JP4777051B2 - AC motor control device - Google Patents
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Description
この発明は、電力変換器を用いた交流電動機の制御装置に係り、特に、トルク指令に基づき交流電動機を制御する交流電動機の制御装置に関するものである。 The present invention relates to an AC motor control device using a power converter, and more particularly to an AC motor control device that controls an AC motor based on a torque command.
直流電源からの電力を半導体素子のスイッチング動作により交流に変換する電力変換器の制御において、電源電圧に対して電動機駆動電圧を最大にする必要がある場合、波高値一定の矩形波電圧による駆動方式が用いられる。
矩形波駆動においては、スイッチング制御による電圧波形は一定であり、電圧波形の位相を操作することにより電動機が発生するトルクを操作することができ、例えば、永久磁石同期電動機の場合は、回転子位置に対する電圧波形位相を操作すればトルクを操作することが出来る。一方、電動機が発生するトルクは、電動機のパラメータ(例えば、永久磁石同期電動機の場合、永久磁石磁束やインダクタンスが相当する)により変化し、また、上記電圧波形位相とトルク変化の関係は非線形であるため、電動機の各相電圧および電流から算出した電動機電力を用いてトルクを推定し、この推定トルクを用いたフィードバック制御を行うことにより、電動機の発生するトルクを所望の値に制御する方式が、例えば、特許文献1、2に提案されている。
In the control of a power converter that converts power from a DC power source into AC by switching operation of a semiconductor element, when it is necessary to maximize the motor drive voltage with respect to the power supply voltage, a drive method using a rectangular wave voltage with a constant peak value Is used.
In rectangular wave drive, the voltage waveform by switching control is constant, and the torque generated by the motor can be manipulated by manipulating the phase of the voltage waveform. For example, in the case of a permanent magnet synchronous motor, the rotor position The torque can be manipulated by manipulating the voltage waveform phase for. On the other hand, the torque generated by the motor varies depending on the parameters of the motor (for example, in the case of a permanent magnet synchronous motor, the permanent magnet magnetic flux and inductance correspond), and the relationship between the voltage waveform phase and the torque variation is non-linear. Therefore, by estimating the torque using the motor power calculated from each phase voltage and current of the motor and performing feedback control using this estimated torque, the method of controlling the torque generated by the motor to a desired value is For example, it is proposed in
以上のように、従来の交流電動機の制御装置は、電力変換器の出力電力からトルクを推定し、矩形波電圧の位相により直接トルクを制御する方式であり、直接に電動機電流の制御は行われない。ところが、電力変換器の電力出力にはトルクに寄与しない変換器損失やモータ損失が含まれるので、従来の制御装置では、トルクを正確に制御することは困難であった。
また、従来の制御装置では、電動機電流の制御を行わないため、電動機電流を所望の値に制限することは困難であり、過大な電流が流れる恐れから、電力変換器の許容最大電流付近での運転は困難であった。
As described above, the conventional AC motor control device estimates the torque from the output power of the power converter and directly controls the torque based on the phase of the rectangular wave voltage, and the motor current is directly controlled. Absent. However, since the power output of the power converter includes converter loss and motor loss that do not contribute to torque, it has been difficult to accurately control torque with a conventional control device.
Further, in the conventional control device, since the motor current is not controlled, it is difficult to limit the motor current to a desired value, and an excessive current may flow. Driving was difficult.
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、交流電動機の制御装置において、正確なトルク制御を実現することを目的としている。
また、この発明は、電力変換器の能力を最大限に活用しながら正確なトルク制御を実現することを目的としている。
更に、この発明は、電動機の速度センサを使用しない制御装置にあっても、正確なトルク制御を実現することを目的としている。
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to realize accurate torque control in an AC motor control device.
Another object of the present invention is to realize accurate torque control while making the best use of the power converter capability.
Another object of the present invention is to realize accurate torque control even in a control device that does not use a speed sensor of an electric motor.
