JP4782164B2 - Ｌｅｄアレイ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明はＬＥＤアレイ駆動装置に関するもので、より詳しくは、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒy Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）タイプの直流−直流コンバータを採用し、ＬＥＤに印加される過電圧からＬＥＤ及び駆動回路を保護できるだけでなく、ＰＷＭ ＩＣの出力信号のデューティを完全に０％になるよう制御できる過電圧保護及びデューティ制御機能を有するＬＥＤアレイ駆動装置に関する。

一般の液晶表示装置（ＬＣＤ）のバックライトの光源として使われた冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）は、水銀ガスを使用するため環境汚染を引き起こす恐れがあり、応答速度が遅く、色再現性が低いだけでなく、ＬＣＤパネルの軽薄短小化に適切ではないという短所を有する。

これに比べて発光ダイオード（ＬＥＤ）は環境にやさしく、応答速度が数ナノ秒と高速応答が出来るためビデオ信号ストリームに効果的で、インパルシブ（Ｉｍｐｕｌｓｉｖｅ）駆動が可能で、色再現性が１００％以上で、赤色、緑色、青色ＬＥＤの光量を調整して輝度、色温度などを任意で変更できるだけでなく、ＬＣＤパネルの軽薄短小化に適しているという長所を有するため、最近ＬＣＤパネルなどのバックライト用光源として積極的に採用されている実情である。

このように、ＬＥＤを採用したＬＣＤバックライトにおいてＬＥＤを多数固連結したＬＥＤアレイを用いる場合、ＬＥＤアレイを駆動する駆動回路は外部から入力される入力電圧を上記ＬＥＤアレイの駆動に適した電圧に変換する直流−直流変換器と、上記ＬＥＤアレイに一定な静電流を提供できる駆動回路を必要とする。さらに、ＬＥＤアレイ駆動回路には使用者が輝度と色温度などを任意で調整したり温度補償などのためにＬＥＤの輝度を調整するディミング回路がさらに求められる。

特に、従来に知られているＬＥＤアレイ駆動装置に適用される直流−直流変換器は、入力電圧のレベルを上昇させ出力する昇圧式直流−直流変換器または 入力電圧のレベルを下降させ出力する降圧式直流−直流変換器を適用した。これにより、ＬＥＤアレイ駆動装置を入力電圧が相互異なる応用装置に適用する場合やＬＥＤ駆動に必要な電圧の大きさが変動する場合、ＬＥＤアレイ駆動装置をそのまま適用することが出来ないという問題点があった。

本発明は前述の従来技術の問題点を解決するため提案されたもので、その目的は、ＬＥＤアレイの駆動電圧のレベルが入力電圧レベルより高い場合及び低い場合の何れにも適用できるＬＥＤアレイ駆動装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、ＬＥＤアレイの駆動電圧のレベルが入力電圧レベルより高い場合及び低い場合の何れにも適用でき、これと同時にＬＥＤアレイに印加される過電圧から駆動回路を安全に保護できるＬＥＤアレイ駆動装置を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、外部のディミング制御信号を通してＬＥＤアレイのディミング制御が可能で、ディミング制御によりＬＥＤアレイを完全に消灯できるＬＥＤアレイ駆動装置を提供することにある。

上記目的を達成するための技術的構成として、本発明は、
相互連結された複数のＬＥＤを含むＬＥＤアレイを駆動するためのＬＥＤ駆動装置であって、
入力電圧が一端から印加される第１インダクタと、上記第１インダクタの他端に一端が連結された第１キャパシタと、上記第１インダクタと上記第１キャパシタの連結ノードにドレインが連結されたスイッチングトランジスタと、上記第１キャパシタの他端にアノードが連結されカソードが上記ＬＥＤアレイに連結された第１ダイオードと、上記第１キャパシタと上記第１ダイオードの連結ノードに一端が連結された第２インダクタ及び上記第１ダイオードと上記ＬＥＤアレイの連結ノードに一端が連結された第２キャパシタとを含む直流−直流変換部と、
上記スイッチングトランジスタに流れる第１電流の大きさを検出してそれに相応する第１電流検出電圧を出力し、上記ＬＥＤアレイの両端電圧の大きさを検出してそれに相応するＬＥＤアレイ検出電圧を出力し、上記ＬＥＤアレイに流れる電流の大きさを検出してそれに相応する第２電流検出電圧を出力する電流／電圧検出部と、
上記電流／電圧検出部により検出された上記第１電流検出電圧、第２電流検出電圧及び上記ＬＥＤアレイ検出電圧の大きさに応じて上記スイッチングトランジスタのオン／オフデューティを制御する静電流制御部と、
を含むＬＥＤアレイ駆動装置を提供する。

