JP4817236B2 - 圧電素子の周波数調整装置及びそれを用いた真空槽 - Google Patents

Description

本発明はスパッタリング装置における圧電素子の周波数調整装置及びそれを用いた真空槽に関し、特に、水晶振動子表面にプラズマを発生させながらその共振周波数を測定・調整するための装置に関する。

図２（ａ）は、例えば特許文献１に開示されるスパッタリング装置について、本発明に関連する部分を模擬的に示す図である。図２（ａ）において、４は真空槽であり、内部に水晶振動子１１、水晶振動子１１の電極１２及び１３、並びに水晶振動子１１に離間して設けられる電極１４からなる水晶振動子ユニット１がセットされている。カソード電極として作用する電極１２とアノード電極として作用する電極１４間に放電回路２によって電圧が印加され、これにより発生するプラズマによりスパッタリングが行われる。これと並行して、周波数検出回路３によって水晶振動子１１の共振周波数を測定し、その測定値に基づいて共振周波数が所望の値になるまで放電回路２を制御・通電してスパッタリングを行う。

水晶振動子ユニット１、放電回路２及び周波数検出回路３の回路図を図８に示す。
直流電源回路２１が水晶振動子ユニット１の一方の電極１２に接続され電極１４が接地されるとともに、水晶振動子ユニット１の電極１２及び１３がそれぞれコンデンサ３１及び３２を介して発振回路３３に接続される。発振回路３３が水晶振動子１１を発振させ、検出回路３４がその共振周波数を測定する。発振回路３３にはトランジスタを用いた正帰還回路が用いられている。そして、検出された水晶振動子１１の共振周波数が所望の値となるまで直流電源回路２１が制御される。
特開２００５−２０４２８７号公報

しかし、上記の構成においては、以下の２つの問題があった。
第１に、プラズマから発生するスパイクノイズによる問題である。図９は発振回路３３の端子ＡＢ間に発生したスパイクノイズの電圧波形であり、約±１５Ｖ_０-ｐのノイズ発生していることが分かる（当然のことながら、これよりも大きいスパイクノイズが発生することも想定される）。このようなスパイクノイズが発振回路３３に侵入した場合、その電圧が発振回路３３に使用されるトランジスタ等の電子部品の耐圧を越えると発振回路３３が故障してしまうという問題があった。

第２に、回路構成又は各回路間の配線に起因する細かいノイズによる問題である。回路構成に着目すると、図８に示すように、直流電源回路２１と検出回路３４との間にはコンデンサ３１が介在するのみである。従って、上記のスパイクノイズ程の大きなノイズではないが小さいレベルのノイズが絶えず直流電源回路２１から検出回路３４に流入してしまい、共振周波数の測定精度が損なわれるという問題があった。

さらに、各回路間の配線について、図２（ａ）に示すように水晶振動子ユニット１が真空槽４の内部に配置され、その他の回路が真空槽外部に配置されることになる。そして、配線を効率的に配置するために、水晶振動子ユニット１から放電回路２からまでの配線と、水晶振動子ユニット１から周波数測定回路４までの配線とを束ねる場合が想定される。この場合、周波数測定回路側の配線に放電回路側の配線からの輻射ノイズが印加されるおそれがある。また、図２（ｂ）に示すように、配線量を少なくするために電極１２からの配線を一本化した場合は、放電回路２自身（特に直流電源回路２１）が発生するノイズが周波数測定回路３に入り込み易くなってしまう。

上記２つの問題点をまとめると、水晶振動子表面上にプラズマ発生させながらその共振周波数を測定する周波数調整装置において、プラズマ発生に起因する耐圧を超えるスパイクノイズが発振回路に入り込むのを効果的に抑制する必要があった。また、水晶振動子、放電回路及び周波数測定回路間の配線等に起因するノイズの影響を低減する必要もあった。

本発明の第１の側面は、圧電素子に設けられた一方の電極と圧電素子に離間して設けられた放電電極との間に電圧を印加して圧電素子表面にプラズマを発生させるための放電回路、圧電素子に設けられた一方及び他方の電極に接続され圧電素子を発振させるための発振回路、及びプラズマ発生中に発振回路の出力周波数を測定する検出回路からなる周波数調整装置において、発振回路の圧電素子側の２つの端子間に発生するサージ電圧を抑制するために、２つの端子間にサージ吸収回路を設けた周波数調整装置である。ここで、サージ吸収回路が、カソード同士又はアノード同士を接続したツェナーダイオードの直列回路からなる構成とした。また、サージ吸収回路について、発振時のリアクタンスの絶対値が１５Ω以上であり、好ましくは２９Ω以上のものを用いた。また、ツェナーダイオード単体の保障された逆電流が、逆電圧１Ｖ以下の時に５μＡ以下、好ましくは逆電圧５Ｖ以下の時に０．５μＡ以下の特性のものを用いてもよい。