この発明に係る主たる交流電動機の制御装置は、トルク指令に基づき交流電動機を制御する交流電動機の制御装置であって、
交流電動機の電機子鎖交磁束の磁束絶対値と磁束位相とを演算する磁束推定器、交流電動機の電流検出値と磁束位相とからトルク電流帰還値を演算する座標変換器、トルク指令と磁束絶対値とからトルク電流指令を演算する電流指令演算器、およびトルク電流帰還値がトルク電流指令に一致するよう、交流電動機を駆動する電力変換器の出力電圧を制御する電流制御器を備え、
上記交流電動機の回転子位相検出値から回転速度を演算する速度演算器を備え、
上記磁束推定器は、上記速度演算器からの回転速度と上記電力変換器への電圧指令とから上記磁束絶対値と磁束位相とを演算するものである。
The main AC motor control device according to the present invention is an AC motor control device that controls an AC motor based on a torque command,
A magnetic flux estimator that calculates the magnetic flux absolute value and magnetic flux phase of the armature linkage flux of the AC motor, a coordinate converter that calculates the torque current feedback value from the current detection value and magnetic flux phase of the AC motor, torque command and magnetic flux absolute A current command calculator that calculates the torque current command from the value, and a current controller that controls the output voltage of the power converter that drives the AC motor so that the torque current feedback value matches the torque current command ,
A speed calculator for calculating the rotational speed from the rotor phase detection value of the AC motor;
The magnetic flux estimator calculates the magnetic flux absolute value and the magnetic flux phase from the rotational speed from the speed calculator and the voltage command to the power converter .
以上のように、この発明に係る主たる交流電動機の制御装置は、トルク電流を制御するので、正確なトルク制御を実現することができる。また、電動機電流を制御対象とするので、電流値の監視が可能となり、電力変換器の能力を最大限に活用しながら正確なトルク制御を実現することができる。
更に、トルク電流指令とトルク電流帰還値の演算に必要な磁束絶対値と磁束位相の推定が、検出した回転子位相に基づき確実になされる。
As described above, the main AC motor control device according to the present invention controls the torque current, so that accurate torque control can be realized. In addition, since the motor current is a control target, it is possible to monitor the current value, and it is possible to realize accurate torque control while making the best use of the power converter capability.
Further, the magnetic flux absolute value and the magnetic flux phase necessary for calculating the torque current command and the torque current feedback value are reliably estimated based on the detected rotor phase.
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1による交流電動機の制御装置の構成を示す図である。図において、制御装置1は、上位コントローラ(図示せず)からのトルク指令に基づき、交流電動機である同期電動機13を駆動制御する。
制御装置1は、主たる構成要素として、回転角センサ14からの回転子位相検出値から回転速度を演算する速度演算器12と、回転速度と電力変換器であるインバータ5への電圧指令とから同期電動機13の電機子鎖交磁束の磁束絶対値と磁束位相とを演算する磁束推定器10と、電流センサ8からの同期電動機13の電流検出値と磁束位相とからトルク電流帰還値を演算する座標変換器9と、トルク指令と磁束絶対値とからトルク電流指令を演算する電流指令演算器2と、トルク電流帰還値がトルク電流指令に一致するよう、インバータ5の出力電圧を制御する電流制御器4とを備えている。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an AC motor control device according to
As a main component, the
次に、制御系の詳細な動作について説明する。磁束推定器10は、電圧指令Vu、Vv、Vwと、回転子の回転速度ωから電機子鎖交磁束の磁束絶対値Φaと磁束位相θφを演算により推定する。なお、回転速度ωは、同期電動機13の回転子位相θを回転角センサ14で検出し、速度演算器12で変化率を計算することにより得られる。
図2に、永久磁石電動機のベクトル図を示す。電機子鎖交磁束Φaは、回転子上の永久磁石が作る永久磁石磁束Φfと、電機子電流が作る電機子反作用磁束との合計である。電機子巻線の抵抗による電圧降下を無視すれば、電圧ベクトルの絶対値Vaと位相θvは、以下の(1)(2)式で表すことが出来る。
Next, a detailed operation of the control system will be described. The
FIG. 2 shows a vector diagram of the permanent magnet motor. The armature interlinkage magnetic flux Φa is the sum of the permanent magnet magnetic flux Φf created by the permanent magnet on the rotor and the armature reaction magnetic flux created by the armature current. If the voltage drop due to the resistance of the armature winding is ignored, the absolute value Va and the phase θv of the voltage vector can be expressed by the following equations (1) and (2).
一方、電圧ベクトルの絶対値Vaと位相θvとは、電圧指令Vu、Vv、Vwより、以下の(3)〜(6)式で算出することが出来る。 On the other hand, the absolute value Va and the phase θv of the voltage vector can be calculated by the following equations (3) to (6) from the voltage commands Vu, Vv, and Vw.
但し、sign(ω)は、回転速度ωの正負いずれかの符号を示す。
以上の関係を用いて、電圧指令Vu、Vv、Vwと回転速度ωとから電機子鎖交磁束の磁束絶対値Φaと磁束位相θφとを推定することが出来る。
However, sign (ω) indicates either positive or negative sign of the rotational speed ω.
Using the above relationship, the magnetic flux absolute value Φa and the magnetic flux phase θφ of the armature linkage flux can be estimated from the voltage commands Vu, Vv, Vw and the rotational speed ω.
