JP4938769B2 - 等間隔周波数拡散による多位置周波数操作信号の復調方法、該信号のための復調器、およびコンピュータで読み取り可能な媒体 - Google Patents

Description

発明の詳細な説明

〔技術分野〕
本発明は、信号伝送技術に関するものである。特に、本発明は、等間隔周波数拡散による多周波数操作信号を復調するための方法、個別の復調器、および、前記方法を実行するプログラムを備えた、コンピュータで読み取り可能な媒体に関するものである。

〔本発明の背景〕
今日、伝送技術において採用される、等間隔周波数拡散による多周波数操作信号を復調するための様々な装置が広く知られている。

米国特許第6,671,333号（公開日12.30.2003）には、上述したように、特に、そのような信号のための復調器であって、実際には標準的な周波数検知器（復調器）であるが、極めて大きな復調閾値を有する復調器が開示されている。

ロシア国特許第2232479号（公開日07.10.2004）によって、等間隔周波数拡散による多周波数操作信号を伝送・受信するための方法および装置が知られている。しかしながら、受信時において、各シンボルの境界を示す信号ピークを形成するための追加的工程が必要となるため、このような方法および装置はより複雑になるという特徴がある。

米国特許第6,697,440号（公開日02.24.2004）においても、前記信号の復調器が開示されている。

今日、最も使用されているのは準最適復調器である。例えば、米国特許第4,518,922号（公開日05.21.1985）では、等間隔周波数拡散による多周波数操作信号のための復調器が開示されている。この復調器は、ｍ個の直交チャンネルと、周波数形成器と、判定部と、を含む。ここで、ｍとは、等間隔周波数拡散による多周波数操作信号における直交周波数の最大個数である。各直交チャンネルは、第１乗算器と、第２乗算器と、を含む。第１乗算器および第２乗算器の出力は、第１低域通過フィルターおよび第２低域通過フィルターの入力とそれぞれ接続している。すべての直交チャンネルにおける全乗算器の第１入力は、前記復調器の共通入力である。各直交チャンネルにおいて、第１乗算器の第２入力は９０°移相器の出力と接続している。その移相器の入力は、第２乗算器の第２入力と接続すると共に、この直交チャンネルの基準入力である。周波数形成器は、そのｍ個の出力が各直交チャンネルの基準入力と接続している。判定部は、その出力が復調器の出力である。

同じ米国特許第4,518,922号には、等間隔周波数拡散による多周波数操作信号の復調方法が開示されている。その方法は、調節可能なｆ_１からｆ_ｍの周波数列を形成する工程と、形成された前記周波数列を利用した受信信号を復調する工程と、を含む。ここで、ｍとは、等間隔周波数拡散ｆ_ｐ＝ｋｆ_ｔによる多周波数操作信号における周波数の最大個数である。ｆ_ｔとは、クロック周波数であり、ｋ＝１、２、・・・である。前記周波数列における最初の周波数値を、受信信号の周波数の正確値が位置し得る領域に割り当て、上記の形成された周波数列を用いて受信信号の復調を行う。

しかしながら、周知の準最適復調器は、依然として、復調閾値が最適復調器よりも３ｄＢ高い。

〔本発明の要約〕
従って、少なくとも準最適復調器と同等の復調特性であって、復調閾値を低下させることが可能な、等間隔周波数拡散による多周波数操作信号を復調する方法、および、個別の復調器を開発する必要がある。

等間隔周波数拡散による多周波数操作（ＦＭｎ）信号の復調方法における上記課題を解決するために、当該方法は以下の工程を含む。

つまり、等間隔周波数拡散ｆ_ｐ＝ｋｆ_ｔによる多周波数操作信号における周波数の最大個数をｍとし、ｆ_ｔをクロック周波数とし、ｋ＝１、２、・・とした場合に、ｆ_１からｆ_ｍまでの調節可能な周波数列を形成すると共に、前記周波数列における最初の周波数値を、受信信号の周波数の正確値が位置し得る領域に割り当てる工程と、形成された前記周波数列を使って前記受信信号を復調する工程と、を含む本発明に従う復調方法であって、前記周波数列を形成する前記工程は、該周波数列を設定することにより前記周波数拡散を正確に調節し、前記方法は、さらに、受信する間、前記クロック周波数ｆ_ｔに切り替えられた、全ての周波数ｆ_ｉ（ｉ＝１、・・・、ｍ）における前記受信信号の絶対値の最大値を抽出する工程と、前記受信信号の切り替えられた前記最大値から前記クロック周波数ｆ_ｔを抽出すると共に、前記クロック周波数ｆ_ｔを用いて、前記周波数拡散ｆ_ｐを正確に調節し前記クロック周波数ｆ_ｔと同期させる工程と_、前記受信信号の周波数の前記正確値に正確に調節された前記周波数拡散と調節可能な前記周波数列とを同調させる工程を実行する工程と、その後で、前記周波数の前記正確値の中から特定周波数の信号の存否を判定するために、２以上ある直交チャンネルのうちの１つの直交チャンネルのみを使用して前記受信信号を同相受信することによって復調を行う工程を実行する工程と、を含む。

