JP5276688B2 - Synchronous machine controller - Google Patents

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この発明は、同期機を回転駆動する電力変換手段を備えた同期機の制御装置に関するものである。   The present invention relates to a control device for a synchronous machine provided with power conversion means for rotationally driving the synchronous machine.

回転子に永久磁石を有する永久磁石同期電動機や回転子の磁気的突極性を利用してトルクを発生させるリラクタンス電動機等の同期機をインバータ等の電力変換手段を有する同期機制御装置にて制御する際、従来は回転子に対して一定の位相方向に電機子電流ベクトルが向くように制御することが広く行われている。例えば、従来の永久磁石同期機では、電機子電流ベクトルを回転子の永久磁石磁束軸と直交する方向に制御し、所望のトルクに比例して電機子電流ベクトルの絶対値を制御する。   A synchronous machine such as a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet in the rotor or a reluctance motor that generates torque using the magnetic saliency of the rotor is controlled by a synchronous machine control device having power conversion means such as an inverter. Conventionally, it has been widely performed to control the armature current vector in a fixed phase direction with respect to the rotor. For example, in a conventional permanent magnet synchronous machine, the armature current vector is controlled in a direction orthogonal to the permanent magnet magnetic flux axis of the rotor, and the absolute value of the armature current vector is controlled in proportion to the desired torque.

また、前記リラクタンス電動機は、電機子電流ベクトルの絶対値と発生トルクとが比例せず、従来の制御方式では高精度なトルク制御が難しいことが知られている。さらに、永久磁石同期電動機の回転速度が上昇すると、永久磁石磁束による誘起電圧に起因して電機子電圧が上昇し、該誘起電圧がインバータ等の電力変換手段の出力可能な電圧を超えるため、これを防ぐため永久磁石磁束軸方向に弱め電流と呼ばれる負の電機子電流ベクトルを発生させて電機子鎖交磁束を小さくする弱め磁束制御が行われる。ただし、弱め電流が同じでも発生トルクが異なると電機子電圧は変化するため、変動するトルクに対して電機子電圧を所望の値に制御することは、従来の制御方式は困難であった。   In the reluctance motor, the absolute value of the armature current vector and the generated torque are not proportional, and it is known that high-accuracy torque control is difficult with the conventional control method. Further, when the rotational speed of the permanent magnet synchronous motor increases, the armature voltage increases due to the induced voltage due to the permanent magnet magnetic flux, and this induced voltage exceeds the voltage that can be output by the power conversion means such as an inverter. In order to prevent this, a weak flux control is performed in which a negative armature current vector called a weak current is generated in the permanent magnet magnetic flux axis direction to reduce the armature linkage magnetic flux. However, since the armature voltage changes if the generated torque is different even if the weakening current is the same, it is difficult for the conventional control method to control the armature voltage to a desired value with respect to the varying torque.

このような同期機制御装置の一例として、トルク指令と磁束指令とから電機子電流指令のトルク成分であるトルク電流指令を演算するトルク電流演算器、電機子電流が電力変換器の電流制限値を越えないよう電機子電流指令の磁化成分である磁化電流指令と前記電流制限値とに基づいて発生可能なトルク電流指令最大値とを発生するトルク電流制限生成器、前記トルク電流指令最大値に基づいてトルク電流指令に制限を加えるリミッタの3つの構成要素とから成るトルク電流指令生成器と、該トルク電流指令生成器からのトルク電流指令に基づいて磁束指令を演算する磁束指令生成器と、同期機の電機子電流または電機子電流および電機子電圧に基づいて電機子鎖交磁束を演算する磁束演算器と、磁束指令と前記電機子鎖交磁束とが一致するように磁化電流指令を作成してトルク電流指令生成器に入力する磁束制御器とを備えるものがある。これは、磁束指令と磁化電流指令とを参照しながらトルク電流指令を算出することで電力変換器の出力電流の制限を考慮するとともに、トルク電流指令を参照しながら磁束指令を算出するので、前記の出力電流制限によるトルク電流指令の変動を反映した好適な磁束指令を生成することを可能とするものである。(例えば特許文献1)   As an example of such a synchronous machine control device, a torque current calculator that calculates a torque current command that is a torque component of an armature current command from a torque command and a magnetic flux command, the armature current is a current limit value of the power converter. A torque current limit generator that generates a magnetizing current command that is a magnetization component of the armature current command and a torque current command maximum value that can be generated based on the current limit value so as not to exceed, based on the torque current command maximum value A torque current command generator comprising three components of a limiter for limiting the torque current command, a magnetic flux command generator for calculating a magnetic flux command based on the torque current command from the torque current command generator, A magnetic flux calculator for calculating the armature linkage flux based on the armature current or the armature current and the armature voltage of the machine, and the flux command and the armature linkage flux match There is provided a flux controller for inputting the torque current command generator creating a sea urchin magnetizing current command. This considers the limit of the output current of the power converter by calculating the torque current command while referring to the magnetic flux command and the magnetization current command, and calculates the magnetic flux command while referring to the torque current command. Therefore, it is possible to generate a suitable magnetic flux command reflecting the variation of the torque current command due to the output current limitation. (For example, Patent Document 1)

また、同様な制御装置の他の一例として、同期機の位置検出器(回転角センサ)からの回転子位置、あるいは、位置検出器を用いることなく同期機を制御する位置センサレス制御方式適用による推定回転子位置に基づいて回転速度を演算する速度演算器と、速度演算器からの回転速度とインバータへの電圧指令とから磁束絶対値と磁束位相とを演算する磁束推定器と、同期機の電流検出手段(電流センサ)からの電流検出値と磁束位相とからトルク電流帰還値を演算する座標変換器と、トルク指令と磁束絶対値とからトルク電流指令を演算する電流指令演算器と、トルク電流帰還値がトルク電流指令に一致するようにインバータの出力電圧を制御する電流制御器とを備えるものがある。これは、トルク電流を直接制御することで正確なトルク制御を実現し、また、電動機電流を制御対象とすることで電流値の監視が可能となり、電力変換器の能力を最大限に活用しながら正確なトルク制御を可能とするものである。(例えば特許文献2)   As another example of a similar control device, estimation by applying a position sensorless control method for controlling a synchronous machine without using a rotor position from a synchronous machine position detector (rotation angle sensor) or without using a position detector. A speed calculator for calculating the rotational speed based on the rotor position, a magnetic flux estimator for calculating the magnetic flux absolute value and the magnetic flux phase from the rotational speed from the speed calculator and the voltage command to the inverter, and the current of the synchronous machine A coordinate converter that calculates a torque current feedback value from the detected current value from the detection means (current sensor) and the magnetic flux phase; a current command calculator that calculates a torque current command from the torque command and the magnetic flux absolute value; and a torque current Some include a current controller that controls the output voltage of the inverter so that the feedback value matches the torque current command. This is because accurate torque control is achieved by directly controlling the torque current, and the current value can be monitored by using the motor current as the control target, while making full use of the power converter's capabilities. Accurate torque control is possible. (For example, Patent Document 2)

また、同様な制御装置の他の一例として、同期機の電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段から得られた電流を角周波数で回転する回転二軸座標(以下dq軸と称す)上の電流へ座標変換する座標変換器と、dq軸上の電流指令にdq軸上の電流が追従するようにdq軸上の電圧指令を出力する電流制御器と、電流制御器から得られたdq軸上の電圧指令を三相電圧指令へ座標変換する座標変換器と、dq軸上の電流とdq軸上の電圧指令とに基づいて角周波数と同期電動機の推定電流と推定回転子磁束と推定回転速度とを演算する適応オブザーバ(適応観測手段)と、電圧指令に基づいて同期機に電圧を印加するインバータを備えるものがある。
これは、位置検出器を用いることなく同期機の駆動を可能とするものである。(例えば特許文献3、4)
As another example of a similar control device, current detection means for detecting the current of the synchronous machine, and rotating biaxial coordinates (hereinafter referred to as dq axes) for rotating the current obtained from the current detection means at an angular frequency Obtained from the current controller, the coordinate converter for converting the coordinates to the current above, the current controller for outputting the voltage command on the dq axis so that the current on the dq axis follows the current command on the dq axis, and a coordinate converter that converts the voltage command on the dq axis into a three-phase voltage command, an angular frequency, an estimated current of the synchronous motor, an estimated rotor magnetic flux based on the current on the dq axis and the voltage command on the dq axis, Some include an adaptive observer (adaptive observation means) that calculates an estimated rotational speed and an inverter that applies a voltage to the synchronous machine based on a voltage command.
This makes it possible to drive the synchronous machine without using a position detector. (For example, Patent Documents 3 and 4)

特許第4531751号公報(図1及びその説明)Japanese Patent No. 4531751 (FIG. 1 and its description) 特開2007−143351号公報(図1、図6及びその説明)Japanese Unexamined Patent Publication No. 2007-143351 (FIGS. 1 and 6 and explanation thereof) 国際公開WO2002/091558号(図1、図6及びその説明)International Publication No. WO2002 / 091558 (FIGS. 1 and 6 and explanation thereof) 国際公開WO2010/109528号(図5、図8及びその説明)International Publication No. WO2010 / 109528 (FIGS. 5 and 8 and explanation thereof)

特許文献1ないし特許文献2においては、所望の電流指令と検出した同期機の電流との誤差に基づいて比例積分制御(PI制御)を行い、同期機の電流を所望の電流指令に追従させるための電圧指令を得るといった電流制御器による電流フィードバック制御を行うことが前提となっている。電流フィードバック制御を行うことは同期機の電流を所望の電流指令に追従させるのには好適であるが、高速駆動時のような同期機の電気角周波数(回転速度)に対してインバータ等の電力変換手段のキャリア周波数の比が小さい場合等、同期機の各相に印加される交流電圧1周期に対する電力変換手段のスイッチング素子のスイッチング回数が少なくなると、同期機の電流を所望の電流指令に追従させるために必要な電圧指令の更新を行うことが困難となる。よって、電流フィードバック制御を行う際、電流制御応答が低下したり、同期機の電流が乱れるたりする可能性がある。また、特許文献1の場合、電流フィードバック制御を無効にすると、磁束制御が所望の動作をせず、同期機の電機子鎖交磁束が好適に演算された磁束指令の通りに追従することが困難となり、所望のトルクを出力できない可能性がある。   In Patent Documents 1 and 2, in order to perform proportional-integral control (PI control) based on an error between a desired current command and the detected current of the synchronous machine, the synchronous machine current follows the desired current command. It is assumed that current feedback control is performed by a current controller such as obtaining a voltage command. Although current feedback control is suitable for causing the current of the synchronous machine to follow a desired current command, the power of an inverter or the like is used with respect to the electrical angular frequency (rotational speed) of the synchronous machine as in high-speed driving. When the switching frequency of the switching element of the power conversion means for one cycle of AC voltage applied to each phase of the synchronous machine decreases, such as when the ratio of the carrier frequency of the conversion means is small, the current of the synchronous machine follows the desired current command. Therefore, it is difficult to update the voltage command necessary for this. Therefore, when performing current feedback control, there is a possibility that the current control response may be reduced or the current of the synchronous machine may be disturbed. In addition, in the case of Patent Document 1, when current feedback control is disabled, the magnetic flux control does not perform a desired operation, and it is difficult to follow the magnetic flux command in which the armature linkage magnetic flux of the synchronous machine is suitably calculated. Therefore, there is a possibility that a desired torque cannot be output.