次に、座標変換器9は、電流センサ8により検出された電動機電流Iu、Iv、Iwを、磁束位相θφに直交する方向に以下の(7)式を用いて座標変換する。この磁束直交方向の電流成分を、以後トルク電流と呼ぶ。
Next, the
ここで、電動機が発生するトルクについて検討する。例えば、突極性を持つ永久磁石電動機が発生するトルクτは、一般に次の(8)式で表されることが知られている。ここで、Ld、Lqは、それぞれd、q軸インダクタンス、id、iqは、それぞれd、q軸電流、Φfは永久磁石磁束である。 Here, the torque generated by the electric motor will be examined. For example, it is known that the torque τ generated by a permanent magnet motor having saliency is generally expressed by the following equation (8). Here, Ld and Lq are d and q-axis inductances, id and iq are d and q-axis currents, respectively, and Φf is a permanent magnet magnetic flux.
(8)式の最右辺は、永久磁石電動機の発生するトルクを、d、q軸上の電機子鎖交磁束と電流ベクトルとの外積で表したものと考えることが出来る。ベクトルの外積が作る値は観測する座標系によらないので、電機子鎖交磁束と平行および直交する座標系においても、トルクτが電機子鎖交磁束と電流ベクトルとの外積で算出できるという関係は成立する。
但し、このとき、電機子鎖交磁束に平行な電流ベクトル成分はトルクを発生しないので、電動機の発生するトルクτは、次の(9)式のように、電機子鎖交磁束の大きさΦaとトルク電流iTとの積の形で表すことが出来る。
The rightmost side of the equation (8) can be considered to represent the torque generated by the permanent magnet motor as an outer product of the armature flux linkage on the d and q axes and the current vector. Since the value produced by the vector outer product does not depend on the observation coordinate system, the torque τ can be calculated by the outer product of the armature linkage magnetic flux and the current vector even in a coordinate system parallel and orthogonal to the armature linkage flux. Holds.
However, since the current vector component parallel to the armature interlinkage flux does not generate torque at this time, the torque τ generated by the motor is the magnitude Φa of the armature interlinkage flux as shown in the following equation (9). and it can be represented in the form of the product of the torque current i T.
(9)式に基づき、電流指令演算器2は、トルク指令τ*よりトルク電流指令iT*を算出する。加算器3は、トルク電流指令iT*と(7)式で求めた実際のトルク電流帰還値iTとを比較して、電流誤差を算出する。電流制御器4は、この電流誤差が0になるように、電圧指令Vu、Vv、Vwを調節する。このようにして生成された電圧指令Vu、Vv、Vwに従ってインバータ5が駆動され、同期電動機13に、トルク指令τ*に相当する所望のトルクを発生させる。
Based on equation (9), the
なお、以上の実施の形態1における磁束推定器10では、同期電動機13の電機子巻線の抵抗電圧降下の影響や、インバータ5の出力電圧に発生する電圧誤差の影響について考慮しなかったが、これらを考慮した磁束推定を行えば、より高精度なトルク制御を行うことが出来る。具体的には、磁束推定に、電動機電流Iu、Iv、Iwを用いて、次の(10)式により補正を行った電圧値Vu’、Vv’、Vw’を(3)、(4)式に電圧指令Vu、Vv、Vwの代わりに用いればよい。なお、(10)式において、Rは電機子巻線抵抗、Δvは、インバータ素子のON電圧降下である。
In the
以上のように、この発明の実施の形態1によれば、トルク指令に基づきトルク電流指令を演算し、検出された電動機電流に基づくトルク電流帰還値がトルク電流指令値と一致するように制御するようにしたので、従来の制御装置に比較して、トルクをトルク指令により正確に一致させることができる。また、電動機電流を制御対象とするので、具体的には、更に後段で例示するが、電流値を監視して、インバータの電流能力を最大限に活用しながら正確なトルク制御を実現することができる。 As described above, according to the first embodiment of the present invention, the torque current command is calculated based on the torque command, and the torque current feedback value based on the detected motor current is controlled to match the torque current command value. Since it did in this way, compared with the conventional control apparatus, a torque can be exactly matched by a torque command. In addition, since the motor current is to be controlled, specifically, it will be exemplified later, but it is possible to monitor the current value and realize accurate torque control while making the best use of the current capability of the inverter. it can.
実施の形態2.
