JP4914899B2 - 電気信号の振幅状態測定方法 - Google Patents

Description

本発明は一定の時間変位を有する同じ周波数のいくつかの信号からなる電気信号であって、一つまたはいくつかのコンポーネント信号が異なる振幅を有する電気信号の振幅関係の測定方法について記述する。

本発明は主としてスエーデン国特許第７７１４０１０−１号およびこの特許の応用（スエーデン国特許第９２０２００５−６号、第８６０４３３７−９号および第０００３１１０−４号）に記述されているタイプの容量性測定システムにおける信号処理に適している。

本発明はこれまで使用されている信号処理装置よりも高い精度、高い解像度、より迅速な更新およびより低いノイズレベルを与える単純な信号処理装置を提供しようとするものである。

本発明を応用しようとするタイプの容量性測定装置はスエーデン国特許第７７１４０１０−１号に記述されている。スエーデン国特許第７７１４０１０−１号に基づいたさまざまな応用がスエーデン国特許第９２０２００５−６号、第８６０４３３７−９号および第０００３１１０−４号に記述されている。

前記した特許は一定の相対的時間変位を有する電気パルスが供給される少なくとも３つの電極の第１のセンサ部の提供に基づいて線型ディメンジョンまたは角度を測定するシステムについて記述しており、以後「コンポジット信号」と呼ぶ、第２のセンサ部上のセンサ電極からの出力信号の時間変位は前記した測定電極との容量結合の大きさによって決まり、この時間変位は２つのセンサ部の位置、すなわち、それらの相対的位置を検出するのに使用される。

スエーデン国特許第７７１４０１０−１号は測定信号と同期して機能する２進カウンタ内での時間測定を介して検出電極の情報搬送コンポジット信号から位置の値が抽出される信号処理方法を記述している。これはコンポジット信号（図１ａの最下位信号）のゼロが２進カウンタの状態をゼロに維持する保持回路を制御できるようにして達成される。

しかしながら、十分に良好な正弦波形および要求された振幅精度および周波数安定性を有する正弦波形を有する信号（図１ａに示すようなもの）を作り出すことは困難であり、しかも、より重要なことであるが、それらを作り出すには費用がかかる。

したがって、一つの好ましい設計では入力信号に対して正弦波の替わりに方形波パルス（図１ｂのＲ，ＳおよびＴ）が使用される。その結果、コンポジット信号は時間変位および振幅の異なる方形波信号により構成され、図１ｂの最下位に示すようにステップ形様相を呈する。しかしながら、検出電極の位置が変化すると、このケースではコンポジット信号のゼロは静電容量の変化に類似した変化はせず、機械的周期の１／４だけステップワイズに変位される。位置のより精密な値を達成するために、先進的な帯域フィルタを使用して、方形波パルスの全てのオーバトーンをコンポジット信号からフィルタリングしなければならない。入力周波数の正弦波状基本トーンだけがフィルタリング操作の後で残り、図１ａに示すような正弦状コンポジット信号が形成される。とりわけ、帯域フィルタの特性の欠点を補償するために、その後、慎重に規定された標準を使用して測定システムの校正が行われる。

前記したように、方形波信号が容量性測定システムの入力として使用される時は、その位置情報を構成するのはコンポジット信号の振幅合成（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）である。前記した従来技術では、コンポジット信号の位置情報は振幅領域から時間領域へ変換しなければならない。これはフィルタリングを用いてコンポジット信号から全てのオーバトーンを除去して行われる。しかしながら、これにはいくつかの不利な点が伴う。

全てのオーバトーンを除去するには先進的で高価な帯域フィルタが必要である。さらに、正確に同じ特性を有するフィルタを製作するのは困難であり、そのためフィルタは通常互いに交換できない。これはフィルタユニットを交換する必要がある時は測定システムを再校正しなければならないことを意味する。

ゼロの位置は、ゼロレベル電位に対する、コンポジット信号内に存在する任意の非対称性の影響を受けるため、波のゼロを使用する方法はコンポジット信号内のオフセットに対しても敏感である。