また、特許文献3、4においては、dq軸上で電流制御器を構成しており、リラクタンストルクを利用するリラクタンス電動機を駆動する場合、あるいは同期機を高速回転で駆動する場合に用いられるd軸方向の電流(以下d軸電流と称す)を積極的に用いる制御方式を適用した際、電機子電流の大きさと発生トルクが比例せず、制御性が劣化する等の課題があり、特許文献1ないし特許文献2と同様なトルクと磁束とを独立して操作できる電流制御系あるいは電圧指令生成系の構成とするのが望ましい。   In Patent Documents 3 and 4, a current controller is configured on the dq axis, and the d axis is used when driving a reluctance motor using reluctance torque or driving a synchronous machine at high speed. When a control method that positively uses a current in the direction (hereinafter referred to as a d-axis current) is applied, there is a problem that the magnitude of the armature current and the generated torque are not proportional and the controllability deteriorates. It is desirable that the current control system or the voltage command generation system be configured so that torque and magnetic flux can be independently operated as in Patent Document 2.

この発明は、前述のような実情に鑑みてなされたもので、ことを目的とするものである。
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、電流フィードバック制御を行える運転条件では、トルクと磁束とを独立して操作できるような電流制御系を構成し、運転目的に応じた好適な磁束指令に追従するように磁束制御を行うとともに、高速駆動時のような同期機の電気角周波数(回転速度)に対する電力変換手段のキャリア周波数の比が小さいといったような、電流フィードバック制御が困難となる運転条件でも、電機子鎖交磁束に基づいたトルク指令生成とトルク指令への追従性の向上を図ることが可能な同期機制御装置を提供することを目的としている。
The present invention has been made in view of the above circumstances, and aims to achieve this.
The present invention has been made in order to solve such a problem. In an operation condition in which current feedback control can be performed, a current control system that can operate torque and magnetic flux independently is configured, and The magnetic flux is controlled so as to follow a suitable magnetic flux command corresponding to the current, and the current ratio such that the ratio of the carrier frequency of the power conversion means to the electrical angular frequency (rotational speed) of the synchronous machine is small, such as during high-speed driving. An object of the present invention is to provide a synchronous machine control device capable of improving torque command generation and followability to a torque command even under operating conditions in which feedback control is difficult.

この発明に係る同期機制御装置は、トルク指令と同期機の電機子鎖交磁束とから電流指令のトルク成分であるトルク電流指令を演算するトルク電流指令生成器と、前記同期機の回転速度と前記電機子鎖交磁束と前記トルク電流指令とから第1の電圧指令を生成する第1の電圧指令生成器と、前記電流指令の磁化成分である磁化電流指令と前記トルク電流指令と前記同期機の出力電流とに基づいてフィードバック制御を行い、第2の電圧指令を生成する第2の電圧指令生成器とから構成され、前記第2の電圧指令生成器の出力の有効無効切り換えられた結果と前記第1の電圧指令生成器の出力とを合算して電圧指令を出力する電圧指令生成器と、前記電圧指令生成器の出力である電圧指令に基づいて前記同期機に電圧を印加する電力変換手段と、前記トルク電流指令と前記同期機の回転速度とに基づいて磁束指令を演算する磁束指令生成器と、前記同期機の出力電流と前記電圧指令に基づいて前記同期機の推定電機子鎖交磁束と回転速度とを推定する磁束演算器と、前記同期機
の出力電流を検出する電流検出手段とを備えた同期機制御装置であって、前記同期機の運転条件に応じて、前記磁束指令生成器から出力される前記磁束指令と前記磁束演算器から出力される推定電機子鎖交磁束とを切り換えて前記電機子鎖交磁束を出力するとともに、前記第2の電圧指令生成器の出力の有効無効を切り換える信号を出力する磁束設定器と、前記磁束指令と前記推定電機子鎖交磁束との差分に基づいて前記磁化電流指令を生成する磁化電流指令生成器とを備えていることを特徴とするものである。
A synchronous machine control device according to the present invention includes a torque current command generator that calculates a torque current command that is a torque component of a current command from a torque command and an armature linkage flux of the synchronous machine, and a rotational speed of the synchronous machine. A first voltage command generator that generates a first voltage command from the armature flux linkage and the torque current command ; a magnetization current command that is a magnetization component of the current command; the torque current command; and the synchronous machine the results of the output current and performs feedback control based on, is composed of a second voltage command generator for generating a second voltage command, said second effective output voltage command generator disable is switched And a voltage command generator that outputs a voltage command by adding together the output of the first voltage command generator, and a power that applies a voltage to the synchronous machine based on a voltage command that is an output of the voltage command generator Conversion means A magnetic flux command generator that calculates a magnetic flux command based on the torque current command and the rotational speed of the synchronous machine, and an estimated armature flux linkage of the synchronous machine based on the output current of the synchronous machine and the voltage command And a magnetic flux calculator for estimating the rotation speed and a current detection means for detecting an output current of the synchronous machine, wherein the magnetic flux command generation is performed according to an operating condition of the synchronous machine. The armature interlinkage magnetic flux is output by switching the magnetic flux command output from the controller and the estimated armature interlinkage magnetic flux output from the magnetic flux calculator, and the output of the second voltage command generator is effective. A magnetic flux setting device for outputting a signal for switching invalidity; and a magnetizing current command generator for generating the magnetizing current command based on a difference between the magnetic flux command and the estimated armature linkage flux. What to do That.

また、この発明に係る同期機制御装置は、トルク指令と同期機の電機子鎖交磁束とから電流指令のトルク成分であるトルク電流指令を演算するトルク電流指令生成器と、前記同期機の回転速度と前記電機子鎖交磁束と前記トルク電流指令とから第1の電圧指令を生成する第1の電圧指令生成器と、前記電流指令の磁化成分である磁化電流指令と前記トルク電流指令と前記同期機の出力電流とに基づいてフィードバック制御を行い、第2の電圧指令を生成する第2の電圧指令生成器とから構成され、前記第2の電圧指令生成器32の出力の有効無効切り換えられた結果と前記第1の電圧指令生成器の出力とを合算して電圧指令を出力する電圧指令生成器と、前記電圧指令生成器の出力である電圧指令に基づいて前記同期機に電圧を印加する電力変換手段と、前記トルク電流指令と前記同期機の回転速度とに基づいて磁束指令を演算する磁束指令生成器と、前記同期機の出力電流と前記電圧指令に基づいて前記同期機の推定電機子鎖交磁束を推定する磁束演算器と、前記同期機の出力電流を検出する電流検出手段と、前記同期機の回転子位置を検出する位置検出器と、前記同期機の回転子位置に基づいて同期機の回転速度を演算する速度演算器とを備えた同期機制御装置であって、前記同期機の運転条件に応じて、前記磁束指令生成器から出力される前記磁束指令と前記磁束演算器から出力される推定電機子鎖交磁束とを切り換えて前記電機子鎖交磁束を出力するとともに、前記第2の電圧指令生成器の出力の有効無効を切り換える信号を出力する磁束設定器と、前記磁束指令と前記推定電機子鎖交磁束との差分に基づいて磁化電流指令を生成する磁化電流指令生成器とを備えていることを特徴とするものである。 A synchronous machine control device according to the present invention includes a torque current command generator that calculates a torque current command that is a torque component of a current command from a torque command and an armature linkage magnetic flux of the synchronous machine, and a rotation of the synchronous machine A first voltage command generator that generates a first voltage command from the speed, the armature flux linkage, and the torque current command ; a magnetization current command that is a magnetization component of the current command; the torque current command; performs feedback control based on the output current of the synchronous machine, is composed of a second voltage command generator for generating a second voltage command, valid or invalid switching of the output of the second voltage command generator 32 A voltage command generator that outputs a voltage command by adding the obtained result and the output of the first voltage command generator, and a voltage is applied to the synchronous machine based on the voltage command that is the output of the voltage command generator. Applied electricity Conversion means, a magnetic flux command generator for calculating a magnetic flux command based on the torque current command and the rotational speed of the synchronous machine, and an estimated armature of the synchronous machine based on the output current of the synchronous machine and the voltage command Based on the magnetic flux calculator for estimating the flux linkage, the current detection means for detecting the output current of the synchronous machine, the position detector for detecting the rotor position of the synchronous machine, and the rotor position of the synchronous machine A synchronous machine control device comprising a speed calculator for calculating the rotational speed of the synchronous machine, wherein the magnetic flux command and the magnetic flux calculator output from the magnetic flux command generator according to operating conditions of the synchronous machine Switching the estimated armature flux linkage output from the armature flux linkage, and outputting a signal for switching the output of the second voltage command generator valid and invalid, and Magnetic flux command and the above And it is characterized in that it comprises a magnetizing current command generator for generating a magnetizing current command based on the difference between the constant-armature flux linkage.

