JP4858205B2 - 放電ランプ点灯装置 - Google Patents
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Description
赤色光、緑色光は蛍光ランプの消灯後の残光時間が長い。このため、所定の明るさを維持するため、どのタイミングでON、OFFとなっても、各ON時間にCCDラインセンサに入力する光量(積分値)の差はほとんど無いが、青色光については残光時間が短く、明るさのピークとそうでないときの明るさに大きな差が生じる。
このため、CCDラインセンサのON、OFFのタイミングによっては、各ON時間にCCDに入力する光量(積分値)にバラツキが生じ、青色光量だけがCCDラインセンサヘ入力される総量に差が生じる場合がある。
したがって上記蛍光ランプをカラースキャナー等における原稿読取照明用に使用し、CCDラインセンサで原稿読み取りを行うと、ライン毎の積算光量のバラツキにより色むらが発生することがあった。
上記特許文献1に記載の点灯装置は、インバータ制御用ICからなる発振回路部を備えたインバータ回路を有し、このインバータ制御用ICにより、原稿読み取り用受光センサの受光周期信号を受信する。そして、この受光周期に同期した駆動周期で所定の繰り返し周期のパルス信号を出力しスイッチング素子を駆動し、トランスの二次側に繰り返し波形を有する電圧を発生させ、希ガス蛍光ランプを点灯させる。
上記のように、受光センサの受光周期に同期した駆動周期で上記蛍光ランプを点灯させ、かつ、上記繰り返し波形を有する電圧の立ち上がり時点を上記駆動周期に基づいて定めることにより、各受光周期における各色の積算光量を一定とすることができ、色むらを無くすことができる。
図8に安価なコンパレータで発振回路を構成した放電ランプ点灯装置の構成例を示す。図8に示すように、放電ランプ点灯装置は、発振回路1、波形整形回路3、発振制御回路2、駆動回路4、電力制御素子5、昇圧トランス6、出力制御回路7から成るインバータ回路10で構成され、昇圧トランス6の二次側に希ガス蛍光ランプ20が接続される。
ここで、放電ランプ点灯装置へは、電源30から直流電圧が供給されるが、この供給電圧が変動するとランプの明るさが変動する。そこで、図8に示すように、電源30から供給される電圧を電圧レギュレータ60により+24Vに安定化して放電ランプ点灯装置に供給することが考えられる。
電源電圧は最大で±10%程度変動することがあるが、電圧レギュレータ60を用いれば、電源電圧30の電圧の変動の影響を除去し、ランプの明るさを一定に保つことができる。
上記インバータ回路10には、電源30から電圧レギュレータ60を介してDC24Vの電源電圧が供給される。
上記出力制御回路7には、外部からランプ点灯制御信号50が入力され、出力制御回路7はこの信号により駆動回路4の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ20の点灯/非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路2には、外部から原稿読取用光センサ(CCDラインセンサ)の読取周期信号である受光周期信号40が入力され、発振制御回路2はこの受光周期信号40により発振回路1の動作を制御する。
インバータ回路10に外部の電源30よりDC24Vの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路1の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号40がハイレベルのとき発振制御回路2のスイッチング素子SWがオンであり、発振回路1の出力はスイッチング素子SWを介して強制的にアースへ落とされる。このため、発振回路1はリセットされ、波形整形回路3には発振信号は入力されない。
次に、受光周期信号が反転する[例えば、ハイレベル(H)からローレベル(L)に変わる]と、該発振制御回路2内のスイッチング素子SWがオフとなる。これにより該発振回路1からの発振信号が波形整形回路3に伝達される。
波形整形回路3へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路10の外部からランプ点灯制御信号50が入力され、出力制御回路7が動作すると該波形整形回路3から出力された信号が、駆動回路4に伝達される。
なお、上記ランプ点灯制御信号50が入力されなければ、該出力制御回路7は波形整形回路3からの出力信号を例えばローレベルに維持し、駆動回路4へは信号が伝達されない。