好ましく、上記電流／電圧検出部は、相互直列連結され、上記ＬＥＤアレイに並列に連結された複数の電圧検出抵抗と、上記スイッチングトランジスタのソースと接地との間に連結された第１電流検出抵抗と、上記ＬＥＤアレイと接地との間に連結された第２電流検出抵抗とを含むことが出来る。

好ましく、上記静電流制御部は、電源電圧により動作し、所定周波数の鋸歯波電圧を生成して出力するＲＴ／ＣＴ端子と、上記鋸歯波電圧と比較される比較電圧が入力されるＣＯＭＰ端子と、上記鋸歯波電圧が上記比較電圧のレベルより高い区間でオフされ上記鋸歯波電圧が上記比較電圧のレベルより低い区間でオンされるパルス信号を生成して出力する出力端子を有するＰＷＭ ＩＣと、上記ＬＥＤアレイ検出電圧と既に設定された基準電圧を比較してその差に該当する第１誤差電圧を出力する電圧比較部と、上記第１誤差電圧が所定レベル以下の場合上記ＰＷＭ ＩＣの上記ＣＯＭＰ端子に入力される上記比較電圧を実質的に０Ｖに設定する比較電圧設定部とを含むことが出来る。

好ましく、上記電圧比較部は、上記検出電圧を反転入力端から入力を受け、上記基準電圧を非反転入力端から入力を受けて両入力端の差に該当する誤差電圧を出力する第１ＯＰアンプを含むことが出来る。

好ましく、上記比較電圧設定部は、上記第１ＯＰアンプの出力端にカソードが連結された第２ダイオードと、上記電源電圧に一端が連結され上記第２ダイオードのアノードに他端が連結された抵抗と、上記第２ダイオードのアノードに非反転入力端が連結され、非反転入力端と出力端が電気的に連結され非反転入力端の入力電圧と同じレベルの出力を有する第２ＯＰアンプと、上記第２ＯＰアンプの出力端にベースが連結され、上記ＰＷＭ ＩＣのＣＯＭＰ端子にエミッタが連結され、接地にコレクタが連結されたＰＮＰトランジスタとを含むことが出来る。

好ましく、上記静電流制御部は、外部から入力されるＰＡＭディミング（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｍｍｉｎｇ）信号または／及びＰＷＭディミング（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｍｍｉｎｇ）信号に相応するレベルの電圧を非反転入力端から入力を受け、上記第２電流検出電圧を反転入力端から入力を受け、上記両入力端に入力される電圧のレベルを比較してその差に該当する第２誤差電圧を出力端から出力する第３ＯＰアンプをさらに含むことが出来る。この場合、上記比較電圧設定部は、上記第３ＯＰアンプの出力端にカソードが連結され上記第２ダイオードのアノードにアノードが連結された第３ダイオードをさらに含むことが出来る。

本発明によると、ＳＥＰＩＣタイプの直流−直流コンバータを採用することにより、入力電圧がＬＥＤアレイの駆動電圧より大きいか小さい場合の何れもＬＥＤアレイを駆動できるという効果がある。

また、本発明によると、ＬＥＤアレイに印加される過電圧から駆動回路を安全に保護できるという効果がある。

さらに、本発明によると、外部のディミング制御信号を通してＬＥＤアレイを消灯しようとする場合、ＰＷＭ ＩＣの出力信号デューティを完全に０％にして出力することにより微細に点灯して電力を無駄にすることを防ぐことが出来るという効果がある。

以下、添付の図面を参照に本発明の多様な実施形態をより詳しく説明する。しかし、本発明の実施形態は様々な形態に変形することができ、本発明の範囲が以下に説明する実施形態により限定されるものではない。本発明の実施形態は本発明が属する技術分野において通常の知識を有している者に本発明をより完全に説明するため提供される。従って、図面に図示された構成要素の形状及び大きさなどはより明確な説明のため誇張されることがあり、図面上において実質的に同じ構成と機能を有する構成要素は同じ参照符号を使用する。

図１は、本発明の一実施形態によるＬＥＤアレイ駆動装置の回路図である。
図１を参照すると、本発明の一実施形態によるＬＥＤアレイ１０駆動装置は、入力電圧をＬＥＤアレイ１０を駆動するのに適した電圧に変換する直流−直流変換部２０と、ＬＥＤアレイ１０の両端電圧、ＬＥＤアレイ１０に流れる電流及び直流−直流変換部のスイッチに流れる電流などを検出する電流／電圧検出部３０及び上記電流／電圧検出部３０から検出された電流及び／または電圧に応じてＬＥＤアレイ１０に提供される電流の大きさを一定に保持させるための静電流制御部４０を含んで構成される。