本発明によれば、同期機の回転子位置を検出する位置検出器の有無に関係なく、同期機のトルクと磁束とを独立して操作可能な制御系を構成する。電流フィードバック制御を行える運転条件では、運転目的に応じた好適な磁束指令に追従するように磁束フィードバック制御を行いつつ、実電機子鎖交磁束との誤差が小さく推定値より安定した値が得られる磁束指令値に基づいてトルク指令や電圧指令を生成する。また、電流フィードバック制御を行うことが困難となる運転条件では、磁化電流指令生成器で磁束フィードバック制御を行えないことから、実電機子鎖交磁束に近い推定電機子鎖交磁束に基づいて前記指令を生成する。このような構成にすることで、制御性が良好かつ、所望のトルク指令に追従したトルクを出力可能にするといった従来にない顕著な効果を奏するものである。   According to the present invention, a control system capable of independently operating the torque and magnetic flux of the synchronous machine regardless of the presence or absence of a position detector that detects the rotor position of the synchronous machine is configured. Under operating conditions in which current feedback control is possible, magnetic flux feedback control is performed so as to follow a suitable magnetic flux command according to the operation purpose, and an error with the actual armature linkage flux is small and a stable value can be obtained from the estimated value. A torque command and a voltage command are generated based on the magnetic flux command value. Also, under the operating conditions where current feedback control is difficult, magnetic flux feedback control cannot be performed by the magnetizing current command generator, so the command is based on the estimated armature linkage flux close to the actual armature linkage flux. Is generated. By adopting such a configuration, the controllability is excellent, and a remarkable effect that is not possible in the past, such as enabling output of a torque following a desired torque command, is achieved.

この発明の実施の形態1を示す図で、同期機1と同期機制御装置を含めた同期機制御システムの一例を示す構成図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a figure which shows Embodiment 1 of this invention, and is a block diagram which shows an example of the synchronous machine control system containing the synchronous machine 1 and a synchronous machine control apparatus. 位相ρの定義と、位相ρとトルクとの関係を示した図である。It is the figure which showed the definition of phase (rho), and the relationship between phase (rho) and torque. 同期機(主に永久磁石同期機)のベクトル図である。It is a vector diagram of a synchronous machine (mainly a permanent magnet synchronous machine). この発明の実施の形態1を示す図で、電圧指令生成器3の一例を示す構成図である。It is a figure which shows Embodiment 1 of this invention, and is a block diagram which shows an example of the voltage command generator 3. FIG. この発明の実施の形態1を示す図で、磁束演算器6の一例を示す構成図である。It is a figure which shows Embodiment 1 of this invention, and is a block diagram which shows an example of the magnetic flux calculating unit 6. FIG. この発明の実施の形態1を示す図で、磁束設定器8の一例を示す構成図である。It is a figure which shows Embodiment 1 of this invention, and is a block diagram which shows an example of the magnetic flux setting device 8. FIG. この発明の実施の形態2を示す図で、同期機1と同期機制御装置を含めた同期機制御システムの他の例を示す構成図である。It is a figure which shows Embodiment 2 of this invention, and is a block diagram which shows the other example of the synchronous machine control system containing the synchronous machine 1 and a synchronous machine control apparatus. この発明の実施の形態2を示す図で、磁束演算器6aの構成の一例を示す図である。It is a figure which shows Embodiment 2 of this invention, and is a figure which shows an example of a structure of the magnetic flux calculating unit 6a. この発明の実施の形態2を示す図で、磁束演算器6aとは異なる磁束演算器6bの構成の一例を示す図である。It is a figure which shows Embodiment 2 of this invention, and is a figure which shows an example of a structure of the magnetic flux calculator 6b different from the magnetic flux calculator 6a. この発明の実施の形態2を示す図で、電流検出手段7を用いない(使用できない)場合の同期機1と同期機制御装置を含めた同期機制御システムの例を示す構成図である。It is a figure which shows Embodiment 2 of this invention, and is a block diagram which shows the example of the synchronous machine control system including the synchronous machine 1 and synchronous machine control apparatus at the time of not using the current detection means 7 (it cannot use). この発明の実施の形態2を示す図で、磁束設定器8とは異なる磁束設定器8aの構成の一例を示す図である。It is a figure which shows Embodiment 2 of this invention, and is a figure which shows an example of a structure of the magnetic flux setting device 8a different from the magnetic flux setting device 8. FIG.

実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1における、同期機1と同期機制御装置とを含めた同期機制御システムを示すものである。
以下、本発明の実施の形態1における、同期機1を駆動する同期機制御装置の構成および、構成要素の機能について説明する。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 shows a synchronous machine control system including a synchronous machine 1 and a synchronous machine control device according to Embodiment 1 of the present invention.
Hereinafter, the configuration of the synchronous machine control device for driving the synchronous machine 1 and the function of the components in the first embodiment of the present invention will be described.

まず、インバータをはじめとする電力変換手段4と同期機1の電機子巻線とが接続され、以下の構成で得られる電圧指令に基づいて電力変換手段4は同期機1に電圧を印加し、同期機1を駆動する。その結果、同期機1の電機子巻線に出力電流が発生する。   First, the power conversion means 4 including the inverter is connected to the armature winding of the synchronous machine 1, and the power conversion means 4 applies a voltage to the synchronous machine 1 based on a voltage command obtained by the following configuration. The synchronous machine 1 is driven. As a result, an output current is generated in the armature winding of the synchronous machine 1.

同期機1の出力電流である電機子巻線の電流は電流センサをはじめとする電流検出手段7によって検出される。なお、電流検出手段7は、同期機1が三相回転機の場合、同期機1の三相の出力電流の内、全相の出力電流を検出する構成、あるいは、1つの相(例えばw相)の出力電流iwについては、検出した2つの相の出力電流iu、ivを用いてiw=−iu−ivの関係から求めるようにして、2つの相の出力電流を検出する構成でも良い。   The current in the armature winding, which is the output current of the synchronous machine 1, is detected by current detection means 7 including a current sensor. In addition, when the synchronous machine 1 is a three-phase rotating machine, the current detecting means 7 is configured to detect all phases of the three-phase output current of the synchronous machine 1 or one phase (for example, w phase). The output current iw of the two phases may be obtained from the relationship of iw = −iu−iv using the detected output currents iu and iv of the two phases, and the output current of the two phases may be detected.

磁束演算器6は、電流検出手段7で検出した同期機1の出力電流iu、iv、iwと、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*とに基づいて同期機1の回転速度ω、回転子位置θ、(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φを推定する。磁束演算器6の詳細な構成は後述する。   The magnetic flux calculator 6 determines the rotational speed ω of the synchronous machine 1 based on the output currents iu, iv, iw of the synchronous machine 1 detected by the current detection means 7 and the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw *. The rotor position θ, (estimated) armature flux linkage absolute value | Φ |, and (estimated) armature flux linkage phase ∠Φ are estimated. The detailed configuration of the magnetic flux calculator 6 will be described later.

なお、以下の説明において、(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φを総称して「推定電機子鎖交磁束」と称することとする。   In the following description, the (estimated) armature flux linkage absolute value | Φ | and the (estimated) armature flux linkage phase ∠Φ are collectively referred to as “estimated armature flux linkage”.

本発明では、電機子電流の制御は、前記特許文献1、2同様に電機子鎖交磁束Φの方向(γ軸)およびその直交方向(δ軸)の2軸上で行う。このため、同期機1の出力電流iu、iv、iwを、座標変換器10bにおいてγδ軸上の電流iγ、iδに変換する。(座標変換器での演算式は後述)該変換で得られるγ軸電流iγが同期機1の磁化成分である磁化電流に、δ軸電流iδが同期機1のトルク発生に寄与するトルク電流にそれぞれ相当する。   In the present invention, the armature current is controlled on the two axes of the direction of the armature flux linkage Φ (γ axis) and the orthogonal direction (δ axis) in the same manner as in Patent Documents 1 and 2. For this reason, the output currents iu, iv, iw of the synchronous machine 1 are converted into currents iγ, iδ on the γδ axis in the coordinate converter 10b. (The calculation formula in the coordinate converter will be described later.) The γ-axis current iγ obtained by the conversion is a magnetization current that is a magnetization component of the synchronous machine 1, and the δ-axis current iδ is a torque current that contributes to the torque generation of the synchronous machine 1. Each corresponds.

電圧指令生成器3は、γδ軸上の電流iγ、iδを電圧指令生成器3の外部から入力される所望の電流指令iγ*、iδ*に一致させるようにγδ軸上の電圧指令vγ*,vδ*を出力する。前記特許文献1、2では、電圧指令生成器3に電流制御器を適用しており、電流フィードバック制御を行うことが前提となっている。電流フィードバック制御を行うことは同期機1の出力電流を所望の電流指令に追従させるのには好適であるが、高速駆動時のような同期機の電気角周波数(回転速度)に対して電力変換手段4のキャリア周波数の比が小さい場合等、同期機の各相に印加される交流電圧1周期に対する電力変換手段のスイッチング素子のスイッチング回数が少なくなると、同期機1の電流を所望の電流指令に追従させるために必要な電圧指令の更新を行うことが困難となる。よって、同期機1の出力電流を所望の電流指令に追従させるのが困難となるような運転条件も少なからず存在する。   The voltage command generator 3 includes voltage commands vγ *, γδ on the γδ axis so that currents iγ, iδ on the γδ axis coincide with desired current commands iγ *, iδ * input from outside the voltage command generator 3. Outputs vδ *. In Patent Documents 1 and 2, it is assumed that a current controller is applied to the voltage command generator 3 and current feedback control is performed. Although current feedback control is suitable for causing the output current of the synchronous machine 1 to follow a desired current command, power conversion is performed with respect to the electrical angular frequency (rotational speed) of the synchronous machine as in high-speed driving. When the number of times of switching of the switching element of the power conversion means with respect to one cycle of AC voltage applied to each phase of the synchronous machine is reduced, such as when the ratio of the carrier frequency of the means 4 is small, the current of the synchronous machine 1 is set to a desired current command. It becomes difficult to update the voltage command necessary for the tracking. Therefore, there are not a few operating conditions that make it difficult to cause the output current of the synchronous machine 1 to follow a desired current command.