FETのゲートに駆動回路4からの出力信号が入力されるとFETがオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス6の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでFETのゲートがオフすると昇圧トランス6の2次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行っている。
昇圧トランス6の2次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ20に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ20が点灯する。
同図において、電源電圧DC24Vが印加されると、定電圧ダイオードZd、分圧抵抗Raを介してIC等から構成される比較器11の+入力側に電圧が掛かる。また、電源電圧は低電圧ダイオードZdと抵抗Rdを介して該比較器11の出力側にも接続され、比較器11の出力側と+入力側との間には正帰還抵抗Rcが接続されている。
したがって、比較器11の出力側がハイレベルのとき(比較器11の出力側のスイッチング素子がオフ状態のとき)、上記分圧抵抗Raに並列に、抵抗Rdと抵抗Rcの直列回路が接続されることとなり、上記+側入力に加わる電圧は、抵抗Raと、並列に接続された抵抗Rdと抵抗Rcの合成抵抗値と、分圧抵抗Raに直列接続された分圧抵抗Rbの抵抗値との分圧比によって決まる値となる。この電圧を第2の比較基準電圧V2とする。
また、該比較器11の出力側から抵抗R1を介して一端が接地されたコンデンサC1が接続されている。更には、抵抗R1とコンデンサC1との接続部は、比較器11の比較器−側に接続されている。
ここで、前記したように比較器11の出力側には、抵抗R1を介してコンデンサC1が接続され、抵抗R1とコンデンサC1との接続部が比較器11の−入力側に接続されている。したがって、−側入力端の電圧が小さく、比較器11の出力がハイレベルのとき、抵抗R1を介してコンデンサC1が充電される。
この充電によりコンデンサC1の電圧が上昇し上記比較基準電圧V2を越えると、比較器11の出力はローレベルとなる。
放電が進みコンデンサCの電位が上記比較基準電圧V1より小さくなると再び比較器11の出力はハイレベルに反転する。
すなわち、図9に示すようにコンデンサC1と抵抗R1の接続点の電位(A点の電位)は三角波状に変化し、比較器11の出力(C点の電位)は、同図に示すように、抵抗R1とコンデンサC1の時定数で定まる繰り返し周期を有する矩形波となる。
このため、受光周期信号40がハイレベルであり、スイッチング素子SWがオンであると、比較器11の出力側は接地電位となりコンデンサC1が放電する。
すなわち、受光周期信号がハイレベルになることにより、発振回路1がリセットされ、コンデンサC1が接地電位まで落ちる。
また、受光周期信号40がローレベルとなると、発振制御回路2のスイッチング素子SWがオフとなり、比較器11の出力側がハイレベルとなり、コンデンサC1が充電を開始し、コンデンサC1の電圧は接地電位から上昇を開始する。
図10のタイミングチャートを用いて、遅延が発生する動作を説明する。
図10において、(a)はC1とR1で作る三角波(コンデンサC1と抵抗R1の接続点であるA点の電位)、(b)は受光周期信号(C点の電位)、(c)は発振回路出力(B点の電位)を示す。
受光周期信号40として一定のハイレベル期間を持った繰り返しパルス(T3−T4)が入力された場合、そのパルス信号は、図8に示す発振制御回路2のスイッチング素子SWに入力する。
その際、コンデンサCの充電電圧は接地電位レベルまで下がってしまう(T3)。次に、T4の時点で受光周期信号40がローレベルに落ちると、スイッチング素子SWがオフになり、比較器11の出力はハイレベルとなり、コンデンサC1の充電が開始される。
そして、コンデンサC1の充電電圧が比較器11の比較基準電圧V2まで上昇すると、再び、比較器11の出力はローレベルとなる(T5)。ここで、T3において、コンデンサC1の充電電圧が接地電位レベルまで落ちているため、T4での該コンデンサC1の充電開始からT5の充電完了まで時間がかかり遅延が発生する。
すなわち、その後に発生する三角波は接地電位から電位が上昇し該コンパレータの基準電圧V2に到達するまでの時間がかかってしまう。このため、受光周期信号がローレベルの期間におけるランプの発光回数が少なくなる。
図11に示すように、放電ランプ点灯装置は、前記図8に示したものと同様、発振回路1、波形整形回路3、発振制御回路2、出力制御回路7、駆動回路4、電力制御素子5、昇圧トランス6から成るインバータ回路10で構成され、昇圧トランス6の二次側に希ガス蛍光ランプ20が接続される。
なお、図11に示した放電ランプ点灯装置においても、前記図8に示したものと同様、電圧レギュレータ60により電源30から供給される電圧を+24Vに安定化して放電ランプ点灯装置に供給することで、電源電圧30の電圧の変動によるランプの明るさの変動を除去することができる。