本発明に従う前記方法のさらなる特徴は、前記受信信号の絶対値の最大値を抽出するために、任意の周波数におけるすべての直交成分の振幅値が２乗され、１つの周波数における２乗された各１組の直交成分の前記振幅値が合計され、各合計された値の平方根が取得される、ということからなる。

本発明に従う前記方法のさらに別の特徴は、前記受信信号から抽出された前記クロック周波数と同期するよう前記周波数拡散を調節する工程は、第１周波数位相ロックループを用いて行われることにある。

その際に、前記受信信号の周波数の前記正確値に正確に調節された前記周波数拡散と調節可能な前記周波数列とを同調させる工程は、第２周波数位相ロックループを使用する。

上述したのと同様の課題を解決するために、等間隔周波数拡散による多周波数操作（ＦＭｎ）信号のための復調器は、以下を含む。

つまり、前記等間隔周波数拡散による多周波数操作信号における直交周波数の最大個数をｍとした場合に、ｍ個の直交チャンネルと、そのｍ個の出力が前記各直交チャンネルの基準入力にそれぞれ接続する周波数形成器と、前記多周波数操作信号における特定周波数の信号の存否を判定することを目的とすると共に、その出力が前記復調器の出力である判定部と、を備え、前記復調器は、さらに、その情報出力が前記復調器の共通入力であるｍ個の絶対値計算器と、それぞれの入力が前記各絶対値計算器の出力と接続する最大絶対値選択ユニットと、その制御入力が前記最大絶対値選択ユニットの第１出力と接続され、その出力が前記周波数形成器の第１入力に接続されている第１整流器と、その制御入力が前記最大絶対値選択ユニットの第１出力と接続され、その出力が前記周波数形成器の第２入力に接続されている第２整流器と、その入力が前記最大絶対値選択ユニットの第２出力と接続され、その出力が前記周波数形成器の第３入力に接続されているクロック周波数弁別器と、各直交チャンネルの第１出力は、前記各絶対値計算器の第１入力と前記第１整流器の各情報入力とに接続され、各直交チャンネルの第２出力は、前記各絶対値計算器の第２入力と、前記第２整流器の各情報入力と、前記判定部の各入力とに接続され、前記周波数形成器は、前記第１整流器および前記第２整流器の出力信号に基づいて調節されたｍ個の周波数列を形成するように設定され、前記等間隔周波数拡散は、前記クロック周波数弁別器の出力信号に基づいて調節され、前記周波数形成器の１〜ｍ番目の出力は、前記１〜ｍ番目直交チャンネルの基準入力にそれぞれ接続されている。

本発明に従う前記復調器のさらなる特徴は、前記各直交チャンネルは、第１乗算器と、第２乗算器と、を備え、前記第１乗算器の出力は、第１低域通過フィルターの入力に接続され、前記第２乗算器の出力は、第２低域通過フィルターの入力に接続され、前記第１低域通過フィルターおよび前記第２低域通過フィルターの出力は、それぞれ、前記直交チャンネルの第１出力および第2出力であり、前記第１乗算器および前記第２乗算器の入力は、結合されると共に、前記直交チャンネルの情報入力であり、前記第１乗算器の第２入力は、９０°移相器の出力と接続され、前記９０°移相器の入力は、前記第２乗算器の第２入力と結合されると共に、前記直交チャンネルの基準入力である、という点である。

本発明に従う前記復調器のさらに別の特徴は、前記絶対値計算器は、第１平方ユニットと、第２平方ユニットと、加算器と、平方根抽出ユニットと、を備え、前記平方根抽出ユニットの出力は、前記絶対値計算器の出力であり、前記第１平方ユニットおよび前記第２平方ユニットの入力は、それぞれ、前記絶対値計算器の第１入力および第２入力であり、前記第１平方ユニットおよび前記第２平方ユニットの両方の出力は、前記加算器の入力に接続され、前記加算器の出力は、前記平方根抽出ユニットの入力と接続されている、という点である。

本発明に従う前記復調器のさらに別の特徴は、前記周波数発生器は、第１調節可能発信器と、第２調節可能発信器と、第１ループフィルターと、第２ループフィルターと、１〜（ｍ−１）番目周波数偏移ユニットと、位相検知器と、周波数検知器と、加算器と、を備え、前記加算器の第１入力は、前記周波数発生器の第１入力であり、前記加算器の出力は、前記第１ループフィルターを介して、前記第１調節可能発信器の制御入力に接続され、前記第１調節可能発信器の出力は、前記第１周波数偏移ユニットの信号入力に接続されると共に、前記周波数発生器の第１出力であり、前記各ｊ番目（ｊ＝１、・・・、ｍ−２）周波数偏移ユニットの出力は、前記（ｊ＋１）番目周波数偏移ユニットの信号入力に接続されると共に、前記周波数発生器の（ｊ＋１）番目の出力であり、前記（ｍ−１）番目周波数偏移ユニットの出力は、前記周波数発生器のｍ番目の出力であり、前記周波数検知器の入力は、前記加算器の第２入力に接続され、前記位相検知器の第1入力は、前記周波数発生器の第３入力であり、前記位相検知器の出力は、前記第２ループフィルターを介して、前記第２調節可能発生器の制御入力に接続され、前記第２調節可能発生器の出力は、前記１〜（ｍ−１）番目周波数偏移ユニットの制御入力と、前記位相検知器の第２出力と、に接続されている、という点である。

