JP4971603B2

JP4971603B2 - Driving method of voltage-driven semiconductor switching element

Info

Publication number: JP4971603B2
Application number: JP2005215635A
Authority: JP
Inventors: 宏信金
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2005-07-26
Filing date: 2005-07-26
Publication date: 2012-07-11
Anticipated expiration: 2025-07-26
Also published as: JP2007037255A

Description

本発明は、例えば電力変換装置等に用いられた電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動方法に関する。 The present invention relates to a method for driving a voltage-driven semiconductor switching element used in, for example, a power converter.

周知の通り、電圧駆動型半導体スイッチング素子、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やＭＯＳ形電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等は、電鉄車両用や産業用のインバータ、無停電電源装置におけるインバータ等の電力変換装置に用いられており、例えばＩＧＢＴを用いて直流を３相交流に変換する電力変換装置では、３相のブリッジを構成している６つのアームそれぞれに、通常は主回路を構成するよう複数個が直列に接続されている。そして、各ＩＧＢＴの制御は、ホトカプラ等を介して入力された制御入力に基づき動作するゲート駆動回路によって行われる。 As is well known, voltage-driven semiconductor switching elements such as insulated gate bipolar transistors (IGBTs) and MOS field effect transistors (MOSFETs) are used for electric power vehicle and industrial inverters, inverters in uninterruptible power supplies, etc. For example, in a power converter that uses an IGBT to convert direct current to three-phase alternating current using an IGBT, each of the six arms constituting a three-phase bridge is usually configured to form a main circuit. Are connected in series. Each IGBT is controlled by a gate drive circuit that operates based on a control input input via a photocoupler or the like.

こうした電力変換装置におけるＩＧＢＴの駆動は、ＩＧＢＴの周辺回路を図１８に示すように構成して行われる。すなわち、図１８において、１０１はゲート駆動回路で、主回路を構成するＩＧＢＴ１０２のゲート１０２ｇに対し、ゲート抵抗１０３を介しゲート回路１０４を接続するように設けた回路となっている。また、ＩＧＢＴ１０２のコレクタ１０２ｃとエミッタ１０２ｅの主端子間には、逆導通ダイオード１０５が導通方向を逆とするようにして並列に接続されており、さらに主端子間に並列にスナバダイオード１０６、スナバコンデンサ１０７、スナバ抵抗１０８で構成されるスナバ回路１０９が接続されている。 The driving of the IGBT in such a power converter is performed by configuring the peripheral circuit of the IGBT as shown in FIG. That is, in FIG. 18, reference numeral 101 denotes a gate drive circuit, which is a circuit provided so that the gate circuit 104 is connected via the gate resistor 103 to the gate 102g of the IGBT 102 constituting the main circuit. Further, a reverse conducting diode 105 is connected in parallel between the main terminals of the collector 102c and the emitter 102e of the IGBT 102 so that the conducting direction is reversed, and a snubber diode 106 and a snubber capacitor are connected in parallel between the main terminals. A snubber circuit 109 composed of 107 and a snubber resistor 108 is connected.

また、このように構成された回路では、ゲート駆動回路１０１に入力されたＩＧＢＴ１０２をオン、オフ制御するためのゲート指令（制御指令）Ｓに基づき、ゲート回路１０４からゲート回路出力が出力され、ゲート抵抗１０３を介してＩＧＢＴ１０２のゲート１０２ｇに入力される。これによりＩＧＢＴ１０２がオン状態となれば、所定の電流がコレクタ１０２ｃとエミッタ１０２ｅの主端子間が導通して主回路に流れ、またオフ状態であればコレクタ１０２ｃとエミッタ１０２ｅの主端子間が非導通状態となり、主回路に電流が流れなくなる。 In the circuit configured as described above, a gate circuit output is output from the gate circuit 104 based on a gate command (control command) S for ON / OFF control of the IGBT 102 input to the gate drive circuit 101, and the gate It is input to the gate 102 g of the IGBT 102 through the resistor 103. As a result, when the IGBT 102 is turned on, a predetermined current is conducted between the main terminals of the collector 102c and the emitter 102e and flows to the main circuit. When the IGBT 102 is turned off, the main terminals of the collector 102c and the emitter 102e are not conducted. State, and no current flows through the main circuit.

そして、図１９、図２０に示すように、ＩＧＢＴ１０２をオン、オフ制御するゲート電圧は、例えば＋１５Ｖのオン用電圧と−１５Ｖのオフ用電圧の２値であり、その２値間の切換速度は比較的高速度である。このため、＋１５Ｖのオン用電圧から−１５Ｖのオフ用電圧にゲート電圧が変化し、ＩＧＢＴ１０２がオン状態からオフ状態に切り替えられる際には、ＩＧＢＴ１０２のターンオフに伴うターンオフ過電圧が、ＩＧＢＴ１０２及び逆導通ダイオード１０５の各素子に生じる。 As shown in FIGS. 19 and 20, the gate voltage for turning on / off the IGBT 102 is, for example, a binary value of + 15V on voltage and −15V off voltage, and the switching speed between the two values is as follows. It is relatively high speed. For this reason, when the gate voltage changes from the on voltage of +15 V to the off voltage of −15 V and the IGBT 102 is switched from the on state to the off state, the turn-off overvoltage associated with the turn-off of the IGBT 102 causes the IGBT 102 and the reverse conducting diode. It occurs in each of the 105 elements.

これは、主回路の配線インダクタンス成分による電流エネルギ分が、ＩＧＢＴ１０２においては、そのターンオフ時の急激な電流変化（急峻なｄｉ／ｄｔ）によって大きな電圧となり、素子電圧にそれぞれ加算されるためである。またＩＧＢＴ１０２に逆並列接続されている逆導通ダイオード１０５においても、逆導通ダイオード１０５のオフ時の電流変化が急激な場合（ｄｉＲ／ｄｔ：ダイオード電流が逆回復電流ピークに達した後、減少する期間（ｄｉ／ｄｔ）が急峻な場合）に、ＩＧＢＴ１０２の場合と同様に、配線インダクタンス成分による過電圧が発生する。そして、この時のピーク電圧値が各素子の定格電圧を超えると、素子は破壊してしまうことになる。 This is because the current energy due to the wiring inductance component of the main circuit becomes a large voltage in the IGBT 102 due to a rapid current change (steep di / dt) at the time of turn-off, and is added to the element voltage. Also in the reverse conducting diode 105 connected in reverse parallel to the IGBT 102, when the current change when the reverse conducting diode 105 is off is abrupt (diR / dt: a period in which the diode current decreases after reaching the reverse recovery current peak) When (di / dt) is steep), as in the case of the IGBT 102, an overvoltage due to the wiring inductance component occurs. If the peak voltage value at this time exceeds the rated voltage of each element, the element will be destroyed.

こうしたオン、オフ制御に伴う過電圧で破壊しないようＩＧＢＴ１０２及び逆導通ダイオード１０５を過電圧保護するものとして、図１８中に示したスナバ回路１０９がある。スナバ回路１０９では、ターンオフに伴い生じる主回路の配線インダクタンス成分による電流エネルギ分を、スナバコンデンサ１０７に充電させることで、ＩＧＢＴ１０２の過電圧が抑制され保護がなされる。 A snubber circuit 109 shown in FIG. 18 is provided as an overvoltage protection for the IGBT 102 and the reverse conducting diode 105 so as not to be destroyed by the overvoltage associated with such on / off control. In the snubber circuit 109, the overvoltage of the IGBT 102 is suppressed and protected by charging the snubber capacitor 107 with a current energy component caused by the wiring inductance component of the main circuit that is caused by the turn-off.

また、過電圧を抑制するための別構成として、図２１に示すものがある。図２１において、逆導通ダイオード１０５がコレクタとエミッタの主端子間に接続されているＩＧＢＴ１０２のコレクタ１０２ｃとゲート１０２ｇ間に、ツェナーダイオード１１０が挿入されている。そして、挿入されたツェナーダイオード１１０のツェナー電圧は、ＩＧＢＴ１０２の最大許容電圧値に設定されたものとなっている。 Another configuration for suppressing overvoltage is shown in FIG. In FIG. 21, a Zener diode 110 is inserted between the collector 102c and the gate 102g of the IGBT 102 in which the reverse conducting diode 105 is connected between the collector and emitter main terminals. The Zener voltage of the inserted Zener diode 110 is set to the maximum allowable voltage value of the IGBT 102.

このようにツェナーダイオード１１０を挿入した構成では、ＩＧＢＴ１０２がオン状態からオフ状態に切り替えられるターンオフ時に、ＩＧＢＴ１０２のコレクタ電圧がツェナーダイオード１１０のツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード１１０がオンする。またＩＧＢＴ１０２のゲート電圧については、図示しないゲート回路によって−１５Ｖ方向に充電されるが、ツェナーダイオード１１０がオンすることでコレクタ１０２ｃ側からゲート１０２ｇに対して＋１５Ｖ方向への充電がなされることになる。 In the configuration in which the Zener diode 110 is inserted in this way, the Zener diode 110 is turned on when the collector voltage of the IGBT 102 exceeds the Zener voltage of the Zener diode 110 at the turn-off time when the IGBT 102 is switched from the on state to the off state. The gate voltage of the IGBT 102 is charged in the −15V direction by a gate circuit (not shown), but when the Zener diode 110 is turned on, the gate 102g is charged in the + 15V direction from the collector 102c side. .

これにより、ＩＧＢＴ１０２が再度オンすることになり素子電圧は低下するが、ＩＧＢＴ１０２のコレクタ電圧がツェナーダイオード１１０のツェナー電圧以下となると、ツェナーダイオード１１０は即座にオフするので、ＩＧＢＴ１０２のゲート１０２ｇは再び−１５Ｖ方向へ充電され、ＩＧＢＴ１０２はオフとなる。その結果、ツェナーダイオード１１０によってＩＧＢＴ１０２のコレクタ電圧は、その最大許容電圧値であるツェナー電圧以下となり、過電圧が抑制される。 As a result, the IGBT 102 is turned on again, and the element voltage is lowered. However, when the collector voltage of the IGBT 102 becomes equal to or lower than the Zener voltage of the Zener diode 110, the Zener diode 110 is immediately turned off. The battery is charged in the 15V direction, and the IGBT 102 is turned off. As a result, the Zener diode 110 causes the collector voltage of the IGBT 102 to be equal to or lower than the Zener voltage that is the maximum allowable voltage value, and the overvoltage is suppressed.

しかしながら上記の従来技術においては、ＩＧＢＴ１０２の高電圧化、大電流化等に伴い、過電圧保護のためのスナバ回路１０９のスナバコンデンサ１０７やスナバ抵抗１０８等の回路部品やツェナーダイオード１１０も、対応して高電圧化、大電流化等が必要となってくる。そのため、ＩＧＢＴ１０２を用いて構成されるインバータ等の電力変換装置では、形状が大きなものとなり、コストも高いものとなってしまう。 However, in the above prior art, as the voltage of the IGBT 102 is increased and the current is increased, circuit components such as the snubber capacitor 107 and the snubber resistor 108 of the snubber circuit 109 for overvoltage protection and the Zener diode 110 are also compatible. Higher voltage, higher current, etc. are required. Therefore, the power converter such as an inverter configured using the IGBT 102 has a large shape and a high cost.

上記のような状況に鑑みて本発明はなされたもので、その目的とするところは、過電圧保護については従来と同様であるか、あるいはそれ以上の性能を有しながら、小型化、低コスト化が達成することができる電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above situation, and the object of the present invention is to reduce the size and cost while maintaining overvoltage protection that is the same as that of the prior art. Is to provide a method for driving a voltage-driven semiconductor switching element.