さらに、波のゼロを使用する方法は、たとえば、フィルタリングされたコンポジット信号内に過渡現象を生じることがある、信号処理装置の電子回路からのクロストークに対しても敏感である。これらの過渡現象の時間位置がコンポジット信号のゼロ電位に近ければ、ゼロの解析にエラーが生じることがある。

このシステムのもう１つの不利な点はコンポジット信号の周波数が一定ではなく、ドップラー効果の結果２つのセンサ部間の相対的移動の速度と共に変動することである。

このため、コンポジット信号および基準信号は２つの電極担持部が静止している時しか同じではない。

周波数の変化は移動中に測定する時のコンポジット信号のゼロに対する「ｔ_{ｓｕｍｍａ}」の周期が、移動の方向および速度に応じて、基準周波数のそれよりも大きいかまたは小さいことを意味する。カウンタ周波数は基準信号の周波数および周期「ｔ」により絶えず制御されるため、低すぎるまたは高すぎるカウンタ値が読み出される。

コンポジット信号の周波数の速度による変動の第２の影響は望ましい基準信号の基本周波数までの急峻な制限で帯域フィルタを設計できず−周波数変動によりある帯域幅を受け入れなければならないことである。これは位置のエラーフリー検出に必要なコンポジット信号の完全な正弦波形をフィルタリングにより作り出せないことを意味する。

更新の頻度（新しい測定値数／秒）は基準信号の基本周波数により決定されるため、１つの測定値を発生するのに基準信号の基本周波数の完全な１周期を必要とする。

測定の解像度は時間決定を実施するのに使用される信号の周波数により決定される。そのため、測定解像度を高めたければ基準信号の基本周波数を低減するかまたは時間の測定を実施するのに使用される信号の周波数を高める必要がある。

時間遅延の大きさは帯域フィルタの位相位置および基準信号の基本周波数により決定される。帯域フィルタの位相位置はフィルタリングの程度により決定され、それはシステム内のノイズ状態によって決まる。時間遅延を低減するために、フィルタリングの程度を低減するか、時間の測定を実施するのに使用される信号の周波数を高めるか、またはその両方を行うことができる。

前記した説明から小さい時間遅延を達成しながら高精度の測定および高頻度の更新を同時に達成するのが困難なことは明白である。

従来技術の不利な点を要約すると、
・コンポジット信号内のオーバトーンをフィルタリングするのに先進的で高価な帯域フィルタが必要である。
・同一のフィルタを製作するのが困難である。
・システムはオフセットに敏感で、コンポジット信号のゼロ検出に影響を及ぼす。
・システムはクロストークに敏感で、コンポジット信号のゼロ検出に影響を及ぼす。
・ドップラー効果により、できるだけ望ましくフィルタリングを行うことはできず、コンポジット信号のゼロ検出に影響を及ぼす。
・小さい時間遅延を達成しながら高い測定解像度および高頻度の更新を達成するのが困難である。

したがって、本発明の一つの目的は前記した従来技術の不利な点を解消できる新しい方法を達成することである。

本発明の一つの特徴は作業が、従来のように、コンポジット信号（図４のｖ_ｏ）の時間領域内ではなくその振幅領域内で実施されることであり、それにより振幅領域および時間領域間の変換が不要とされ、コンポジット信号の位置情報の品質低下が回避されることである。

従来システムの更新レートの制限も、このケースにおける時間カウンタは新しい各測定値に対して完全なループを実施しなければならないため、回避される。本発明に従った信号処理装置は実際のＡ／Ｄ変換中にＡ／Ｄコンバータが容量性センサユニットおよび信号処理の他の電子回路から電気的に絶縁されるように設計することもできる。これは低ノイズレベルおよび電気的外乱に対する著しい無感応性を保証する。