その際に、前記周波数偏移ユニットは、単側波帯復調器が使用されることもある。

さらに、本発明に基づいて、コンピュータの一部として直接演算することを目的とし、本発明に従う等間隔周波数拡散による多ＦＭｎ信号の復調方法を実行するためのプログラムを含むコンピュータで読み取り可能な媒体も提案される。

〔図面の簡単な説明〕
以下、詳細な説明を図面と共に説明する。図面において、同一・類似の構成要素には同じ参照番号を付している。

図１は、信号“Clover-２”に基づく等間隔周波数拡散による多位置周波数操作信号の原理を説明する図である。

図２は、等間隔周波数拡散による多位置FMn信号を復調するための周知の準最適受信機における復調器のブロック図を示す。

図３は、信号電力対雑音電力比に依存するガウス通信路における等間隔周波数拡散による多位置FMn信号の同期復調に対するビットエラーの発生確率の曲線を示す。

図４は、本発明に係る等間隔周波数拡散による多位置FMn信号を復調するための周知の準最適受信機における復調器のブロック図を示す。

図５は、図４に示す復調器に使われる最大絶対値選択ユニットのブロック図例である。

図６は、図４に示す復調器に使われる周波数形成器のブロック図例である。

図７は、図４に示す復調器に使われる周波数偏移ユニットのブロック図例である。

〔本発明の詳細な説明〕
等間隔周波数拡散による多位置周波数操作（FMｎ）は、信号伝送技術において使用される。等間隔周波数拡散による多位置周波数操作によって変調された伝送信号は、その周波数が、周波数を示す軸（図１）に沿った等間隔拡散のｍ個の所定の周波数から任意の値を選ぶことができる信号である。この信号は、“Clover-２”と呼ばれる信号であり、２０世紀の９０年台初頭にHAL Communications Corporationによって開発されたものである。この信号に基づいて、特に無線周波数無線装置のために開発され、かつ、PCI-4000、P-38、そしてDSP-4100などの同社モデム製品に採用された復調用モデム技術の類が製造されている（Clover-２ Waveform & Protocol. HAL Communications Corporation. Engineering Document E2006 Rev A. 1997.12.17）。図１から分かるように、その信号はパルスによって表現され、そのパルスは、４つのキャリア周波数ごとの反復周期が３２ｍｓであり、そのキャリア周波数は、隣り合う周波数との間で１２５Hzで拡散している。前記パルスは、周波数ごとに８ｍｓの間隔で連続的に伝送され、その後、そのサイクルは繰り返される。データは、当該周波数における先のパルスに対する位相、あるいは振幅変動によって示される。当然のことながら、周知の他のFM信号を使用することも可能である（米国特許出願第2004/0190663号、公開日09.30.2004参照）。

１個の情報シンボル伝送に係る間隔Ｔの特定周波数ｆ_ｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）が、伝送シンボルの値に基づいて選択される。当該信号における２つの隣り合う周波数の拡散ｆ_ｐは、クロック周波数ｆ_ｔの倍数である。つまり、ｆ_ｐ＝ｋｆ_ｔであり、ｋ＝１、２、・・である（とくに、ｋ＝１の時、拡散ｆ_ｐはクロック周波数ｆ_ｔに等しい）。この場合、伝送信号には、任意のｋにおける位相の不連続は発生しない。

一般的な周波数検知器を使用して等間隔周波数拡散によるFMｎ信号を復調する従来の復調器（例えば、米国特許第6,671,333号に記載）では、信号対雑音電力比（SNR）の閾値は著しく高い。

等間隔周波数拡散によるFMｎ信号を復調する準最適復調器の場合（例えば、米国特許第4,518,922号）、この信号対雑音電力比の閾値は極めて低く３ｄBとなる。

一般的に、等間隔周波数拡散による多位置FMｎ信号は直交関数系を形成する。
Ｓ_１（ｔ）、Ｓ_２（ｔ）、・・・、Ｓ_ｉ（ｔ）、・・・、Ｓ_ｍ（ｔ）

すべての信号Ｓ_ｉは同じエネルギーを有する。すなわち、以下の通りである。

等式（１）は、直交特性の定義であり、直交信号を受信するための最適技術を示す。当該技術は、続いて互いのスカラ積を算出し、比較することからなる。

ここで、Ｘは入力（受信）信号を表す。ｙは、当該受信信号と前記特定（ｉ番目）周波数発生器の信号とを積算した結果を表す。ｂは情報成分を、ｎはノイズ成分を表す。

このように、準最適スキームは、ｍ個の個別の変換器と、各（ｉ番目）周波数におけるｂ_ｉとｎ_ｉとを互いに比較するための判定部と、から構成される。つまり、課題は、ｉ番目の適切な周波数領域における前記信号を検出すること、言い換えれば、前記検出工程をｍ回繰り返すことにある。