上記分圧抵抗R3は、上記スイッチング素子SW1をオフにした時に上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段として機能する。
すなわち、上記レベルシフト手段により上記スイッチング素子SWがオフになったときの抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を接地電位より上昇させ、上記スイッチング素子SWがオフになってから、コンデンサC1の充電電圧が上記比較器11の出力を反転させる電圧に上昇するまでの時間が、上記比較器11の出力信号の1周期(出力信号のオン時間+オフ時間)を越えないようにする。
上記インバータ回路10には、電源30からDC24Vの電源電圧が供給される。
上記出力制御回路7には、外部からランプ点灯制御信号50が入力され、出力制御回路7はこの信号により駆動回路4の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ20の点灯/非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路2には、外部から原稿読取用光センサ(CCDラインセンサ)の読取周期信号である受光周期信号40が入力され、発振制御回路2はこの受光周期信号40により発振回路1の動作を制御する。
インバータ回路10に外部の電源30よりDC24Vの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路1の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号40がハイレベルのとき発振制御回路2のスイッチング素子SWがオンであり、発振回路1の出力は分圧抵抗R3とスイッチング素子SWを介してアースへ接続されている。このため、発振回路1はリセットされ、波形整形回路3には発振信号は入力されない。
次に、受光周期信号が反転する[例えば、ハイレベル(H)からローレベル(L)に変わる]と、該発振制御回路2内のスイッチング素子SWがオフとなる。これにより該発振回路1からの発振信号が波形整形回路3に伝達される。
駆動回路4から出力された信号は、電力制御素子5に入力され、前記したように、電力制御素子5(例えばFET)がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス6の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでFETのゲートがオフすると昇圧トランス6の2次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス6の2次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ20に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ20が点灯する。
そこで、図11に示したものでは、発振制御回路2のスイッチング素子SWに直列に分圧抵抗R3を接続した。これにより、上記遅延を減少させることができる。
以下、図12の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートにより、本実施例の動作を説明する。
図12において、(a)はC1とR1で作る三角波(コンデンサC1と抵抗R1の接続点であるA点の電位)、(b)は受光周期信号(C点の電位)、(c)は発振回路出力(B点の電位)を示す。
スイッチング素子SWがオンになると(T3)、その期間(T3−T4)はコンパレータ1aの出力は分圧抵抗R3を介して接地される。このため、発振回路1のコンデンサC1は抵抗R1、R3を介して放電する。
これによりコンデンサC1の充電電圧が、前記比較基準電圧V1より小さくなると、コンパレータ1aの出力はハイレベルとなるが、スイッチング素子SWがオンのため、その電圧は分圧抵抗R3やRd等により定まる電圧Vsとなる。
コンデンサC1は抵抗R1、R3を介して放電するが、コンパレータ1aの出力電圧がVsであるので、コンデンサC1の電圧はVs以下にはならない。
ついで、発振制御回路1のスイッチング素子SWがオフになると、コンパレータ1aの出力側の電圧はVhとなり、コンデンサC1の充電が始まる。
そして、コンデンサC1の充電電圧がコンパレータ1aの比較基準電圧V2まで上昇すると、再び、コンパレータ1aの出力はローレベルとなる(T5)。
ここで、受光周期信号がオンのとき、コンデンサC1の充電電圧は、接地電位より大きいVsであるので、T4での該コンデンサC1の充電開始からT5の充電完了まで時間は短縮され、前記図10に示したような大きな遅延は発生しない。このため、ランプの発光回数が少なくなるといった問題は解消される。