本発明のもう１つの利点は電子的構造が著しく単純で低廉なことである。こうして、帯域フィルタは必要とされない。２進カウンタおよび保持回路およびそれらに付随するメモリ回路も省くことができる。これらは比較的低廉な信号プロセッサにより置換される。帯域フィルタを省くことの１つの主要な利点は、前記したように、完全に同一の特性を有するこのようなフィルタは製作できないことである。したがって、サービス中にこれらのフィルタは交換できず、それはフィルタを交換する時には測定システムを再調整する必要があることを意味している。対照的に、本発明に従って設計されたユニットは全てが同じ特性を得るため完全に交換可能である。

要約すれば、これは本発明により信号処理電子回路を完全に交換可能なより迅速でより正確かつ低廉な信号処理システムが提供されることを意味する。

次に、送信機電極に加えられる入力信号が、１／４周期の時間変位だけ互いに変位している、４つの対称方形波信号により構成され、パルスの長さ、パルス間のギャップと振幅は等しく、電極は送信機電極および受信機電極間の静電容量が位置（ｘ）の正弦波関数として変動するように設計される電極システムに適合される非限定的な好ましい設計として本発明の説明を行う。

次に、添付図を用いて本発明をより詳細に説明する。本発明は既知のタイプの容量性センサの出力信号からデジタル位置情報を検索するものである。

手短に言えば、このようなセンサは次のように機能する、
図２ａの電極２１は右に移動すると電極Ｒと重複する度合いが増し、重複領域の大きさは電極２１の位置（ｘ）の関数となり、それは図２ｂに連続線Ｒで示されている。電極２１および相互作用電極、ここではＲ、間の静電容量はこうして重複領域に直接比例する。

その後、電極２１は順次電極Ｓ、Ｔ、およびＵと重複し、重複領域のサイズは図２ｂの関数Ｓ、Ｔ、およびＵとなる。

センサは点線で示すように送信機電極Ｒ、Ｓ、Ｔ、およびＵのいくつかの周期を含むため、表面相互作用線は図２ｂに示すように完全な意図する測定領域に沿った連続関数を形成する。

入力交流電圧が各送信機電極Ｒ、Ｓ、Ｔ、およびＵに加えられ、この交流電圧は各送信機電極に対して一意的な位相位置（時間変位）を有する。

位置（ｘ）における曲線Ｒ、Ｓ、Ｔ、およびＵ（図２ｂ）との座標の交点は電極２１により捕捉された対応する入力信号からの予期された振幅寄与を示す。

ここで、コンポジット信号の外観と受信機電極２１（図２ａ）および送信機電極Ｒ、Ｓ、Ｔ、Ｕ間の相対的位置との理論的関係をより詳細に示す。

表現を容易にするために、信号Ｒ、Ｓ、Ｔ、Ｕは以後ｖ_１、ｖ_２、ｖ_３、およびｖ_４として示され、電極（Ｒ、Ｓ、Ｔ、およびＵ）と受信機電極２１の相互作用に対応する容量関数はｃ_１（ｘ）、ｃ_２（ｘ）、ｃ_３（ｘ）およびｃ_４（ｘ）として示される。

図４は、既知の技術を表す、スエーデン国特許第７７１４０１０−１号に明記されているような容量性センサに対する単純化された電気回路図を原則的に示している。

容量性センサ内の電極はコンデンサとして図示されている。各コンデンサｃ_１（ｘ）、ｃ_２（ｘ）、ｃ_３（ｘ）およびｃ_４（ｘ）の静電容量は可変であり、図２ｂに示すような位置（ｘ）の関数として変動する。これは次式で表され、

ここに、Ｌは容量関数（図２ｂ）の１周期に対応する機械的長さである。

静電容量を励起する入力信号ｖ_１、ｖ_２、ｖ_３、およびｖ_４は、たとえば、周波数ｆ_０、振幅

および互いに９０度の位相変位を有する周期的方形波（図３）とすることができる。図３は図２ｂにおいてあるランダムに選択された（ｘ）の値において現われることがあるコンポジット信号ｖ_０（ｘ，ｔ）も示している。