周知の準最適復調器は、図２に示すブロック図に基づいて作製される。この復調器は、ｍ個の直交チャンネル１と、ｍ個の絶対値計算器２と、判定部３と、ｍ個の基準周波数発生器４と、を含む。ここで、ｍは、等間隔周波数拡散によるFMｎ信号のスペクトラムにおける成分数に等しい（図１）。

各直交チャンネル１は、第１乗算器１１と、第２乗算器１２と、を含み、その情報入力に受信信号が入力される。以下、受信信号は、背景技術としてよく知られるように、予め増幅され、濾波され、中間周波数に低周波変換されているものとする。ｉ番目直交チャンネルの各基準周波数発生器４．ｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）から、直接に、または９０°移相器１３．ｉを通して、乗算器１１．ｉ、乗算器１２．ｉの各基準入力に波形が入力される。すべての基準周波数発生器４は、伝送信号のスペクトラムにおける各ｉ番目の位置にある周波数ｆ_ｉに同調されている（図１参照）。第１低域通過フィルター（ＬＰＦ）１４および第２低域通過フィルター（ＬＰＦ）１５は、各直交チャンネル１において、第１乗算器１１および第２乗算器１２の出力にそれぞれ接続されている。

第１ＬＰＦ１４．ｉおよび第２ＬＰＦ１５．ｉの出力は、ｉ番目直交チャンネル１．ｉの出力であり、絶対値計算器２．ｉのｉ番目の第１入力および第２入力に接続している。任意の絶対値計算器２は、第１平方ユニット２１、第２平方ユニット２２、加算器２３、および平方根抽出ユニット２４という従来の構成に基づいて作製される。そして、第１平方ユニット２１および第２平方ユニット２２の入力は絶対値計算器２への入力であり、第１平方ユニット２１および第２平方ユニット２２の出力は加算器２３への入力である。加算器２３の出力は、平方根抽出ユニット２４を介して、絶対値計算器２の出力に接続されている。

直交チャンネル１における絶対値計算器２の出力は、判定部３の各入力に接続している。判定部３は、各チャンネルの信号と所定レベルとを比較し、その比較に基づいた判定を行うためのｍ個のレベルメーターの形式で作製することができる。

多位置FMｎを運ぶ伝送信号には直交成分が含まれていない。しかしながら、準最適受信においては、受信信号の周波数ｆ_ｉと各基準周波数発生器４．ｉの周波数とが曖昧に等しいため、直交成分が必要となる。これに関して、図３に示すように、準最適受信では、信号対雑音電力比の閾値は、理論的に周知の最適受信よりも３ｄB低くなる。図３には、ビットエラーの発生確率P_{BIT ER}の信号対雑音電力比依存性が、様々な倍数ｋの変調器ごとに示されている。復調に際して、直交チャンネルの１つの成分のみが使用されるのであれば、同相での最適復調が実現可能である。しかしながら、この目的を達成するためには、各基準周波数発生器４の周波数が、位相の正確性の範囲内で、受信信号の各周波数位置と完全に同じであることを保証する必要がある。本発明で提案する復調器によって、そういった周波数の調整と、続いて行われる等間隔周波数拡散による多位置周波数操作信号の最適復調とが確実に行われる。

図４は、本発明に係る前記復調器のブロック図を示す。

準最適復調の場合の復調器は、直交チャンネル１を含む。各直交チャンネル１は、第１乗算器１１と、第２乗算器１２と、を含み、すべての直交チャンネル１における第１（情報）入力は、復調器の入力に結合されている。ｉ番目（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）の各直交チャンネル１において、第１乗算器１１の第２（基準）入力は、９０°移相器１３．ｉの出力と接続している。移相器１３．ｉの入力は、第２乗算器１２の第２入力と結合し、それらはこの直交チャンネル１．ｉの基準入力１６．ｉと接続している。以下の記載において、特定の直交チャンネル１、あるいは、その要素を示す参照番号の下付文字がないことは、任意の（ｉ番目）直交チャンネル１が対象となることを意味する。各直交チャンネル１における第１乗算器１１および各第２乗算器１２の出力は、それぞれ、第１低域通過フィルター（ＬＰＦ）１４および第２低域通過フィルター（ＬＰＦ）１５の入力と接続している。ＬＰＦ１４およびＬＰＦ１５の出力は、それぞれ、直交チャンネル１の第１出力１７、第２出力１８である。

ｍ個の直交チャンネル１からの各出力１７、１８は、同じ数字が付された絶対値計算器２の入力に接続する。周知の復調器のように、各絶対値計算器２は、第１平方ユニット２１、第２平方ユニット２２と、を含む。第１平方ユニット２１、２２の入力は、それぞれ絶対値計算器２への入力である。平方ユニット２１、２２の出力は、両方とも、加算器２３の入力に接続している。その出力は、平方根抽出ユニット２４の入力に接続している。その出力は、絶対値計算器２の出力である。第１平方ユニット２１、第２平方ユニット２２、および平方根抽出ユニット２４は、例えば、演算増幅器に基づいて作製される（Ж.Mapше.Операционньｉе усилители и ихприменение[Operating amplifiers and their application]. -Ленинград:Энерия, 1974.-C.156-162）。