上記ＬＥＤアレイ１０は複数のＬＥＤからなり、各ＬＥＤが相互直列、並列または直／並列が混用された多様な連結方式で相互電気的に連結される。通常、白色光を生成するためのＬＣＤバックライトの光源として使われる場合、各ＬＥＤアレイは同じ色相の光を発光するＬＥＤ同士に電気的に連結された構造を有することができ、各色相のＬＥＤアレイ毎に別途駆動される駆動装置を備えることが出来る。

上記直流−直流変換部２０は、入力電圧Ｖｉｎの大きさを変換してＬＥＤアレイ１０に提供する。本発明の直流−直流変換部２０は、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒｙ Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）タイプの変換器を採用したことを特徴とする。上記ＳＥＰＩＣタイプの変換器は、スイッチのオン／オフデューティ制御を通して高い直流電圧を低い直流電圧に変換したり、低い直流電圧を高い直流電圧に変換できる変換器と知られている。

本発明に適用されるＳＥＰＩＣタイプの直流−直流変換部２０は、入力電圧Ｖｉｎが一端から印加される第１インダクタＬ１と、上記第１インダクタＬ１の他端に一端が連結された第１キャパシタＣ１と、上記第１インダクタＬ１と上記第１キャパシタＣ１の連結ノードにドレインが連結されたスイッチングトランジスタＱと、上記第１キャパシタＣ１の他端にアノードが連結されカソードが上記ＬＥＤアレイ１０に連結された第１ダイオードＤ１と、上記第１キャパシタＣ１と上記第１ダイオードＤ１の連結ノードに一端が連結された第２インダクタＬ２及び上記第１ダイオードＤ１と上記ＬＥＤアレイ１０の連結ノードに一端が連結された第２キャパシタＣ２とを含むことが出来る。

上記ＳＥＰＩＣタイプの直流−直流変換部２０の動作を簡単に説明すると次の通りである。

上記ＳＥＰＩＣタイプの直流−直流変換部２０は、第１インダクタＬ１に流れる電流が０にならないと連続モード（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ）で動作する。ＳＥＰＩＣタイプの直流−直流変換部は、正常状態（ｓｔｅａｄｙ ｓｔａｔｅ）動作の間、第１キャパシタＣ１にかかる電圧の平均は入力電圧Ｖｉｎと同一になる。第１キャパシタＣ１は直流電流を遮断するため、第１キャパシタＣ１に流れる電流の平均は０である。第１キャパシタＣ１に流れる電流の平均が０であるため、平均負荷電流（ＬＥＤアレイ１０に流れる電流）の唯一な供給源は第２インダクタＬ２に流れる電流となる。従って、第２インダクタＬ２に流れる電流の平均は負荷電流と同一で、これは入力電圧により影響されない。

平均電圧の側面で入力電圧Ｖｉｎは、第１インダクタＬ１の電圧と第１キャパシタＣ１の電圧と第２インダクタＬ２の電圧とを全て足したものとなる（Ｖｉｎ＝Ｖ_Ｌ１＋Ｖ_Ｃ１＋Ｖ_Ｌ２）。ここで、第１キャパシタＣ１の電圧の平均が入力電圧Ｖｉｎと同一であるため、第１インダクタＬ１の電圧と第２インダクタＬ２の電圧は相互符号の異なる同じ大きさとなる（Ｖ_Ｌ１＝−Ｖ_Ｌ２）。このような理由により、２つのインダクタは同じコア上に巻線されることが出来る。電圧の大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）が同一であるため、巻線の極性が適切に定められる場合、相互インダクタンスの効果は０になることが出来る。また、電圧の大きさが同一であるため、２つのインダクタからのリップル電流も同じ大きさを有することが出来る。

また、平均電流の側面で第１ダイオードＤ１に流れる電流は、第１インダクタＬ１に流れる電流と第２インダクタＬ２に流れる電流の差で表すことが出来る（Ｉ_Ｄ１＝Ｉ_Ｌ１−Ｉ_Ｌ２）。スイッチングトランジスタＱがオンされるとき、第１インダクタＬ１に流れる電流は増加し、第２インダクタＬ２に流れる電流は減少する（さらに陰の値となる）。

第１インダクタＬ１に流れる電流を増加させるエネルギーは入力電源による。スイッチングトランジスタＱが短絡状態で第１キャパシタＣ１の瞬間的な電圧はほぼ入力電圧Ｖｉｎと同一になるため、第２インダクタＬ２の電圧はほぼ−Ｖｉｎとなる。従って、第１キャパシタＣ１は第２インダクタＬ２に流れる電流をさらに減少させるよう（さらに陰の値となるよう）エネルギーを提供する。