本発明の電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動方法は、
コレクタとエミッタの間に逆導通方向にダイオードが並列接続されてなるオン状態またはオフ状態の電圧駆動型半導体スイッチング素子のゲートに、オフ信号またはオン信号のゲート指令に基づき、それぞれ所定のオフ用電圧値またはオン用電圧値をゲート回路から入力することによってオン、オフ制御を行うようにした電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動方法において、
一方の状態から他方の状態へ切り替える時、
前記ゲート回路を、前記オン用電圧値と、該オン用電圧値と前記オフ用電圧値の間の予め設定したオフ切替用電圧値またはオン切替用電圧値の所定中間電圧値との間で、電圧減少方向または増加方向に予め設定した所定の時間をかけて漸次変化する予め設定したパターンの電圧を、前記ゲート回路に設けた電圧発生器で発生するようにすると共に、前記所定中間電圧値から前記オフ用電圧値、または前記オフ用電圧値から前記所定中間電圧値への瞬時の切替えが行えるようにして、
前記電圧発生器からの漸次変化する電圧と、前記オフ用電圧値または前記所定中間電圧値のゲート制御出力を、前記オン用電圧値から前記オフ用電圧値への切替方向または前記オフ用電圧値から前記オン用電圧値への切替方向に対応させて前記ゲート回路から出力し、前記ゲートに入力することによりオン、オフ制御を行うことを特徴とする方法である。
さらに、前記ゲート回路からオン状態の前記電圧駆動型半導体スイッチング素子のゲートに、
先ず、前記電圧発生器からの前記オン用電圧値から前記オフ用電圧値の間のオフ切替用電圧値まで所定の時間をかけて漸次変化する電圧を入力し、
その後、前記オフ用電圧値を入力するようにしたことを特徴とする方法である。
さらに、オン状態からオフ状態へ切り替える時、
前記オン用電圧値から前記オフ切替用電圧値まで漸次変化させる前記時間を、前記電圧駆動型半導体スイッチング素子に接続した負荷に流れる負荷電流値に対応して変化させることを特徴とする方法である。
さらに、前記ゲート回路からオフ状態の前記電圧駆動型半導体スイッチング素子のゲートに、
先ず、前記オン切替用電圧値を入力し、
その後、前記電圧発生器からの前記オン切替用電圧値から前記オン用電圧値まで所定の時間をかけて漸次変化する電圧を入力するようにしたことを特徴とする方法である。
さらに、オフ状態からオン状態へ切り替える時、
前記オン切替用電圧値から前記オン用電圧値まで漸次変化させる前記時間を、前記電圧駆動型半導体スイッチング素子に接続した負荷に流れる負荷電流値に対応して変化させることを特徴とする方法である。
さらに、前記ゲート回路と前記ゲートの接続が、低インピーダンス接続となっていることを特徴とする方法である。 The driving method of the voltage-driven semiconductor switching element of the present invention is:
Based on an OFF signal or an ON signal gate command, a predetermined OFF voltage is applied to the gate of an on-state or off-state voltage-driven semiconductor switching element in which a diode is connected in parallel in the reverse conduction direction between the collector and the emitter. In a method for driving a voltage-driven semiconductor switching element in which on / off control is performed by inputting a value or an on-voltage value from a gate circuit,
When switching from one state to the other,
The gate circuit between the on-voltage value and a predetermined intermediate voltage value of the on-switching voltage value or a preset off-switching voltage value between the on-voltage value and the off-voltage value; A voltage of a preset pattern that gradually changes over a predetermined time in a voltage decreasing direction or increasing direction is generated by a voltage generator provided in the gate circuit, and from the predetermined intermediate voltage value To enable instantaneous switching from the off voltage value or the off voltage value to the predetermined intermediate voltage value,
The gradually changing voltage from the voltage generator, and the gate control output of the off voltage value or the predetermined intermediate voltage value, the switching direction from the on voltage value to the off voltage value, or the off voltage value in correspondence with the switching direction to the on-voltage value output from the gate circuit from oN by inputting to the gate, Ru der wherein the performing off control.
Furthermore, from the gate circuit to the gate of the voltage-driven semiconductor switching element in the on state,
First, the input voltage which varies gradually over a predetermined time to the switch-off voltage value between the off-voltage value from the on-voltage value from said voltage generator,
Thereafter, Ru method der characterized in that so as to enter the off-voltage value.
Furthermore, when switching from the on state to the off state,
The time for gradually changing from the on-voltage value to the off-switching voltage value is changed in accordance with a load current value flowing through a load connected to the voltage-driven semiconductor switching element. The
Furthermore, from the gate circuit to the gate of the voltage-driven semiconductor switching element in the off state,
First of all, enter the previous Kio down switching voltage value,
Thereafter, Ru method der characterized in that so as to input a voltage varying progressively from the switch-on voltage value over a predetermined time to the on-voltage value from said voltage generator.
Furthermore, when switching from the off state to the on state,
The method is characterized in that the time for gradually changing from the on-switching voltage value to the on-voltage value is changed corresponding to a load current value flowing through a load connected to the voltage-driven semiconductor switching element. The
Furthermore, the connection between the gate circuit and the gate is a low impedance connection.

本発明によれば、
オン状態の電圧駆動型半導体スイッチング素子のターンオフ時に、ゲート電圧をオン用電圧値からオン用電圧値とオフ用電圧値の間の所定中間電圧値まで所定の時間をかけて漸次変化させ、その後、オフ用電圧値とすることでオン、オフ制御を行っている。このため、ターンオフ時の急峻なｄｉ／ｄｔが低減され、スナバ回路等の過電圧保護回路を要することなく、配線インダクタンス成分による過電圧発生が抑制できることになる。 According to the present invention,
At the time of turn-off of the voltage-driven semiconductor switching element in the on state, the gate voltage is gradually changed over a predetermined time from the on-voltage value to the predetermined intermediate voltage value between the on-voltage value and the off-voltage value, On / off control is performed by setting the voltage value for off. For this reason, steep di / dt at the time of turn-off is reduced, and overvoltage generation due to the wiring inductance component can be suppressed without requiring an overvoltage protection circuit such as a snubber circuit.

さらに、オフ状態の電圧駆動型半導体スイッチング素子のターンオン時に、ゲート電圧をオフ用電圧値からオン用電圧値とオフ用電圧値の間の所定中間電圧値へ瞬時に切替え、その後、所定中間電圧値から所定の時間をかけて漸次変化させ、オン用電圧値とすることでオン、オフ制御を行っている。
このため、電圧駆動型半導体スイッチング素子の素子電流が、ゲート電圧が所定中間電圧値に変化し、所定中間電圧値から徐々に上昇し、それによりターンオンすることで０から徐々に上昇していくことになり、ターンオンする電圧駆動型半導体スイッチング素子に対しスイッチングが対となる他相の電圧駆動型半導体スイッチング素子に並列接続され、オフ動作する逆導通ダイオードの電流も、同様に所定の時間をかけて低下することになる。その結果、逆導通ダイオードのオフ時の急峻なｄｉＦ／ｄｔが低減し、逆導通ダイオードの逆回復特性がソフトリカバリ化され、過電圧発生が抑制される。 Further, when the voltage-driven semiconductor switching element in the off state is turned on, the gate voltage is instantaneously switched from the off voltage value to a predetermined intermediate voltage value between the on voltage value and the off voltage value , and then the predetermined intermediate voltage value. gradually changing over predetermined time is performed on and off controlled by the voltage value for the on-.
Therefore, the device current of the voltage-driven semiconductor switching elements, Gate voltage is changed to a predetermined intermediate voltage value gradually rises from the predetermined intermediate voltage value, thereby gradually increases from 0 by turning Therefore, the current of the reverse conducting diode that is connected in parallel to the voltage-driven semiconductor switching element of the other phase whose switching is paired with respect to the voltage-driven semiconductor switching element that is turned on, Over time. As a result, steep diF / dt when the reverse conducting diode is off is reduced, the reverse recovery characteristic of the reverse conducting diode is soft-recovered, and the occurrence of overvoltage is suppressed.

このように、スナバ回路等を要することなく電圧駆動型半導体スイッチング素子等の過電圧保護を行うことができると共に、電圧駆動型半導体スイッチング素子を用いたインバータ等の電力変換装置の小型化、低コスト化を達成することができる等の効果を奏する。 In this way, overvoltage protection of voltage-driven semiconductor switching elements can be performed without requiring a snubber circuit, etc., and power converters such as inverters using voltage-driven semiconductor switching elements can be reduced in size and cost. It is possible to achieve the effects such as.

以下本発明の実施の形態を、電圧駆動型半導体スイッチング素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いた場合を例にして、図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings, taking as an example the case where an insulated gate bipolar transistor (IGBT) is used as a voltage-driven semiconductor switching element.

先ず第１の実施形態を図１乃至図６により説明する。図１は電力変換装置の概略を示す構成図であり、図２はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図であり、図３はゲート指令、ゲート回路出力の波形図であり、図４はＩＧＢＴのＩ‐Ｖ特性曲線上における軌跡を示す図であり、図５はオフ切替用電圧値がスレッショルド電圧以下である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流の波形図であり、図６はオフ切替用電圧値がスレッショルド電圧以上である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流の波形図である。 First, a first embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a power converter, FIG. 2 is a circuit diagram showing a drive circuit configuration of an IGBT, FIG. 3 is a waveform diagram of a gate command and a gate circuit output, and FIG. FIG. 5 is a diagram showing a locus on the IV characteristic curve, and FIG. 5 is a waveform diagram of the gate voltage, device voltage, and device current of the IGBT when the voltage value for switching off is equal to or lower than the threshold voltage, and FIG. FIG. 6 is a waveform diagram of an IGBT gate voltage, element voltage, and element current when a switching voltage value is equal to or higher than a threshold voltage.

図１乃至図６において、１は直流を３相交流に変換する電力変換装置で、３相のブリッジを構成している６つのアーム２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚの主回路に、それぞれＩＧＢＴ３を設けて構成されている。さらに、各ＩＧＢＴ３には、そのコレクタ３ｃとエミッタ３ｅの主端子間に、逆導通ダイオード４が導通方向を逆とするようにして並列に接続されている。なお、図１では１つのＩＧＢＴ３によって各アーム２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚをそれぞれ構成したが、電力変換装置１の仕様に応じ、複数個のＩＧＢＴ３を直列に接続した構成となる。 In FIG. 1 to FIG. 6, reference numeral 1 denotes a power converter that converts direct current into three-phase alternating current. In the main circuit of the six arms 2 u, 2 v, 2 w, 2 x, 2 y, and 2 z constituting a three-phase bridge, Each is provided with an IGBT 3. Furthermore, a reverse conducting diode 4 is connected in parallel to each IGBT 3 between the main terminals of its collector 3c and emitter 3e so that the conducting direction is reversed. In FIG. 1, each of the arms 2 u, 2 v, 2 w, 2 x, 2 y, and 2 z is configured by one IGBT 3. However, according to the specifications of the power conversion device 1, a plurality of IGBTs 3 are connected in series.

また、各アーム２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚの各ＩＧＢＴ３の制御は、図示しない制御部からホトカプラ等を介し供給された制御入力（ゲート指令）Ｓに基づき動作するゲート駆動回路５からのゲート制御出力が、各ＩＧＢＴ３のゲート３ｇにそれぞれ所定のタイミングで入力することにより行われる。そして、電力変換装置１の出力である直流から変換された交流電力が、例えば交流電動機等の３相負荷６に供給される。 The IGBTs 3 of the arms 2u, 2v, 2w, 2x, 2y, and 2z are controlled from a gate drive circuit 5 that operates based on a control input (gate command) S supplied from a control unit (not shown) via a photocoupler. The gate control output is input to the gate 3g of each IGBT 3 at a predetermined timing. And the alternating current power converted from the direct current | flow which is the output of the power converter device 1 is supplied to the three-phase load 6, such as an alternating current motor, for example.