本発明では、このような電流フィードバック制御が困難となる運転条件に対応するため、電圧指令生成器3において、電流フィードバック制御が困難な運転条件では、電流フィードバック制御を無効とし、第1の電圧指令のみを生成して電圧フィードフォワード制御を行うようにした。   In the present invention, in order to deal with such an operating condition that makes current feedback control difficult, the voltage command generator 3 disables the current feedback control under the operating condition in which current feedback control is difficult, and the first voltage command Only voltage is generated and voltage feedforward control is performed.

なお、電圧指令生成器3の詳細な構成と、電流フィードバック制御の有効無効の切り換えに関しては後述する。電圧指令生成器3から出力されるγδ軸上の電圧指令vγ*、vδ*は、座標変換器10aにより三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に変換した上で、電力変換手段4に出力され、電力変換手段4は三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に基づいて同期機1に三相電圧Vu、Vv、Vwを印加する。   The detailed configuration of the voltage command generator 3 and the switching between valid / invalid of current feedback control will be described later. The voltage commands vγ * and vδ * on the γδ axis output from the voltage command generator 3 are converted into the three-phase voltage commands Vu *, Vv * and Vw * by the coordinate converter 10a, and then sent to the power conversion means 4. The power conversion means 4 outputs the three-phase voltages Vu, Vv, Vw to the synchronous machine 1 based on the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw *.

一方、トルク電流指令生成器2は、同期機制御装置外部から与えられたトルク指令τ*よりγ軸電流(磁化電流)指令iγ*と同期機1の電機子鎖交磁束Φs(Φsの定義の詳細については後述)とを参照しながらδ軸電流(トルク電流)指令iδ*を算出する。   On the other hand, the torque current command generator 2 determines the γ-axis current (magnetization current) command iγ * and the armature linkage magnetic flux Φs (Φs) of the synchronous machine 1 from the torque command τ * given from the outside of the synchronous machine control device. The δ-axis current (torque current) command iδ * is calculated with reference to the details later.

磁束指令生成器5は、δ軸電流指令iδ*から、磁束演算器6で得られる回転速度ωを参照しながら、磁束指令Φ*を算出する。   The magnetic flux command generator 5 calculates the magnetic flux command Φ * from the δ-axis current command iδ * while referring to the rotational speed ω obtained by the magnetic flux calculator 6.

また、加算器51aは、磁束演算器6より出力された(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|を磁束指令Φ*から減じて磁束誤差ΔΦを算出し、磁化電流指令生成器9は、磁束誤差ΔΦが0になるよう調整するために磁束誤差ΔΦに基づいてγ軸電流指令iγ*を生成する。   The adder 51a calculates the magnetic flux error ΔΦ by subtracting the (estimated) armature flux linkage absolute value | Φ | output from the magnetic flux calculator 6 from the magnetic flux command Φ *, and the magnetizing current command generator 9 In order to adjust the magnetic flux error ΔΦ to zero, a γ-axis current command iγ * is generated based on the magnetic flux error ΔΦ.

これらトルク電流指令生成器2、磁束指令生成器5、磁化電流指令生成器9、磁束演算器6の詳細を以下順に説明する。   Details of the torque current command generator 2, the magnetic flux command generator 5, the magnetization current command generator 9, and the magnetic flux calculator 6 will be described in the following order.

トルク電流指令生成器2ではδ軸電流指令iδ*を以下の考え方に基づいて生成する。電機子鎖交磁束とγ軸とが一致するように制御が行われるとすると、同期機1の発生するトルクτとδ軸電流iδとの間には(1)式の関係がある。
The torque current command generator 2 generates the δ-axis current command iδ * based on the following concept. If the control is performed so that the armature flux linkage and the γ-axis coincide with each other, the relationship of the formula (1) exists between the torque τ generated by the synchronous machine 1 and the δ-axis current iδ.

よって、トルク電流指令生成器2ではまず、(1)式のトルクτをトルク指令τ*に置き換えた式により、(2)式のδ軸電流指令iδ*を算出する。
Therefore, the torque current command generator 2 first calculates the δ-axis current command iδ * of the equation (2) by the equation in which the torque τ of the equation (1) is replaced with the torque command τ *.

ただし、同期機1に通電可能な電流は電力変換手段4の仕様等に依存する電流制限値imaxに制限されることが多く、電流制限値imaxとγ軸電流指令iγ*に基づいてδ軸電流指令iδ*を制限しても良い。なお、本制限を施した場合、δ軸電流指令iδ*の上限値iδ*maxは、(3)式となる。
However, the current that can be passed through the synchronous machine 1 is often limited to the current limit value imax that depends on the specifications of the power conversion means 4 and the δ-axis current based on the current limit value imax and the γ-axis current command iγ *. The command iδ * may be limited. When this restriction is applied, the upper limit value iδ * max of the δ-axis current command iδ * is expressed by equation (3).

磁束指令生成器5では、入力されたδ軸電流指令iδ*に対して好適な磁束指令Φ*を出力する。その概念について図2、3に基づいて以下に説明する。   The magnetic flux command generator 5 outputs a suitable magnetic flux command Φ * with respect to the input δ-axis current command iδ *. The concept will be described below with reference to FIGS.

回転子に永久磁石を有する永久磁石同期機、回転子の磁気的突極性を利用してトルクを発生させるリラクタンス電動機等の同期機や界磁磁束が一定である界磁巻線を有する界磁巻線型同期機においては、図2に示すように、絶対値一定の電流ベクトルiの(回転子)d軸からの位相ρを変化させると、同図(b)に示すように、トルクが最大となる位相が存在する。なお、一般的に同期機1が回転子に永久磁石や界磁巻線等の界磁手段を有する場合、界磁手段が発生する磁束のN極方向をd軸、これに直交する軸をq軸と定めており、以下の説明もこれに従う。   A permanent magnet synchronous machine having a permanent magnet in the rotor, a reluctance motor that generates torque using the magnetic saliency of the rotor, and a field winding having a field winding having a constant field flux In the linear synchronous machine, when the phase ρ from the (rotor) d-axis of the current vector i having a constant absolute value is changed as shown in FIG. 2, the torque becomes maximum as shown in FIG. There exists a phase. In general, when the synchronous machine 1 has field means such as permanent magnets or field windings in the rotor, the N-pole direction of the magnetic flux generated by the field means is d-axis, and the axis perpendicular to this is q The following explanation follows this.

永久磁石同期機のようなd軸よりq軸のインダクタンスが大きい逆突極性のモータの場合を一例として上げると、図3に示すように、電流ベクトルの位相ρが90°より大きいある角度でトルクが最大になる。鉄心の磁気飽和がなければ、この好適な電流位相ρは、電機子電流の大きさに拘わらず一定であるが、実機では、磁気飽和によりインダクタンスが変化するため、好適な電流位相ρは、リラクタンストルクに起因して電機子電流の大きさにより変化する。電機子電流が小さい状態では磁気飽和が発生せず、位相ρは90°より大きく(例えば110°程度)にした方が、電流ベクトルiが絶対値一定の条件下ではトルクが大きくなる。電機子電流を大きくして電流ベクトル絶対値の条件を変えると、主に電流が流れているq軸方向に磁気飽和が発生し、q軸インダクタンスLqとd軸インダクタンスLdとの差が小さくなり、このため位相ρを小さく(例えば100°程度に)した方が、トルクが大きくなるケースがある。   As an example, in the case of a motor having a reverse saliency with a q-axis inductance larger than the d-axis, such as a permanent magnet synchronous machine, as shown in FIG. 3, the torque at a certain angle where the phase ρ of the current vector is larger than 90 °. Is maximized. If there is no magnetic saturation of the iron core, this suitable current phase ρ is constant regardless of the magnitude of the armature current. However, in the actual machine, since the inductance changes due to magnetic saturation, the preferred current phase ρ is reluctance. Due to the torque, it varies depending on the magnitude of the armature current. When the armature current is small, magnetic saturation does not occur, and when the phase ρ is larger than 90 ° (for example, about 110 °), the torque increases under the condition that the current vector i is a constant absolute value. When the armature current is increased and the condition of the current vector absolute value is changed, magnetic saturation occurs mainly in the q-axis direction in which the current flows, and the difference between the q-axis inductance Lq and the d-axis inductance Ld becomes smaller. For this reason, there is a case where the torque becomes larger when the phase ρ is made smaller (for example, about 100 °).

ここで、この好適電流位相状態での、電機子電流と磁束の関係について考える。   Here, the relationship between the armature current and the magnetic flux in this preferable current phase state will be considered.

同期機(主に永久磁石同期機)のベクトル図を図3に示すが、電機子鎖交磁束Φsは、電流ベクトルiにより生じる電機子反作用磁束Φaと界磁(永久磁石)磁束Φmとの合成で表され、この電機子鎖交磁束Φsに直交する方向をδ軸とすれば、電流ベクトルiのδ軸方向成分がδ軸電流iδである。   FIG. 3 shows a vector diagram of a synchronous machine (mainly a permanent magnet synchronous machine). The armature linkage magnetic flux Φs is a combination of an armature reaction magnetic flux Φa generated by a current vector i and a field (permanent magnet) magnetic flux Φm. If the direction perpendicular to the armature flux linkage Φs is the δ-axis, the δ-axis direction component of the current vector i is the δ-axis current iδ.

したがって、電機子電流絶対値と該絶対値より決まる好適電流位相ρからなる電流ベクトルiが決まれば、δ軸電流iδおよび電機子鎖交磁束Φsの絶対値が一意に決定されることになる。このことから、トルク最大条件においては、δ軸電流iδと電機子鎖交磁束絶対値|Φs|との間に一対一の関係が成り立つことが分かる。なお、これまで示した電機子鎖交磁束絶対値|Φs|の決定に際し、電力変換手段4の仕様によって制限される電圧制限値については考慮していない。   Therefore, if the current vector i comprising the armature current absolute value and the preferred current phase ρ determined from the absolute value is determined, the absolute values of the δ-axis current iδ and the armature linkage magnetic flux Φs are uniquely determined. This shows that a one-to-one relationship is established between the δ-axis current iδ and the armature flux linkage absolute value | Φs | under the maximum torque condition. In the determination of the armature flux linkage absolute value | Φs | shown so far, the voltage limit value limited by the specifications of the power conversion means 4 is not considered.