そこで、前述したように、電圧レギュレータ60を用いて電源電圧を安定化することが考えられる。
しかし、半導体素子を電源ラインに直列(あるいは並列)に接続した電圧レギュレータ(3端子レギュレータ)は、半導体素子等で電圧を降下させるため、消費電力が大きく、電力損失が大きい。このため、点灯装置全体の効率が低下する。
また、例えば+24Vの安定化した直流電圧を必要とする場合、この電圧より2〜3V程度高い+26〜27V程度の電源が必要となり、このような電圧の電源を用意する必要がある。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、電源電圧が変動してもランプの明るさの変化が少なく、また、原稿等の読取り時に発生する色むらを無くすことができ、さらに電圧レギュレータを用いる場合より電力損失を小さくすることができる比較的安価な希ガス蛍光ランプの点灯装置を提供することを目的とする。
(1)ガラス管内面に赤、緑、青の3種類の蛍光物質を塗布した原稿照明用蛍光ランプと、所定の受光周期で走査される原稿読み取り用受光センサとを備えたカラー原稿読み取り装置に適用され、繰り返し波形を有する電圧を印加して上記蛍光ランプを点灯させる放電ランプ点灯装置において、上記放電ランプ点灯装置を、所定の発振周波数で発振する発振回路と、上記受光周期に合わせて出力される受光周期信号を受信して、該受光周期に同期したタイミングで上記発振回路の発振を開始させ、上記受光周期信号に同期した駆動周期で上記発振回路が発振するように制御する発振制御回路と、上記発振回路の出力に基づき上記繰り返し波形を有する電圧を発生し、上記蛍光ランプを点灯させる駆動回路と、少なくとも上記駆動回路に電源電圧を供給する電源と、上記電源電圧が所定の電圧より高いときには上記発振回路の発振開始タイミングを遅らせ、電源電圧が所定の電圧より低いときには上記発振回路の発振開始タイミングを早めるタイマ回路とから構成する。
(2)上記(1)において、上記発振回路は、比較器と、抵抗とコンデンサの直列回路から構成される帰還回路を備え、上記発振制御回路に、上記受光周期信号により動作するスイッチング回路と、上記スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を設ける。このレベルシフト手段としては、具体的には、発振制御回路のスイッチング回路に直列に抵抗を接続したり、スイッチング回路に直列にダイオードなどの素子を接続することにより実現することができる。
(1)タイマ回路を設け、電源電圧の変動に応じて、発振回路の発振開始タイミングを遅らせたり早めたりすることにより、電源電圧が変動しても1受光周期内にランプに供給される電力積算値(電流実効値)を略一定にすることができ、電源電圧の変動を相殺してランプの明るさをほぼ一定に保つことができる。
(2)発振制御回路に、スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を設けたので、受光周期信号により発振回路がリセットされてから発振信号が立ち上がるまでの遅延時間を減少させ、原稿等の読取り時に発生する色むらを無くすことができる。
本実施例の放電ランプ点灯装置は、発振回路1、波形整形回路3、発振制御回路2、駆動回路4、電力制御素子5、昇圧トランス6、出力制御回路7、タイマ回路8から成るインバータ回路10で構成され、昇圧トランス6の二次側に希ガス蛍光ランプ20が接続される。
また、上記放電ランプ点灯装置には、電源30から+DC24Vの電源電圧が供給され、この電圧は最大で10%程度変動する。
上記分圧抵抗R3は、上記スイッチング素子SW1をオフにした時に上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段とし機能する。
すなわち、前述したように、上記レベルシフト手段により上記スイッチング素子SW1がオフになったときの抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を接地電位より上昇させ、発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにする。
なお、電源電圧が変動すると、発振回路1の抵抗Ra,Rbの接続点の電位は変動するが、電源電圧の変動によりコンデンサC1への充電電圧も同様に変動するので、電源電圧変動による発振周波数への影響は小さい。
上記出力制御回路7には、外部からランプ点灯制御信号50が入力され、出力制御回路7はこの信号により駆動回路4の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ20の点灯/非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路2には、外部から原稿読取用光センサ(CCDラインセンサ)の読取周期信号である受光周期信号40が入力され、発振制御回路2はこの受光周期信号40により発振回路1の動作を制御する。
