JP4810631B2 - ２方向電流センサを用いた電流監視システム - Google Patents

Description

本発明は、供給信号を負荷へ供給する電力発生器を有する電力管理システムに関し、浮動制御可能２方向電流センサ（ｆｌｏａｔｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌｌａｂｌｅ ｂｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｅｎｓｏｒ）が、第１接続部を介して前記電力発生器へ及び第２接続部を介して前記負荷へ結合され、前記電力発生器から前記負荷へ流れる正電流及び前記負荷から前記電力発生器へ流れる負電流を検出する、電力管理システムに関する。

電力管理システムは、過負荷を防ぐ等、電気システムにおいて電力消費を監視する種々の目的用に最新技術において広範囲に用いられる。負荷側において、例えばバッテリが存在し得る。したがって、充電器がある場合に、バッテリが負荷であると考慮され得るが、充電器がない場合バッテリはある種の付属品に電力供給する必要があり、この場合バッテリは電力発生器である。したがって、どの側が電力発生器であるか及びどの側が負荷であるかは、応用例及び状況に依存する。

米国特許第６，２１５，３３８号は、ＤＭＯＳドライバを通ずる低電流の監視、すなわち電力増幅器の出力段の監視システムを記載する。フィードバック回路は、ＤＭＯＳパワートランジスタのゲートに印加される電圧に応答し、ドレイン−ソース電圧が低下し得る最小値を、ドレイン−ソース電圧を十分に高い状態に維持するために制限すると共に、比較低いレベルであってもパワートランジスタに通ずる電流の信頼度の高い監視を可能にする。このことは、パワートランジスタの低電流レベルにおける伝導抵抗値を増加することによって実施される。ＤＭＯＳトランジスタのソースが参照端子に接続される、つまりＤＭＯＳトランジスタが接地されることが報告される。更に、トランジスタを通ずる逆電流に関する指示はない。バッテリ充電のような応用例において、浮動電流、すなわち、接地としての参照端子に通じておらず、ソースから負荷へ又は逆方向のいずれかに循環する電流を監視することが望ましいことを指摘されるべきである。したがって、従来技術によって与えられる解決法は、浮動電流に関する電力管理システムについて準用され得ない。

したがって、本発明の目的は、上述の問題に対する安価な解決法を提供することである。

このことは、本発明によると、第１段落に記載されるシステムにおいて、浮動制御可能２方向電流センサが電流管理ブロックによって制御され、前記電流管理ブロックは、浮動制御可能２方向電流センサの制御端子に結合され、第１接続部１０及び第２接続部２０の間における等価の抵抗を制御し、正電流と比例関係である第１電流を供給し、且つ負電流と比例関係である第２電流を供給することを特徴とする第１段落に記載されるシステムにおいて達成される。浮動制御可能２方向電流センサは、ドレインソース抵抗値（Ｒｄｓ）がゲート−ソース電圧によって制御されるＭＯＳトランジスタであり得る。電流管理ブロックは、ゲート電圧を、ＭＯＳトランジスタのＲｄｓが低ドレイン−ソース電流において増加するように制御する。低電流でより高いＲｄｓを有することによって、より一層の浮動制御可能２方向電流センサに掛かる電圧低下が生じられ、例えば比較器による電流方向検出をより簡単にする。図３は、浮動制御可能２方向電流センサの元の転送の特性及び新しい転送の特性の間における相違を示す。電流管理ブロックは、低電流において有効になり始め、第２接続部及び第１接続部の間における電圧が少なくともＶｒｅｇと等しくなるように、浮動制御可能２方向電流センサの制御された端子を制御する。