本発明の第２の側面は、圧電素子に設けられた一方の電極と圧電素子に離間して設けられた放電電極との間に電圧を印加して圧電素子表面にプラズマを発生させるための放電回路、圧電素子に設けられた一方及び他方の電極に接続され圧電素子を発振させるための発振回路、及びプラズマ発生中に発振回路の出力周波数を測定する検出回路からなる周波数調整装置において、発振回路と検出回路とが絶縁型素子により結合された周波数調整装置である。ここで、絶縁型素子をフォトカプラとした。

本発明の第３の側面は、上記第１又は第２の側面の周波数調整装置を備え、内部で圧電素子がスパッタリングされる真空槽であって、放電回路、発振回路及び検出回路が真空槽の外部に設置された真空槽である。

以上の結果として、水晶振動子に対するプラズマ発生と同時にその共振周波数を測定する際に、プラズマ発生に起因するスパイクノイズによる発振回路の故障を効果的に防止できるとともに、配線等に起因するノイズを低減し、安定かつ正確な周波数測定を行うことが可能となった。

図１は本発明の周波数調整装置の回路図である。真空槽を含めた全体の概略構成は図２（ａ）又は（ｂ）に示したものと同様であるので説明を省略する。図１において、直流電源回路２１が水晶振動子ユニット１の一方の電極１２と水晶振動子１１から離隔された電極１４とに接続され、両電極間に電圧が印加されることによりプラズマが生成される。電極１４はグランドであってもよいし、他の電気的に安定な点であってもよい。水晶振動子ユニット１の電極１２及び１３がそれぞれコンデンサ３１及び３２を介して発振回路３３に接続される。発振回路３３が水晶振動子１１を発振させ、検出回路３４がその共振周波数を測定する。発振回路３３ではトランジスタを用いた正帰還回路が用いられているが、他の公知の回路方式であってもよい。また、図においては発振回路３３に両電源タイプのものを用いているが、単電源タイプのものを用いてもよい。そして、検出された水晶振動子１１の共振周波数が所望の値となるまで直流電源回路２１が制御される。

ここで、サージ吸収回路３０が発振回路３３の端子ＡＢ間に接続される。本実施例では、サージ吸収回路３０にはツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂが逆直列に接続されたものを用いている。なお、ツェナーダイオード３０ａと３０ｂとはカソード同士を接続してもアノード同士を接続してもよい。
これにより、水晶振動子ユニット１においてプラズマによるサージ電圧が発生した場合でも、そのサージ電圧の振幅はツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂによって制限され、ツェナー電圧以上の電位差が発振回路３３の端子ＡＢ間に印加されることはない。なお、発振回路３３の端子Ａ又はＢのいずれか一方の絶対電位が、発振回路内部のいずれかの絶対電位（例えば、Ｖ＋、Ｖ−又はグランド等の比較的インピーダンスの低い点の電位）と整合されていることを前提としている。

図３にツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂの有無による共振周波数測定結果の違いを示す。図３は３秒間スパッタリングを行った例であり、横軸はプラズマが発生してからの経過時間であり、縦軸はスパッタリングによる共振周波数の変化量である。ツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂがない場合、プラズマにより発生したスパイクノイズ（測定開始後約０．５秒後）によって発振回路３３が故障し、その後は測定不能となっている。これに対して、ツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂがある場合は、スパイクノイズ（測定開始後１．４秒後）によっても発振回路３３が故障することはなく、一時的に正しく測定できなくなっているものの測定の大勢には影響は出ない。

ここで、ツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂの選定について説明する。ツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂのツェナー電圧は、発振回路３を構成する素子（例えばトランジスタ）を保護するためにその絶対最大定格電圧（例えば１０Ｖ〜５０Ｖ）よりも小さくなくてはならない。また、ツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂのリアクタンスが大きいと、発振波形そのものが歪んでしまい、共振周波数を正しく測定できなくなってしまうことが分かっている。

表１は、ツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂの選定に関する表であり、実施例に用いたＮＥＣ製５００ｍＷプレーナ形シリコン定電圧ダイオードの特性の一部抜粋、並びにツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂとして各々を用いた場合の評価を示すものである。なお、表１において、表中のＸｃは、備考欄のツェナーダイオードを２個直列接続した場合のリアクタンスの絶対値であり、端子間容量をＣ、発振周波数をｆとして、
Ｘｃ＝｜−1／（２πｆ・Ｃ）｜である。