周知の復調器のように、本発明で提案する復調器は、判定部３を含む。その出力は、それぞれ復調器の出力であり、上述した準最適復調器と同様に実行してよい。しかしながら、周知の復調器とは異なり、本発明に係る復調器は、判定部３の入力が絶対値計算器２の出力と接続されておらず、すべての直交チャンネル１の第２出力１８と、つまり、これら直交チャンネル１のすべての第２ＬＰＦ１５の出力と接続されている。

さらに、すべての直交チャンネル１の第１出力１７は、第１整流器７の各情報入力に接続されている。そして、すべての直交チャンネル１の第２出力１８は、第２整流器８の各情報入力に接続されている。

すべての直交チャンネル１の絶対値計算器２の出力は、最大絶対値選択ユニット５の入力に接続されている。最大絶対値選択ユニット５の第１出力は、整流器７、８の制御入力に接続されている。最大絶対値選択ユニット５における第２出力は、クロック周波数弁別器６の入力に接続されている。

最大絶対値選択ユニット５は、例えば、ｍ個の閾値回路５１で作製される（図５）。閾値回路５１の出力は、整流器７、８のスイッチングを目的とした最大絶対値選択ユニット５の第１出力となる。閾値回路５１の出力は、“ワイヤードOR”の役割を果たす絶縁回路５２の各入力である。最も単純なケースでは抵抗分割回路である絶縁回路５２の出力は、クロック周波数弁別器６に信号を供給するためのユニット５２の第２出力である。

クロック周波数弁別器６は、例えば、クロック周波数ｆ_ｔに同調された、以下の形式の特性を有する整合フィルターである。

さらに、本復調器は、周波数発生器９を含む（図６）。周波数発生器９は、第１調節可能発信器９１と、第２調節可能発信器９２と、第１ループフィルター９３と、第２ループフィルター９４と、１〜（ｍ−１）番目周波数偏移ユニット９５と、位相検知器９６と、周波数検知器９７と、加算器９８と、からなる。加算器９８の第１出力は、周波数発生器９の第１入力であり、第１整流器７の出力が周波数発生器９に対して接続されている。周波数検知器９７の入力は、周波数発生器９の第２入力であるが、第２整流器８の出力に接続されている。周波数検知器９７の出力は、加算器９８の第２入力に接続されている。加算器９８の出力は、第１ループフィルター９３を介して、第１調節可能発信器９１の制御入力に接続されている。第１調節可能発信器９１の出力は、第１周波数偏移ユニット９５．１の信号入力に接続されると共に、周波数発生器９の第１出力９９．１である。各ｊ番目（ｊ＝１、・・・、ｍ−２）周波数偏移ユニット９５．ｊの出力は、（ｊ＋１）番目周波数偏移ユニット９５．ｊ＋１の信号入力に接続されると共に、周波数発生器９の（ｊ＋１）番目の出力９９．ｊ＋１である。（ｍ−１）番目周波数偏移ユニット９５．（ｍ−１）の出力は、周波数発生器９のｍ番目の出力９９．ｍである。周波数発生器９のすべての出力９９．ｉは、同じ数字が付された直交チャンネル１．ｉ（ｉ＝１、・・・、ｍ）の基準入力１６．ｉに接続されている。位相検知器９６の第1入力は周波数発生器９の第３入力であり、クロック周波数弁別器６の出力が周波数発生器９に接続されている。位相検知器９６の出力は、第２ループフィルター９４を介して、第２調節可能発生器９２の制御入力に接続されている。第２調節可能発生器９２の出力は、１〜（ｍ−１）番目周波数偏移ユニット９５の制御入力と、位相検知器の第２出力とに接続されている。

第１調節可能発信器９１および第２調節可能発信器９２は、任意に、適切に実現でき、例えば電圧制御発信機（VCG）でよい。第１調節可能発信器９１は、第１基準周波数ｆ_１の近傍の周波数の正弦信号を出力する。第２調節可能発信器９２は、クロック周波数ｆ_ｔとほぼ等しい周波数の正弦信号を出力する。すべての周波数偏移ユニット９５は、その信号入力において、ｆ_ｔ分の周波数の増加をもたらす。このようにして、周波数発生器９の出力９９において、等間隔周波数拡散（ｆ_ｔ）による伝送信号の周波数成分に相当する正弦関数信号が生まれる。すべての周波数偏移ユニット９５は、例えば、単側波帯復調器でよく、第１乗算器９５１および第２乗算器９５２と、９０°の第１移相器９５３および第２移相器９５４と、減算器９５５と、を含む（図７）。周波数ｆの信号の余弦成分が、第１乗算器９５１の第１入力と、９０°の第１移相器９５３の入力とに入力される。余弦成分は、正弦成分の形で、第２乗算器９５２の第１入力に入力される。周波数ｆ_ｔの信号の正弦成分は、第２乗算器９５２の第２入力と、９０°の第２移相器９５４の入力とに入力される。その正弦成分は、余弦成分の形で、第１乗算器９５１の第２入力に入力される。第１乗算器９５１および第２乗算器９５２からの信号は減算器９５５に入力される。減算器９５５の出力から、周波数ｆ＋ｆ_ｔの信号が出力される。差周波数ｆ−ｆ_ｔが取得された場合は、減算器９５５の代わりに加算器を備える必要がある。