磁束指令生成器5は、δ軸電流iδと電機子鎖交磁束絶対値|Φs|との関係を前記考え方に基づいて求めて、これらの関係を数式やテーブルデータの形で格納した上で、入力されたδ軸電流指令iδ*に従い好適な電機子鎖交磁束絶対値である好適な磁束指令(中間値)Φ**を出力する。なお前記の説明では、発生トルクが最大となるようにδ軸電流指令iδ*と磁束指令(中間値)Φ**とを関係付けたが、運転目的や性能目標に応じて、所望の性能が最大となるようなδ軸電流指令iδ*と磁束指令(中間値)Φ**との関係付けを行えば、その目的に応じた運転特性が得られる。例えば、効率最大となるようなδ軸電流指令iδ*と磁束指令(中間値)Φ**との関係付けを行う場合は、鉄損の影響を考慮するために同期機1の回転速度ωをも参照し、回転速度ωが上昇すると磁束指令(中間値)Φ**を下げる調整を行えば、より特性を向上させることも可能となる。   The magnetic flux command generator 5 obtains the relationship between the δ-axis current iδ and the armature flux linkage absolute value | Φs | based on the above concept, and stores these relationships in the form of mathematical formulas and table data. According to the inputted δ-axis current command iδ *, a suitable magnetic flux command (intermediate value) Φ ** which is a suitable absolute value of the armature linkage flux is output. In the above description, the δ-axis current command iδ * and the magnetic flux command (intermediate value) Φ ** are related so that the generated torque is maximized, but the desired performance depends on the operation purpose and the performance target. When the maximum δ-axis current command iδ * and the magnetic flux command (intermediate value) Φ ** are related, an operation characteristic corresponding to the purpose can be obtained. For example, when the relationship between the δ-axis current command iδ * and the magnetic flux command (intermediate value) Φ ** that maximizes the efficiency is performed, the rotational speed ω of the synchronous machine 1 is set to take into account the influence of iron loss. Referring to FIG. 6, the characteristics can be further improved by adjusting the magnetic flux command (intermediate value) Φ ** when the rotational speed ω increases.

ただし、磁束指令(中間値)Φ**は電力変換手段4の仕様等によって制限される電圧制限値については考慮していないため、電力変換手段4が出力可能な電圧に基づいて、同期機1の回転速度ωに応じた磁束指令最大値をΦ*maxを算出し、磁束指令(中間値)Φ**を磁束指令最大値Φ*maxに制限した磁束指令Φ*を磁束指令生成器5の出力とする。   However, since the magnetic flux command (intermediate value) Φ ** does not consider the voltage limit value limited by the specifications of the power conversion means 4, the synchronous machine 1 is based on the voltage that can be output by the power conversion means 4. The magnetic flux command maximum value corresponding to the rotational speed ω of Φ * max is calculated, and the magnetic flux command (intermediate value) Φ ** is limited to the magnetic flux command maximum value Φ * max. Output.

なお、前記のように電流制限値imaxとγ軸電流指令iγ*に基づいてδ軸電流指令iδ*を制限する場合、トルク電流指令生成器2と磁束指令生成器5との間で計算が循環的になる。すなわち、トルク指令τ*→(トルク電流指令生成器2)→トルク電流指令iδ*→(磁束指令生成器5)→磁束指令Φ*→(トルク電流指令生成器9)→トルク電流指令iδ*‥、いうループが出来ており、入力されたトルク指令τ*に対するトルク電流指令iδ*および磁束指令Φ*を確定するには、トルク電流指令生成器2および磁束指令生成器5の演算を繰
り返し行い収束させる必要があり、演算処理が困難となる。
When the δ-axis current command iδ * is limited based on the current limit value imax and the γ-axis current command iγ * as described above, calculation is circulated between the torque current command generator 2 and the magnetic flux command generator 5. Become. That is, torque command τ * → (torque current command generator 2) → torque current command iδ * → (flux command generator 5) → flux command Φ * → (torque current command generator 9) → torque current command iδ *. In order to determine the torque current command iδ * and the magnetic flux command Φ * for the input torque command τ *, the calculation of the torque current command generator 2 and the magnetic flux command generator 5 is repeated to converge. This makes it difficult to perform arithmetic processing.

対策として、実際の装置で前記処理をマイコンによって所定の演算周期で行う際において、例えば、トルク電流指令生成器2が使用する磁束指令Φ*として前回(1演算周期前)の演算結果を用い、該指令値を用いて計算したδ軸電流指令iδ*によって磁束指令生成器5が今回の磁束指令Φ*を算出する、あるいは、磁束指令生成器5において、磁束指令Φ*の値を適切なフィルタを通して出力すること等により演算処理の安定性を高める方法があり、実際の装置に適用しても良い。   As a countermeasure, when the processing is performed by a microcomputer at a predetermined calculation cycle in an actual device, for example, the previous calculation result (one calculation cycle before) is used as the magnetic flux command Φ * used by the torque current command generator 2. The magnetic flux command generator 5 calculates the current magnetic flux command Φ * based on the δ-axis current command iδ * calculated using the command value, or the magnetic flux command generator 5 filters the value of the magnetic flux command Φ * with an appropriate filter. There is a method for improving the stability of the arithmetic processing by outputting through the network, and it may be applied to an actual apparatus.

次に、磁化電流指令生成器9について説明する。   Next, the magnetizing current command generator 9 will be described.

磁化電流指令生成器9は、前記の通り磁束誤差ΔΦが0になるよう調整するために、磁束誤差ΔΦに基づいてγ軸電流指令iγ*を生成する。γ軸電流iγは同期機1の磁化成分である磁化電流であることから、γ軸電流により電機子鎖交磁束を操作することができる。具体的には、磁化電流の増減量と電機子鎖交磁束の増減量はγ軸方向インダクタンスLγを比例係数にして比例関係となり、磁束誤差ΔΦが0になるよう調整するための制御器としては直達項を持たない積分器が好適であり、(4)式のような積分制御演算を用いて、γ軸電流指令iγ*を生成する。
(4)式において、sはラプラス演算子であり、1/sは1回の時間積分を意味する。また、Kfは積分ゲインである。
The magnetizing current command generator 9 generates the γ-axis current command iγ * based on the magnetic flux error ΔΦ in order to adjust the magnetic flux error ΔΦ to 0 as described above. Since the γ-axis current iγ is a magnetization current that is a magnetization component of the synchronous machine 1, the armature flux linkage can be manipulated by the γ-axis current. Specifically, the increase / decrease amount of the magnetizing current and the increase / decrease amount of the armature linkage flux are proportional to each other with the γ-axis inductance Lγ as a proportional coefficient, and a controller for adjusting the magnetic flux error ΔΦ to be 0 An integrator that does not have a direct term is suitable, and a γ-axis current command iγ * is generated by using an integral control calculation such as the equation (4).
In the equation (4), s is a Laplace operator, and 1 / s means one time integration. Kf is an integral gain.

ただし、前記の通り電流フィードバック制御が困難な運転条件では、γ軸電流iγの電流(フィードバック)制御系で磁束誤差ΔΦを抑え込むことは困難であり、磁束誤差ΔΦ=0として(4)式の積分演算を停止しても良い。または、γ軸電流指令iγ*を0にしても良い。   However, as described above, it is difficult to suppress the magnetic flux error ΔΦ with the current (feedback) control system of the γ-axis current iγ under the operating condition in which the current feedback control is difficult, and the integration of the equation (4) is performed with the magnetic flux error ΔΦ = 0. The computation may be stopped. Alternatively, the γ-axis current command iγ * may be set to zero.

次に、電圧指令生成器3について説明する。   Next, the voltage command generator 3 will be described.

図4は、電圧指令生成器3の構成図である。本発明の電圧指令生成器3では、前記の通り、電流制御が困難となる運転条件にも対応できるように、電流フィードバック制御が困難となる運転条件では、電流フィードバック制御を無効とし、第1の電圧指令のみを生成して電圧フィードフォワード制御を行うようにする。   FIG. 4 is a configuration diagram of the voltage command generator 3. In the voltage command generator 3 of the present invention, as described above, the current feedback control is invalidated under the operating condition in which the current feedback control is difficult, so that the current feedback control is disabled so as to be able to cope with the operating condition in which the current control is difficult. Only the voltage command is generated and the voltage feedforward control is performed.

第1の電圧指令生成器31では、γδ軸上の電流指令iγ*、iδ*、同期機1の回転速度ω(電気角周波数換算)、電機子鎖交磁束Φsとに基づいて、(5)式により第1の(γδ軸上の)電圧指令(電圧フィードフォワード制御項)vγ1、vδ1を生成する。
In the first voltage command generator 31, (5) based on the current commands iγ *, iδ * on the γδ axis, the rotational speed ω (electrical angular frequency conversion) of the synchronous machine 1, and the armature linkage flux Φs. The first voltage command (voltage feedforward control term) vγ1, vδ1 is generated by the equation.

第2の電圧指令生成器32では、加減算器51cで演算されるγδ軸上の電流指令iγ*、iδ*とγδ軸上の(同期機1の出力)電流iγ、iδとの偏差に基づいて(6)式の比例積分制御(PI制御)をPI制御器33にて行い、第2の(γδ軸上の)電圧指令(電流フィードバック制御項)vγ2、vδ2を生成する。
Kpγは電流制御γ軸比例ゲイン、Kiγは電流制御γ軸積分ゲイン、Kpδは電流制御δ軸比例ゲイン、Kiδは電流制御δ軸積分ゲインである。前記の通り、電流制御が困難となる運転条件では、(6)式の電流フィードバック制御を無効とし、vγ2=vδ2=0とする。
In the second voltage command generator 32, based on the deviation between the current commands iγ *, iδ * on the γδ axis and the currents iγ, iδ on the γδ axis (output of the synchronous machine 1) calculated by the adder / subtractor 51c. Proportional integral control (PI control) of equation (6) is performed by the PI controller 33, and second voltage commands (current feedback control terms) vγ2 and vδ2 (on the γδ axis) are generated.
Kpγ is a current control γ-axis proportional gain, Kiγ is a current control γ-axis integral gain, Kpδ is a current control δ-axis proportional gain, and Kiδ is a current control δ-axis integral gain. As described above, under the operating conditions in which current control is difficult, the current feedback control of equation (6) is invalidated and vγ2 = vδ2 = 0.