先の実施の形態1では、インバータ5の出力電圧については、任意の波形を扱いうる一般的な場合について説明したが、この実施の形態2では、電源電圧に対して電動機駆動電圧を最大にする必要がある場合等で、波高値一定の矩形波電圧を出力して電動機を駆動する場合に本願発明を適用した場合について説明する。以下、実施の形態1と異なる部分を中心に説明し、同一部分については、適宜説明を省略するものとする。
In the first embodiment, the general case where an arbitrary waveform can be handled for the output voltage of the
図3は、この発明の実施の形態2における交流電動機の制御装置の構成を示す図である。
ところで、同期電動機の矩形波電圧駆動では、図4に示すように、回転子位相θに同期した所定の電気角で各相のスイッチを駆動する方式が用いられる。図4の上半分に示すように、各相の電位は0と直流電源6の電圧Vdcとの間を回転子位相θに応じてスイッチングするが、電動機中性点を基準として各相の電圧を考えると、各相電圧は、図4の下半分に示すような階段状の波形であると考えられる。
3 is a diagram showing a configuration of an AC motor control device according to
By the way, in the rectangular wave voltage drive of the synchronous motor, as shown in FIG. 4, a system is used in which each phase switch is driven at a predetermined electrical angle synchronized with the rotor phase θ. As shown in the upper half of FIG. 4, the potential of each phase switches between 0 and the voltage Vdc of the
この実施の形態2は、図4に示すように、出力電圧波形が矩形波となることから、磁束推定の演算が簡便になし得ることをねらったものである。即ち、この階段状の各相波形の基本波成分の実効値は(√(2)/π)*Vdcであることが知られている(例えば、特許文献2参照)。
従って、図4に示した矩形波電圧駆動時の電圧ベクトルの絶対値Vaは、(√(6)/π)*Vdcであり、また、その位相θvは、θ+φ+π/2として求めることができる。
但し、θは、回転子位相、φは、図4中に示す電圧進み位相である。
In the second embodiment, as shown in FIG. 4, the output voltage waveform is a rectangular wave, so that the calculation of the magnetic flux estimation can be easily performed. That is, it is known that the effective value of the fundamental wave component of each step-like waveform is (√ (2) / π) * Vdc (see, for example, Patent Document 2).
Therefore, the absolute value Va of the voltage vector at the time of the rectangular wave voltage drive shown in FIG. 4 is (√ (6) / π) * Vdc, and the phase θv can be obtained as θ + φ + π / 2.
Where θ is the rotor phase, and φ is the voltage lead phase shown in FIG.
以上のように、矩形波電圧駆動の場合は、先の式(3)〜(6)による電圧ベクトルの計算を行う必要は無く、直流電源電圧Vdcと回転子位相θおよび電圧進み位相φより電圧ベクトルの絶対値Vaと位相θvとを求めることが出来る。そして、これら、絶対値Vaと位相θvとを、先の式(1)、(2)に代入することにより、電機子鎖交磁束の磁束絶対値Φaと磁束位相θφとを求めることが出来る。 As described above, in the case of the rectangular wave voltage drive, it is not necessary to calculate the voltage vector according to the above equations (3) to (6), and the voltage is determined from the DC power supply voltage Vdc, the rotor phase θ, and the voltage advance phase φ. The absolute value Va and the phase θv of the vector can be obtained. Then, by substituting the absolute value Va and the phase θv into the equations (1) and (2), the magnetic flux absolute value Φa and the magnetic flux phase θφ of the armature interlinkage magnetic flux can be obtained.
次に、図3を参照して制御系の動作について説明する。磁束推定器10は、電圧センサ7からの直流電源電圧Vdcと、回転角センサ14からの回転子位相θと、電流制御器4からの電圧進み位相φとから、上述した要領で電機子鎖交磁束の磁束絶対値Φaと磁束位相θφを演算推定する。電流制御器4は、トルク電流指令iT*とトルク電流帰還値iTとの電流誤差が0になるように、インバータ5へのスイッチング指令を演算する。即ち、電圧進み位相φを操作して制御を行い、回転子位相θを参照して電圧指令を発生する。
なお、特に、矩形波電圧駆動時の磁束推定値およびトルク電流帰還値には、多くの脈動成分が含まれているので、これらの影響を取り除くためにフィルタなどを用いても良い。
Next, the operation of the control system will be described with reference to FIG. The
In particular, since the estimated magnetic flux value and the torque current feedback value at the time of driving the rectangular wave voltage include many pulsation components, a filter or the like may be used to remove these influences.