斯様な形式において、浮動制御可能２方向電流センサのＲｄｓを増加することが可能である。より高い電流において、電流管理ブロックは、第２接続部及び第１接続部間における電圧をＶｒｅｇとほぼ等しくすることが可能でなく、したがって、Ｒｄｓは、浮動制御可能２方向電流センサのＲｄｓｏｎと等しい。Ｒｄｓｏｎは、ＭＯＳトランジスタが完全にスイッチオンされる場合のＭＯＳトランジスタの抵抗値に等しい。このことは、Ｉｄｓ＞Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓｏｎ又はＩｄｓ＜−Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓｏｎである場合に真である。第２接続部及び第１接続部間における電圧がおよそ０である場合、浮動制御可能２方向電流センサの制御端子は、Ｒｄｓが、通常極わずかなオームであるＲｄｓｏｎより大幅に大きい一定値、例えばＲｄｓ_{（ｃｌａｍｐｅｄ）}＝４０Ωを有するようにして、クランプされる。浮動制御可能２方向電流センサが一定値Ｒｄｓを有する範囲は、［−Ｉｄｓ＝Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓ_{(ｃｌａｍｐｅｄ)}］から［＋Ｉｄｓ＝Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓ_{（ｃｌａｍｐｅｄ）}］までである。したがって、表１に示されるように、３つの異なる動作範囲が識別され得る。

電流管理ブロックは、正電流と比例関係である第１電流、及び負電流と比例関係である第２電流を発生する。更にこれらの電流は、システムの状態を示すのに用いられる。

本発明の実施例において、更にシステムは、第１電流と比例関係である信号を参照信号と比較して、正電流が既定値より大きい場合にいつでも第１フィードバック信号を充電制御器に発生する差動比較器を有する。この設備は、如何なる電力管理システムにおいても、増加した負荷の電力需要によって決定される如何なるダメージも妨ぐために必要である。制御器は、電力発生器と負荷の間の接続の中断を決定し、例えばＯＦＦ信号を電流管理ブロックに供給する。この設備は、例えばバッテリが既に充電しすぎている場合に有用である。

本発明の別の実施例において、電力管理システムは、更に、第１接続部に及び第２接続部に結合される差動比較器を有し、当該差動比較器は、システムの状態に応じて、逆電流を負荷から電力発生器に流すことを防ぐため又は電力発生器から負荷への充電電流を防ぐために、逆電流信号を充電制御器に供給する。
バッテリが過充電される場合、充電電流を防ぐことが所望であり、過放電される場合、逆流又は放電電流を防ぐことが所望である。

この設備は、バッテリが既に過剰に放電されている場合に有用である。上述の逆電流は、比較的低い値を有し得て、したがって、第１接続部と第２接続部との間のＲｄｓの比較的大きい値が比較的低い逆電流の検出を可能にすることが確認されるべきである。

本発明の実施例において、電流管理ブロックは、第１接続部と第１差動増幅器の非反転入力との間に結合される第１感知検出器を有する。第１差動増幅器の出力に結合される第１電流発生器を通ずる電流は、正電流と比例関係である。

更に、電流管理ブロックは、第２接続部と第２差動増幅器の非反転入力との間に結合される第２感知検出器を有する。第２差動増幅器の出力に結合される第２電流発生器を通ずる電流は、負電流と比例関係である。電流管理ブロックは、更に、正電流又は負電流のいずれかが比較的低い値を有する場合、浮動制御可能２方向電流センサを、クランプするクランプ回路を有する。電流管理ブロックは、クランプ回路に結合されるレギュレータを有し、当該レギュレータは、浮動制御可能２方向電流センサの正電流及び負電流を調節する。感知検出器は、例えば、当該感知検出器によって達成される電力を最小化するための、浮動制御可能２方向電流センサとして用いられるＭＯＳトランジスタより大幅に低い領域を有するＭＯＳトランジスタであり得る。差動増幅器は、トランジスタのソースに実質的に同じ電位、すなわち共通の浮動電位を与える。増幅器は、正電流又は負電流のいずれかと比例関係である電流を供給する電流供給源の夫々を制御し、レギュレータは、低電流における浮動制御可能２方向電流センサのオン抵抗Ｒｄｓを調節し、０付近の電流に関してＲｄｓをほとんど一定の高い値に保つ。