電流フィードバック制御を無効とする方法に関して、本発明では、電流フィードバック制御の有効無効を後述の磁束設定器8にて判定し、該制御の有効無効の判定結果を電流制御有効無効切換フラグFLとして出力した上で、該フラグFLに基づいて、電圧指令生成器3に内包する第2の電圧指令生成器32(電流フィードバック制御項)の出力の有効無効をスイッチ34aにより切り換える構成とした。図4に示すように、第2の電圧指令生成器32の出力を無効とする時は、vγ2=vδ2=0となるようにスイッチ34aを切り換える。
勿論、電流フィードバック制御の有効無効を判定する機能を磁束設定器8ではなく電圧指令生成器3に内包しても良い。
With respect to the method of invalidating the current feedback control, in the present invention, the validity / invalidity of the current feedback control is determined by the magnetic flux setting unit 8 described later, and the determination result of the validity / invalidity of the control is output as the current control valid / invalid switching flag FL. Then, based on the flag FL, the configuration is such that the output of the second voltage command generator 32 (current feedback control term) included in the voltage command generator 3 is switched by the switch 34a. As shown in FIG. 4, when invalidating the output of the second voltage command generator 32, the switch 34a is switched so that vγ2 = vδ2 = 0.
Of course, the function of determining the validity / invalidity of the current feedback control may be included in the voltage command generator 3 instead of the magnetic flux setter 8.

加減算器51bにて、電圧指令生成器3の出力である(最終的な)γδ軸上の電圧指令vγ*、vδ*を(7)式に基づいて生成する。
The adder / subtractor 51b generates (final) voltage commands vγ * and vδ * on the γδ axis, which are outputs of the voltage command generator 3, based on the equation (7).

次に、磁束演算器6について説明する。   Next, the magnetic flux calculator 6 will be described.

磁束演算器6は、電流検出手段7で検出した同期機1の出力電流iu、iv、iwと、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*とに基づいて同期機1の回転速度ω、回転子位置θ、(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φを推定する。図5は、磁束演算器6の構成図の一例である。   The magnetic flux calculator 6 determines the rotational speed ω of the synchronous machine 1 based on the output currents iu, iv, iw of the synchronous machine 1 detected by the current detection means 7 and the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw *. The rotor position θ, (estimated) armature flux linkage absolute value | Φ |, and (estimated) armature flux linkage phase ∠Φ are estimated. FIG. 5 is an example of a configuration diagram of the magnetic flux calculator 6.

ただし、同期機1の回転子位置θとは、同期機1のu相電機子巻線を基準にとった軸に対するd軸方向の角度のことを指し、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φも同様にu相電機子巻線を基準にとった軸に対する(推定)電機子鎖交磁束の方向(γ軸方向)の角度を指す。   However, the rotor position θ of the synchronous machine 1 refers to an angle in the d-axis direction with respect to an axis based on the u-phase armature winding of the synchronous machine 1, and (estimated) the armature linkage magnetic flux phase ∠ Similarly, Φ indicates the angle of the (estimated) armature flux linkage direction (γ-axis direction) with respect to the axis based on the u-phase armature winding.

磁束演算器6は、同期機モデル21、偏差増幅器22、ゲイン設定器23、速度推定器24とから構成される適応オブザーバ20と、積分器25、電機子鎖交磁束換算器26、および複数の座標変換器、加減算器とから構成されている。なお、適応オブザーバ20の構成は前記特許文献3、4と同様の構成である。   The magnetic flux calculator 6 includes an adaptive observer 20 including a synchronous machine model 21, a deviation amplifier 22, a gain setting unit 23, and a speed estimator 24, an integrator 25, an armature linkage flux converter 26, and a plurality of It consists of a coordinate converter and an adder / subtracter. Note that the configuration of the adaptive observer 20 is the same as that of Patent Documents 3 and 4.

まず、座標変換器(10c、10d)によって、同期機1の出力電流iu、iv、iwを回転子位置θに基づいてdq軸上の電流id、iqに、γδ軸上の電圧指令vγ*、vδ*を座標変換器10aで座標変換することで得られる三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を回転子位置θに基づいてdq軸上の電圧指令Vd*、Vq*に変換する。勿論、電圧指令生成器3から出力されるγδ軸上の電圧指令Vγ*、Vδ*から直接dq軸上の電圧指令Vd*、Vq*に変換する構成でも良い。   First, the coordinate converters (10c, 10d) change the output currents iu, iv, iw of the synchronous machine 1 to the currents id, iq on the dq axis based on the rotor position θ, the voltage command vγ *, Three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * obtained by converting the coordinates of vδ * by the coordinate converter 10a are converted into voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis based on the rotor position θ. Of course, the voltage command Vγ * and Vδ * on the γδ axis output from the voltage command generator 3 may be directly converted into the voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis.

同期機モデル21は、dq軸上の電圧指令Vd*、Vq*と、後述の推定回転速度ωr0と、偏差f1、f2、f3、f4とに基づいて、d軸推定電流id0、q軸推定電流iq0、推定電機子反作用磁束のd軸成分pds、推定電機子反作用磁束のq軸成分pqs、推定回転子磁束のq軸成分pqr、回転速度(電気角周波数)ωを求める。同期機モデル21における演算式は(8)式〜(10)式で表され、(8)式の両辺を積分することで、前記pds、pqs、pdrが得られる。なお、(9)式の演算は、推定回転子磁束のq軸成分pqrが零になるように回転速度(電気角周波数)ωを演算することに相当し、これは、推定回転子磁束ベクトルの方向をd軸に一致させることと同意であることから、推定回転子磁束のq軸成分pqrは0となる。
ここで、Ld:d軸方向のインダクタンス(以下、d軸インダクタンスと称す)、Lq:q軸方向のインダクタンス(以下、q軸インダクタンスと称す)、id0:d軸推定電流、iq0:q軸推定電流、f1、f2、f3、f4は後述の(12)式に基づいて算出する偏差である。
The synchronous machine model 21 has a d-axis estimated current id0 and a q-axis estimated current based on voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis, an estimated rotational speed ωr0 described later, and deviations f1, f2, f3, and f4. iq0, d-axis component pds of estimated armature reaction magnetic flux, q-axis component pqs of estimated armature reaction magnetic flux, q-axis component pqr of estimated rotor magnetic flux, and rotational speed (electrical angular frequency) ω are obtained. The arithmetic expressions in the synchronous machine model 21 are expressed by the expressions (8) to (10), and the pds, pqs, and pdr are obtained by integrating both sides of the expression (8). The calculation of equation (9) corresponds to the calculation of the rotational speed (electrical angular frequency) ω so that the q-axis component pqr of the estimated rotor magnetic flux becomes zero, and this is the calculation of the estimated rotor magnetic flux vector. Since it is in agreement with the direction to coincide with the d-axis, the q-axis component pqr of the estimated rotor magnetic flux is zero.
Here, Ld: inductance in the d-axis direction (hereinafter referred to as d-axis inductance), Lq: inductance in the q-axis direction (hereinafter referred to as q-axis inductance), id0: d-axis estimated current, iq0: q-axis estimated current , F1, f2, f3, and f4 are deviations calculated based on the equation (12) described later.

加減算器51dは、d軸推定電流id0からd軸電流idを減算したd軸電流偏差errdと、q軸推定電流iq0からq軸電流iqを減算したq軸電流偏差errqを算出する。速度推定器24は、d軸推定回転子磁束pdr、q軸電流偏差errqに基づいて、(11)式により推定回転速度ωr0を出力する。
ここで、Kp0:比例ゲイン、Ki0:積分ゲインである。
The adder / subtractor 51d calculates a d-axis current deviation errd obtained by subtracting the d-axis current id from the d-axis estimated current id0 and a q-axis current deviation errq obtained by subtracting the q-axis current iq from the q-axis estimated current iq0. The speed estimator 24 outputs the estimated rotational speed ωr0 by the equation (11) based on the d-axis estimated rotor magnetic flux pdr and the q-axis current deviation errq.
Here, Kp0: proportional gain, Ki0: integral gain.

ゲイン設定器23は、推定回転速度ωr0に基づいて、電流偏差増幅ゲインh11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42を出力する。これらのゲイン(の一部)は、推定回転速度ωr0に応じて好適な値が変わることが知られており、予め、安定に前記pds、pqs、pdrが得られるように推定回転速度ωr0の変化を考慮しながら設計しておく。   The gain setter 23 outputs current deviation amplification gains h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42 based on the estimated rotational speed ωr0. These gains (a part of) are known to change in suitable values according to the estimated rotational speed ωr0, and the change in the estimated rotational speed ωr0 so that the pds, pqs, and pdr can be stably obtained in advance. Design in consideration of

なお、適応オブザーバ20の構成は前記特許文献3、4と同様の構成であり、電流偏差増幅ゲインh11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42を前記特許文献3、4に基づいて設計しても、本発明を好適に実施できることから、これらのゲインの設計根拠、設計方法の詳細については省略する。   The configuration of the adaptive observer 20 is the same as that of Patent Documents 3 and 4, and the current deviation amplification gains h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, and h42 are based on the Patent Documents 3 and 4. Since the present invention can be suitably implemented even if designed, the details of the design basis and design method of these gains are omitted.

偏差増幅器22は、(12)式に基づいてdq軸各々の電流偏差errd、errqを電流偏差増幅ゲインh11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42により増幅し、偏差f1、f2、f3、f4を算出する。
The deviation amplifier 22 amplifies the current deviations errd and errq of each of the dq axes by the current deviation amplification gains h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42 based on the equation (12), and deviations f1, f2, Calculate f3 and f4.