また、ＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路５は、各ＩＧＢＴ３に対応する同じ構成のゲート回路７を設けていて、各ゲート回路７からはゲート指令Ｓに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート抵抗８を介し対応するＩＧＢＴ３のゲート３ｇに、ゲート制御出力として供給されるようになっている。さらに、各ゲート回路７は、電圧発生器９、タイマ１０、２つの切替端子１１ａ，１１ｂを有する切替スイッチ１１、電流増幅器１２を備えた構成となっていて、電圧発生器９とタイマ１０には、同時にゲート指令Ｓが入力されるよう接続されている。なお、各アーム２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚは、本実施形態及び以下の各実施形態についても同様の構成であるため、１つのアーム２ｕを例として説明する。 The gate drive circuit 5 for controlling the IGBT 3 is provided with a gate circuit 7 having the same configuration corresponding to each IGBT 3, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is sent from each gate circuit 7 to the gate resistor 8. Is supplied as a gate control output to the gate 3g of the corresponding IGBT 3 via the. Furthermore, each gate circuit 7 has a configuration including a voltage generator 9, a timer 10, a changeover switch 11 having two changeover terminals 11 a and 11 b, and a current amplifier 12. At the same time, the gate command S is input. The arms 2u, 2v, 2w, 2x, 2y, and 2z have the same configuration in the present embodiment and the following embodiments, and therefore, one arm 2u will be described as an example.

また電圧発生器９は、その出力側が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに接続されており、切替スイッチ１１の他方の切替端子１１ｂにはオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わるようになっている。そして、切替スイッチ１１に各入力し、切り替え選択された電圧発生器９の出力とオフ用電圧値Ｖｏｆｆとは、その後、出力端子１１ｃから電流増幅器１２に入力され、電流増幅器１２からゲート回路出力としてゲート抵抗８に入力される。 Further, the output side of the voltage generator 9 is connected to one switching terminal 11 a of the changeover switch 11, and an OFF voltage value Voff is applied to the other switching terminal 11 b of the changeover switch 11. Then, the output of the voltage generator 9 and the OFF voltage value Voff selected and input to the change-over switch 11 are then inputted from the output terminal 11c to the current amplifier 12, and from the current amplifier 12 as the gate circuit output. Input to the gate resistor 8.

また、電圧発生器９は、例えばＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎを＋１５Ｖ、オフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆを−１５Ｖとした時、ＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎから、オン用電圧値Ｖｏｎとオフ用電圧値Ｖｏｆｆとの間の予め設定した、例えば＋５Ｖの所定の中間電圧値（オフ切替用電圧値）Ｖａｏｆｆまで、直線的に漸次低下する電圧を出力する可変電圧電源となっている。そして、ゲート指令Ｓのオフ信号Ｓｏｆｆが入力されることで電圧発生器９からは、＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｆｆまで、予め設定した所定の一定の時間Ｔａｏｆｆをかけて漸次低下する電圧が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに出力される。 Further, the voltage generator 9 is turned on from the on voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on, for example, when the on voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on is +15 V and the off voltage value Voff at which the IGBT 3 is turned off is -15 V. A variable voltage power supply that outputs a voltage that gradually decreases linearly up to a predetermined intermediate voltage value (off-switching voltage value) Vaoff, for example, +5 V, which is set in advance between the voltage value Von and the voltage value Voff for off. It has become. Then, when the OFF signal Soff of the gate command S is input, the voltage generator 9 takes a predetermined fixed time Taoff from the ON voltage value Von of + 15V to the intermediate voltage value Vaoff of + 5V. The gradually decreasing voltage is output to one switching terminal 11 a of the changeover switch 11.

また切替スイッチ１１については、オン状態のＩＧＢＴ３をオフするようゲート指令Ｓのオフ信号Ｓｏｆｆが入力されることで時間カウントを開始したタイマ１０によって、電圧発生器９の電圧低下時間Ｔａｏｆｆと同じ、予め設定した所定の時間Ｔａｏｆｆが経過した時点で、切替動作が行われるようになっている。そして、時間が経過することで、切替スイッチ１１では、電圧発生器９が接続された一方の切替端子１１ａから、−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わっている他方の切替端子１１ｂへの切替が行われる。 The changeover switch 11 has the same time as the voltage drop time Taoff of the voltage generator 9 by the timer 10 which has started counting time by inputting the OFF signal Soff of the gate command S so as to turn off the IGBT 3 in the ON state. The switching operation is performed when a predetermined time Taoff has elapsed. Then, as time elapses, the changeover switch 11 switches from one changeover terminal 11a to which the voltage generator 9 is connected to the other changeover terminal 11b to which the -15V OFF voltage value Voff is applied. Done.

そのため、ゲート回路７の出力は、図３に示すように制御部からのゲート指令Ｓに基づきオン状態からオフ状態に切り替わる際、＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｆｆまで、時間Ｔａｏｆｆをかけて漸次低下し、低下後、瞬時に−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆに変化する。そして、このようなゲート回路７の出力がゲート抵抗８を介してゲート３ｇに加わることにより、ＩＧＢＴ３がターンオフする際の素子電流変化（ｄｉ／ｄｔ）が緩和されたものとなる。 Therefore, when the output of the gate circuit 7 is switched from the on state to the off state based on the gate command S from the control unit as shown in FIG. 3, the time from the on voltage value Von of +15 V to the intermediate voltage value Vaoff of +5 V When Taoff is applied, the voltage gradually decreases. After the voltage decreases, the voltage instantaneously changes to an off-state voltage value Voff of −15V. The output of the gate circuit 7 is applied to the gate 3g via the gate resistor 8, so that the device current change (di / dt) when the IGBT 3 is turned off is alleviated.

すなわち、図４に示すＩＧＢＴ３のＩ‐Ｖ特性曲線上での軌跡（太い実線矢印）を示す図により説明すると、ゲート指令Ｓのオフ信号Ｓｏｆｆが入力すると、オン状態のＩＧＢＴ３のゲート電圧Ｖｇｅが＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎより漸次低下していき、これに伴いＩＧＢＴ３の素子電圧Ｖｃｅは徐々に上昇する。そして、ＩＧＢＴ３の素子電流値Ｉｃが飽和電流値ＩｃＸとなるゲート電圧値ＶｇｅＸにゲート電圧Ｖｇｅが達すると、ＩＧＢＴ３のゲート電圧Ｖｇｅによる素子電流絞りが始まり、素子電圧Ｖｃｅは、ＩＧＢＴ３がオフの時の素子電圧ＶｃｅＸまで上昇する。 That is, with reference to a diagram showing a locus (bold solid line arrow) on the IV characteristic curve of the IGBT 3 shown in FIG. 4, when the off signal Soff of the gate command S is input, the gate voltage Vge of the IGBT 3 in the on state is + 15V. The ON voltage value Von gradually decreases, and accordingly, the element voltage Vce of the IGBT 3 gradually increases. When the gate voltage Vge reaches the gate voltage value VgeX at which the device current value Ic of the IGBT 3 becomes the saturation current value IcX, the device current throttling by the gate voltage Vge of the IGBT 3 starts, and the device voltage Vce is the same as when the IGBT 3 is off. The voltage rises to the element voltage VceX.

さらにゲート電圧Ｖｇｅが低下していくことで、素子電流Ｉｃは各ゲート電圧Ｖｇｅに対応する飽和電流値をとりながら低下していくことになる。その後、各ゲート電圧Ｖｇｅがスレッショルド電圧以下になると、素子電流Ｉｃは０となりＩＧＢＴ３はオフする。このゲート電圧Ｖｇｅの低下する時間が所定の一定値であることにより、素子電流Ｉｃのｄｉ／ｄｔが低減されたものとなる。 As the gate voltage Vge further decreases, the element current Ic decreases while taking a saturation current value corresponding to each gate voltage Vge. Thereafter, when each gate voltage Vge falls below the threshold voltage, the device current Ic becomes 0 and the IGBT 3 is turned off. Since the time during which the gate voltage Vge decreases is a predetermined constant value, di / dt of the element current Ic is reduced.

さらに、中間電圧値（オフ切替用電圧値）Ｖａｏｆｆがスレッショルド電圧以下である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流の波形を示す図５と、中間電圧値（オフ切替用電圧値）Ｖａｏｆｆがスレッショルド電圧以上である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流の波形を示す図６とにより説明する。 Further, FIG. 5 showing waveforms of the gate voltage, element voltage, and element current of the IGBT when the intermediate voltage value (off switching voltage value) Vaoff is equal to or lower than the threshold voltage, and the intermediate voltage value (off switching voltage value) Vaoff. 6 will be described with reference to FIG. 6 showing waveforms of the gate voltage, device voltage, and device current of the IGBT when is equal to or higher than the threshold voltage.

図５においては、時間Ｔａｏｆｆの間にゲート電圧Ｖｇｅがスレッショルド電圧以下になるので、ＩＧＢＴ３は時間Ｔａｏｆｆが経過する中でオフする。しかし、図６においては、時間Ｔａｏｆｆで、素子電流Ｉｃはゲート電圧Ｖｇｅが中間電圧値Ｖａｏｆｆにおける飽和電流値まで低下するが、ＩＧＢＴ３はオフしない。時間Ｔａｏｆｆがすぎた後、ゲート電圧Ｖｇｅが−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆに切替わることで、ＩＧＢＴ３はオフする。この時、素子電流Ｉｃは高いｄｉ／ｄｔとなり、これによる電圧サージが発生するが、中間電圧値Ｖａｏｆｆを十分低い素子電流Ｉｃとなる電圧値、例えば５Ｖと設定していることで、電圧ピークを抑制できる。 In FIG. 5, since the gate voltage Vge falls below the threshold voltage during the time Taoff, the IGBT 3 is turned off while the time Taoff elapses. However, in FIG. 6, at time Taoff, the device current Ic drops to the saturation current value at which the gate voltage Vge is at the intermediate voltage value Vaoff, but the IGBT 3 is not turned off. After the time Taoff has passed, the IGBT 3 is turned off when the gate voltage Vge is switched to the OFF voltage value Voff of −15V. At this time, the device current Ic is high di / dt, and a voltage surge is generated. However, the voltage peak is reduced by setting the intermediate voltage value Vaoff to a voltage value at which the device current Ic is sufficiently low, for example, 5V. Can be suppressed.

以上の通り、本実施形態によれば、ＩＧＢＴ３のターンオフ時に、ゲート電圧Ｖｇｅをオン用電圧値Ｖｏｎ（＋１５Ｖ）から中間電圧値Ｖａｏｆｆ（＋５Ｖ）まで所定の時間Ｔａｏｆｆで低下させることで、素子電流Ｉｃが負荷電流ＩｃＸからゲート電圧Ｖｇｅが中間電圧値Ｖａｏｆｆである時の素子電流まで、一定の時間Ｔａｏｆｆで低下することになる。これにより、ＩＧＢＴ３ターンオフ時の急峻なｄｉ／ｄｔが低減され、主回路の配線インダクタンス成分によりＩＧＢＴ３に発生する過電圧が抑制できる。 As described above, according to the present embodiment, when the IGBT 3 is turned off, the gate voltage Vge is decreased from the on-voltage value Von (+15 V) to the intermediate voltage value Vaoff (+5 V) for a predetermined time Taoff, thereby causing the element current Ic. Decreases from the load current IcX to the element current when the gate voltage Vge is the intermediate voltage value Vaoff at a certain time Taoff. Thereby, steep di / dt at the time of turn-off of the IGBT 3 is reduced, and an overvoltage generated in the IGBT 3 due to the wiring inductance component of the main circuit can be suppressed.