本発明に係る等間隔周波数拡散による多周波数操作信号の復調方法は、次のように、この復調器（図４）において実行される。簡略化のため、ｋ＝１、つまり伝送信号のスペクトラムにおける周波数は、クロック周波数ｆ_ｔの分だけ離れているものと仮定する。

最初に、周波数発生器９によって複数の周波数列ｆ_１、・・、ｆ_ｍが発生する。それらは、伝送信号の等間隔周波数拡散にほぼ相当している。前の周波数ｆ_ｉに対して隣り合う次の周波数ｆ_ｉ＋１の偏移は、各々同じｆ_ｔの差で行われるため、同様の（等間隔）周波数拡散が確実に行われる。この偏移は、第２調節可能発信器９２の働きによるものである。一方、第１調節可能発信器９１の働きによって、前記周波数列に第１周波数ｆ_１が割り当てられる。しかしながら、受信開始に先立って、第１調節可能発信器９１および第２調節可能発信器９２は、共に調節を行うことなく作動する。

受信信号が復調器の入力に入力されると、各直交チャンネル１において、その周波数波形における同相および直交成分への分離が行われる。該周波数は、その直交チャンネルの基準入力１６における基準信号の周波数に近い周波数ｆを有する。同相および直交成分への分離は、第１乗算器１１および第２乗算器１２を用いて行われる。９０°移相器１３が存在するため、第１乗算器１１および第２乗算器１２の第２入力に対して、基準入力１６から基準信号が直交で入力される。ある特定の直交チャンネルにおける第１乗算器１１および第２乗算器１２から出力された共に直交の成分は、それぞれＬＰＦ１４およびＬＰＦ１５を通過し、当該直交チャンネル１の出力に出力される。

前記直交チャンネル１の出力から、濾波された特定の周波数ｆの直交成分が、同じ数字が付された絶対値計算器２の入力に入力される。その値は、双方の直交成分を２乗し、その合計値の平方根を計算することで決定される。この計算は、直交成分がアナログ信号であれば、アナログでできる。あるいは、この計算は、絶対値計算器２に入力される前にデジタルサンプルに変換されていれば、デジタルでできる。

ある時間周期において、当該時間周期内に周波数ｆ_ｉでの伝送が存在することによって特定の直交チャンネル１．ｉの出力から直交成分が出力された場合、同じ数字が付された絶対値計算器２．ｉの出力において、ある信号が出力される。その信号の出力値は、絶対値計算器２における他のすべての出力値よりも格段に大きい。受信信号の周波数が変化すると（図１）、他よりも大きい前記出力値が他の絶対値計算器２の出力に現れる。最大絶対値選択ユニット５によって、第１整流器７と第２整流器８とのスイッチングをもたらす信号がその第１出力において形成される。その信号は、前記周期の間に絶対値計算器２で形成された最大信号に基づくものである。このスイッチングは、クロック周波数ｆ_ｔと共に生じる。最大絶対値選択ユニット５の第２出力において、クロック周波数ｆ_ｔと共に繰り返し信号が形成される。クロック周波数弁別器６は、クロック周波数ｆ_ｔに全く等しい周波数の濾波信号を出力する。それによって、受信信号が伝送側において形成される。

クロック周波数ｆ_ｔと共に抽出された前記信号は、位相検知器９６の入力の１つに入る。位相検知器９６の他の入力には、第２調節可能発生器９２からの信号が入力される。位相検知器９６における入力信号間の位相不整合に相当する位相検知器９６の出力信号は、第２ループフィルター９４によって濾波され、第２調節可能発生器９２の制御入力に入力される。位相検知器９６の入力信号の位相が全く同じである場合、第２調節可能発生器９２による調節は中止される。

同時に、すべての直交チャンネル１の出力から、受信信号の周波数と直交チャンネル１の基準周波数との間のビート信号である正弦成分が、第１整流器７に入力される。そして、余弦成分が第２整流器８に入力される。受信信号の周波数が変化するとき、そのビートは他の直交チャンネル１の出力に出力される。第１整流器７、第２整流器８は、共に、最大絶対値選択ユニット５からの同一の信号によってスイッチイングされる。従って、第１整流器７および第２整流器８の出力には、最大信号が発生する直交チャンネル１、つまり、その時に周波数ｆ_ｔの信号を受信する直交チャンネル１．ｉからの信号のみが入力される。そして、第１整流器７から出力される信号は、すべての直交チャンネル１の出力から出力された信号によって構成されたビート信号となる。

周波数検知器９７と加算器９８とによって周波数位相検知器が形成される。周波数検知器９７は、第２整流器８の出力信号を検知する。周波数検知器９７からの信号は、第１整流器７からのビート信号と合計され、第１ループフィルター９３を介して、第１調節可能発信器９１の制御入力に入力される。第１調節可能発信器９１の出力、つまり周波数発生器９の第１出力９９．１における信号周波数が、受信信号の等間隔周波数列における周波数ｆ_１と全く同じであるとき、第１調節可能発信器９１の調節が終了する。この場合、周波数発生器９の出力９９における全ての周波数は、受信信号のそれぞれの周波数と同調し、第１整流器７の出力におけるビートはゼロになる。そして、第２整流器８の出力からの定成分が、第１調節可能発信器９１の波長調整を変えることはない。