積分器25は、回転機モデル21から出力される回転速度(電気角周波数)ωを積分して回転子位置θを出力する。   The integrator 25 integrates the rotational speed (electrical angular frequency) ω output from the rotating machine model 21 and outputs the rotor position θ.

前記適応オブザーバ20は、dq軸上の電流id、iqと同軸上電圧指令Vd*、Vq*とに基づいて、回転速度(電気角周波数)ωと推定電流id0、iq0とdq軸上の推定回転子磁束pdr、pqrと推定回転速度ωr0とを演算するdq軸上で構成した適応オブザーバであるが、該オブザーバ以外に、静止二軸上で適応オブザーバを構成する方式、または、状態変数を推定電流id0、iq0以外の変数にする適応オブザーバを構成する方式であっても、前記モデルと同じ機能を有する回転機モデル21を構築することが可能である。   The adaptive observer 20 estimates the rotation speed (electrical angular frequency) ω and the estimated current id0, iq0 and the estimated rotation on the dq axis based on the current id and iq on the dq axis and the coaxial voltage commands Vd * and Vq *. An adaptive observer configured on the dq axis for calculating the child magnetic fluxes pdr and pqr and the estimated rotational speed ωr0. In addition to the observer, a method for configuring an adaptive observer on the stationary two axes, or a state variable with an estimated current Even with a method of configuring an adaptive observer that uses variables other than id0 and iq0, it is possible to construct a rotating machine model 21 having the same function as the model.

電機子鎖交磁束換算器26は、まず、推定電機子反作用磁束のdq軸上の成分pds、pqs、推定回転子磁束のdq軸上の成分pdr、pqr(ただし、pqr=0)とから、推定電機子鎖交磁束のd軸成分pd0、q軸成分pq0を(13)式に基づいて算出する。
The armature flux linkage converter 26 first calculates the components pds and pqs of the estimated armature reaction magnetic flux on the dq axis and the components pdr and pqr (pqr = 0) of the estimated rotor magnetic flux on the dq axis. The d-axis component pd0 and the q-axis component pq0 of the estimated armature flux linkage are calculated based on the equation (13).

(13)式で得られた推定電機子鎖交磁束のd軸成分pd0、q軸成分pq0から(14)式、(15)式に基づいて(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|と(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φとを算出し、出力する。
From the d-axis component pd0 and the q-axis component pq0 of the estimated armature linkage magnetic flux obtained by the equation (13), based on the equations (14) and (15) (estimated) the absolute value of the armature linkage flux | Φ | And (estimated) armature flux linkage phase ∠Φ is calculated and output.

次に、本発明の特徴である磁束設定器8について説明する。まず、磁束設定器8の構成の概要を一通り説明した上で、同期機制御装置に磁束設定器8を備えることの目的と、磁束設定器8の構成要素である運転条件判定部80について説明する。   Next, the magnetic flux setter 8 that is a feature of the present invention will be described. First, after explaining the outline of the configuration of the magnetic flux setting device 8, the purpose of providing the magnetic flux setting device 8 in the synchronous machine control device and the operating condition determination unit 80 that is a component of the magnetic flux setting device 8 will be described. To do.

図6は、磁束設定器8の構成図である。
前記の通り、電流フィードバック制御が困難な運転条件では、電流フィードバック制御を無効として電圧フィードフォワード制御のみを行うようにするために、まず、後述の運転条件に基づいて電流フィードバック制御の有効無効を運転条件判定部80にて判定し、該判定結果を電流制御有効無効切換フラグFLとして出力する。また、併せて、該制御の有効無効の判定結果に基づいて、他の制御構成の演算において同期機1の電機子鎖交磁束Φsとして使用する値として、磁束指令生成器5から出力される磁束指令Φ*と磁束演算器6から出力される(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|とを切り換えて出力する。
FIG. 6 is a configuration diagram of the magnetic flux setter 8.
As described above, in an operation condition where current feedback control is difficult, in order to perform only the voltage feedforward control with the current feedback control disabled, first, the current feedback control is enabled / disabled based on the operation conditions described later. The condition is determined by the condition determining unit 80, and the determination result is output as the current control valid / invalid switching flag FL. In addition, the magnetic flux output from the magnetic flux command generator 5 as a value to be used as the armature interlinkage magnetic flux Φs of the synchronous machine 1 in the calculation of another control configuration based on the determination result of the validity of the control. The command Φ * and the (estimated) armature flux linkage absolute value | Φ | output from the magnetic flux calculator 6 are switched and output.

これらの動作を実現するための方法として、図6では、運転条件判定部80での判定結果に応じて、スイッチ34bにて同期機1の電機子鎖交磁束Φsとして使用する値の切り換え、スイッチ34cにて電流制御有効無効切換フラグFL設定の切り換えを行う例を示している。ただし、前記スイッチ34b、34cは運転条件判定部80での判定結果に応じて出力を切り換える手段の一例を示したものであり、必ずしも切り換え手段としてスイッチに拘る必要は無く,前記の切り換え動作を実現するスイッチ以外の別の手段を用いても良い。   As a method for realizing these operations, in FIG. 6, according to the determination result in the operating condition determination unit 80, the switch 34b switches the value used as the armature linkage magnetic flux Φs of the synchronous machine 1, An example is shown in which the current control valid / invalid switching flag FL is switched at 34c. However, the switches 34b and 34c are examples of means for switching the output in accordance with the determination result in the operating condition determination unit 80, and it is not always necessary to be concerned with the switch as the switching means, and the switching operation described above is realized. Other means other than the switch to be used may be used.

以上が、磁束設定器8の構成の概要であるが、次に磁束設定器8を備えることの目的について説明する。   The above is the outline of the configuration of the magnetic flux setter 8. Next, the purpose of providing the magnetic flux setter 8 will be described.

電流フィードバック制御有効時は、磁化電流指令生成器9の出力γ軸電流指令iγ*に基づいた該電流フィードバック制御(すなわち、磁束フィードバック制御)の動作により磁束誤差ΔΦが0になるよう制御されるため、実際の電機子鎖交磁束との誤差が小さく、(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|より特に過渡時において安定した値が得られる磁束指令Φ*が、他の制御構成の演算で使用する同期機1の電機子鎖交磁束Φsの値として好適となる。しかし、電流フィードバック制御無効時は、γ軸電流iγの電流(フィードバック)制御系で磁束誤差ΔΦを抑え込むことが困難となり、磁束指令Φ*と実際の電機子鎖交磁束との間に誤差が生じる可能性がある。そのような条件下では、磁束指令Φ*より(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|が他の制御構成の演算で使用する同期機1の電機子鎖交磁束Φsの値として好適となる。   When the current feedback control is valid, the magnetic flux error ΔΦ is controlled to be 0 by the operation of the current feedback control (that is, magnetic flux feedback control) based on the output γ-axis current command iγ * of the magnetizing current command generator 9. The magnetic flux command Φ *, which has a small error from the actual armature interlinkage magnetic flux and is more stable than the (estimated) armature interlinkage magnetic flux | Φ | The value of the armature interlinkage magnetic flux Φs of the synchronous machine 1 used in FIG. However, when the current feedback control is disabled, it is difficult to suppress the flux error ΔΦ by the current (feedback) control system of the γ-axis current iγ, and an error occurs between the flux command Φ * and the actual armature linkage flux. there is a possibility. Under such conditions, the (estimated) armature linkage magnetic flux absolute value | Φ | is suitable as the value of the armature linkage flux Φs of the synchronous machine 1 used in the calculation of another control configuration from the magnetic flux command Φ *. Become.

このことから、トルク電流指令生成器2における(2)式に基づいたδ軸電流指令iδ*生成と、電圧指令生成器3の第1の電圧指令生成器31における(5)式に基づいた第1の(γδ軸上の)電圧指令(電圧フィードフォワード制御項)vγ1、vδ1生成の際、該生成に使用する同期機1の電機子鎖交磁束Φsの値を、前記好適となる条件に従って、磁束指令Φ*と(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|とを切り換えることが望ましく、磁束設定器8はこの切り換え動作を実現するためにある。   From this, the δ-axis current command i δ * generation based on the formula (2) in the torque current command generator 2 and the first formula based on the formula (5) in the first voltage command generator 31 of the voltage command generator 3. When generating the voltage command (voltage feedforward control term) vγ1, vδ1 of 1 (on the γδ axis), the value of the armature linkage magnetic flux Φs of the synchronous machine 1 used for the generation is set according to the above-mentioned suitable condition. It is desirable to switch between the magnetic flux command Φ * and the (estimated) armature flux linkage absolute value | Φ |, and the magnetic flux setter 8 is for realizing this switching operation.

また、電流フィードバック制御無効時に(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|を他の制御構成の演算における同期機1の電機子鎖交磁束Φsの値として使用すると、以下のメリットがある。   Moreover, when the current feedback control is invalid (estimated), the armature linkage magnetic flux absolute value | Φ | is used as the value of the armature linkage flux Φs of the synchronous machine 1 in the calculation of another control configuration.

まず、電流フィードバック制御無効時における適応オブザーバ20の動作について考える。電流フィードバック制御無効時は、vγ*=vγ1,vδ*=vδ1であり、γδ軸上の電圧指令Vγ*、Vδ*とdq軸上の電圧指令Vd*、Vq*との間には(16)式の関係があることから、dq軸上の電圧指令Vd*、Vq*は(17)式で表され、定常状態における適応オブザーバ20の演算式は(18)式、(19)式となる。
First, consider the operation of the adaptive observer 20 when the current feedback control is disabled. When the current feedback control is invalid, vγ * = vγ1, vδ * = vδ1, and (16) between the voltage commands Vγ * and Vδ * on the γδ axis and the voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis. Since there is a relationship between the equations, the voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis are expressed by Equation (17), and the arithmetic expressions of the adaptive observer 20 in the steady state are Equations (18) and (19).