本発明の上記及び他の特徴及び有利な点は、添付の図面を参照にして本発明の例証的な実施例の以下の説明から明らかである。

図１は、本発明に従う電力管理システムのブロック図を示す。電力管理システム１００は、供給信号Ｖｃｈｇを負荷２に供給する電力発生器１を有する。更に、当該システムは、ＭＯＳトランジスタとして示される浮動制御可能２方向電流センサＮ１を有する。トランジスタＮ１は、第１接続部１０を介して電力発生器１に及び第２接続部２０を介して負荷２に結合される。トランジスタＮ１は、電力発生器１から負荷２へ流れる正電流ｐｏｓ及び負荷２から電力発生器１への負電流ｎｅｇを検出する。ＭＯＳトランジスタＮ１は、例えばＭＯＳトランジスタＮ１のゲートＧ等の制御端子に結合された電流管理ブロック３によって制御され、第１接続部１０と第２接続部２０との間の等価抵抗を制御する。
電流管理ブロック３は、正電流ｐｏｓに比例関係な第１電流Ｉｐｏｓ、及び負電流ｎｅｇに比例関係な第２電流Ｉｎｅｇを供給する。トランジスタＮ１のドレイン−ソース抵抗値Ｒｄｓは、ゲート−ソース電圧によって制御される。電流管理ブロック３は、ゲート電圧を、ＭＯＳトランジスタのＲｄｓが低ドレイン−ソース電流で増加されるように制御する。低電流においてより高いＲｄｓを有することによって、より高い電圧低下がトランジスタＮ１の両端に存在し、すなわちドレイン−ソース電圧が上昇し、このことにより、例えば比較器による電流方向検出を更に簡単にする。図３は、トランジスタＮ１の元の転送の特性及び新しい転送の特性の間の相違を示す。電流管理ブロック３は、低電流において有効になり始め、トランジスタＮ１の制御された端末Ｇを、第２接続部２０及び第１接続部１０の間における電圧が少なくともＶｒｅｇと等しくなるような形式で制御する。Ｖｒｅｇは、低電流がトランジスタＮ１を通じて流れる場合にドレイン−ソース抵抗Ｒｄｓは十分に高くあるような、便利なドレイン−ソース電圧である。斯様にして、トランジスタＮ１のＲｄｓを増加することが可能である。Ｒｄｓを増加することは、Ｎ１の損失が低電流においてあまり影響されないので、可能である。より高い電流において、電流管理ブロック３は、第２接続部及び第１接続部の間における電圧をＶｒｅｇとほぼ等しくすることが可能でなく、したがって、Ｒｄｓは、トランジスタＮ１のＲｄｓｏｎと等しい。このことは、Ｉｄｓ＞Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓｏｎ又はＩｄｓ＜−Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓｏｎである場合、真である。第２接続部２０と第１接続部１０との間の電圧が、０付近である場合、トランジスタＮ１の制御端子Ｇは、Ｒｄｓが、通常極わずかなオームであるＲｄｓｏｎより大幅に大きい一定値、例えばＲｄｓ_{（ｃｌａｍｐｅｄ）}＝４０Ωを有するようにして、クランプされる。浮動制御可能２方向電流センサが一定値Ｒｄｓを有する範囲は、［−Ｉｄｓ＝Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓ_{（ｃｌａｍｐｅｄ）}］又は［＋Ｉｄｓ＝Ｖｒｅｇ／Ｒｄｓ_{（ｃｌａｍｐｅｄ）}］までである。したがって、３つの異なる動作範囲が、表１に示されるように示される。

回路は、負荷２がバッテリである場合にエネルギーがどれだけバッテリに残されているかを示す「充電システム状態」用に用いられ得る。電流Ｉｐｏｓが増加する場合、Ｒｐｏｓに掛かる電圧低下は増加する。同じことが負電流Ｉｎｅｇに関しても起こり、すなわちＩｎｅｇが増加する場合に、Ｒｎｅｇに掛かる電圧低下は増加する。例えば８ＫＨｚで標本化するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）５は、Ｒｐｏｓ及びＲｎｅｇの電圧低下間における差をバイナリ信号に変換する。前記バイナリ信号は、エネルギーがバッテリにどのくらい残されているかを計算するいわゆる「ブックキーピング・システム」６に入力される。正電流が測定される（バッテリが充電される）場合、ブックキーピング・システム６のレジスタの値は、トランジスタＮ１を通じる電流に比例して増加する。エネルギーがバッテリによって供給される場合、すなわちトランジスタを通ずる電流が負の場合、反対のことが起こる、すなわちブックキーピング・システム６のレジスタの値は、トランジスタＮ１と通ずる電流に比例して低下する。