なお、上記の実施形態においては電圧発生器９の電圧変化が、直線的に漸次低下するものとしたが、これに限るものでなく、漸次曲線的、階段状に変化するものであってもよい。 In the above embodiment, the voltage change of the voltage generator 9 is assumed to gradually decrease linearly. However, the voltage change is not limited to this, and may be a gradually curved stepwise change. .

次に第２の実施形態を図７により説明する。図７はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。なお、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、第１の実施形態と異なる本実施形態の構成について説明する。 Next, a second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a circuit diagram showing a drive circuit configuration of the IGBT. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted, and the structure of this embodiment different from 1st Embodiment is demonstrated.

図７において、ＩＧＢＴ３は、第１の実施形態と同様の電力変換装置の主回路に設けられており、１３はＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路である。ゲート駆動回路１３には、第１の実施形態と同じ構成のゲート回路７が、各ＩＧＢＴ３に対応して設けられている。そして、ゲート回路７にはゲート指令Ｓが制御部から供給されるようになっている。またゲート回路７とＩＧＢＴ３のゲート３ｇとは、ゲート抵抗を介すことなく、接続配線１４のみによって直接接続されている。すなわち、ゲート回路７とＩＧＢＴ３のゲート３ｇとの間は、接続配線１４のみの低インピーダンスでの接続となっている。 In FIG. 7, IGBT3 is provided in the main circuit of the power converter device similar to 1st Embodiment, 13 is a gate drive circuit which controls IGBT3. The gate drive circuit 13 is provided with a gate circuit 7 having the same configuration as that of the first embodiment corresponding to each IGBT 3. A gate command S is supplied to the gate circuit 7 from the control unit. Further, the gate circuit 7 and the gate 3g of the IGBT 3 are directly connected only by the connection wiring 14 without a gate resistance. That is, the connection between the gate circuit 7 and the gate 3g of the IGBT 3 is low impedance only by the connection wiring 14.

このように構成されているので、制御部からゲート指令Ｓはゲート駆動回路１３のゲート回路７に供給され、それに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート回路７からそのままゲート制御出力として直接ＩＧＢＴ３のゲート３ｇに供給される。そのため、ゲート回路７の出力電圧はそのままＩＧＢＴ３のゲート３ｇに加わり、ゲート回路７の出力電圧の値と、ＩＧＢＴ３のゲート電圧Ｖｇｅの値は同値となる。 With this configuration, the gate command S is supplied from the control unit to the gate circuit 7 of the gate drive circuit 13, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is directly output from the gate circuit 7 as a gate control output directly to the gate of the IGBT 3. To 3 g. Therefore, the output voltage of the gate circuit 7 is directly applied to the gate 3g of the IGBT 3, and the value of the output voltage of the gate circuit 7 and the value of the gate voltage Vge of the IGBT 3 are the same value.

そして、オン状態のＩＧＢＴ３をオフするようゲート指令Ｓのオフ信号Ｓｏｆｆがゲート回路７に入力すると、ゲート回路７は第１の実施形態におけると同じように、ゲート回路７の出力は、＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｆｆまで、時間Ｔａｏｆｆをかけて漸次低下し、その後、瞬時に−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆに変化する。 When the off signal Soff of the gate command S is input to the gate circuit 7 so as to turn off the IGBT 3 in the on state, the output of the gate circuit 7 is + 15V on as in the first embodiment. From the voltage value Von to the intermediate voltage value Vaoff of + 5V, the voltage gradually decreases over time Taoff, and then instantaneously changes to the OFF voltage value Voff of −15V.

この変化するゲート回路７の出力電圧の値が、接続配線１４を経て直接ＩＧＢＴ３のゲート３ｇに加わることになり、ゲート電圧Ｖｇｅはオン用電圧値Ｖｏｎ（＋１５Ｖ）から中間電圧値Ｖａｏｆｆ（＋５Ｖ）まで所定の時間Ｔａｏｆｆで低下し、素子電流Ｉｃが負荷電流ＩｃＸからゲート電圧Ｖｇｅに対応する中間電圧値Ｖａｏｆｆにおける素子電流まで、一定の時間Ｔａｏｆｆで低下する。これにより、本実施形態によれば、ＩＧＢＴ３ターンオフ時の急峻なｄｉ／ｄｔがより効果的に低減され、主回路の配線インダクタンス成分によりＩＧＢＴ３に発生する過電圧が抑制できる。 The changing value of the output voltage of the gate circuit 7 is directly applied to the gate 3g of the IGBT 3 via the connection wiring 14, and the gate voltage Vge is changed from the ON voltage value Von (+ 15V) to the intermediate voltage value Vaoff (+ 5V). The element current Ic decreases at a predetermined time Taoff, and the element current Ic decreases at a certain time Taoff from the load current IcX to the element current at the intermediate voltage value Vaoff corresponding to the gate voltage Vge. Thereby, according to the present embodiment, the steep di / dt when the IGBT 3 is turned off is more effectively reduced, and the overvoltage generated in the IGBT 3 due to the wiring inductance component of the main circuit can be suppressed.

次に第３の実施形態を図８により説明する。図８はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。なお、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、第１の実施形態と異なる本実施形態の構成について説明する。 Next, a third embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a circuit diagram showing a drive circuit configuration of the IGBT. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted, and the structure of this embodiment different from 1st Embodiment is demonstrated.

図８において、ＩＧＢＴ３は、第１の実施形態と同様の電力変換装置の主回路に設けられており、１５はＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路であり、１６は負荷回路に挿入され、負荷６を流れる負荷電流値を検出する電流検出器である。ゲート駆動回路１５は、各ＩＧＢＴ３に対応する同じ構成のゲート回路１７を設けていて、各ゲート回路１７からはゲート指令Ｓに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート抵抗８を介し対応するＩＧＢＴ３のゲート３ｇに、ゲート制御出力として供給されるようになっている。 In FIG. 8, IGBT3 is provided in the main circuit of the power converter similar to 1st Embodiment, 15 is a gate drive circuit which controls IGBT3, 16 is inserted in a load circuit, and load 6 It is a current detector which detects the load current value which flows through. The gate drive circuit 15 is provided with a gate circuit 17 having the same configuration corresponding to each IGBT 3, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is output from each gate circuit 17 via the gate resistor 8. 3g is supplied as a gate control output.

また、各ゲート回路１７は、電圧発生器１８、タイマ１９、切替スイッチ１１、電流増幅器１２を備えた構成となっていて、電圧発生器１８とタイマ１９には、同時にゲート指令Ｓが入力されるよう接続されている。さらに、電圧発生器１８とタイマ１９には、電流検出器１６で検出した負荷電流値の信号が入力されるように構成されている。 Each gate circuit 17 includes a voltage generator 18, a timer 19, a changeover switch 11, and a current amplifier 12. A gate command S is simultaneously input to the voltage generator 18 and the timer 19. So connected. Further, the voltage generator 18 and the timer 19 are configured to receive a signal of the load current value detected by the current detector 16.

また電圧発生器１８は、その出力側が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに接続されており、切替スイッチ１１の他方の切替端子１１ｂにはオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わるようになっている。そして、切替スイッチ１１に各入力し、切り替え選択された電圧発生器１８の出力とオフ用電圧値Ｖｏｆｆとは、出力端子１１ｃから電流増幅器１２を介しゲート回路出力としてゲート抵抗８に入力される。 Further, the output side of the voltage generator 18 is connected to one switching terminal 11 a of the changeover switch 11, and an OFF voltage value Voff is applied to the other switching terminal 11 b of the changeover switch 11. Then, the output of the voltage generator 18 and the OFF voltage value Voff selected and input to the changeover switch 11 are inputted to the gate resistor 8 from the output terminal 11c through the current amplifier 12 as the gate circuit output.

また、電圧発生器１８は、例えばＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎを＋１５Ｖ、オフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆを−１５Ｖとした時、ＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎから、オン用電圧値Ｖｏｎとオフ用電圧値Ｖｏｆｆとの間の予め設定した、例えば＋５Ｖの所定の中間電圧値（オフ切替用電圧値）Ｖａｏｆｆまで、直線的に漸次低下する電圧を出力する可変電圧電源となっている。そして、ゲート指令Ｓのオフ信号Ｓｏｆｆが入力されることで電圧発生器９からは、＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｆｆまで、電流検出器１６で検出した負荷電流値に対応して可変となるよう設定した時間Ｔｂｏｆｆをかけて、漸次低下する電圧が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに出力される。 Further, the voltage generator 18 is turned on from the on voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on, for example, when the on voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on is +15 V and the off voltage value Voff at which the IGBT 3 is turned off is −15 V. A variable voltage power supply that outputs a voltage that gradually decreases linearly up to a predetermined intermediate voltage value (off-switching voltage value) Vaoff, for example, +5 V, which is set in advance between the voltage value Von and the voltage value Voff for off. It has become. Then, when the OFF signal Soff of the gate command S is input, the voltage generator 9 responds to the load current value detected by the current detector 16 from the ON voltage value Von of + 15V to the intermediate voltage value Vaoff of + 5V. Then, a voltage that gradually decreases is output to one switching terminal 11a of the changeover switch 11 over a time Tboff set to be variable.

また切替スイッチ１１については、オン状態のＩＧＢＴ３をオフするようゲート指令Ｓのオフ信号Ｓｏｆｆが入力されることで時間カウントを開始したタイマ１９によって、電圧発生器１８の負荷電流値に対応して可変に設定された電圧低下時間Ｔｂｏｆｆと同じ、時間Ｔｂｏｆｆが経過した時点で、切替動作が行われるようになっている。そして、時間が経過することで、切替スイッチ１１では、電圧発生器１８が接続された一方の切替端子１１ａから、−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わっている他方の切替端子１１ｂへの切替が行われる。 Further, the changeover switch 11 is variable in accordance with the load current value of the voltage generator 18 by the timer 19 which starts the time count by inputting the OFF signal Soff of the gate command S so as to turn off the IGBT 3 in the ON state. The switching operation is performed when the time Tboff, which is the same as the voltage drop time Tboff set to, has elapsed. Then, as time elapses, the changeover switch 11 switches from the one changeover terminal 11a to which the voltage generator 18 is connected to the other changeover terminal 11b to which the -15V OFF voltage value Voff is applied. Done.

そのため、ゲート回路１７の出力は、制御部からのゲート指令Ｓに基づきオン状態からオフ状態に切替わる際、＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｆｆまで、時間Ｔｂｏｆｆをかけて漸次低下し、低下後、瞬時に−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆに変化する。 Therefore, when the output of the gate circuit 17 is switched from the on-state to the off-state based on the gate command S from the control unit, the output from the on-state voltage value Von of + 15V to the intermediate voltage value Vaoff of + 5V is gradually increased over time Tboff. The voltage decreases, and after the decrease, instantaneously changes to an OFF voltage value Voff of −15V.

この時、ＩＧＢＴ３に流れる素子電流Ｉｃが負荷電流と略等しいと考えられるから、例えばＩＧＢＴ３のターンオフ時の過電圧レベルが高くなる領域、すなわち予め設定した電流値基準よりＩＧＢＴ３の素子電流Ｉｃの値が高くなる領域では、時間Ｔｂｏｆｆを予め設定した基準時間よりも長くする。これにより、素子電流変化（ｄｉ／ｄｔ）は低減する。また逆に、素子電流Ｉｃの値が低くなる領域では、時間Ｔｂｏｆｆを予め設定した基準時間よりも短くする。これにより、素子電流変化（ｄｉ／ｄｔ）は高めとなる。このように、負荷電流値に対応して時間Ｔｂｏｆｆを可変としたゲート回路１７の出力がゲート抵抗８を介してゲート３ｇに加わることにより、ＩＧＢＴ３がターンオフする際の素子電流変化（ｄｉ／ｄｔ）が緩和されたものとなる。 At this time, since the element current Ic flowing through the IGBT 3 is considered to be substantially equal to the load current, for example, the region where the overvoltage level at the time of turning off the IGBT 3 is high, that is, the value of the element current Ic of the IGBT 3 is higher than a preset current value reference. In such a region, the time Tboff is made longer than a preset reference time. Thereby, the device current change (di / dt) is reduced. Conversely, in a region where the value of the device current Ic is low, the time Tboff is set shorter than a preset reference time. Thereby, the device current change (di / dt) is increased. As described above, the output of the gate circuit 17 whose time Tboff is variable corresponding to the load current value is added to the gate 3g through the gate resistor 8, so that the device current change (di / dt) when the IGBT 3 is turned off. Will be relaxed.