入力電圧は次式で示すことができる。

コンポジット信号ｖ_０（ｘ，ｔ）には大地へのコンデンサＣ_Ｌがロードされる。センサからの出力信号はセンサの機械的位置（ｘ）および時間「ｔ」の両方の関数であり、この信号は図５により詳細に示されている。図からお判りのように、個別の各送信機電極に対する振幅成分を識別するのは容易である。

センサからの出力信号は次式で表すことができる。

図５からお判りのように、センサからの出力信号は４つの異なる直流レベル、ｖ_０１、ｖ_０２、ｖ_０３およびｖ_０４からなっている。これら４つの直流レベルの大きさはセンサ内の機械的位置（ｘ）（図２ｂ）の関数であり、次式で表すことができる。

４つの直流レベルの表現において、対ｖ_０１／ｖ_０３およびｖ_０２／ｖ_０４は、それぞれ、センサ内の機械的位置（ｘ）の余弦関数および正弦関数を構成することが判る。この関係が本発明の好ましい設計において使用される。

前記説明および図３から信号の総和により４つのレベルを有するコンポジット信号となり（図５）、その２つのレベルｖ_０３およびｖ_０４はレベルｖ_０１およびｖ_０２の反形であることが明らかである（コンポジット信号の平均値に関して）。

本発明はセンサからの出力信号（ｖ_０）内の４つの振幅レベル（ｖ_１、ｖ_２、ｖ_３、およびｖ_４）の測定に基づいており、前記したように、このレベルは互いに移動する２つの電極システムの相対位置（ｘ）の関数である。

測定は入力信号の周期「ｔ＝１／ｆ_０」全体にわたり均一に分布された４つの異なる固定時間Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３、およびＴ_４において行われる（図３）。

前記したように、対ｖ_０１／ｖ_０３およびｖ_０２／ｖ_０４は、それぞれ、センサ内の機械的位置（ｘ）の余弦関数および正弦関数を構成する。

各対ｖ_０１／ｖ_０３およびｖ_０２／ｖ_０４の２つの成分の大きさはコンポジット信号の平均値に関して互いにミラーイメージであり、それは通常ゼロの電位と一致する。

対ｖ_０１とｖ_０３およびｖ_０２とｖ_０４間の差をデジタル化して結果をセンサの出力信号内に存在する任意のゼロオフセットとは無関係とすることができる。

デジタル化された値はセンサの機械的位置の数値計算に使用される。

図６は電子的システムの原理図を示す。

センサからの出力信号ｖ_０は演算増幅器「ＩｎＡｍｐ」において増幅され同期フィルタを用いて時間Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３、およびＴ_４において蓄積コンデンサＣ_Ｒ、Ｃ_Ｓ、Ｃ_ＴおよびＣ_Ｕにフィルタリングされ、そこで値は電位の形で蓄積される。

同期フィルタは抵抗体（Ｒ）、制御回路付きアナログ１対４マルチプレクサ（図６において１：４）、およびコンデンサＣ_Ｒ、Ｃ_Ｓ、Ｃ_ＴおよびＣ_Ｕからなっている。

同期フィルタは直流レベルｖ_０１がフィルタリングされてコンデンサＣ_Ｒ内に（時間Ｔ_１頃）、レベルｖ_０２はＣ_Ｓ内に（時間Ｔ_２頃）、レベルｖ_０３はＣ_Ｔ内に（時間Ｔ_３頃）、レベルｖ_０４はＣ_Ｕ内に（時間Ｔ_４頃）蓄積される（それはサンプリングされる）ように信号を制御する。

蓄積コンデンサ内の直流レベルの各フィルタリングおよび蓄積（サンプリング）操作（時間Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３、およびＴ_４頃）の後で、対ｖ_０１およびｖ_０３間の差はｖ_０２とｖ_０４間の差（第２のＡ／ＤコンバータＡＤＣ２内で時間Ｔ_２およびＴ_４頃）と同様にデジタル化される（第１のＡ／ＤコンバータＡＤＣ１内で時間Ｔ_１およびＴ_３頃）。