更に、システム１００は、第１電流Ｉｐｏｓに比例関係な信号を受信する反転入力と参照信号Ｖｒｅｇを受信する非反転入力とを有する差動比較器Ｃ１を有する。差動比較器Ｃ１は、正電流ｐｏｓが既定値より大きい場合にいつでも第１フィードバック信号Ｃｕｒｌｉｍ１を充電制御器４に発生する。正電流Ｉｐｏｓは、トランジスタＮ１を通じて流れる正電流ｐｏｓに比例関係である。Ｉｐｏｓが増加する場合、Ｒｐｏｓに掛かる電圧低下も増加する。Ｒｐｏｓに掛かる電圧は、バンドギャップ参照電圧Ｖｒｅｆと比較される。この電圧がバンドギャップ電圧を超える場合、電流限界に達し、第１フィードバック信号Ｃｕｒｌｉｍ１は、ＨＩＧＨになる。システム１００の充電制御器４は、この場合にアクションを取り、トランジスタＮ１をスイッチオフし、安全性を理由にバッテリの充電の停止（ＳＴＯＰ）を決定する。電流限界が検出されるレベルは、Ｉｐｏｓ＊ＲｐｏｓであるからＲｐｏｓに依存し、したがって、レジスタＲｐｏｓの値を変更することによって修正され得る。代わりに、上述のような電流保護の代わりにいくつかの電流制限器が用いられ得ることを理解される。この状況において、Ｃ１は、電流発生器を駆動しＮ１のゲートを直接制御する差動増幅器である。したがって、電流は制限され、何のスイッチオフも発生しない。
バッテリ充電応用例において、バッテリ電圧がある予備充電レベルより下である場合、バッテリの寿命を保持するために、バッテリは、通常１００ｍＡのオーダである、比較的低い、いわゆる予備充電電流で充電される。この場合、レギュレータは、予備充電電流の正確性を増すのに用いられる。

更に充電電流限界は、接地に接続される外部レジスタを用いて調整され得る。このレジスタを通じて流れる電流は、（電流）感知検出器の一つを通じて流れる同じ電流であり、したがって、このレジスタに掛かる電圧は、浮動制御可能２方向電流センサを通ずる正電流の測定になる。レギュレータのおかげにより、たとえ非常に低い電流であったとしても、これら電流の間において正確な線形関係がある。このことは、上記のＲｐｏｓを用いるのと同じであるが、ここにおいて、我々は、電流限界を調整するのにもレジスタを用いた。
システム１００は、更に、第２電流Ｉｎｅｇに比例関係な信号及び参照信号Ｖｒｅｆを比較すると共に負電流ｎｅｇが既定値より大きい場合にいつでも第２フィードバック信号Ｃｕｒｌｉｍ２を充電制御器４に発生する差動比較器Ｃ３を有する。比較器Ｃ３は、比較器Ｃ１と同様に動作し、前の段落において表される全ての関連する点は、Ｃ３に準用される。