スイッチングトランジスタＱがオフされると、第１インダクタＬ１に流れる電流は第１キャパシタＣ１に流れる電流と同一になる。また、インダクタは電流において瞬間的な変化を許さないため、第２インダクタＬ２の電流は陰の方向に保持される。キルヒホフ電流の法則によりダイオードＤに流れる電流は第１キャパシタＣ１に流れる電流と第２インダクタＬ２に流れる電流の差となる。結論として、スイッチングトランジスタＱがオフされる間、電力は第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２から負荷で伝達される。スイッチングトランジスタＱがオフされる間、第１インダクタＬ１により第１キャパシタＣ１が充電され、次いでスイッチングトランジスタＱがオンされる間、第１キャパシタＣ１は第２インダクタＬ２を充電させる。

ＳＥＰＩＣタイプの直流−直流変換部２０の昇圧／降圧（ｂｏｏｓｔ／ｂｕｃｋ）機能は、第１キャパシタＣ１と第２インダクタＬ２により成ることが出来る。第１インダクタＬ１及びスイッチングトランジスタＱは一般の昇圧式変換器（ｂｏｏｓｔ ｔｙｐｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を構成する。昇圧式変換器は入力電圧Ｖｉｎより高い電圧を生成し、その大きさはスイッチングトランジスタＱのデューティ比により定められる。

第１キャパシタＣ１の平均電圧が入力電圧Ｖｉｎと同一であるため、出力電圧（負荷にかかる電圧）はスイッチングトランジスタＱのドレインとソースとの間の電圧Ｖｑと入力電圧Ｖｉｎの差となる。従って、スイッチングトランジスタＱのドレインとソースとの間の電圧Ｖｑが入力電圧Ｖｉｎの２倍より小さい場合出力電圧は入力電圧より小さくなり、入力電圧Ｖｉｎの２倍より大きい場合出力電圧は入力電圧Ｖｉｎより大きくなる。

このように、本発明に適用された直流−直流変換部は入力電圧Ｖｉｎの大きさを考えて入力電圧Ｖｉｎのレベルを上昇または下降させることが出来る。

上記電流／電圧検出部３０は、直流−直流変換部２０のスイッチングトランジスタＱに流れる電流と、ＬＥＤアレイ１０に印加される電圧及びＬＥＤアレイ１０に流れる電流を検出してそれぞれに相応する検出電圧を出力する。

具体的に上記電流／電圧検出部３０は、相互直列連結され、上記ＬＥＤアレイ１０に並列に連結された複数の電圧検出抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２と、上記スイッチングトランジスタＱのソースと接地との間に連結された第１電流検出抵抗Ｒｃ１及び上記ＬＥＤアレイ１０と接地との間に連結された第２電流検出抵抗Ｒｃ２を含むことが出来る。

上記電圧検出抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２は相互直列連結された状態でＬＥＤアレイ１０に並列に連結され、両電圧検出抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２の連結ノードでの電圧をＬＥＤアレイ検出電圧に出力する。また、第１電流検出抵抗Ｒｃ１とスイッチングトランジスタＱのソースの連結ノードでの電圧が第１電流検出電圧がされ、第２電流検出抵抗Ｒｃ２とＬＥＤアレイ１０の連結ノードでの電圧が第２電流検出電圧となる。

上記静電流制御部４０は、電源電圧Ｖｃｃにより動作し、所定周波数の鋸歯波電圧を生成して出力するＲＴ／ＣＴ端子Ｔ４と、上記鋸歯波電圧と比較される比較電圧が入力されるＣＯＭＰ端子Ｔ１と、上記鋸歯波電圧が上記比較電圧のレベルより高い区間でオフされ上記鋸歯波電圧が上記比較電圧のレベルより低い区間でオンされるパルス信号を生成して出力する出力端子Ｔ６を有するＰＷＭ ＩＣ４１と、上記ＬＥＤアレイ検出電圧と既に設定された基準電圧を比較してその差に該当する第１誤差電圧を出力する電圧比較部４２及び上記第１誤差電圧が所定レベル以下の場合上記ＰＷＭ ＩＣ４１の上記ＣＯＭＰ端子Ｔ１に入力される上記比較電圧を実質的に０Ｖに設定する比較電圧設定部Ｓ４３を含むことが出来る。

上記ＰＷＭ ＩＣ４１は、汎用の電流モードＰＷＭ駆動ＩＣが採択されることが出来る。図２は、本発明に採用された汎用の電流モードＰＷＭ駆動ＩＣの内部回路の構造を簡単に図示した図面である。