さらに、フィルタリング、蓄積（サンプリング）およびＡ／Ｄ変換は、アナログ１対４マルチプレクサ（図６において１：４）がＡ／Ｄ変換中に接続されないため、蓄積コンデンサおよびＡＤＣ１およびＡＤＣ２がＡ／Ｄ変換中に入力段から電気的に絶縁されるように制御される。

このようにして、外乱に対する高度のイミュニティ（ｉｍｍｕｎｉｔｙ）およびデジタル化された測定値の低ノイズレベルが達成される。

次に、ＸおよびＹ値を用いてセンサの機械的位置（ｘ）を計算することができる。これは、たとえば、Ｘの絶対値がＹの絶対値よりも大きいか小さいかに応じてＸ／ＹまたはＹ／Ｘにアークタンジェント関数を適用して実施することができる。

計算した位置は次式で表すことができる。

Ｃ_Ｒ、Ｃ_Ｓ、Ｃ_ＴまたはＣ_Ｕ内に新しい測定値（ｖ_０１、ｖ_０２、ｖ_０３またはｖ_０４）が格納される度に位置の新しい計算が実施される。入力信号の周波数の各周期「ｔ＝１／ｆ_０」に対する位置の４つの計算がこのようにして得られ（図３）、従来システムの周波数に較べて測定システムの更新周波数は４倍になることを意味する。

このように計算された（ｘ）の値は機械的周期Ｌの１／４をカバーする領域をカバーする。こうして、１つの機械的周期Ｌ内で、０からＬ／４までの大きさの位置値のこのような４つの範囲が得られる（図７）。

Ｘの絶対値がＹの絶対値よりも大きいか小さいかに応じて、ＸまたはＹが正か負かを調べることにより周期Ｌのどの象限で測定がなされているかを決定することができる。本発明に従ったシステムはこのようにして完全な１つの機械的周期Ｌ内で絶対値を測定する。

（Ｐ）の値が決定されると、次式に従って機械的周期Ｌ内の絶対的位置が得られる。

判り易くするために、２つのＡ／ＤコンバータＡＤＣ１およびＡＤＣ２を用いて図６にＡ／Ｄコンバータが示される。

実際には、替わりに１つだけのＡ／Ｄコンバータを使用するのが有利であり、それによりコストの利点が達成されるだけでなく２つのＡ／Ｄコンバータ「ＡＤＣ１」および「ＡＤＣ２」間の特性の何らかの違いから生じることがあるエラーも回避できる。これは対ｖ_０１／ｖ_０３およびｖ_０２／ｖ_０４をＡ／Ｄコンバータの入力に交互に接続するもう１つのマルチプレクサを使用して可能とされる。

前記した説明は本発明に従った信号処理構成の適切な設計の一例にすぎない。

前記したタイプの長さおよび角度を測定する容量性システムは多くの異なる方法で設計することができる。たとえば、電極のジオメトリは静電容量が動きの線型関数となる、または好ましい設計のように正弦関数となる、または動きのもう１つの三角関数となるように設計することができる。

また、当業者ならばｎ＞２である自由に選択された入力信号数ｎを使用して本発明を応用できることが理解される。また、関係が数式で記述できるならば、本発明は静電容量と位置間の正弦波以外の関係で使用できることも理解される。また、前記した好ましい設計で使用されたもの以外のパルス幅に対する他の関係を使用することもできる。