以上の通り、本実施形態によれば、ＩＧＢＴ３のターンオフ時に、ゲート電圧Ｖｇｅをオン用電圧値Ｖｏｎ（＋１５Ｖ）から中間電圧値Ｖａｏｆｆ（＋５Ｖ）まで、負荷電流値に対応して可変とした時間Ｔｂｏｆｆで低下させることで、素子電流Ｉｃが負荷電流ＩｃＸからゲート電圧Ｖｇｅが中間電圧値Ｖａｏｆｆである時の素子電流まで、負荷電流値に応じた時間Ｔｂｏｆｆで低下することになる。これにより、ＩＧＢＴ３ターンオフ時のｄｉ／ｄｔが負荷電流値に応じて変えられ、その結果、効果的に主回路の配線インダクタンス成分によりＩＧＢＴ３に発生する過電圧が抑制できる。 As described above, according to the present embodiment, when the IGBT 3 is turned off, the time Tboff in which the gate voltage Vge is variable from the on voltage value Von (+15 V) to the intermediate voltage value Vaoff (+5 V) corresponding to the load current value. Thus, the element current Ic decreases from the load current IcX to the element current when the gate voltage Vge is the intermediate voltage value Vaoff at a time Tboff corresponding to the load current value. Thereby, di / dt at the time of IGBT3 turn-off is changed according to the load current value, and as a result, the overvoltage generated in the IGBT3 due to the wiring inductance component of the main circuit can be effectively suppressed.

なお、上記の実施形態においては電圧発生器１８の電圧変化が、直線的に漸次低下するものとしたが、これに限るものでなく、漸次曲線的、階段状に変化するものであってもよい。 In the above embodiment, the voltage change of the voltage generator 18 gradually decreases linearly. However, the present invention is not limited to this, and the voltage change may be gradually curved or stepped. .

次に第４の実施形態を図９乃至図１３により説明する。図９はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図であり、図１０はゲート指令、ゲート回路出力の波形図であり、図１１はＩＧＢＴのＩ‐Ｖ特性曲線上における軌跡を示す図であり、図１２はオン切替用電圧値がスレッショルド電圧以下である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流及びスイッチングが対となるＩＧＢＴに逆並列接続している逆導通ダイオードの電圧、電流の波形図であり、図１３はオン切替用電圧値がスレッショルド電圧以上である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流及びスイッチングが対となるＩＧＢＴに逆並列接続している逆導通ダイオードの電圧、電流の波形図である。なお、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、第１の実施形態と異なる本実施形態の構成について説明する。 Next, a fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 9 is a circuit diagram showing the drive circuit configuration of the IGBT, FIG. 10 is a waveform diagram of the gate command and gate circuit output, and FIG. 11 is a diagram showing the locus on the IV characteristic curve of the IGBT. 12 is a waveform diagram of the voltage and current of the reverse conducting diode connected in reverse parallel to the IGBT gate voltage, device voltage, device current, and switching when the on-switching voltage value is equal to or lower than the threshold voltage. Yes, FIG. 13 shows the gate voltage, device voltage, device current, and the voltage of the reverse conducting diode connected in reverse parallel to the IGBT paired with the switching when the on-switching voltage value is equal to or higher than the threshold voltage. It is a waveform diagram. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted, and the structure of this embodiment different from 1st Embodiment is demonstrated.

図９至図１３において、ＩＧＢＴ３は、第１の実施形態と同様の電力変換装置の主回路に設けられており、２０はＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路であり、ゲート駆動回路２０は、各ＩＧＢＴ３に対応する同じ構成のゲート回路２１を設けていて、各ゲート回路２１からはゲート指令Ｓに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート抵抗８を介し対応するＩＧＢＴ３のゲート３ｇに、ゲート制御出力として供給されるようになっている。さらに、各ゲート回路２１は、電圧発生器２２、切替スイッチ１１、電流増幅器１２を備えた構成となっていて、電圧発生器２２と切替スイッチ１１には、同時にゲート指令Ｓが入力されるよう接続されている。 9 to 13, the IGBT 3 is provided in the main circuit of the power converter similar to that of the first embodiment, 20 is a gate drive circuit that controls the IGBT 3, and each of the gate drive circuits 20 includes The gate circuit 21 having the same configuration corresponding to the IGBT 3 is provided, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is sent from each gate circuit 21 to the corresponding gate 3g of the IGBT 3 via the gate resistor 8 as a gate control output. It comes to be supplied. Further, each gate circuit 21 includes a voltage generator 22, a changeover switch 11, and a current amplifier 12, and is connected so that a gate command S is input to the voltage generator 22 and the changeover switch 11 at the same time. Has been.

また電圧発生器２２は、その出力側が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに接続されており、切替スイッチ１１の他方の切替端子１１ｂにはオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わるようになっている。そして、切替スイッチ１１に各入力し、切り替え選択された電圧発生器２２の出力とオフ用電圧値Ｖｏｆｆとは、その後、出力端子１１ｃから電流増幅器１２に入力され、電流増幅器１２からゲート回路出力としてゲート抵抗８に入力される。 Further, the output side of the voltage generator 22 is connected to one switching terminal 11 a of the changeover switch 11, and an OFF voltage value Voff is applied to the other switching terminal 11 b of the changeover switch 11. Then, the output of the voltage generator 22 and the OFF voltage value Voff selected and input to the changeover switch 11 are then inputted from the output terminal 11c to the current amplifier 12, and from the current amplifier 12 as the gate circuit output. Input to the gate resistor 8.

また、電圧発生器２２は、例えばＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎを＋１５Ｖ、オフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆを−１５Ｖとした時、ＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎとオフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆとの間の予め設定した、例えば＋５Ｖの所定の中間電圧値（オン切替用電圧値）Ｖａｏｎから、オン用電圧値Ｖｏｎまで、直線的に漸次上昇する電圧を出力する可変電圧電源となっている。そして、ゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎが入力されることで電圧発生器２２からは、＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎから＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎまで、予め設定した所定の一定の時間Ｔａｏｎをかけて漸次上昇する電圧が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに出力される。 The voltage generator 22 has an ON voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on and an OFF operation when the on voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on is +15 V and the off voltage value Voff at which the IGBT 3 is turned off is -15 V, for example. A variable that outputs a voltage that gradually rises linearly from a predetermined intermediate voltage value (on-switching voltage value) Vaon of, for example, +5 V to the on-voltage value Von, for example, between the off-voltage value Voff to be turned on It is a voltage power supply. Then, when the ON signal Son of the gate command S is input, the voltage generator 22 takes a predetermined predetermined time Taon from the intermediate voltage value Vaon of + 5V to the ON voltage value Von of + 15V. The gradually increasing voltage is output to one switching terminal 11 a of the changeover switch 11.

また切替スイッチ１１については、オフ状態のＩＧＢＴ３をオンするようゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎが入力されることで、−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わっている他方の切替端子１１ｂから、電圧発生器２２が接続された一方の切替端子１１ａへ切り替える切替動作が行われるようになっている。 The changeover switch 11 generates a voltage from the other changeover terminal 11b to which the -15V off voltage value Voff is applied by inputting the on signal Son of the gate command S to turn on the IGBT 3 in the off state. Switching operation to switch to one switching terminal 11a to which the device 22 is connected is performed.

そのため、ゲート回路２１の出力は、図１０に示すように制御部からのゲート指令Ｓに基づきオフ状態からオン状態に切替わる際、先ず切替スイッチ１１の切替動作で、瞬時に−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎに変化し、その後、＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎから＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎまで、時間Ｔａｏｎをかけて漸次上昇する。そして、このようなゲート回路２１の出力がゲート抵抗８を介してゲート３ｇに加わることにより、ＩＧＢＴ３がターンオンする際の素子電流変化（ｄｉ／ｄｔ）が緩和されたものとなる。 Therefore, when the output of the gate circuit 21 is switched from the off state to the on state based on the gate command S from the control unit as shown in FIG. The voltage value Voff changes to an intermediate voltage value Vaon of + 5V, and then gradually increases over time Taon from an intermediate voltage value Vaon of + 5V to an ON voltage value Von of + 15V. The output of the gate circuit 21 is applied to the gate 3g via the gate resistor 8, so that the device current change (di / dt) when the IGBT 3 is turned on is alleviated.

すなわち、図１１に示すＩＧＢＴ３のＩ‐Ｖ特性曲線上での軌跡（太い実線矢印）を示す図により説明すると、ＩＧＢＴ３に対してスイッチングが対となる他相のＩＧＢＴ３に逆並列接続している逆導通ダイオード４、例えば図１における１つのアーム２ｕのＩＧＢＴ３に対し、スイッチングが対となるアーム２ｘのＩＧＢＴ３に逆並列接続している逆導通ダイオード４のダイオード電流値をＩｃＸとした時、ゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎが入力すると、オフ状態のＩＧＢＴ３のゲート電圧Ｖｇｅは、−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎに瞬時に変化し、さらに、＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎから徐々に上昇する。 That is, with reference to a diagram showing a locus (bold solid line arrow) on the IV characteristic curve of the IGBT 3 shown in FIG. 11, the reverse is connected in reverse parallel to the IGBT 3 of the other phase whose switching is paired with the IGBT 3. When the diode current value of the reverse conducting diode 4 connected in reverse parallel to the IGBT 3 of the arm 2x with which switching is performed is set to IcX with respect to the conducting diode 4, for example, the IGBT 3 of one arm 2u in FIG. When the ON signal Son is input, the gate voltage Vge of the IGBT 3 in the OFF state instantaneously changes from the OFF voltage value Voff of −15V to the intermediate voltage value Vaon of + 5V, and gradually from the intermediate voltage value Vaon of + 5V. To rise.

その後、ゲート電圧Ｖｇｅがスレッショルド電圧以上になると、ＩＧＢＴ３はオンし、ＩＧＢＴ３の素子電流値Ｉｃは０から徐々に上昇する。そして、ＩＧＢＴ３の素子電流値Ｉｃが飽和電流値ＩｃＸとなるゲート電圧値ＶｇｅＸにゲート電圧Ｖｇｅが達するまでは、素子電流はゲート電圧Ｖｇｅの飽和電流値をとりながら上昇していく。この間のＩＧＢＴ３の素子電圧Ｖｃｅは、オフ時の素子電圧ＶｃｅＸのままである。さらに、ゲート電圧ＶｇｅがＶｇｅＸに達すると、素子電圧Ｖｃｅは低下しＩＧＢＴ３は完全にオン状態となる。このゲート電圧Ｖｇｅの上昇する時間が所定の一定値であることにより、素子電流Ｉｃのｄｉ／ｄｔが低減されたものとなる。 Thereafter, when the gate voltage Vge becomes equal to or higher than the threshold voltage, the IGBT 3 is turned on, and the device current value Ic of the IGBT 3 gradually increases from zero. Then, until the gate voltage Vge reaches the gate voltage value VgeX at which the device current value Ic of the IGBT 3 becomes the saturation current value IcX, the device current increases while taking the saturation current value of the gate voltage Vge. The element voltage Vce of the IGBT 3 during this period remains the element voltage VceX at the time of OFF. Furthermore, when the gate voltage Vge reaches VgeX, the element voltage Vce decreases and the IGBT 3 is completely turned on. Since the rising time of the gate voltage Vge is a predetermined constant value, di / dt of the element current Ic is reduced.