システム１００は、更に、第１接続部及び第２接続部に結合される差動比較器Ｃ２を有し、差動比較器Ｃ２は、逆電流が負荷２から電力発生器１に流れることを防ぐために、逆電流信号Ｃｈｇｌｏａｄを充電制御器４に供給する。この解決法は、シリコン上において実装されることに成功し、如何なる技術にも移転され得る。該回路は、安全性の理由のために、バッテリ２から充電器へ流れる電流、すなわちＮ１をｎｅｇ方向に通ずる電流を防ぐのに用いられる。第２比較器Ｃ２がバッテリ２から電力発生器１への電流を検出する場合、第２比較器Ｃ２は、逆電流信号Ｃｈｇｌｏａｄを充電制御器４に供給し、充電制御器４は、トランジスタＮ１を無効にするＯＦＦ信号を発生する。トランジスタＮ１の抵抗値Ｒｄｓが比較的低い正電流ｐｏｓ及び負電流ｎｅｇにおいて増加されるので、比較器Ｃ１及びＣ２が用いられ得ることをここにおいて言及されるべきである。この特徴は、比較器Ｃ１及びＣ２の技術的展開のしきい値レベルの依存性を減らす。比較器（Ｃ２）の出力は、方向表示器としても考慮され得、必要である場合、他の方向の電流を防ぐ方向表示器としても用いられ得る。比較器（Ｃ２）が負電流の場合にどんなに小さくても正電流方向を示すことが決してないことを確実にするために、オフセット電圧よりもやや大きい特定のバイアスを与えられる必要がある。このことは、非常に小さい正電流が検出されないようにさせ得る。したがって、増加するＲ_{ｃｌａｍｐｅｄ}は、未検出の電流の大きさを減らし得る。
図２は、本発明の実施例に従う電流管理ブロックを示す。電流管理ブロック３は、ＭＯＳトランジスタを用いて実装される第１感知検出器Ｎ６を有し、第１感知検出器Ｎ６は、第１接続部１０と第１差動増幅器Ａ１の非反転入力との間に結合される。第１差動増幅器Ａ１の出力に結合されるＭＯＳトランジスタである第１電流発生器Ｎ１０を通ずる電流Ｉｐｏｓは、正電流ｐｏｓと比例関係である。トランジスタＮ６は、トランジスタＮ１より小さい領域を有する。トランジスタＮ６を通ずる電流は、Ｎ１及びＮ６が共通ゲート接続部を有し、共通ドレイン接続部及びソースが等電位を有する２つの異なる地点すなわち第１作動増幅器Ａ１の入力に接続されるので、Ｎ１を通ずる電流と比例関係である。電流管理ブロック３は、更に、トランジスタＮ１より小さい領域を有するＭＯＳトランジスタである第２感知検出器Ｎ５を有し、第２感知検出器Ｎ５は、第２接続部２０及び第２差動増幅器Ａ２の非反転入力の間において結合される。第２差動増幅器Ａ２の出力に結合されるＭＯＳトランジスタである第２電流発生器Ｎ７を通ずる電流Ｉｎｅｇは、負電流ｎｅｇと比例関係である。上述の検討は、増幅器Ａ２並びにトランジスタＮ５及びＮ７に準用され得る。

電流管理ブロック３は、正電流ｐｏｓ又は負電流ｎｅｇのいずれかが比較的低い値を有する場合、トランジスタＮ１をクランプするクランプ回路Ｐ１、Ｐ２、Ｎ２及びＩ１を有する。電流管理ブロック３は、更に、クランプ回路Ｐ１、Ｐ２、Ｎ２及びＩ１に結合されるレギュレータＡ３、Ａ４、Ｖ１、Ｖ２、Ｎ３、Ｎ４及びＣＰを有し、レギュレータＡ３、Ａ４、Ｖ１、Ｖ２、Ｎ３、Ｎ４及びＣＰは、低い電流の場合にトランジスタＮ１のドレイン−ソース電圧をＶｒｅｆに等しく調節する。
第３増幅器Ａ３は、正電流ｐｏｓがトランジスタＮ１を通じて流れる場合に、トランジスタＮ１を調節することを担う。第４増幅器Ａ４は、負電流ｎｅｇがＮ１を通じて流れる場合に、Ｎ１を調節する。Ｎ１のゲートＧは、０付近の電流に関して、トランジスタＰ１、Ｐ２及びＮ２並びにソースＩ１によって形成されるクランプ回路によってクランプされる。

このトポロジは、他の種類のトランジスタを用いても実装され得、他の極性もこの機能を導き得る。
ここにおいて、抵抗器は、Ｎ８及びＮ９と接地との間において接続され得ることが言及される。その結果、Ｎ７及びＮ１０のソースも抵抗器を介して接地に結合される。