そこで、本実施例においては、タイマ回路8を設けて、電源電圧に応じて、上記発振回路1の発振開始タイミングを変えて、電源電圧が変動することによるランプの明るさの変動を抑制している。
タイマ回路8は、電源電圧を分圧する分圧抵抗Rf、Rgと、コンデンサC2と、コンデンサC2に充電した電荷を放電させるスイッチング素子SW2と、コンデンサC2へ供給される電圧を一定にするための定電圧ダイオードZD2と、コンデンサC2の充電電圧と、上記分圧抵抗Rf、Rgの接続点の電圧を比較する比較器8aと、受光周期信号によりセットされ、上記比較器8aの出力によりリセットされるRSフリップフロップ回路FF1と、RSフリップフロップ回路FF1の出力を反転させて発振制御回路のスイッチング素子SW1の駆動信号を出力するインバータ回路INV1から構成される。
図2において、受光周期信号Cが入力されると[図2(b)C]、RSフリップフロップ回路FF1がセットされる。これにより、RSフリップフロップ回路FF1の反転出力INV(Q)(Qの上に横棒をつけた反転出力をここではINV(Q)と表記する)はLレベル(ローレベル)となり、スイッチング素子SW2はオフとなり、コンデンサC2は充電を開始する[図2(b)E]。なお、コンデンサC2の充電電圧は定電圧ダイオードZd2と抵抗R3により定電圧化されているので、電源電圧が変動してもコンデンサC2の充電速度は変化しない。
また、インバータINV1の出力は、ハイレベル(Hレベル)となり[図2(b)D]、発振制御回路2のスイッチング素子SW1はオンとなる。
コンデンサC2の充電が進み、その充電電圧が分圧抵抗Rf、Rgの接続点の電位(F点電位)に達すると、比較器8aが出力を発生し[図2(b)G]、RSフリップフロップ回路FF1はリセットされる。このため、RSフリップフロップ回路FF1の反転出力INV(Q)はHレベルとなり、スイッチング素子SW2はオンとなり、コンデンサC2に充電された電荷は放電する[図2(b)E]。また、インバータINV1の出力は、Lレベルとなり[図2(b)D]、発振制御回路2のスイッチング素子SW1はオフとなる。上記動作は受光周期信号Cが入力される毎に繰り返される。
したがって、受光周期信号Cが入力されてから、発振制御回路2のスイッチング素子SW2がオフになるまでの時間は長くなる。
前述したように発振制御回路2のスイッチング素子SW2がオフになると発振回路1は発振を開始するので、電源電圧が高い場合、発振回路1の発振開始のタイミングは後ろにずれる。
一方、電源電圧が低くなると、F点の電位が低下し、RSフリップフロップ回路FF1のリセットのタイミングが早くなる。このため、D点の電位はHレベルの時間が短くなり、受光周期信号Cが入力されてから、発振制御回路2のスイッチング素子SW2がオフになるまでの時間は短くなる。すなわち、電源電圧が低い場合、発振回路1の発振開始のタイミングは前にずれる。
インバータ回路10に外部の電源30よりDC24Vの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路1の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号40がハイレベルであると[図3(b)]、タイマ回路8のフリップフロップ回路FF1がセット状態であり、インバータ回路INV1の出力はHレベルで[図3(c)]、発振制御回路2のスイッチング素子SW1がオンである。
このため、発振回路1の出力は分圧抵抗R3とスイッチング素子SW1を介してアースへ接続され、発振回路1の動作は停止し、波形整形回路3に発振信号は出力されない。
ここで、前述したように、コンデンサC1の充電電圧が、前記比較基準電圧V1より小さくなると、コンパレータ11の出力はハイレベルとなるが、スイッチング素子SW1 がオンのため、その電圧は分圧抵抗R3やRd等により定まる電圧Vsとなる。このためコンデンサC1の電圧はVs以下にはならず、コンデンサC1の充電開始から充電完了まで時間は短縮され、前記図10に示したような大きな遅延は発生しない。
このため、インバータ回路INV1の出力がLレベルとなり[図3(c)]、発振制御回路2のスイッチング素子SW1がオフとなる。これにより、発振回路1のコンデンサC1は充電を開始する[図3(a)]。そして、前述したように、コンデンサC1の電圧が抵抗Ra,Rbで定まる電圧まで上昇すると、比較器11の出力は反転し、コンデンサC1が放電する。以下同様の動作を繰り返し[図3(a)]、発振回路1は発振する[図3(d)]。そして、発振回路1からの発振信号が波形整形回路3に伝達される。
