図５のスイッチングブロックが増幅器を使用して実装されている、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 本発明の一態様による、図６の増幅器の一実装を示す図である。 サンプル・アンド・ホールド回路が、増幅器のフィードバック経路内に帯域幅制限要素を有する増幅器を含む図２の回路の修正版である、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 図８の帯域幅制限要素がインピーダンスを使用して実装されている、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 サンプル・アンド・ホールド回路が、追加の帯域幅制限要素を含む図３の回路の修正版である、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。

サンプル・アンド・ホールド回路が、追加の増幅器を含む図３の回路の修正版である、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 帯域幅制限要素が図１１の第1の増幅器のフィードバック経路内に含まれる、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 図１２の第１の増幅器および帯域幅制限要素の実装を図解する、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 本発明の一態様による、図１３の相互コンダクタンス増幅器の一実装を示す図である。 図１３の帯域幅制限要素の別の実装を図解する、本発明の一態様によるサンプル・アンド・ホールド回路を示す図である。 本発明の一態様による、非サンプリング、非キャパシタに基づく回路の一例を示す図である。

Claims (18)

1. 大気温度に晒されて、電荷を蓄積するサンプリングキャパシタ；および
   該キャパシタに電荷をサンプリングする回路配線を含み、
   前記キャパシタには熱雑音もサンプリングされるとともに、前記キャパシタにサンプリングされる熱雑音の電力が、前記サンプリングキャパシタのキャパシタンスで除算された、大気温度とボルツマン定数との積よりも小さくなるように、また、回路配線の熱雑音スペクトル密度を決定するインピーダンスが、回路配線の熱雑音帯域幅を決定するインピーダンスより小さくなるように、前記回路配線が構築される、サンプリング回路。
2. 制御信号に応答して、第１の電位と、第１の電位と異なる第２の電位との間にサンプリングキャパシタを結合するように、回路配線が適合されている、請求項１に記載のサンプリング回路。
3. 回路配線は、
   ノードにおいてキャパシタの端子に結合された第１の入力、第２の入力、および出力を有する、第１の増幅器；および
   前記ノードにおける信号の帯域幅を制限する手段を含む、請求項１に記載のサンプリング回路。
4. ノードにおいて信号の帯域幅を制限する手段は、第１の増幅器の第１の入力と出力との間に結合される、請求項３に記載のサンプリング回路。
5. ノードにおいて信号の帯域幅を制限する手段は、第１の増幅器よりも大きな範囲で信号の帯域幅を制限し、第１の増幅器よりも雑音に対する寄与が小さくなるように適合されている、請求項４に記載のサンプリング回路。
6. 帯域幅を制限する手段はインピーダンスである、請求項４に記載のサンプリング回路。
7. 第１の増幅器の出力に結合された第１の入力と、基準電位に結合された第２の入力とを有する第２の増幅器をさらに含む、請求項４に記載のサンプリング回路。
8. 帯域幅を制限する手段は、第１の増幅器の出力インピーダンスよりも大きいオン抵抗を有するスイッチである、請求項４に記載のサンプリング回路。
9. 回路配線が、増幅器および帯域幅制限要素を含み、前記帯域幅制限要素が、前記増幅器の出力および前記増幅器の反転入力の間に電気的に結合されている、請求項１に記載の回路。
10. 増幅器が、電気的に接地された非反転入力をさらに含む、請求項９に記載の回路。
11. 増幅器が、回路配線のサンプリング段階の間に増幅器をオンにするためおよび回路配線のホールド段階の間に増幅器をオフにするための制御信号を受信するように構成される、請求項９に記載の回路。
12. 帯域幅制限要素が、スイッチに直列に電気的に結合された抵抗器を含む、請求項９に記載の回路。
13. スイッチが、回路配線のサンプリング段階の間にスイッチを閉じるためおよび回路配線のホールド段階の間にスイッチを開くためのスイッチ制御信号を受信するように構成される、請求項１２に記載の回路。
14. 帯域幅制限要素が、増幅器のオープンループ出力抵抗よりも大きいオン抵抗を有するＭＯＳトランジスタを含む、請求項９に記載の回路。
15. 増幅器が、相互コンダクタンス増幅器を含む、請求項９に記載の回路。
16. 回路配線が、増幅器の出力および接地の間に電気的に結合された抵抗器をさらに含む、請求項１５に記載の回路。
17. 帯域幅制限要素が回路配線の熱雑音帯域幅を制御するように構成され、また、増幅器が回路配線の熱雑音スペクトル密度を制御するように構成される、請求項９に記載の回路。
18. 帯域幅制限要素が、キャパシタでサンプルされた熱雑音を低減するために増幅器の前方信号経路を減衰するように構成される、請求項９に記載の回路。

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