図２を参照すると、ＰＷＭ ＩＣ４１は基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧を比較してその偏差を求めるエラー増幅器４１３、上記エラー増幅器４１３の出力信号とセンシング電圧を比較する比較器４１６と、基準クロックを発生させる発振機４１７と、上記比較信号と発振機４１７の出力信号を比較してスイッチングパルスのオン／オフ区間を判定する論理回路４１８，４１９，４２１と、上記論理回路４１８，４１９，４２１の出力信号によって動作してオン区間では既に設定されたハイレベルの電圧（５Ｖ）を、オフ区間では既に設定されたローレベル（０Ｖ）を出力するトランジスタＱ１，Ｑ２を含み、比較結果の入力を受けるＣＯＭＰ端子Ｔ１、上記フィードバック電圧が入力されるＦＢ端子Ｔ２、電流検出電圧（本発明では、図１のＲｃ１に印加される電圧）の入力を受けるＣＳ端子Ｔ３と、基準周波数信号として鋸歯波信号が出力されるＲＴ／ＣＴ端子Ｔ４と、グラウンドに連結されるＧＮＤ端子Ｔ５と、デューティが制御されたスイッチングパルスが出力されるＯＵＴ端子Ｔ６と、電源電圧が印加されるＶｃｃ端子Ｔ７と、基準電圧が印加されるＶｒｅｆ端子Ｔ８からなる入出力端子とが備えられる。

基本的に上記ＰＷＭ ＩＣ４１は、上記電流／電圧検出部３０の第１電流検出抵抗Ｒｃ１により出力される第１電流検出電圧をＣＳ端子Ｔ３にフィードバックを受け、第１電流検出電圧の大きさの変動によってＰＷＭ ＩＣのＯＵＴ端子Ｔ６に出力されるスイッチングパルスのデューティ比を定める。このような動作を通して上記ＰＷＭ ＩＣ４１はスイッチングトランジスタＱのオンオフデューティ比を制御することができ、ＬＥＤアレイ１０に提供される電流を一定に保持させる静電流制御が可能となる。

さらに、本発明においてＰＷＭ ＩＣ４１は、ＲＴ／ＣＴ端子Ｔ４から出力される所定周波数の鋸歯波電圧と、ＣＯＭＰ端子Ｔ１に入力される比較電圧によってＰＷＭ ＩＣ４１の出力デューティを０％にすることになる。即ち、図３に図示されたＰＷＭ ＩＣは電源電圧Ｖｃｃにより動作し、所定周波数の鋸歯波電圧を生成して出力するＲＴ／ＣＴ端子Ｔ４と、上記鋸歯波電圧と比較される比較電圧が入力されるＣＯＭＰ端子Ｔ１と、上記鋸歯波電圧が上記比較電圧のレベルより高い区間でオフされ上記鋸歯波電圧が上記比較電圧のレベルより低い区間でオンされるパルス信号を生成して出力する出力端子Ｔ６を有する。

図３は本発明によるＬＥＤ駆動装置のデューティ制御技法を説明するためＲＴ／ＣＴ端子の鋸歯波及びＣＯＭＰ端子の入力レベルを図示した波形図である。

図３を参照すると、ＰＷＭ ＩＣ４１のＲＴ／ＣＴ端子Ｔ４から出力される所定周波数の鋸歯波電圧Ｓ１は１Ｖ乃至４Ｖの値を有する鋸歯波状を有する。この鋸歯波電圧Ｓ１はＣＯＭＰ端子Ｔ１に入力される比較電圧（Ｖｃｏｍｐ１乃至Ｖｃｏｍｐ３）のレベルと比較される。ＰＷＭ ＩＣ４１は上記鋸歯波電圧Ｓ１が上記比較電圧（Ｖｃｏｍｐ１乃至Ｖｃｏｍｐ３）のレベルより高い区間でオフされ上記鋸歯波電圧が上記比較電圧のレベルより低い区間でオンされるパルス信号Ｐ１を生成して出力端子Ｔ６に出力する。

従って、ＣＯＭＰ端子Ｔ１に入力される比較電圧のレベルが上記鋸歯波電圧Ｓ１の上限より大きい場合（Ｖｃｏｍｐ１の場合）に出力端子Ｔ６に出力される信号は常にオン状態の１００％のデューティを有することになり、比較電圧のレベルが上記鋸歯波電圧Ｓ１の下限より大きい場合（Ｖｃｏｍｐ２の場合）に出力端子Ｔ６に出力される信号は常にオフ状態の０％のデューティを有することになり、比較電圧のレベルが上記鋸歯波電圧Ｓ１の上限と下限との間に存在する場合（Ｖｃｏｍｐ３の場合）、オン−オフが周期的に繰り返されるパルス信号Ｐ１を出力することになる。

本発明は、過電圧が印加される場合または外部からディミング制御信号を通してＬＥＤアレイを消灯しようとする場合に上記ＣＯＭＰ端子Ｔ１に印加される電圧のレベルを１Ｖ以下に減少させることにより上記ＰＷＭ ＩＣ４１の出力端子のパルスデューティが０％になるよう制御することを特徴とする。