さらに、中間電圧値（オン切替用電圧値）Ｖａｏｎがスレッショルド電圧以下である場合と、中間電圧値（オン切替用電圧値）Ｖａｏｎがスレッショルド電圧以上である場合のターンオフ時のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流の波形及びスイッチングが対となる他相のＩＧＢＴに逆並列接続している逆導通ダイオードのダイオード電圧、ダイオード電流の波形をそれぞれ示す図１２、図１３により説明する。 Further, when the intermediate voltage value (on-switching voltage value) Vaon is equal to or lower than the threshold voltage, and when the intermediate voltage value (on-switching voltage value) Vaon is equal to or higher than the threshold voltage, the gate voltage of the IGBT at the turn-off and the element The voltage, the waveform of the element current, and the waveform of the diode voltage and the diode current of the reverse conducting diode connected in reverse parallel to the IGBT of the other phase whose switching is paired will be described with reference to FIGS.

図１２においては、ゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎが入力された時にはゲート電圧Ｖｇｅがスレッショルド電圧以下になるので、ＩＧＢＴ３はオフのままである。そして、ＩＧＢＴ３のターンオン時には、他相の逆導通ダイオード４がオフとなるが、この逆導通ダイオード４のダイオード電流は、ターンオンしたＩＧＢＴ３の素子電流と同じｄｉ／ｄｔで低下することになる。これにより、この逆導通ダイオード４のオフ時の急峻なｄｉＦ／ｄｔ（ダイオードオフ時にダイオード電流が負荷電流値から０になる期間のｄｉ／ｄｔ）が低減され、逆回復特性がソフトリカバリ化されることで、この逆導通ダイオード４に発生する過電圧が抑制できる。 In FIG. 12, when the ON signal Son of the gate command S is input, the gate voltage Vge becomes equal to or lower than the threshold voltage, so that the IGBT 3 remains off. When the IGBT 3 is turned on, the reverse conducting diode 4 of the other phase is turned off. The diode current of the reverse conducting diode 4 decreases at the same di / dt as the element current of the IGBT 3 that is turned on. As a result, steep diF / dt when the reverse conducting diode 4 is off (di / dt during the period when the diode current is 0 from the load current value when the diode is off) is reduced, and the reverse recovery characteristic is soft-recovered. Thus, the overvoltage generated in the reverse conducting diode 4 can be suppressed.

また、図１３においては、ゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎが入力された時にはゲート電圧Ｖｇｅが瞬時にスレッショルド電圧以上になるので、ＩＧＢＴ３はオンする。素子電流が０からＩＧＢＴ３のゲート電圧Ｖｇｅが中間電圧値Ｖａｏｎであるときの飽和電流値まで高いｄｉ／ｄｔでオンすることになる。この時、他相の逆導通ダイオード４のダイオード電流も、この高いｄｉ／ｄｔで低下すことになるが、ＩＧＢＴ３のゲート電圧Ｖｇｅが中間電圧値Ｖａｏｎであるときの飽和電流値が充分に低い素子電流Ｉｃとなるように、中間電圧値Ｖａｏｎを設定することで、この逆導通ダイオード４のトータルのｄｉＦ／ｄｔは低減されるので、この逆導通ダイオード４に発生する過電圧は抑制できる。 In FIG. 13, when the ON signal Son of the gate command S is input, the gate voltage Vge instantaneously exceeds the threshold voltage, so that the IGBT 3 is turned on. The device current is turned on at a high di / dt from 0 to the saturation current value when the gate voltage Vge of the IGBT 3 is the intermediate voltage value Vaon. At this time, the diode current of the reverse conducting diode 4 of the other phase also decreases at this high di / dt, but the saturation current value when the gate voltage Vge of the IGBT 3 is the intermediate voltage value Vaon is sufficiently low. By setting the intermediate voltage value Vaon so as to be the current Ic, the total diF / dt of the reverse conducting diode 4 is reduced, so that the overvoltage generated in the reverse conducting diode 4 can be suppressed.

以上の通り、本実施形態によれば、上記構成とすることで、逆導通ダイオード４のオフ時の急峻なｄｉＦ／ｄｔが低減し、それによって逆導通ダイオード４の逆回復特性がソフトリカバリ化され、逆導通ダイオード４のオフ時に発生する逆導通ダイオード４の過電圧が抑制できる。 As described above, according to the present embodiment, with the above configuration, the steep diF / dt when the reverse conducting diode 4 is turned off is reduced, and thereby the reverse recovery characteristic of the reverse conducting diode 4 is soft-recovered. The overvoltage of the reverse conducting diode 4 that occurs when the reverse conducting diode 4 is turned off can be suppressed.

なお、上記の実施形態においては電圧発生器２２の電圧変化が、直線的に漸次上昇するものとしたが、これに限るものでなく、漸次曲線的、階段状に変化するものであってもよい。 In the above-described embodiment, the voltage change of the voltage generator 22 is assumed to gradually increase linearly. However, the voltage change is not limited to this, and may be a gradually curved or stepwise change. .

次に第５の実施形態を図１４により説明する。図１４はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。なお、第１の実施形態及び第２実施形態、第４の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、第１の実施形態及び第２実施形態、第４の実施形態と異なる本実施形態の構成について説明する。 Next, a fifth embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 14 is a circuit diagram showing a drive circuit configuration of the IGBT. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as 1st Embodiment, 2nd Embodiment, and 4th Embodiment, description is abbreviate | omitted, 1st Embodiment, 2nd Embodiment, 4th Embodiment The configuration of the present embodiment, which is different from FIG.

図１４において、ＩＧＢＴ３は、第１の実施形態と同様の電力変換装置の主回路に設けられており、２３はＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路である。ゲート駆動回路２３には、第４の実施形態と同じ構成のゲート回路２１が、各ＩＧＢＴ３に対応して設けられている。そして、ゲート回路２１にはゲート指令Ｓが制御部から供給されるようになっている。またゲート回路２１とＩＧＢＴ３のゲート３ｇとは、ゲート抵抗を介すことなく、接続配線１４のみによって直接接続されている。すなわち、ゲート回路２１とＩＧＢＴ３のゲート３ｇとの間は、接続配線１４のみの低インピーダンスでの接続となっている。 In FIG. 14, IGBT3 is provided in the main circuit of the power converter similar to 1st Embodiment, 23 is a gate drive circuit which controls IGBT3. The gate drive circuit 23 is provided with a gate circuit 21 having the same configuration as that of the fourth embodiment corresponding to each IGBT 3. A gate command S is supplied to the gate circuit 21 from the control unit. Further, the gate circuit 21 and the gate 3g of the IGBT 3 are directly connected only by the connection wiring 14 without a gate resistance. That is, the connection between the gate circuit 21 and the gate 3g of the IGBT 3 is low impedance only by the connection wiring 14.

このように構成されているので、制御部からゲート指令Ｓはゲート駆動回路２３のゲート回路２１に供給され、それに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート回路２１からそのままゲート制御出力として直接ＩＧＢＴ３のゲート３ｇに供給される。そのため、ゲート回路２１の出力電圧はそのままＩＧＢＴ３のゲート３ｇに加わり、ゲート回路２１の出力電圧の値と、ＩＧＢＴ３のゲート電圧Ｖｇｅの値は同値となる。 With this configuration, the gate command S is supplied from the control unit to the gate circuit 21 of the gate drive circuit 23, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is directly used as the gate control output from the gate circuit 21 as it is. To 3 g. Therefore, the output voltage of the gate circuit 21 is directly applied to the gate 3g of the IGBT 3, and the value of the output voltage of the gate circuit 21 and the value of the gate voltage Vge of the IGBT 3 are the same value.

そして、オフ状態のＩＧＢＴ３をオンするようゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎがゲート回路２１に入力すると、ゲート回路２１は第４の実施形態におけると同じように、ゲート回路２１の出力は、瞬時に−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎに変化し、その後、＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎから＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎまで、時間Ｔａｏｎをかけて漸次上昇する。 When the ON signal Son of the gate command S is input to the gate circuit 21 to turn on the IGBT 3 in the OFF state, the output of the gate circuit 21 is instantaneously − as in the fourth embodiment. The voltage value changes from the OFF voltage value Voff of 15V to the intermediate voltage value Vaon of + 5V, and then gradually increases over time Taon from the intermediate voltage value Vaon of + 5V to the ON voltage value Von of + 15V.

この変化するゲート回路２１の出力電圧の値が、接続配線１４を経て直接ＩＧＢＴ３のゲート３ｇに加わることになり、ゲート電圧Ｖｇｅは瞬時に−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎに変化した後、＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎから＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎまで、所定の時間Ｔａｏｎをかけて漸次上昇する。これにより、本実施形態によれば、ＩＧＢＴ３がターンオンする際の急峻なｄｉ／ｄｔがより効果的に低減される。また、ＩＧＢＴ３とスイッチングが対となる他相のＩＧＢＴ３に逆並列接続している逆導通ダイオード４も、そのダイオード電流がオフ時における急峻なｄｉＦ／ｄｔが効果的に低減され、さらに逆回復特性がソフトリカバリ化されることで、逆導通ダイオード４に発生する過電圧が抑制できる。 The changing value of the output voltage of the gate circuit 21 is directly applied to the gate 3g of the IGBT 3 via the connection wiring 14, and the gate voltage Vge is instantaneously changed from the -15V OFF voltage value Voff to the + 5V intermediate voltage value Vaon. After that, the voltage gradually increases from the intermediate voltage value Vaon of + 5V to the on voltage value Von of + 15V over a predetermined time Taon. Thereby, according to this embodiment, the steep di / dt when the IGBT 3 is turned on is more effectively reduced. Further, the reverse conducting diode 4 connected in reverse parallel to the IGBT 3 of the other phase whose switching is paired with the IGBT 3 also effectively reduces the steep diF / dt when the diode current is off, and further has a reverse recovery characteristic. By performing the soft recovery, an overvoltage generated in the reverse conducting diode 4 can be suppressed.

次に第６の実施形態を図１５により説明する。図１５はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。なお、第１の実施形態及び第３実施形態、第４の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、第１の実施形態及び第３実施形態、第４の実施形態と異なる本実施形態の構成について説明する。 Next, a sixth embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 15 is a circuit diagram showing the drive circuit configuration of the IGBT. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as 1st Embodiment, 3rd Embodiment, and 4th Embodiment, description is abbreviate | omitted, 1st Embodiment, 3rd Embodiment, 4th Embodiment The configuration of the present embodiment, which is different from FIG.

図８において、ＩＧＢＴ３は、第１の実施形態と同様の電力変換装置の主回路に設けられており、２４はＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路であり、ゲート駆動回路２４は、各ＩＧＢＴ３に対応する同じ構成のゲート回路２５を設けていて、各ゲート回路２５からはゲート指令Ｓに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート抵抗８を介し対応するＩＧＢＴ３のゲート３ｇに、ゲート制御出力として供給されるようになっている。さらに、各ゲート回路２５は、電圧発生器２６、切替スイッチ１１、電流増幅器１２を備えた構成となっていて、電圧発生器２６と切替スイッチ１１には、同時にゲート指令Ｓが入力されるよう接続されている。そして、電圧発生器２６には、電流検出器１６で検出した負荷電流値の信号が入力されるように構成されている。 In FIG. 8, the IGBT 3 is provided in the main circuit of the power conversion device similar to that of the first embodiment, 24 is a gate drive circuit that controls the IGBT 3, and the gate drive circuit 24 corresponds to each IGBT 3. The gate circuit 25 having the same configuration is provided, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is supplied from each gate circuit 25 to the corresponding gate 3g of the IGBT 3 through the gate resistor 8 as a gate control output. It is like that. Further, each gate circuit 25 includes a voltage generator 26, a changeover switch 11, and a current amplifier 12, and is connected so that a gate command S is input to the voltage generator 26 and the changeover switch 11 at the same time. Has been. The voltage generator 26 is configured to receive a load current value signal detected by the current detector 16.