以上のように、この発明の実施の形態2によれば、トルク指令に基づきトルク電流指令を演算し、検出された電動機電流に基づくトルク電流帰還値がトルク電流指令値と一致するように制御するようにしたので、従来の制御装置に比較して、トルクをトルク指令により正確に一致させることができる。
また、矩形波電圧駆動方式を想定しているので、電機子鎖交磁束の磁束絶対値と磁束位相との演算が簡便にでき、特に、演算処理が短縮される利点がある。
更に、形態1の場合と同様、電流値を監視して、インバータの電流能力を最大限に活用しながら正確なトルク制御を実現することができる。
As described above, according to the second embodiment of the present invention, the torque current command is calculated based on the torque command, and the torque current feedback value based on the detected motor current is controlled to match the torque current command value. Since it did in this way, compared with the conventional control apparatus, a torque can be exactly matched by a torque command.
Moreover, since the rectangular wave voltage drive system is assumed, it is possible to easily calculate the magnetic flux absolute value and the magnetic flux phase of the armature interlinkage magnetic flux, and in particular, there is an advantage that the arithmetic processing is shortened.
Further, as in the case of the first aspect, the current value is monitored, and accurate torque control can be realized while maximizing the current capability of the inverter.
実施の形態3.
図5は、この発明の実施の形態3における交流電動機の制御装置の構成を示す図である。
この実施の形態3は、実際に電流値を監視し、これがインバータ5や同期電動機13に許容される最大電流を越えないよう制限処理を行うことにより、これらの機器の能力を最大限に活用し正確なトルク制御を確実に実現するものである。以下、先の実施の形態1と異なる部分を中心に説明し、同一部分については、適宜説明を省略するものとする。
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of an AC motor control device according to
In the third embodiment, the current value is actually monitored, and the limit process is performed so that the current does not exceed the maximum current allowed for the
具体的には、図5の座標変換器9により、電機子鎖交磁束に平行な電流成分(磁束方向電流帰還値)iφを以下の(11)式で求める。そして、最大トルク電流演算器16により、出力可能な最大トルク電流iTmaxを以下の(12)式で求め、この値により、リミッタ15が、電流指令演算器2からの出力を制限する。
なお、(12)式中、imaxは、インバータ5あるいは同期電動機13の許容最大電流ベクトルの絶対値である。
Specifically, a current component (flux direction current feedback value) iφ parallel to the armature flux linkage is obtained by the following equation (11) by the coordinate
In the equation (12), imax is an absolute value of an allowable maximum current vector of the
なお、以上の図5の回路は、先の実施の形態1における図1の制御装置に適用したものであるが、矩形波電圧駆動を採用する先の実施の形態2における図3の制御装置にも、全く同じ要領で適用することが出来る。 The circuit shown in FIG. 5 is applied to the control device shown in FIG. 1 according to the first embodiment, but is applied to the control device shown in FIG. 3 according to the second embodiment that employs rectangular wave voltage driving. Can be applied in exactly the same way.
以上のように、実施の形態3によれば、機器の許容最大電流値に基づき制御対象であるトルク電流指令に制限を加えるようにしたので、過電流状態に陥ることを回避して安定した運転が可能となり、これらの機器の能力を最大限に活用し正確なトルク制御を確実に実現できる。 As described above, according to the third embodiment, the torque current command as a control target is limited based on the allowable maximum current value of the device, so that stable operation while avoiding an overcurrent state is avoided. This makes it possible to make the most of the capabilities of these devices and ensure accurate torque control.
実施の形態4.
図6は、この発明の実施の形態4における交流電動機の制御装置の構成を示す図である。ここでは、先の本願発明を、回転角センサを用いずに同期電動機を制御するセンサレス制御方式に適用したものを示す。回転角センサがないため、速度演算器12は、回転子位相θの替わりに磁束位相θφを用いて回転速度ωを算出する。
同期電動機では、磁束位相θφは、回転子位相θに同期して回転するので、磁束推定器10で推定する磁束位相θφの値を回転子位相θの替わりに使用することができる。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of an AC motor control device according to Embodiment 4 of the present invention. Here, the present invention is applied to a sensorless control system for controlling a synchronous motor without using a rotation angle sensor. Since there is no rotation angle sensor, the
In the synchronous motor, since the magnetic flux phase θφ rotates in synchronization with the rotor phase θ, the value of the magnetic flux phase θφ estimated by the
電流制御器4は、先の実施の形態1では、トルク電流指令iT*とトルク電流帰還値iTとの電流誤差が0になるように、回転子位相θを参照して電圧指令Vu、Vv、Vwを調節するが、この実施の形態4では、磁束位相θφを参照して電圧指令を発生する。
なお、図示は省略するが、先の実施の形態2で説明したように、インバータ5により矩形波電圧を出力する場合は、磁束位相θφに対する電圧進み位相φ’を操作して制御を行い、磁束位相θφを参照して電圧指令を発生する。
更に、このセンサレス制御方式の場合も、先の実施の形態3で説明したと同様の要領により、実際に電流値を監視し、これがインバータ5や同期電動機13に許容される最大電流を越えないよう制限処理を行うことにより、これらの機器の能力を最大限に活用し正確なトルク制御を確実に実現することができる。
In the first embodiment, the current controller 4 refers to the rotor phase θ so that the current error between the torque current command i T * and the torque current feedback value i T becomes zero. Although Vv and Vw are adjusted, in the fourth embodiment, a voltage command is generated with reference to the magnetic flux phase θφ.