上記電圧比較部４２は電流／電圧検出部３０から出力されるＬＥＤアレイ検出電圧と既に設定された基準電圧を比較してその差に該当する第１誤差電圧を出力する。好ましく、上記電圧比較部２５は、上記ＬＥＤアレイ検出電圧を反転入力端から入力を受け、上記基準電圧を非反転入力端から入力を受けて両入力端の差に該当する誤差電圧を出力する第１ＯＰアンプＯＰ１を含むことが出来る。上記第１ＯＰアンプＯＰ１は誤差増幅器で動作する。

上記比較電圧設定部４３は、上記第１ＯＰアンプＯＰ１から出力される誤差電圧が所定レベル以下の場合、上記ＰＷＭ ＩＣ４１の上記ＣＯＭＰ端子Ｔ１に入力される上記比較電圧を実質的に０Ｖに設定する。具体的に、上記比較電圧設定部４３は、上記第１ＯＰアンプＯＰ１の出力端にカソードが連結された第２ダイオードＤ２と、上記電源電圧Ｖｃｃに一端が連結され上記第２ダイオードＤ２のアノードに他端が連結された抵抗Ｒと、上記第２ダイオードＤ２のアノードに非反転入力端が連結され、非反転入力端と出力端が電気的に連結され非反転入力端の入力電圧と同じレベルの出力を有する第２ＯＰアンプＯＰ２及び上記第２ＯＰアンプＯＰ２の出力端にベースが連結され、上記ＰＷＭ ＩＣ４１のＣＯＭＰ端子Ｔ１にエミッタが連結され、接地にコレクタが連結されたＰＮＰトランジスタＴＲ１を含むことが出来る。

以上に説明した構成に加えて、本発明の一実施形態は、外部から入力されるＰＡＭディミング（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｍｍｉｎｇ）信号ＤＳ１または／及びＰＷＭディミング（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｍｍｉｎｇ）信号ＤＳ２に相応するレベルの電圧を非反転入力端から入力を受け、ＬＥＤアレイ１０に流れる電流に相応する上記第２電流検出電圧を反転入力端から入力を受け、上記両入力端に 入力される電圧のレベルを比較してその差に該当する第２誤差電圧を出力端に出力する第３ＯＰアンプＯＰ３をさらに含むことが出来る。この場合、上記比較電圧設定部４３は、上記第３ＯＰアンプＯＰ３の出力端にカソードが連結され上記第１ダイオードＤ１のアノードにアノードが連結された第３ダイオードＤ３をさらに含むことが出来る。

以下、図１を参照に本発明の作用及び効果を詳しく説明する。
本発明は負荷として用いられるＬＥＤアレイに過電圧が印加される場合、過電圧から回路を保護できる過電圧保護機能と外部から入力されるディミング制御信号によりＬＥＤに供給される電流が完全に遮断されるようＰＷＭ ＩＣのデューティを制御する機能を同時に提供することが出来る。

先ず、過電圧保護のための作用を説明する。
本発明は負荷が開放される場合発生し得る過電圧印加の問題を解決するため過電圧保護回路が採用される。本発明では、先ず負荷のＬＥＤアレイ１０内に含まれたＬＥＤの連結が断絶される現象のように負荷の開放が発生する場合、ＬＥＤアレイ１０に過電圧が印加されることから保護するためＬＥＤアレイ１０の両端電圧に該当するＬＥＤアレイ検出電圧を電流／電圧検出部３０から検出する。図１に図示されたように、上記ＬＥＤアレイ検出電圧は２つの分圧レジストＲｖ１，Ｒｖ２を直列に連結して上記レジストの抵抗値によって分圧された電圧であり得る。

このＬＥＤアレイ検出電圧は、電圧比較部４２の第１ＯＰアンプＯＰ１の反転入力端から入力され上記第１ＯＰアンプＯＰ１の非反転入力端から入力される基準電圧と比較されその差に該当する値が出力される。過電圧が印加された場合、第１ＯＰアンプＯＰ１の出力レベルはほぼ０Ｖまで下がり、第２ダイオードＤ２を通して電源Ｖｃｃから電流が流れることになる。これを通して、比較電圧設定部４３内の第２ＯＰアンプＯＰ２の非反転端子に印加される電圧のレベルが下がることになる。

この際、上記第２ＯＰアンプＯＰ２は反転入力端と出力端が相互電気的に連結され利得が１で電流を増幅するインピーダンス変換回路としてバッファで動作することになる。従って、第２ＯＰアンプＯＰ２の出力端の電圧レベルは非反転入力端の入力電圧と同一になる。

即ち、ＬＥＤアレイ１０に過電圧が印加されると、第１ＯＰアンプＯＰ１の出力レベルはほぼ０Ｖまで下がり第２ダイオードＤ２を通して電源Ｖｃｃに電流が流れることになり、バッファで動作する第２ＯＰアンプＯＰ２の非反転端子に印加される電圧のレベルが下がると同時にその出力端のレベルも下がる。