駆動回路4から出力された信号は、電力制御素子5に入力され、前記したように、電力制御素子5(例えばFET)がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス6の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでFETのゲートがオフすると昇圧トランス6の2次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス6の2次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ20に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ20が点灯する。
図4は電源電圧が変動したときの発振回路1が出力を示す図である。なお、受光周期信号の周波数は例えば14kHz、点灯周波数(発振回路1の発振周波数)は例えば70kHzである。
同図のA,B,Cはそれぞれ電源電圧が24V、21.6V、26.4Vの時の(a)受光周期信号、(b)タイマ回路8の出力、(c)発振回路1が出力する発振パルスを示す。
同図に示すように電源電圧が21.6Vのとき、タイマ回路8の出力がHレベルの期間は、電源電圧が24Vのときより短くなり、電源電圧が26.4Vのとき、タイマ回路8が出力がHレベルの期間は、電源電圧が24Vのときより長くなる。
ここで、受光周期信号の周期は一定であるので、電源電圧が低くなり発振を停止している期間が短くなると、図4Bに示すように受光周期内における発振パルス数が多くなり、ランプの発光回数も多くなる。一方、電源電圧が高くなり発振を停止している期間が長くなると、図4Cに示すように受光周期内における発振パルス数が少なくなり、ランプの発光回数も多くなる。
すなわち、電源電圧が低くなることにより、発光一回当たりのランプに流れる実効電流が減少しても、発光回数を増加させることにより、この低下分をキャンセルさせることができ、また、電源電圧が高くなることにより、発光一回当たりのランプに流れる実効電流か増加しても、発光回数を減少させることで、その増加分をキャンセルさせることができる。
したがって、タイマ回路8による遅延時間を適切に設定することにより、電源電圧が変動しても、ランプの明るさを略一定に保つことができる。
図5、図6に示した点灯装置は、発振制御回路2のスイッチング素子SW1のコレクタを発振回路1のコンデンサC1と抵抗R1の接続点に接続したものであり、その他の構成は前記図1、図2に示したものと同様である。
図5に示すように、本実施例の希ガスランプ点灯装置は、前記図1に示したものと同様、発振回路1、波形整形回路3、発振制御回路2、出力制御回路7、駆動回路4、電力制御素子5、タイマ回路8、昇圧トランス6から成るインバータ回路10で構成され、昇圧トランス6の二次側に希ガス蛍光ランプ20が接続される。上記発振制御回路2はスイッチング素子SW1に直列に接続された分圧抵抗R3を有し、分圧抵抗R3の一端がスイッチング素子SW1に接続され、他端がコンデンサC1と抵抗R1の接続点に接続されている。この分圧抵抗R3が前述したレベルシフト手段として機能する。
また、図1と同様、上記インバータ回路10には、電源30から+DC24Vの電源電圧が供給され、この電圧は最大で10程度変動する。
上記出力制御回路7には、外部からランプ点灯制御信号50が入力され、出力制御回路7はこの信号により駆動回路4の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ20の点灯/非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路2には、外部から前記したように受光周期信号40が入力され、発振制御回路2はこの受光周期信号40により発振回路1の動作を制御する。
インバータ回路10に外部の電源30よりDC24Vの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路1の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号40がハイレベルであると[図6(b)]、タイマ回路8のフリップフロップ回路FF1がセット状態であり、インバータ回路INV1の出力はHレベルで[図6(c)]、発振制御回路2のスイッチング素子SW1がオンである。
このため、コンデンサC1に充電されていた電荷は、発振制御回路2の抵抗R3を介して放電し、発振回路1は動作を停止し、波形整形回路3には発振信号は入力されない。
ここで、スイッチング素子SW1がオンであると、コンデンサC1と抵抗R1の接続点の電圧は分圧抵抗R3と抵抗R1により定まる電圧Vsとなる。