Although illustration is omitted, as described in the second embodiment, when a rectangular wave voltage is output by the
Further, in the case of this sensorless control method, the current value is actually monitored in the same manner as described in the third embodiment so that it does not exceed the maximum current allowed for the
以上のように、この発明の実施の形態4によれば、回転角センサを用いないセンサレス制御方式においても、回転子位相に替わって、推定した磁束位相を利用することにより、トルク指令に基づきトルク電流指令を演算し、検出された電動機電流に基づくトルク電流帰還値がトルク電流指令値と一致するように制御するようにしたので、従来の制御装置に比較して、トルクをトルク指令により正確に一致させることができる。また、電動機電流を制御対象とするので、具体的に電流値を監視することで、インバータの電流能力を最大限に活用しながら正確なトルク制御を実現することができる。 As described above, according to the fourth embodiment of the present invention, even in a sensorless control method that does not use a rotation angle sensor, torque is estimated based on a torque command by using an estimated magnetic flux phase instead of a rotor phase. Since the current command is calculated and the torque current feedback value based on the detected motor current is controlled so as to coincide with the torque current command value, the torque can be calculated more accurately by the torque command than in the conventional control device. Can be matched. In addition, since the motor current is controlled, accurate torque control can be realized while maximally utilizing the current capability of the inverter by specifically monitoring the current value.
また、電力変換器が波高値一定の矩形波電圧を出力して交流電動機を駆動する場合、電流制御器は、トルク電流帰還値がトルク電流指令に一致するよう、交流電動機の回転子位相検出値に対する矩形波電圧の位相を制御するようにしたので、電流制御が簡便になされる。 When the power converter outputs a rectangular wave voltage with a constant peak value to drive the AC motor, the current controller detects the rotor phase detection value of the AC motor so that the torque current feedback value matches the torque current command. Since the phase of the rectangular wave voltage with respect to is controlled, current control is easily performed.
また、磁束推定器は、電力変換器の直流電源電圧と交流電動機の回転子位相検出値と矩形波電圧の制御位相とから磁束絶対値と磁束位相とを演算するようにしたので、磁束推定の演算が簡便になされる。 The magnetic flux estimator calculates the magnetic flux absolute value and magnetic flux phase from the DC power supply voltage of the power converter, the rotor phase detection value of the AC motor, and the control phase of the rectangular wave voltage. Calculation is made simple.
また、磁束位相から交流電動機の回転速度を演算する速度演算器を備え、磁束推定器は、速度演算器からの回転速度と電力変換器への電圧指令とから磁束絶対値と磁束位相とを演算するようにしたので、交流電動機の速度センサレス制御においても、磁束推定の演算が確実になされる。 In addition, it has a speed calculator that calculates the rotational speed of the AC motor from the magnetic flux phase, and the magnetic flux estimator calculates the magnetic flux absolute value and magnetic flux phase from the rotational speed from the speed calculator and the voltage command to the power converter. As a result, the calculation of the magnetic flux estimation is reliably performed even in the speed sensorless control of the AC motor.
また、電力変換器が波高値一定の矩形波電圧を出力して交流電動機を駆動する場合、電流制御器は、トルク電流帰還値がトルク電流指令に一致するよう、磁束位相に対する矩形波電圧の位相を制御するようにしたので、交流電動機の速度センサレス制御においても、電流制御が簡便になされる。 In addition, when the power converter outputs a rectangular wave voltage with a constant peak value to drive the AC motor, the current controller determines the phase of the rectangular wave voltage relative to the magnetic flux phase so that the torque current feedback value matches the torque current command. Therefore, even in the speed sensorless control of the AC motor, current control is easily performed.
また、磁束位相から交流電動機の回転速度を演算する速度演算器を備え、磁束推定器は、電力変換器の直流電源電圧と速度演算器からの回転速度と矩形波電圧の制御位相とから磁束絶対値と磁束位相とを演算するようにしたので、交流電動機の速度センサレス制御においても、磁束推定の演算が簡便になされる。 Also, a speed calculator that calculates the rotational speed of the AC motor from the magnetic flux phase is provided, and the magnetic flux estimator calculates the absolute magnetic flux from the DC power supply voltage of the power converter, the rotational speed from the speed calculator, and the control phase of the rectangular wave voltage. Since the value and the magnetic flux phase are calculated, the magnetic flux estimation is easily calculated even in the speed sensorless control of the AC motor.