このようにして、本発明に係る復調器において、入力信号の同調受信が行われる。それゆえ、その出力が各直交チャンネル１における同相成分の出力とのみ接続する判定部３によって、周知の準最適復調器と同様の判定が行われる（図３）。しかしながら、この場合、上述したように、直交成分が低下するため、信号対雑音比の閾値３ｄＢは使われず、本発明に係る復調器のＳ／Ｎ比閾値は、事実上は最適復調器の閾値に相当する。

当業者は、上述したｋ＝１の条件が、単に説明の簡略化のために用いられたものであることを理解できるであろう。ｋ＞１の場合、本発明に係る復調器は、周波数偏移ユニット９５による周波数変化がｆ_ｔではなくｋｆ_ｔという値によってもたらされることを除き、同様の方法で作動する。

当業者は、本発明に係る復調器が、ハードウェアだけではなくソフトウェアの形態においても実施可能であることを理解できるであろう。この場合、受信信号は、予め抽出され、デジタル化され、ビットサンプルの形態に転換される。そのサンプルは、実際に上述したアルゴリズムのプログラムに基づくコンピュータ処理装置で処理される。上述した機能のアルゴリズムを実行するプログラムは、そのコンピュータの一部として直接演算させることを目的としてコンピュータで読み取り可能な媒体に記録されうる。なお、前記アルゴリズムによってプログラムが実行され、本発明に係る前記方法の実施が可能となる。

信号“Clover-２”に基づく等間隔周波数拡散による多位置周波数操作信号の原理を説明する図である。 等間隔周波数拡散による多位置FMn信号を復調するための周知の準最適受信機における復調器のブロック図である。 信号電力対雑音電力比に依存するガウス通信路における等間隔周波数拡散による多位置FMn信号の同期復調に対するビットエラーの発生確率の曲線を示す図である。 本発明に係る等間隔周波数拡散による多位置FMn信号を復調するための周知の準最適受信機における復調器のブロック図である。 図４に示す復調器に使われる最大絶対値選択ユニットの場合のブロック図例である。 図４に示す復調器に使われる周波数形成器のブロック図例である。 図４に示す復調器に使われる周波数偏移ユニットのブロック図例である。

Claims (10)