上記のように、受光周期信号がオンのとき、コンデンサC1の充電電圧はVsであるので、前述したようにコンデンサC1の充電開始から充電完了まで時間は短縮され、前記図10の回路の場合のように大きな遅延は発生しない。
このため、インバータ回路INV1の出力がLレベルとなり[図6(c)]、発振制御回路2のスイッチング素子SW1がオフとなる。これにより、発振回路1のコンデンサC1は充電を開始する[図6(a)]。そして、前述したように、コンデンサC1の電圧が抵抗Ra,Rbで定まる電圧まで上昇すると、比較器11の出力は反転し、コンデンサC1が放電する。以下同様の動作を繰り返し[図6(a)]、発振回路1は発振する[図6(d)]。そして、発振回路1からの発振信号が波形整形回路3に伝達される。
駆動回路4から出力された信号は、電力制御素子5に入力され、前記したように、電力制御素子5(例えばFET)がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス6の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでFETのゲートがオフすると昇圧トランス6の2次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス6の2次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ20に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ20が点灯する。
このため、前記第1の実施例と同様に、電源電圧が低くなるとランプの発光回数も多くなり、電源電圧が高くなると、受光周期内における発振パルス数が少なくなり、ランプの発光回数も多くなる。このため、電源電圧が変動してもランプの明るさが大きく変動しない。
図7(a)(b)はスイッチング素子SW1に直列に複数のダイオードを直列接続してレベルシフト手段を構成した場合を示している。同図(a)はスイッチング素子SW1のコレクタ側に複数のダイオードD1,D2を直列接続した場合を示し、同図(b)はスイッチング素子SW1のエミッタ側に複数のダイオードD1,D2を直列接続した場合を示している。
何れの場合にも、スイッチング素子SW1がオンになっているとき、直列接続したダイオードD1の両端に生ずる電圧分だけ、コンパレータ1aの出力側の電圧を上昇させることができ、前記分圧抵抗R3を設けた場合と同様の効果を得ることができる。
また、図7(c)は分圧抵抗R3をスイッチング素子SW1のエミッタ側に直列接続した場合を示し、分圧抵抗R3を同図に示すように配置しても、前記図2、図5に示したものと同様の効果を得ることができる。
1a コンパレータ
2 発振制御回路
3 波形整形回路
4 駆動回路
5 電力制御素子
6 昇圧トランス
7 出力制御回路
8 タイマ回路
8a 比較器
10 インバータ回路
11 比較器
20 希ガス蛍光ランプ
30 電源
40 受光周期信号
50 ランプ点灯制御信号
SW1,SW2 スイッチング素子
C1,C2 コンデンサ
R1,R2 抵抗
R3 分圧抵抗
Ra〜Rg 抵抗
FF1 RSフリップフロップ
INV1 反転回路
Zd1,Zd2 定電圧ダイオード
Claims (2)
- ガラス管内面に赤、緑、青の3種類の蛍光物質を塗布した原稿照明用蛍光ランプと、所定の受光周期で走査される原稿読み取り用受光センサとを備えたカラー原稿読み取り装置に適用され、繰り返し波形を有する電圧を印加して上記蛍光ランプを点灯させる放電ランプ点灯装置であって、
上記放電ランプ点灯装置は、
所定の発振周波数で発振する発振回路と、
上記受光周期に合わせて出力される受光周期信号を受信して、該受光周期に同期したタイミングで上記発振回路の発振を開始させ、上記受光周期信号に同期した駆動周期で上記発振回路が発振するように制御する発振制御回路と、
上記発振回路の出力に基づき上記繰り返し波形を有する電圧を発生し、上記蛍光ランプを点灯させる駆動回路と、
少なくとも上記駆動回路に電源電圧を供給する電源と、
上記電源電圧が所定の電圧より高いときには上記発振回路の発振開始タイミングを遅らせ、電源電圧が所定の電圧より低いときには上記発振回路の発振開始タイミングを早めるタイマ回路とを備えた
ことを特徴とする放電ランプ点灯装置。 - 上記発振回路は比較器と、抵抗とコンデンサの直列回路から構成される帰還回路を備え、
上記発振制御回路は、上記受光周期信号により動作するスイッチング回路と、上記スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を備えた
ことを特徴とする請求項1に記載の放電ランプ点灯装置。
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