従って、第２ＯＰアンプＯＰ２の出力端に連結されたＰＮＰトランジスタＴＲ１のベース端子電圧レベルが下がることにより、上記ＰＮＰトランジスタＴＲ１がオンされエミッタに連結されたＰＷＭ ＩＣ４１のＣＯＭＰ端子Ｔ１電圧が実質的に０Ｖとなる。これによりＰＷＭ ＩＣ４１の出力端Ｔ６パルスのデューティが０％となり、ＬＥＤアレイ１０に供給される電流が遮断される。

次に、外部から入力されるディミング制御信号によりＬＥＤに供給される電流が完全に遮断されるようＰＷＭ ＩＣのデューティを制御する作用について説明する。

上記過電圧保護作用のように、外部のディミング制御信号によりＬＥＤアレイ１０に供給される電流を完全に遮断するためには、上記ＰＮＰトランジスタＴＲ１のベース電圧を低くしてオンさせることにより、そのエミッタ電圧、即ちＰＷＭ ＩＣ４１のＣＯＭＰ端子Ｔ１の電圧がＲＴ／ＣＴ端子Ｔ４の鋸歯波電圧の下限１Ｖ以下のレベルになるようにしなければならない。

一方、外部のディミング制御信号ＤＳ１，ＤＳ２はそれに相応するレベルの電圧と、ＬＥＤアレイ１０に流れる電流に相応する第２電流検出電圧が第３ＯＰアンプＯＰ３の非反転入力端と反転入力端にそれぞれ入力され比較される。

先ず、外部から直流形態でＰＡＭディミング（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｍｍｉｎｇ）信号ＤＳ１が第３ＯＰアンプＯＰ３の非反転端子に印加され、ＬＥＤアレイ２１のカソードに流れる電流を検出して増幅した信号のレベルが第３ＯＰアンプＯＰ３の非反転端子に入力され比較される。上記ＰＡＭディミング信号ＤＳ１が小さくなる場合、第３ＯＰアンプＯＰ３の出力レベルが小さくなる。次に、パルス形態のＰＷＭディミング（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｍｍｉｎｇ）信号ＤＳ２も同様に、ＮＰＮトランジスタＴＲ２を通して変換された値が非反転端子に印加されるが、上記ＰＷＭディミング制御信号ＤＳ２のデューティが小さくなる場合、同様に第３ＯＰアンプＯＰ３の出力レベルが小さくなる。

従って、前述の過電圧保護回路の作用と同様に、第３ダイオードＤ３を通して電源Ｖｃｃから電流が流れることになり、バッファで動作する第２ＯＰアンプＯＰ２の非反転端子に印加される電圧のレベルが下がると同時に、その出力端のレベルも下がる。従って、第２ＯＰアンプＯＰ２の出力端に連結されたＰＮＰトランジスタＴＲ１のベース端子電圧レベルが下がることにより上記ＰＮＰトランジスタＴＲ１がオンされエミッタに連結されたＰＷＭ ＩＣ４１のＣＯＭＰ端子Ｔ１電圧が実質的に０Ｖとなる。これによりＰＷＭ ＩＣ４１の出力端Ｔ６パルスのデューティが０％となり、ＬＥＤアレイ１０に供給される電流が遮断される。

前述の本発明の回路において、第１及び第３ＯＰアンプＯＰ１，ＯＰ３の出力はそれぞれ第２及び第３ダイオードＤ２，Ｄ３を通して第２ＯＰアンプＯＰ２の非反転入力端から入力される。この際、上記第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２によりダイオードの電圧降下が発生するため、第２ＯＰアンプＯＰ２の非反転入力端と電源との間で大きい抵抗値を有する抵抗Ｒを挿入してインピーダンスを高め、上記抵抗Ｒを通して流れる電流をインピーダンス変換回路、即ち第２ＯＰアンプＯＰ２を通して増幅する。

従って、ＰＮＰトランジスタＴＲ１のベースに第２及び第３ダイオードＤ２，Ｄ３の電圧降下分と同じ低い電圧が印加され、第２ＯＰアンプＯＰ２を通して増幅された電流が印加されＰＮＰトランジスタＴＲ１が導通される。これにより、ＰＷＭ ＩＣ４１のＣＯＭＰ端子Ｔ１電圧が実質的に０Ｖとなり、ＰＷＭ ＩＣ４１の出力端Ｔ６パルスのデューティが０％となり、ＬＥＤアレイ２１に供給される電流が遮断される。