また、交流電動機の電流検出値と磁束位相とから磁束方向電流帰還値を演算する座標変換器、電力変換器および交流電動機に許容される最大電流と磁束方向電流帰還値とから最大トルク電流を演算する最大トルク電流演算器、およびトルク電流指令が最大トルク電流を越えないよう電流指令演算器からの出力を制限するリミッタを備えたので、過電流状態に陥ることを回避して安定した運転が可能となり、機器の能力を最大限に活用し正確なトルク制御を確実に実現できる。 Also, the maximum torque current is calculated from the maximum current allowed for the magnetic flux direction current feedback value and the coordinate converter that calculates the magnetic flux direction current feedback value from the current detection value and magnetic flux phase of the AC motor and the AC motor. A maximum torque current calculator that can be operated and a limiter that limits the output from the current command calculator so that the torque current command does not exceed the maximum torque current. Therefore, accurate torque control can be reliably realized by making full use of the capabilities of the equipment.
1 制御装置、2 電流指令演算器、3 加算器、4 電流制御器、5 インバータ、6 直流電源、7 電圧センサ、8 電流センサ、9 座標変換器、10 磁束推定器、12 速度演算器、13 同期電動機、14 回転角センサ、15 リミッタ、
16 最大トルク電流演算器。
DESCRIPTION OF
16 Maximum torque current calculator.
Claims (7)
上記交流電動機の電機子鎖交磁束の磁束絶対値と磁束位相とを演算する磁束推定器、上記交流電動機の電流検出値と上記磁束位相とからトルク電流帰還値を演算する座標変換器、上記トルク指令と上記磁束絶対値とからトルク電流指令を演算する電流指令演算器、および上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記交流電動機を駆動する電力変換器の出力電圧を制御する電流制御器を備え、
上記交流電動機の回転子位相検出値から回転速度を演算する速度演算器を備え、
上記磁束推定器は、上記速度演算器からの回転速度と上記電力変換器への電圧指令とから上記磁束絶対値と磁束位相とを演算する交流電動機の制御装置。 A control device for an AC motor that controls the AC motor based on a torque command,
A magnetic flux estimator that calculates the magnetic flux absolute value and magnetic flux phase of the armature linkage magnetic flux of the AC motor, a coordinate converter that calculates a torque current feedback value from the current detection value of the AC motor and the magnetic flux phase, and the torque A current command calculator that calculates a torque current command from the command and the magnetic flux absolute value, and an output voltage of a power converter that drives the AC motor so that the torque current feedback value matches the torque current command. With a current controller ,
A speed calculator for calculating the rotational speed from the rotor phase detection value of the AC motor;
The magnetic flux estimator is a control device for an AC motor that calculates the magnetic flux absolute value and the magnetic flux phase from the rotation speed from the speed calculator and the voltage command to the power converter .
上記電流制御器は、上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記交流電動機の回転子位相検出値に対する上記矩形波電圧の位相を制御することを特徴とする請求項1記載の交流電動機の制御装置。 When the power converter drives the AC motor by outputting a rectangular wave voltage having a constant peak value,
The said current controller controls the phase of the said rectangular wave voltage with respect to the rotor phase detection value of the said AC motor so that the said torque current feedback value may correspond with the said torque current command. AC motor control device.
上記交流電動機の電機子鎖交磁束の磁束絶対値と磁束位相とを演算する磁束推定器、上記交流電動機の電流検出値と上記磁束位相とからトルク電流帰還値を演算する座標変換器、上記トルク指令と上記磁束絶対値とからトルク電流指令を演算する電流指令演算器、および上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記交流電動機を駆動する電力変換器の出力電圧を制御する電流制御器を備え、
上記磁束位相から上記交流電動機の回転速度を演算する速度演算器を備え、
上記磁束推定器は、上記速度演算器からの回転速度と上記電力変換器への電圧指令とから上記磁束絶対値と磁束位相とを演算する交流電動機の制御装置。 A control device for an AC motor that controls the AC motor based on a torque command,
A magnetic flux estimator that calculates the magnetic flux absolute value and magnetic flux phase of the armature linkage magnetic flux of the AC motor, a coordinate converter that calculates a torque current feedback value from the current detection value of the AC motor and the magnetic flux phase, and the torque A current command calculator that calculates a torque current command from the command and the magnetic flux absolute value, and an output voltage of a power converter that drives the AC motor so that the torque current feedback value matches the torque current command. With a current controller,
A speed calculator that calculates the rotational speed of the AC motor from the magnetic flux phase;
The flux estimator, the rotational speed control device and a voltage command ac motor you calculating the above flux magnitude and flux phase to the power converter from the speed calculator.