1. 等間隔周波数拡散ｆ_ｐ＝ｋｆ_ｔによる多周波数操作信号における周波数の最大個数をｍとし、ｆ_ｔをクロック周波数とし、ｋ＝１、２、・・とした場合に、ｆ_１からｆ_ｍまでの調節可能な周波数列を形成すると共に、前記周波数列における最初の周波数値を、受信信号の周波数の正確値が位置し得る領域に割り当てる工程と、
   形成された前記周波数列を使って前記受信信号を復調する工程と、を含む等間隔周波数拡散による多周波数操作信号の復調方法であって、
   前記周波数列を形成する前記工程は、該周波数列を設定することにより前記周波数拡散を正確に調節し、
   前記方法は、さらに、
   受信する間、前記クロック周波数ｆ_ｔに切り替えられた、全ての周波数ｆ_ｉ（ｉ＝１、・・・、ｍ）における前記受信信号の絶対値の最大値を抽出する工程と、
   前記受信信号の切り替えられた前記最大値から前記クロック周波数ｆ_ｔを抽出すると共に、前記クロック周波数ｆ_ｔを用いて、前記周波数拡散ｆ_ｐを正確に調節し前記クロック周波数ｆ_ｔと同期させる工程と_、
   前記受信信号の周波数の前記正確値に正確に調節された前記周波数拡散と調節可能な前記周波数列とを同調させる工程を実行する工程と、
   その後で、前記周波数の前記正確値の中から特定周波数の信号の存否を判定するために、２以上ある直交チャンネルのうちの１つの直交チャンネルのみを使用して前記受信信号を同相受信することによって復調を行う工程を実行する工程と、を含むことを特徴とする等間隔周波数拡散による多周波数操作信号の復調方法。
2. 前記受信信号の絶対値の前記最大値を抽出するために、任意の周波数におけるすべての直交成分の振幅値を２乗して、１つの周波数における２乗された各１組の直交成分の前記振幅値が合計され、各合計された値の平方根が取得されることを特徴とする請求項１に記載の等間隔周波数拡散による多周波数操作信号の復調方法。
3. 前記受信信号から抽出された前記クロック周波数と同期するよう前記周波数拡散を調節する工程は、第１周波数位相ロックループを用いて行われることを特徴とする請求項１に記載の等間隔周波数拡散による多周波数操作信号の復調方法。
4. 前記受信信号の周波数の前記正確値に正確に調節された前記周波数拡散と調節可能な前記周波数列とを同調させる工程は、第２周波数位相ロックループを使用することを特徴とする請求項３に記載の等間隔周波数拡散による多周波数操作信号の復調方法。
5. 等間隔周波数拡散による多周波数操作信号のための復調器であって、
   前記等間隔周波数拡散による多周波数操作信号における直交周波数の最大個数をｍとした場合に、
   ｍ個の直交チャンネルと、
   そのｍ個の出力が前記各直交チャンネルの基準入力にそれぞれ接続する周波数形成器と、
   前記多周波数操作信号における特定周波数の信号の存否を判定することを目的とすると共に、その出力が前記復調器の出力である判定部と、を備え、
   前記復調器は、さらに、
   その情報出力が前記復調器の共通入力であるｍ個の絶対値計算器と、
   それぞれの入力が前記各絶対値計算器の出力と接続する最大絶対値選択ユニットと、
   その制御入力が前記最大絶対値選択ユニットの第１出力と接続され、その出力が前記周波数形成器の第１入力に接続されている第１整流器と、
   その制御入力が前記最大絶対値選択ユニットの第１出力と接続され、その出力が前記周波数形成器の第２入力に接続されている第２整流器と、
   その入力が前記最大絶対値選択ユニットの第２出力と接続され、その出力が前記周波数形成器の第３入力に接続されているクロック周波数弁別器と、
   各直交チャンネルの第１出力は、前記各絶対値計算器の第１入力と前記第１整流器の各情報入力とに接続され、
   各直交チャンネルの第２出力は、前記各絶対値計算器の第２入力と、前記第２整流器の各情報入力と、前記判定部の各入力とに接続され、
   前記周波数形成器は、前記第１整流器および前記第２整流器の出力信号に基づいて調節されたｍ個の周波数列を形成するように設定され、前記等間隔周波数拡散は、前記クロック周波数弁別器の出力信号に基づいて調節され、前記周波数形成器の１〜ｍ番目の出力は、前記１〜ｍ番目直交チャンネルの基準入力にそれぞれ接続されていることを特徴とする復調器。
6. 前記各直交チャンネルは、第１乗算器と、第２乗算器と、を備え、
   前記第１乗算器の出力は、第１低域通過フィルターの入力に接続され、
   前記第２乗算器の出力は、第２低域通過フィルターの入力に接続され、
   前記第１低域通過フィルターおよび前記第２低域通過フィルターの出力は、それぞれ、前記直交チャンネルの第１出力および第2出力であり、
   前記第１乗算器および前記第２乗算器の入力は、結合されると共に、前記直交チャンネルの情報入力であり、
   前記第１乗算器の第２入力は、９０°移相器の出力と接続され、
   前記９０°移相器の入力は、前記第２乗算器の第２入力と結合されると共に、前記直交チャンネルの基準入力であることを特徴とする請求項５に記載の復調器。
7. 前記絶対値計算器は、第１平方ユニットと、第２平方ユニットと、加算器と、平方根抽出ユニットと、を備え、
   前記平方根抽出ユニットの出力は、前記絶対値計算器の出力であり、
   前記第１平方ユニットおよび前記第２平方ユニットの入力は、それぞれ、前記絶対値計算器の第１入力および第２入力であり、
   前記第１平方ユニットおよび前記第２平方ユニットの両方の出力は、前記加算器の入力に接続され、
   前記加算器の出力は、前記平方根抽出ユニットの入力と接続されていることを特徴とする請求項５に記載の復調器。
8. 前記周波数発生器は、第１調節可能発信器と、第２調節可能発信器と、第１ループフィルターと、第２ループフィルターと、１〜（ｍ−１）番目周波数偏移ユニットと、位相検知器と、周波数検知器と、加算器と、を備え、
   前記加算器の第１入力は、前記周波数発生器の第１入力であり、
   前記加算器の出力は、前記第１ループフィルターを介して、前記第１調節可能発信器の制御入力に接続され、
   前記第１調節可能発信器の出力は、前記第１周波数偏移ユニットの信号入力に接続されると共に、前記周波数発生器の第１出力であり、
   前記各ｊ番目（ｊ＝１、・・・、ｍ−２）周波数偏移ユニットの出力は、前記（ｊ＋１）番目周波数偏移ユニットの信号入力に接続されると共に、前記周波数発生器の（ｊ＋１）番目の出力であり、
   前記（ｍ−１）番目周波数偏移ユニットの出力は、前記周波数発生器のｍ番目の出力であり、
   前記周波数検知器の入力は、前記加算器の第２入力に接続され、
   前記位相検知器の第1入力は、前記周波数発生器の第３入力であり、
   前記位相検知器の出力は、前記第２ループフィルターを介して、前記第２調節可能発生器の制御入力に接続され、
   前記第２調節可能発生器の出力は、前記１〜（ｍ−１）番目周波数偏移ユニットの制御入力と、前記位相検知器の第２出力と、に接続されていることを特徴とする請求項５に記載の復調器。
9. 前記周波数偏移ユニットは、単側波帯復調器が使用されることを特徴とする請求項８に記載の復調器。
10. コンピュータの一部として直接演算することを目的とし、請求項１に記載の前記方法を実行するためのプログラムを含むことを特徴とするコンピュータで読み取り可能な媒体。

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