また、電圧発生器２６は、その出力側が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに接続されており、切替スイッチ１１の他方の切替端子１１ｂにはオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わるようになっている。そして、切替スイッチ１１に各入力し、切り替え選択された電圧発生器２６の出力とオフ用電圧値Ｖｏｆｆとは、その後、出力端子１１ｃから電流増幅器１２に入力され、電流増幅器１２からゲート回路出力としてゲート抵抗８に入力される。 Further, the output side of the voltage generator 26 is connected to one switching terminal 11 a of the changeover switch 11, and an OFF voltage value Voff is applied to the other switching terminal 11 b of the changeover switch 11. Then, the output of the voltage generator 26 and the voltage value Voff for switching OFF selected and input to the change-over switch 11 are then inputted to the current amplifier 12 from the output terminal 11c and from the current amplifier 12 as the gate circuit output. Input to the gate resistor 8.

さらに電圧発生器２６は、例えばＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎを＋１５Ｖ、オフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆを−１５Ｖとした時、ＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎとオフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆとの間の予め設定した、例えば＋５Ｖの所定の中間電圧値（オン切替用電圧値）Ｖａｏｎから、オン用電圧値Ｖｏｎまで、直線的に漸次上昇する電圧を出力する可変電圧電源となっている。そして、ゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎが入力されることで電圧発生器２６からは、＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎから＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎまで、電流検出器１６で検出した負荷電流値に対応して可変となるよう設定した時間Ｔｂｏｎをかけて、漸次上昇する電圧が切替スイッチ１１の一方の切替端子１１ａに出力される。 Further, for example, when the on-voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on is + 15V and the off-voltage value Voff at which the IGBT 3 is turned off is −15V, the voltage generator 26 is turned off with the on-voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on. A variable voltage that outputs a voltage that gradually increases linearly from a predetermined intermediate voltage value (on-switching voltage value) Vaon of, for example, +5 V to the on-voltage value Von, for example, between the off-voltage value Voff. Power is on. When the ON signal Son of the gate command S is input, the voltage generator 26 corresponds to the load current value detected by the current detector 16 from the intermediate voltage value Vaon of + 5V to the ON voltage value Von of + 15V. Then, the voltage that gradually increases is output to one switching terminal 11 a of the changeover switch 11 over a time Tbon that is set to be variable.

また切替スイッチ１１については、オフ状態のＩＧＢＴ３をオンするようゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏｎが入力されることで、−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆが加わっている他方の切替端子１１ｂから、電圧発生器２６が接続された一方の切替端子１１ａへ切り替える切替動作が行われるようになっている。 The changeover switch 11 generates a voltage from the other changeover terminal 11b to which the -15V off voltage value Voff is applied by inputting the on signal Son of the gate command S to turn on the IGBT 3 in the off state. Switching operation to switch to one switching terminal 11a to which the device 26 is connected is performed.

そのため、ゲート回路２５の出力は、制御部からのゲート指令Ｓに基づきオフ状態からオン状態に切替わる際、先ず切替スイッチ１１の切替動作で、瞬時に−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆから＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎに変化し、その後、＋５Ｖの中間電圧値Ｖａｏｎから＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎまで、時間Ｔｂｏｎをかけて漸次上昇する。 Therefore, when the output of the gate circuit 25 is switched from the off state to the on state based on the gate command S from the control unit, first, the switching switch 11 is switched to instantaneously change the voltage value from −15 V to the off voltage value Voff to +5 V. It changes to the intermediate voltage value Vaon, and then gradually increases over time Tbon from the intermediate voltage value Vaon of + 5V to the on voltage value Von of + 15V.

この時、ＩＧＢＴ３に流れる素子電流Ｉｃが負荷電流と略等しいと考えられるから、例えばＩＧＢＴ３に対してスイッチングが対となる他相のＩＧＢＴ３に逆並列接続している逆導通ダイオード４のオフ時のダイオード電流が高い領域では、時間Ｔｂｏｎを予め設定した基準時間よりも長くし、ｄｉ／ｄｔは低減する。逆に、ダイオード電流が低い領域では、時間Ｔｂｏｎを予め設定した基準時間よりも短くし、ｄｉ／ｄｔを高めにする。このように、負荷電流値を検出し、それに応じて電圧発生器２６の時間Ｔｂｏｎを可変とすることで、逆導通ダイオード４のオフ時に、逆導通ダイオード４に発生する過電圧をより効果的に抑制できることになる。 At this time, since the element current Ic flowing through the IGBT 3 is considered to be substantially equal to the load current, for example, the diode when the reverse conducting diode 4 is connected in reverse parallel to the IGBT 3 of the other phase whose switching is paired with the IGBT 3 In a region where the current is high, the time Tbon is set longer than a preset reference time, and di / dt is reduced. Conversely, in a region where the diode current is low, the time Tbon is set shorter than the preset reference time, and di / dt is increased. In this way, by detecting the load current value and making the time Tbon of the voltage generator 26 variable accordingly, the overvoltage generated in the reverse conducting diode 4 is more effectively suppressed when the reverse conducting diode 4 is turned off. It will be possible.

なお、上記の実施形態においては電圧発生器２６の電圧変化が、直線的に漸次上昇するものとしたが、これに限るものでなく、漸次曲線的、階段状に変化するものであってもよい。 In the above embodiment, the voltage change of the voltage generator 26 is assumed to gradually increase linearly. However, the present invention is not limited to this, and the voltage change may be gradually changed stepwise. .

次に第７の実施形態を図１６により説明する。図１６はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。なお、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、第１の実施形態と異なる本実施形態の構成について説明する。 Next, a seventh embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 16 is a circuit diagram showing a drive circuit configuration of the IGBT. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted, and the structure of this embodiment different from 1st Embodiment is demonstrated.

図１６において、ＩＧＢＴ３は、第１の実施形態と同様の電力変換装置の主回路に設けられており、２７はＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路であり、ゲート駆動回路２７は、各ＩＧＢＴ３に対応する同じ構成のゲート回路２８を設けていて、各ゲート回路２８からはゲート指令Ｓに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート抵抗８を介し対応するＩＧＢＴ３のゲート３ｇに、ゲート制御出力として供給されるようになっている。 In FIG. 16, the IGBT 3 is provided in the main circuit of the power conversion device similar to that of the first embodiment, 27 is a gate drive circuit that controls the IGBT 3, and the gate drive circuit 27 corresponds to each IGBT 3. The gate circuit 28 having the same configuration is provided, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is supplied from each gate circuit 28 to the gate 3g of the corresponding IGBT 3 through the gate resistor 8 as a gate control output. It is like that.

また、各ゲート回路２８は、電圧発生器２９、電流増幅器１２を備え、さらに電圧発生器２９に電圧パターン発生部３０を備えた構成となっている。電圧パターン発生部３０は、ＩＧＢＴ３のターンオフ時に過電圧が発生しないようＩＧＢＴ３の最適スイッチングを実現する、例えばＩＧＢＴ３がオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎの＋１５Ｖから、オフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆの−１５Ｖまで、所定の時間をかけて変化する電圧パターンが、予めプログラムされている。 Each gate circuit 28 includes a voltage generator 29 and a current amplifier 12, and further includes a voltage pattern generator 30 in the voltage generator 29. The voltage pattern generation unit 30 realizes optimum switching of the IGBT 3 so that no overvoltage is generated when the IGBT 3 is turned off. For example, the voltage value generating unit 30 switches from +15 V of the on-voltage value Von at which the IGBT 3 is turned on to −15 V Until then, a voltage pattern that changes over a predetermined time is programmed in advance.

電圧パターン発生部３０にプログラムされた電圧パターンは、例えばオン用電圧値Ｖｏｎからオフ用電圧値Ｖｏｆｆまで漸次直線的に、または曲線的に、または階段状に変化するパターン、あるいはオン用電圧値Ｖｏｎから両電圧値Ｖｏｎ，Ｖｏｆｆの中間電圧値まで漸次直線的に、または曲線的に、または階段状に変化してから瞬時にオフ用電圧値Ｖｏｆｆに変化するパターン等である。 The voltage pattern programmed in the voltage pattern generating unit 30 is, for example, a pattern that changes gradually from the on voltage value Von to the off voltage value Voff in a linear, curved, or stepped manner, or the on voltage value Von. And the intermediate voltage value between the two voltage values Von and Voff is a pattern in which the voltage value gradually changes to a voltage value Voff for OFF after changing linearly, curvedly, or stepwise.

また、電圧発生器２９は、ゲート指令Ｓが入力されるようになっていて、ゲート指令Ｓのオフ信号Ｓｏｆｆが入力されることで電圧パターン発生部３０が動作し、オン用電圧値Ｖｏｎからオフ用電圧値Ｖｏｆｆまで所定のパターンで変化する電圧を電流増幅器１２に出力する。そして、電流増幅器１２に入力された所定のパターンで変化する電圧は、電流増幅器１２からゲート回路出力としてゲート抵抗８に入力される。 Further, the voltage generator 29 receives the gate command S, and the voltage pattern generation unit 30 operates when the OFF signal Soff of the gate command S is input, and the voltage generator 29 is turned off from the ON voltage value Von. A voltage that changes in a predetermined pattern up to the working voltage value Voff is output to the current amplifier 12. The voltage that changes in a predetermined pattern input to the current amplifier 12 is input from the current amplifier 12 to the gate resistor 8 as the gate circuit output.

そのため、制御部からのゲート指令Ｓに基づきオン状態からオフ状態に切替わる際、所定の時間をかけ所定の電圧パターンをもって＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎから−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆまで変化する電圧が、ゲート回路７から出力され、ゲート抵抗８を介してＩＧＢＴ３のゲート３ｇに加わり、ＩＧＢＴ３の最適なスイッチングが行われる。その結果、ＩＧＢＴ３がターンオフする際の素子電流変化（ｄｉ／ｄｔ）が緩和されたものとなり、主回路の配線インダクタンス成分によりＩＧＢＴ３に発生する過電圧が抑制できる。 Therefore, when switching from the ON state to the OFF state based on the gate command S from the control unit, the voltage changes from the ON voltage value Von of +15 V to the OFF voltage value Voff of −15 V with a predetermined voltage pattern over a predetermined time. A voltage is output from the gate circuit 7 and applied to the gate 3g of the IGBT 3 via the gate resistor 8, so that the IGBT 3 is optimally switched. As a result, the device current change (di / dt) when the IGBT 3 is turned off is alleviated, and the overvoltage generated in the IGBT 3 due to the wiring inductance component of the main circuit can be suppressed.

次に第８の実施形態を図１７により説明する。図１７はＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。なお、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、第１の実施形態と異なる本実施形態の構成について説明する。 Next, an eighth embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 17 is a circuit diagram showing a drive circuit configuration of the IGBT. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted, and the structure of this embodiment different from 1st Embodiment is demonstrated.