好ましくは、第３増幅器Ａ３は、制限された電流供給能力を有し、またこのことは、第３増幅器Ａ３の出力とトランジスタＮ３のゲートとの間に結合される抵抗器を用いても実装され得る。
更に、トランジスタＮ４のゲート端子とドレイン端子の間において抵抗器及びコンデンサを有する直列結合は、回路の安定性を向上させ得る。
本発明の保護の範囲は、本文章において記載される実施例に制限されないことが特記される。本発明の保護の範囲は、請求項における参照符号によっても制限されない。語句「有する（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、請求項に記載される以外の部分を排除しない。要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）に先行する語句「（ａ）」又は「（ａｎ）」は、これら要素の複数個の存在を排除しない。本発明の部分を形成する手段は、専用ハードウェアの態様において、又はプログラム目的処理器の態様において双方において実装され得る。本発明は各々の新たな特徴又は特徴の組合せにおいて属する。

図１は、本発明に従う電力管理システムのブロック図を示す。 図２は、本発明の実施例に従う電流管理ブロックを示す。 図３は、浮動制御可能２方向電流センサとして用いられるＭＯＳトランジスタのＶＤＳのプロットを電流の関数として示す。

Claims (8)

1. 電力管理システムであって、
   供給信号を負荷へ供給する電力発生器と、
   第１接続部を介して前記電力発生器に及び第２接続部を介して前記負荷に結合され、前記電力発生器から前記負荷へ流れる正電流及び前記負荷から前記電力発生器へ流れる負電流を検出するフローティング制御可能な２方向電流センサと、
   前記フローティング制御可能な２方向電流センサの制御端子並びに前記第１及び第２接続部に結合され、前記第１接続部及び前記第２接続部の間の等価抵抗を制御し、前記正電流と比例関係である第１電流を供給し、且つ前記負電流と比例関係である第２電流を供給する、電流管理ブロックと、
   を有する電力管理システム。
2. 請求項１に記載のシステムであって、前記第１電流と比例関係である信号及び参照信号を比較し、前記正電流が既定値より大きい場合にいつでも、第１フィードバック信号を充電制御器へ発生する差動比較器を更に有する、システム。
3. 請求項１に記載のシステムであって、前記第２電流と比例関係である信号及び参照信号を比較し、前記負電流が既定値より大きい場合にいつでも、第２フィードバック信号を充電制御器へ発生する差動比較器を更に有する、システム。
4. 請求項１に記載のシステムであって、前記負荷が過放電される場合に前記負荷から前記電力発生器への放電電流の流入を防ぐため、又は、前記負荷が過充電される場合に前記電力発生器から前記負荷への充電電流の流入を防ぐために、前記第１接続部に及び前記第２接続部に結合され、逆電流信号を充電制御器へ供給する比較器を更に有する、システム。
5. 請求項１ないし４のいずれか一項に記載のシステムであって、前記電流管理ブロックが、前記第１接続部と第１差動増幅器の非反転入力との間に結合される第１感知検出器を有し、前記第１差動増幅器の出力に結合される第１電流発生器を通ずる電流が、前記正電流と比例関係にあるような、システム。
6. 請求項４に記載のシステムであって、前記電流管理ブロックが、更に、前記第２接続部と第２差動増幅器の非反転入力との間に結合される第２感知検出器を有し、前記第２差動増幅器の出力に結合される第２電流発生器を通ずる電流が、前記負電流と比例関係にあるような、システム。
7. 請求項１に記載のシステムであって、前記電流管理ブロックが、前記正電流又は前記負電流のいずれかが比較的低い値を有する場合に、前記抵抗が一定値となるように前記フローティング制御可能な２方向電流センサをクランプするクランプ回路を有する、システム。
8. 請求項７に記載のシステムであって、前記電流管理ブロックが、前記クランプ回路に結合され前記フローティング制御可能な２方向電流センサのドレイン−ソース電圧を調節するレギュレータを有する、システム。

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