上記電流制御器は、上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記磁束位相に対する上記矩形波電圧の位相を制御することを特徴とする請求項1または3に記載の交流電動機の制御装置。 When the power converter drives the AC motor by outputting a rectangular wave voltage having a constant peak value,
4. The AC motor according to claim 1, wherein the current controller controls the phase of the rectangular wave voltage with respect to the magnetic flux phase so that the torque current feedback value matches the torque current command . 5. Control device.
上記交流電動機の電機子鎖交磁束の磁束絶対値と磁束位相とを演算する磁束推定器、上記交流電動機の電流検出値と上記磁束位相とからトルク電流帰還値を演算する座標変換器、上記トルク指令と上記磁束絶対値とからトルク電流指令を演算する電流指令演算器、および上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記交流電動機を駆動する電力変換器の出力電圧を制御する電流制御器を備え、
上記電力変換器が波高値一定の矩形波電圧を出力して上記交流電動機を駆動する場合、
上記電流制御器は、上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記交流電動機の回転子位相検出値に対する上記矩形波電圧の位相を制御し、
上記磁束推定器は、上記電力変換器の直流電源電圧と上記交流電動機の回転子位相検出値と上記矩形波電圧の制御位相とから上記磁束絶対値と磁束位相とを演算する交流電動機の制御装置。 A control device for an AC motor that controls the AC motor based on a torque command,
A magnetic flux estimator that calculates the magnetic flux absolute value and magnetic flux phase of the armature linkage magnetic flux of the AC motor, a coordinate converter that calculates a torque current feedback value from the current detection value of the AC motor and the magnetic flux phase, and the torque A current command calculator that calculates a torque current command from the command and the magnetic flux absolute value, and an output voltage of a power converter that drives the AC motor so that the torque current feedback value matches the torque current command. With a current controller,
When the power converter drives the AC motor by outputting a rectangular wave voltage having a constant peak value,
The current controller controls the phase of the rectangular wave voltage with respect to the rotor phase detection value of the AC motor so that the torque current feedback value matches the torque current command;
The magnetic flux estimator is a control device for an AC motor that calculates the magnetic flux absolute value and the magnetic flux phase from a DC power supply voltage of the power converter, a rotor phase detection value of the AC motor, and a control phase of the rectangular wave voltage. .
上記交流電動機の電機子鎖交磁束の磁束絶対値と磁束位相とを演算する磁束推定器、上記交流電動機の電流検出値と上記磁束位相とからトルク電流帰還値を演算する座標変換器、上記トルク指令と上記磁束絶対値とからトルク電流指令を演算する電流指令演算器、および上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記交流電動機を駆動する電力変換器の出力電圧を制御する電流制御器を備え、
上記電力変換器が波高値一定の矩形波電圧を出力して上記交流電動機を駆動する場合、
上記電流制御器は、上記トルク電流帰還値が上記トルク電流指令に一致するよう、上記磁束位相に対する上記矩形波電圧の位相を制御し、
上記磁束位相から上記交流電動機の回転速度を演算する速度演算器を備え、
上記磁束推定器は、上記電力変換器の直流電源電圧と上記速度演算器からの回転速度と上記矩形波電圧の制御位相とから上記磁束絶対値と磁束位相とを演算する交流電動機の制御装置。 A control device for an AC motor that controls the AC motor based on a torque command,
A magnetic flux estimator that calculates the magnetic flux absolute value and magnetic flux phase of the armature linkage magnetic flux of the AC motor, a coordinate converter that calculates a torque current feedback value from the current detection value of the AC motor and the magnetic flux phase, and the torque A current command calculator that calculates a torque current command from the command and the magnetic flux absolute value, and an output voltage of a power converter that drives the AC motor so that the torque current feedback value matches the torque current command. With a current controller,
When the power converter drives the AC motor by outputting a rectangular wave voltage having a constant peak value,
The current controller controls the phase of the rectangular wave voltage with respect to the magnetic flux phase so that the torque current feedback value matches the torque current command,
A speed calculator that calculates the rotational speed of the AC motor from the magnetic flux phase;
The magnetic flux estimator is a control device for an AC motor that calculates the magnetic flux absolute value and the magnetic flux phase from a DC power supply voltage of the power converter, a rotational speed from the speed calculator, and a control phase of the rectangular wave voltage .
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