図１７において、ＩＧＢＴ３は、第１の実施形態と同様の電力変換装置の主回路に設けられており、３１はＩＧＢＴ３の制御を行うゲート駆動回路であり、ゲート駆動回路３１は、各ＩＧＢＴ３に対応する同じ構成のゲート回路３２を設けていて、各ゲート回路３２からはゲート指令Ｓに基づく所定のゲート回路出力が、ゲート抵抗８を介し対応するＩＧＢＴ３のゲート３ｇに、ゲート制御出力として供給されるようになっている。 In FIG. 17, the IGBT 3 is provided in the main circuit of the power conversion device similar to that of the first embodiment, 31 is a gate drive circuit that controls the IGBT 3, and the gate drive circuit 31 corresponds to each IGBT 3. The gate circuit 32 having the same configuration is provided, and a predetermined gate circuit output based on the gate command S is supplied from each gate circuit 32 to the gate 3g of the corresponding IGBT 3 through the gate resistor 8 as a gate control output. It is like that.

また、各ゲート回路３２は、電圧発生器３３、電流増幅器１２を備え、さらに電圧発生器３３に電圧パターン発生部３４を備えた構成となっている。電圧パターン発生部３４は、ＩＧＢＴ３に対してスイッチングが対となる他相のＩＧＢＴ３に逆並列接続している逆導通ダイオード４のダイオードオフ時に過電圧が発生しないようＩＧＢＴ３の最適スイッチングを実現する、例えばＩＧＢＴ３がオフ動作するオフ用電圧値Ｖｏｆｆの−１５Ｖからオン動作するオン用電圧値Ｖｏｎの＋１５Ｖまで、所定の時間をかけて変化する電圧パターンが、予めプログラムされている。 Each gate circuit 32 includes a voltage generator 33 and a current amplifier 12, and further includes a voltage pattern generator 34 in the voltage generator 33. The voltage pattern generator 34 realizes optimum switching of the IGBT 3 so that no overvoltage is generated when the diode of the reverse conducting diode 4 connected in reverse parallel to the IGBT 3 of the other phase whose switching is paired with the IGBT 3 is not generated, for example, IGBT 3 A voltage pattern that changes over a predetermined time from -15 V of the off-voltage value Voff for turning off to +15 V of the on-voltage value Von for turning on is programmed in advance.

電圧パターン発生部３４にプログラムされた電圧パターンは、例えばオフ用電圧値Ｖｏｆｆからオン用電圧値Ｖｏｎまで漸次直線的に、または曲線的に、または階段状に変化するパターン、あるいはオフ用電圧値Ｖｏｆｆから瞬時に両電圧値Ｖｏｎ，Ｖｏｆｆの中間電圧値に変化してから漸次直線的に、または曲線的に、または階段状にオン用電圧値Ｖｏｎまで変化するパターン等である。 The voltage pattern programmed in the voltage pattern generation unit 34 is, for example, a pattern that changes gradually from the off voltage value Voff to the on voltage value Von in a linear, curved, or stepped manner, or the off voltage value Voff. The pattern changes from an instantaneous voltage value to an intermediate voltage value between the two voltage values Von and Voff, and then gradually changes to a turn-on voltage value Von linearly, in a curve, or stepwise.

また、電圧発生器３３は、ゲート指令Ｓが入力されるようになっていて、ゲート指令Ｓのオン信号Ｓｏnが入力されることで電圧パターン発生部３4が動作し、オフ用電圧値Ｖｏｆｆからオン用電圧値Ｖｏｎまで所定のパターンで変化する電圧を電流増幅器１２に出力する。そして、電流増幅器１２に入力された所定のパターンで変化する電圧は、電流増幅器１２からゲート回路出力としてゲート抵抗８に入力される。 In addition, the voltage generator 33 receives the gate command S. When the ON signal Son of the gate command S is input, the voltage pattern generation unit 34 operates and the voltage generator 33 is turned on from the OFF voltage value Voff. A voltage that changes in a predetermined pattern up to the voltage value Von is output to the current amplifier 12. The voltage that changes in a predetermined pattern input to the current amplifier 12 is input from the current amplifier 12 to the gate resistor 8 as the gate circuit output.

そのため、制御部からのゲート指令Ｓに基づきオフ状態からオン状態に切替わる際、所定の時間をかけ所定の電圧パターンをもって−１５Ｖのオフ用電圧値Ｖｏｆｆから＋１５Ｖのオン用電圧値Ｖｏｎまで変化する電圧が、ゲート回路７から出力され、ゲート抵抗８を介してＩＧＢＴ３のゲート３ｇに加わり、ＩＧＢＴ３の最適なスイッチングが行われる。その結果、逆導通ダイオード４のオフ時、急峻な逆回復電流の電流変化により発生する逆導通ダイオード４の過電圧が抑制できる。 Therefore, when switching from the OFF state to the ON state based on the gate command S from the control unit, the voltage changes from the -15V OFF voltage value Voff to the + 15V ON voltage value Von with a predetermined voltage pattern over a predetermined time. A voltage is output from the gate circuit 7 and applied to the gate 3g of the IGBT 3 via the gate resistor 8, so that the IGBT 3 is optimally switched. As a result, when the reverse conducting diode 4 is turned off, an overvoltage of the reverse conducting diode 4 generated due to a sharp change in reverse recovery current can be suppressed.

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の概略を示す構成図である。It is a lineblock diagram showing an outline of a power converter concerning a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a drive circuit configuration of an IGBT according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態におけるゲート指令、ゲート回路出力の波形図である。It is a wave form diagram of a gate command and a gate circuit output in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態におけるＩＧＢＴのＩ‐Ｖ特性曲線上における軌跡を示す図である。It is a figure which shows the locus | trajectory on the IV characteristic curve of IGBT in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態におけるオフ切替用電圧値がスレッショルド電圧以下である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流の波形図である。It is a waveform diagram of the gate voltage, device voltage, and device current of the IGBT when the voltage value for off switching in the first embodiment of the present invention is equal to or lower than the threshold voltage. 本発明の第１の実施形態におけるオフ切替用電圧値がスレッショルド電圧以上である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流の波形図である。It is a waveform diagram of the gate voltage, device voltage, and device current of the IGBT when the voltage value for off switching in the first embodiment of the present invention is greater than or equal to the threshold voltage. 本発明の第２の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the drive circuit structure of IGBT in the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the drive circuit structure of IGBT in the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the drive circuit structure of IGBT in the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態におけるゲート指令、ゲート回路出力の波形図である。It is a wave form diagram of the gate command in the 4th Embodiment of this invention, and a gate circuit output. 本発明の第４の実施形態におけるＩＧＢＴのＩ‐Ｖ特性曲線上における軌跡を示す図である。It is a figure which shows the locus | trajectory on the IV characteristic curve of IGBT in the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態におけるオン切替用電圧値がスレッショルド電圧以下である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流及びスイッチングが対となるＩＧＢＴに逆並列接続している逆導通ダイオードの電圧、電流の波形図である。In the fourth embodiment of the present invention, when the on-switching voltage value is equal to or lower than the threshold voltage, the reverse conducting diode connected in reverse parallel to the IGBT gate voltage, device voltage, device current, and switching is paired It is a waveform diagram of voltage and current. 本発明の第４の実施形態におけるオン切替用電圧値がスレッショルド電圧以上である場合のＩＧＢＴのゲート電圧、素子電圧、素子電流及びスイッチングが対となるＩＧＢＴに逆並列接続している逆導通ダイオードの電圧、電流の波形図である。In the fourth embodiment of the present invention, when the on-switching voltage value is equal to or higher than the threshold voltage, the reverse conducting diode connected in reverse parallel to the IGBT gate voltage, device voltage, device current, and switching is paired It is a waveform diagram of voltage and current. 本発明の第５の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the drive circuit structure of IGBT in the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the drive circuit structure of IGBT in the 6th Embodiment of this invention. 本発明の第７の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the drive circuit structure of IGBT in the 7th Embodiment of this invention. 本発明の第８の実施形態におけるＩＧＢＴの駆動回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the drive circuit structure of IGBT in the 8th Embodiment of this invention. 第１の従来技術に係るＩＧＢＴの周辺回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the peripheral circuit of IGBT which concerns on a 1st prior art. 第１の従来技術におけるＩＧＢＴのゲート電圧の波形図である。It is a wave form diagram of the gate voltage of IGBT in the 1st prior art. 第１の従来技術におけるＩＧＢＴターンオフ時のＩＧＢＴの素子電圧、素子電流及び逆導通ダイオードの素子電圧、素子電流の波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram of an IGBT element voltage, an element current, an element voltage of a reverse conducting diode, and an element current at the time of IGBT turn-off in the first prior art. 第２の従来技術に係るＩＧＢＴの周辺回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the peripheral circuit of IGBT which concerns on a 2nd prior art.

Explanation of symbols

３…ＩＧＢＴ
３ｇ…ゲート
４…逆導通ダイオード
５，１３，１５，２０，２３，２４，２７，３１…ゲート駆動回路
７，１７，２１，２５，２８，３２…ゲート回路
９，１８，２２，２６，２９，３３…電圧発生器
１０，１９…タイマ
１１…切替スイッチ
１６…電流検出器
３０，３１…電圧パターン発生部 3 ... IGBT
3g ... Gate 4 ... Reverse conducting diode 5, 13, 15, 20, 23, 24, 27, 31 ... Gate drive circuit 7, 17, 21, 25, 28, 32 ... Gate circuit 9, 18, 22, 26, 29 , 33 ... Voltage generator 10, 19 ... Timer 11 ... Changeover switch 16 ... Current detector 30, 31 ... Voltage pattern generator

Claims

Based on an OFF signal or an ON signal gate command, a predetermined OFF voltage is applied to the gate of an on-state or off-state voltage-driven semiconductor switching element in which a diode is connected in parallel in the reverse conduction direction between the collector and the emitter. In a method for driving a voltage-driven semiconductor switching element in which on / off control is performed by inputting a value or an on-voltage value from a gate circuit,
When switching from one state to the other,
The gate circuit between the on-voltage value and a predetermined intermediate voltage value of the on-switching voltage value or a preset off-switching voltage value between the on-voltage value and the off-voltage value; A voltage of a preset pattern that gradually changes over a predetermined time in a voltage decreasing direction or increasing direction is generated by a voltage generator provided in the gate circuit, and from the predetermined intermediate voltage value To enable instantaneous switching from the off voltage value or the off voltage value to the predetermined intermediate voltage value,
The gradually changing voltage from the voltage generator, and the gate control output of the off voltage value or the predetermined intermediate voltage value, the switching direction from the on voltage value to the off voltage value, or the off voltage value A voltage-driven semiconductor switching element driving method comprising: outputting from the gate circuit in correspondence with a switching direction from a voltage to an on-voltage value; and performing on / off control by inputting to the gate .

From the gate circuit to the gate of the voltage-driven semiconductor switching element in the on state,
First, the input voltage which varies gradually over a predetermined time to the switch-off voltage value between the off-voltage value from the on-voltage value from said voltage generator,
2. The method of driving a voltage-driven semiconductor switching element according to claim 1, wherein the off-voltage value is input thereafter.

When switching from the on state to the off state,
3. The time for gradually changing from the on-voltage value to the off-switching voltage value is changed in accordance with a load current value flowing through a load connected to the voltage-driven semiconductor switching element. A driving method of the voltage-driven semiconductor switching element described.

From the gate circuit to the gate of the voltage-driven semiconductor switching element in the off state,
First of all, enter the previous Kio down switching voltage value,
2. The voltage driven type according to claim 1, wherein a voltage that gradually changes over a predetermined time from the on-switching voltage value to the on-voltage value from the voltage generator is input. A method for driving a semiconductor switching element.

When switching from off to on,
5. The time for gradually changing from the on-switching voltage value to the on-voltage value is changed in accordance with a load current value flowing through a load connected to the voltage-driven semiconductor switching element. A driving method of the voltage-driven semiconductor switching element described.

5. The method for driving a voltage-driven semiconductor switching element according to claim 2, wherein the connection between the gate circuit and the gate is a low impedance connection.