最後に、本発明に従った信号処理は適切な修正により正弦波入力信号でも機能することも理解される。

主として前記スエーデン国特許第７７１４０１０−１号に基づく既存の測定システムを示す図である。 主として前記スエーデン国特許第７７１４０１０−１号に基づく既存の測定システムを示す図である。 本発明を応用できる電極構成の例を示す図である。 センサ内の機械的移動と静電容量間の関係を示す図である。 時間変位された４つの測定信号Ｒ、Ｓ、ＴおよびＵの例を示す図であって、ＳはＲに対して１／４周期だけ時間変位され、ＴはＲに対して１／２周期だけ時間変位され、ＵはＲに対して３／４周期だけ時間変位されている。本発明に従った振幅測定が行われる時間Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３、およびＴ_４も原則として図示される。 容量性測定システムの電子的特性を示す略図である。 電極システムの相対的位置に関する情報を含む振幅差を有する典型的なコンポジット信号を示す図である。 本発明を使用する信号処理装置の機能を示す略図である。 機械的周期の長さＬの長さがその１／４の長さをカバーする値のいくつかの個別ステップからどのように作り上げられるを示す図である。

Claims (12)

1. 長さまたは角度を測定するための容量性測定スケールの信号処理方法であって、一緒にコンデンサを形成する電極が設けられた互いに移動することができる２つの部分からなり、そのキャパシタンスの大きさは可変であって互いに移動することができる２つの部分間の正弦状関係（ｘ_Ｃ）により指定される相対的位置によって決まり、第１の部分は１測定周期にわたって均一に分布されたｎ（ｎは整数）電極を有し第２の部分は測定周期当たり１つの電極を有し、第１の部分内の電極にはｎの交流電圧が供給され前記交流電圧の互いの時間変位はｔ_０／ｎであり、ｔ_０は前記交流電圧の周期の長さであり、第２の移動部の電極は前記交流電圧の１つまたはいくつかにより構成される信号を容量性方法で捕捉し、コンポジット信号の振幅合成は２つの部分間の相対的位置（ｘ）によって決まり、前記振幅合成へのｎの信号全ての寄与が測定されてｎのサンプリングの各々に対して個別に格納されることを特徴とする方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、振幅合成の前記測定は入力信号に関して固定され１信号周期全体にわたって均一に分布されたｎの時間、Ｔ、において「サンプル・アンド・ホールド」として広く知られた方法により実施されることを特徴とする方法。
3. 請求項２に記載の方法であって、サンプリングは入力信号と同期して実施されることを特徴とする方法。
4. 請求項３に記載の方法であって、振幅値の前記「サンプル・アンド・ホールド」手順は基本周波数（ｆ_０）の各周期全体にわたり逐次実施され、その値はｎのサンプリングの各々に対して個別に格納されることを特徴とする方法。
5. 請求項４に記載の方法であって、電位の形で蓄積コンデンサ内に格納される振幅値は既知のＡ／Ｄ変換技術に従ってデジタル化されることを特徴とする方法。
6. 請求項５に記載の方法であって、サンプリングおよびＡ／Ｄ変換は逐次実施されＡ／ＤコンバータはＡ／Ｄ変換中にセンサ信号から電気的に絶縁されることを特徴とする方法。
7. 請求項６に記載の方法であって、入力位相の数ｎは４に等しいことを特徴とする方法。
8. 請求項７に記載の方法であって、Ａ／Ｄ変換は対として異なる方法で実施され、１番および３番サンプリングからの振幅値が１つの対を形成し２番および４番サンプリングからの振幅値が第２の対を形成することを特徴とする方法。
9. 請求項８に記載の方法であって、相対的位置（ｘ_Ｃ）は下記のアルゴリズムを介して得られることを特徴とする方法。
   

   

   （ここで、Ｘ，Ｙは２組のサンプリングの振幅の大きさ、Ｌは機械的周期）
10. 請求項９に記載の方法であって、相対的位置（ｘ_Ｃ）のデジタル化および計算は信号周期当たりｎ回実施され、計算に使用される振幅値は各計算に対して１つのサンプリングステップにより連続的に更新されることを特徴とする方法。
11. 請求項１０に記載の方法であって、Ａ／Ｄ変換は２つのＡ／Ｄコンバータにより実施され、その一方は振幅値１および３をデジタル化し他方は振幅値２および４をデジタル化することを特徴とする方法。
12. 請求項１１に記載の方法であって、Ａ／Ｄ変換は１つの多重化されたＡ／Ｄコンバータにより実施されることを特徴とする方法。

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