さらに、上記第１及び第３ＯＰアンプＯＰ１，ＯＰ３の出力端にレジストＲ３を通して低い電流が流れるようすることにより、第１及び第３ＯＰアンプＯＰ１，ＯＰ３の応答速度を速くして外部のディミング制御信号による速やかなディミング変化が可能で速やかな過電圧保護回路を動作させることにより駆動回路を安全に保護することが出来る。

本発明の一実施形態によるＬＥＤアレイ駆動装置の回路図である。 本発明に適用されたＰＷＭ ＩＣの内部回路図である。 本発明によるＬＥＤアレイ駆動装置のデューティ制御技法を説明するためＲＴ／ＣＴ端子の鋸歯波及びＣＯＭＰ端子の入力レベルを図示した波形図である。

符号の説明

１０ ＬＥＤアレイ
２０ 直流−直流変換部
３０ 電流／電圧検出部
４０ 静電流制御部
４１ ＰＷＭ ＩＣ
４２ 電圧比較部
４３ 比較電圧設定部
ＯＰ１−ＯＰ３ 第１−第３ＯＰアンプ

Claims (2)

1. 相互連結された複数のＬＥＤを含むＬＥＤアレイを駆動するためのＬＥＤ駆動装置であって、
   入力電圧が一端から印加される第１インダクタと、前記第１インダクタの他端に一端が連結された第１キャパシタと、前記第１インダクタと前記第１キャパシタの連結ノードにドレインが連結されたスイッチングトランジスタと、前記第１キャパシタの他端にアノードが連結されカソードが前記ＬＥＤアレイに連結された第１ダイオードと、前記第１キャパシタと前記第１ダイオードの連結ノードに一端が連結された第２インダクタ及び前記第１ダイオードと前記ＬＥＤアレイの連結ノードに一端が連結された第２キャパシタとを含む直流−直流変換部と、
   前記スイッチングトランジスタに流れる第１電流の大きさを検出してそれに相応する第１電流検出電圧を出力し、前記ＬＥＤアレイの両端電圧の大きさを検出してそれに相応するＬＥＤアレイ検出電圧を出力し、前記ＬＥＤアレイに流れる電流の大きさを検出してそれに相応する第２電流検出電圧を出力する電流／電圧検出部と、
   前記電流／電圧検出部により検出された前記第１電流検出電圧、第２電流検出電圧及び前記ＬＥＤアレイ検出電圧の大きさによって前記スイッチングトランジスタのオン／オフデューティを制御する静電流制御部と、
   を含み、
   前記静電流制御部は、
   電源電圧により動作し、所定の周波数の鋸歯波電圧を生成して出力するＲＴ／ＣＴ端子と、前記鋸歯波電圧と比較される比較電圧が入力されるＣＯＭＰ端子と、前記鋸歯波電圧が前記比較電圧のレベルより高い区間でオフされ前記鋸歯波電圧が前記比較電圧のレベルより低い区間でオンされるパルス信号を生成して出力する出力端子を有するＰＷＭ ＩＣと、
   前記ＬＥＤアレイ検出電圧と既に設定された基準電圧を比較してその差に該当する第１誤差電圧を出力する電圧比較部と、
   前記第１誤差電圧が所定レベル以下の場合、前記ＰＷＭ ＩＣの前記ＣＯＭＰ端子に入力される前記比較電圧を実質的に０Ｖに設定する比較電圧設定部とを含み、
   電圧比較部は、
   前記検出電圧を反転入力端から入力を受け、前記基準電圧を非反転入力端から入力を受けて両入力端の差に該当する誤差電圧を出力する第１ＯＰアンプを含み、
   前記比較電圧設定部は、
   前記第１ＯＰアンプの出力端にカソードが連結された第２ダイオードと、
   前記電源電圧に一端が連結され前記第２ダイオードのアノードに他端が連結された抵抗と、
   前記第２ダイオードのアノードに非反転入力端が連結され、非反転入力端と出力端が電気的に連結され非反転入力端の入力電圧と同じレベルの出力を有する第２ＯＰアンプと、
   前記第２ＯＰアンプの出力端にベースが連結され、前記ＰＷＭ ＩＣのＣＯＭＰ端子にエミッタが連結され、接地にコレクタが連結されたＰＮＰトランジスタとを含むＬＥＤアレイ駆動装置。
2. 前記静電流制御部は、
   外部から入力されるＰＡＭディミング信号または／及びＰＷＭディミング信号に相応するレベルの電圧を非反転入力端から入力を受け、前記第２電流検出電圧を反転入力端から入力を受け、前記両入力端に入力される電圧のレベルを比較してその差に該当する第２誤差電圧を出力端に出力する第３ＯＰアンプをさらに含み、
   前記比較電圧設定部は、前記第３ＯＰアンプの出力端にカソードが連結され前記第２ダイオードのアノードにアノードが連結された第３ダイオードをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤアレイ駆動装置。

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