なお、評価において、○は好適に共振周波数が測定できる範囲、△は測定可能な範囲、×は測定不可の範囲である。なお、図４はこの○、△及び×の場合のそれぞれの実際の測定波形を示すものである。測定波形について、ほぼ正弦波で測定されるものを○、やや高調波又はノイズが乗ってしまっているが測定すべき周波数は検出できるものを△、測定されるべき周波数が全く検出できないものを×としている。

表１より、使用されるツェナーダイオードについては２個直列にした状態で、Ｘｃ≧１５（Ω）のものであれば使用可能であり、Ｘｃ≧２９（Ω）のものが好適であることが分かる。なお、発振周波数を１４ＭＨｚと２５ＭＨｚとした場合の評価を示したが、原理上これよりも高い又は低い周波数においても同様の考察結果が適用される。即ち、より高い発振周波数で使用するのであれば静電容量の小さいツェナーダイオードを用いる必要があり、より低い発振周波数で使用するのであれば静電容量の大きいツェナーダイオードを用いても問題はないが、いずれの場合も使用可否の判断基準はツェナーダイオードのリアクタンスである。また、他のメーカや他の定格電力のツェナーダイオードを用いる場合も選定の基準は同じである。

表２は、サージ吸収回路としてバリスタを用いた場合の評価である。バリスタは一般的にサージ吸収素子として使用されるものであるが、端子間容量が大きいことから高周波発振時のリアクタンスも当然に小さくなり、その結果として使用に適さないことが表２から分かる。

また、使用するツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂのツェナー電圧が発振電圧よりも大きい場合であっても、逆電流（漏れ電流）特性の影響により発振波形が吸収されてしまい、適切な測定ができなくなってしまうことも考えられる。そこで、ツェナーダイオードの逆電流特性に着目した場合、以下のような考察がなされる。表３は実施例に用いたＮＥＣ製５００ｍＷプレーナ形シリコン定電圧ダイオード単体の逆電流特性の一部抜粋、及び先の評価を示すものである。

表３より、保障された逆電流の特性について、使用する発振周波数にもよるが、１Ｖ以下の逆電圧印加時に逆電流が５μＡ以下のものであれば使用可能であり、５．０Ｖ以下の逆電圧印加時に逆電流が０．５μＡ以下のものが好適であることが分かる。なお、他のメーカや他の定格電力のツェナーダイオードを用いる場合も同様の考察が適用可能である。

なお、図１では好適な例としてサージ吸収回路３０にツェナーダイオード３０ａ及び３０ｂ逆直列回路を用いるものを示したが、代替例として、例えば図５に示すように、ツェナーダイオード３０ｃとダイオード３０ｄの逆直列回路と、それに並列接続されたツェナーダイオード３０ｅとダイオード３０ｆの逆直列回路からなるサージ吸収回路３０を用いることもできる。この回路構成では、端子Ｂが端子Ａよりも高電位となるようなスパイクノイズに対しては、ツェナーダイオード３０ｃとダイオード３０ｄの逆直列回路によってサージを吸収し、端子Ａ側が高電位となるようなスパイクノイズに対しては、ツェナーダイオード３０ｅとダイオード３０ｆの逆直列回路によってサージを吸収するものである。

この回路構成において、高周波発振時のリアクタンスが非常に大きいダイオード（高速スイッチングタイプのダイオード等）を用いれば、サージ吸収回路３０におけるリアクタンスにおいてツェナーダイオード３０ｃ及び３０ｅのリアクタンスは支配的ではなくなる。これにより、ツェナーダイオード３０ｃ及び３０ｅに比較的リアクタンスの小さいものを用いることができることから、これらのツェナーダイオードの選定の自由度を広げることができる。但し、２つの回路が並列接続されているので、合計のリアクタンスは一方の回路のリアクタンスの半分になってしまうことを考慮しなくてはならない。
このように、図１及び図５に示す構成はサージ吸収回路の基本構成を示すための例示であり、除去したいスパイクノイズの電圧値、発振周波数、その他回路の仕様等に応じて回路構成は適宜変更可能である。

次に、発振回路３３と検出回路３４との結合部について説明する。図１では発振回路３３と検出回路３４との間にフォトカプラ３５を介して結合して、発振回路３３より前段で発生したノイズ（サージではないような低いレベルのノイズ）が検出回路３４に到達しないようにしている。本実施例ではフォトカプラ３５を絶縁素子として用いているが、他に光ファイバやトランスを用いてもよい。

図２（ａ）において、配線を効率的に引き回すために水晶振動子ユニット１から放電回路２からまでの配線と、水晶振動子ユニット１から周波数測定回路４までの配線とを束ねた場合に周波数測定回路３側の配線に放電回路２側の配線からの輻射ノイズが印加されたとしても、フォトカプラ３５によってそのノイズが検出回路３４に到達するのを防止することができる。また、図２（ｂ）に示すように、配線量を少なくするために電極１２からの配線を一本化した場合に、放電回路２自身が発生するノイズが周波数測定回路３に直接入り込んでも、上記と同様にフォトカプラ３５によってそのノイズが検出回路３４に到達するのを防止することができる。

さらに、発振回路３３と検出回路３４間を絶縁型素子であるフォトカプラで結合しているので、発振回路３３のグランドと検出回路３４のグランドとを分離することができる。これにより、検出回路３４の耐ノイズ性をさらに向上でき、検出精度の向上を図ることができる。

図６に、図１の回路（フォトカプラあり）と図７の回路（フォトカプラなし）における周波数検出の安定性を比較した場合の実験結果を示す。図６に示すように、フォトカプラがない図７の回路では、検出周波数の変動を示すΔＦは±数ｐｐｍとなり安定性が悪いのに対し、フォトカプラがある図１の回路では、ΔＦは０でほぼ一定であり、周波数測定の安定性が格段に向上していることが分かる。
なお、図６において、フォトカプラなしの回路においては約２秒ごとにΔＦが変動しているが、このことは、放電回路２の制御状態を２秒ごとに切換えていることがノイズとして検出回路３４に拾われてしまっていることを意味する。即ち、従来技術では放電回路２からのノイズが測定に影響を与えてしまっていたが、本発明によるフォトカプラ３５によりこれが改善されたことを裏付けている。

以上より、本発明によると、水晶振動子表面上にプラズマ発生させながらその共振周波数を測定する周波数調整装置において、プラズマ発生に起因するスパイクノイズが発振回路に入り込むのを効果的に抑制することができるので、装置の信頼性が向上する。また、水晶振動子、放電回路及び周波数測定回路間の配線等に起因するノイズの影響をフォトカプラにより除去しているので測定の安定性を向上することができる。

なお、本実施例では測定対象として水晶振動子を用いたが、これに準ずる圧電素子であれば同じ原理又は同じ回路でその共振周波数の測定及び調整が可能である。

本発明の周波数調整装置を示す図 真空槽及び周波数測定装置の概略図 本発明と従来技術との比較を示す図 ツェナーダイオードの選定を説明する図 本発明の代替例を示す図 本発明と従来技術との比較を示す図 比較のために用いる回路の図 従来の周波数調整装置を示す図 従来技術を説明するための図

符号の説明

１．水晶振動子ユニット
２．放電回路
３．周波数調整回路
４．真空槽
１１．水晶振動子
１２、１３、１４．電極
２１．直流電源回路
３０．サージ吸収回路
３０ａ、ｂ、ｃ、ｅ．ツェナーダイオード
３０ｄ、ｆ．ダイオード
３１、３２．コンデンサ
３３．発振回路
３４．検出回路
３５．フォトカプラ

Claims (4)

1. 第１及び第２の電極を有する圧電素子の周波数調整装置であって、
   該第１の電極に接続された電源回路を有し、該第１の電極と該圧電素子に離間して設けられた放電電極との間に電圧を印加して該圧電素子表面にプラズマを発生させるための放電回路、
   該第１及び該第２の電極に接続され、該圧電素子を発振させるための発振回路、及び
   プラズマ発生中に該発振回路の出力周波数を測定する検出回路
   からなり、
   該放電回路によるプラズマ生成に起因して該発振回路の該圧電素子側の２つの端子間に発生するスパイクノイズを抑制するための、カソード同士又はアノード同士を接続したツェナーダイオードの直列回路からなるサージ吸収回路を該２つの端子間に設けたこと特徴とする周波数調整装置。
   
2. 請求項１記載の周波数調整装置において、該発振回路と該検出回路とが絶縁型素子により結合された周波数調整装置。
   
3. 請求項２記載の周波数調整装置において、前記絶縁型素子がフォトカプラである周波数調整装置。
   
4. 請求項１から請求項３いずれか一項に記載の周波数調整装置を備え、内部で前記圧電素子がスパッタリングされる真空槽であって、
   前記放電回路、前記発振回路及び前記検出回路が該真空槽の外部に設置されたことを特徴とする真空槽。

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