(17)式において、添え字の*は指令値、添え字のobは適応オブザーバ演算に使用する設定値とする。(例えば、Ldobは、適応オブザーバ演算に使用するLdの設定値を意味する。)   In the equation (17), the subscript * is a command value and the subscript ob is a set value used for adaptive observer calculation. (For example, Ldob means a set value of Ld used for adaptive observer calculation.)

(18)、(19)式において、電流フィードバック制御無効時は回転速度ωが十分高い条件であると仮定する。この仮定の下では、固定子巻線抵抗での発生電圧の影響を微小(すなわち、Rob≒0)と見なせる。さらに、定常状態であると仮定すると微分項(d/dt項)が0、かつ、ω≒ωr0と見なせることから(18)式は(20)式、(17)式は(21)式となる。
In the equations (18) and (19), it is assumed that the rotational speed ω is sufficiently high when the current feedback control is invalid. Under this assumption, the influence of the generated voltage on the stator winding resistance can be regarded as very small (that is, Rob≈0). Further, assuming that it is in a steady state, the differential term (d / dt term) is 0 and can be regarded as ω≈ωr0. .

ここで、γδ軸上の電圧指令Vγ*、Vδ*を演算する際に用いる電機子鎖交磁束Φsに対する(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|の誤差をΦserrとすると、(13)式と(15)式の関係より、(22)式、(23)式が成り立つ。
Here, assuming that the error of the (estimated) armature linkage magnetic flux | Φ | relative to the armature linkage flux Φs used when calculating the voltage commands Vγ * and Vδ * on the γδ axis is Φserr, (13) From the relationship between the equation and the equation (15), the equation (22) and the equation (23) are established.

(20)式〜(23)式の関係を整理すると、(24)式が得られる。
When the relationship between the equations (20) to (23) is arranged, the equation (24) is obtained.

(25)式においてΦserr≠0、すなわち、Φs≠|Φ|の場合、id0≠id、iq0≠iqとなるために適応オブザーバにおいて電流推定誤差が生じる。よって、電流フィードバック制御無効時においてΦs=|Φ|、すなわち、γδ軸上の電圧指令Vγ*、Vδ*を演算する際に用いる電機子鎖交磁束Φsとして(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|を用いることが望ましいことが分かる。   In the equation (25), when Φserr ≠ 0, that is, Φs ≠ | Φ |, since id0 ≠ id and iq0 ≠ iq, a current estimation error occurs in the adaptive observer. Therefore, when current feedback control is disabled, Φs = | Φ |, that is, the armature linkage flux Φs used to calculate the voltage commands Vγ * and Vδ * on the γδ axis (estimated) armature linkage flux absolute value It can be seen that it is desirable to use | Φ |.

さらに、インダクタンス等のパラメータ変動発生時の適応オブザーバ20の動作について考える。界磁(永久磁石)磁束Φmを有する同期機1の状態方程式は、実電機子反作用磁束のd軸成分Φds、実電機子反作用磁束のq軸成分Φqs、dq軸上の実電圧Vd、Vqとを用いて表すと(25)式となる。
Further, consider the operation of the adaptive observer 20 when parameter variations such as inductance occur. The equation of state of the synchronous machine 1 having the field (permanent magnet) magnetic flux Φm is expressed as follows: the d-axis component Φds of the actual armature reaction magnetic flux, the q-axis component Φqs of the actual armature reaction magnetic flux, and the actual voltages Vd and Vq on the dq axis. This is expressed using equation (25).

定常状態を考え、オブザーバのときと同様に近似すると(27)式のようになる。(R=0、微分項(d/dt項):0)
If a steady state is considered and approximated similarly to the case of the observer, equation (27) is obtained. (R = 0, differential term (d / dt term): 0)

ここで、dq軸上の電圧指令Vd*、Vq*の通りにdq軸上の実電圧Vd、Vqが出力されていると仮定し、(27)式と、(20)式において電流推定誤差が無い(id0=id、iq0=iq)とした場合の適応オブザーバの定常状態の近似式(28)式とから、(29)式、(30)式が導出できる。
Ldob−Ld=ΔLd(適応オブザーバ演算に使用するLdの設定値とLd真値との誤差相当)とすると、二次側d軸磁束推定値pdrは(31)式となる。
また、Lqob−Lq=ΔLq(適応オブザーバ演算に使用するLqの設定値とLq真値との誤差相当)とすると、0=ΔLq・Iqとなることがわかる。
Here, it is assumed that the actual voltages Vd and Vq on the dq axis are output according to the voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis, and the current estimation error in the equations (27) and (20) Equations (29) and (30) can be derived from the approximate equation (28) of the steady state of the adaptive observer when there is no (id0 = id, iq0 = iq).
If Ldob−Ld = ΔLd (corresponding to an error between the set value of Ld used for adaptive observer calculation and the true value of Ld), the secondary-side d-axis magnetic flux estimated value pdr is expressed by equation (31).
Further, when Lqob−Lq = ΔLq (corresponding to an error between the set value of Lq used for adaptive observer calculation and the true value of Lq), it can be seen that 0 = ΔLq · Iq.

一方、電機子鎖交磁束Φsはγ軸上の値であり、前記の通り、電流フィードバック制御無効時においてはΦs=|Φ|が選択される。また、(13)式、(19)式、(31)式の関係から、電流推定誤差が無い(id0=id、iq0=iq)とした場合の(推定)電機子鎖交磁束のd軸成分pd0、q軸成分pq0は(32)式で与えられる。
On the other hand, the armature linkage magnetic flux Φs is a value on the γ-axis, and as described above, Φs = | Φ | is selected when the current feedback control is invalid. Further, from the relationship of the equations (13), (19), and (31), the d-axis component of the armature flux linkage (estimated) when there is no current estimation error (id0 = id, iq0 = iq) pd0 and q-axis component pq0 are given by equation (32).

電流フィードバック制御無効時の電機子鎖交磁束Φsの値として用いられる|Φ|の値は、(32)式を(14)式に代入することで得られる値となる。この時、トルク指令τ*は(推定)電機子鎖交磁束|Φ|の値、すなわち(32)のpd0、pq0の値に基づいて生成されることから、同期機1の発生するトルクτとトルク指令τ*相当量は(33)式となる。(33)式から、適応オブザーバ演算に使用するLd、Lqの設定値とLd、Lqの真値との誤差ΔLd、ΔLqの影響を受けないことが分かる。
The value of | Φ | used as the value of the armature interlinkage magnetic flux Φs when the current feedback control is invalid is a value obtained by substituting the expression (32) into the expression (14). At this time, since the torque command τ * is generated based on the value of (estimated) armature linkage magnetic flux | Φ |, that is, the values of pd0 and pq0 in (32), the torque τ generated by the synchronous machine 1 and The amount corresponding to the torque command τ * is expressed by equation (33). From equation (33), it can be seen that there is no influence of errors ΔLd and ΔLq between the set values of Ld and Lq used for adaptive observer computation and the true values of Ld and Lq.

したがって、電流フィードバック制御無効時に(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|を、δ軸電流指令iδ*生成演算と、γδ軸上の電圧指令(電圧フィードフォワード制御項)vγ1、vδ1生成演算とにおける同期機1の電機子鎖交磁束Φsとして使用すれば、適応オブザーバ演算に使用するLd、Lqの設定値とLd、Lqの真値との誤差ΔLd、ΔLqに影響されずに、制御性が良好かつ、所望のトルク指令に追従したトルクを出力できる。   Therefore, when the current feedback control is invalid (estimated), the armature flux linkage absolute value | Φ | is calculated using the δ-axis current command iδ * generation calculation and the γδ-axis voltage command (voltage feedforward control term) vγ1 and vδ1 generation calculation. If the armature flux linkage Φs of the synchronous machine 1 is used, the controllability is not affected by the errors ΔLd and ΔLq between the set values of Ld and Lq used for adaptive observer calculation and the true values of Ld and Lq. And a torque that follows a desired torque command can be output.

次に、磁束設定器8の構成要素である運転条件判定部80において、運転条件に基づいて電流フィードバック制御の有効無効を判定する方法について説明する。   Next, a method for determining the validity / invalidity of the current feedback control based on the operation condition in the operation condition determination unit 80 which is a component of the magnetic flux setter 8 will be described.

まず、該判定基準として好適なものとして、同期機1の回転速度ωがある。
図6に示すように、運転条件判定部80に同期機1の回転速度(電気角周波数)ωを入力する。同期機1の回転速度ωが上昇するに従い、電力変換手段4が同期機1に印加する三相電圧Vu、Vv、Vwの周波数も上昇するため、同期機の電流を所望の電流指令に追従させて良好な電流フィードバック制御を行うためには、電力変換手段4のキャリア周波数を大きくし、電力変換手段4のスイッチング素子のスイッチング回数を多くして、細やかな電流制御を行う必要がある。
ただし、電力変換手段4のキャリア周波数の上限は、電力変換手段4のスイッチング素子の特性等に依存することから、スイッチング素子の特性等を勘案した上で設定するキャリア周波数範囲内で、電流フィードバック制御が安定に動作する速度範囲を予め求めておき、同期機1の回転速度ωが前記速度範囲を超えた場合に電流フィードバック制御を無効とする判定を行う。
First, as a suitable determination criterion, there is a rotational speed ω of the synchronous machine 1.
As shown in FIG. 6, the rotational speed (electrical angular frequency) ω of the synchronous machine 1 is input to the operating condition determination unit 80. As the rotational speed ω of the synchronous machine 1 increases, the frequency of the three-phase voltages Vu, Vv, and Vw applied to the synchronous machine 1 by the power conversion means 4 also increases, so that the current of the synchronous machine follows the desired current command. In order to perform good current feedback control, it is necessary to increase the carrier frequency of the power conversion unit 4 and increase the number of switching times of the switching element of the power conversion unit 4 to perform fine current control.
However, since the upper limit of the carrier frequency of the power conversion means 4 depends on the characteristics of the switching element of the power conversion means 4, the current feedback control is performed within the carrier frequency range set in consideration of the characteristics of the switching element. Is determined in advance, and when the rotational speed ω of the synchronous machine 1 exceeds the speed range, it is determined that the current feedback control is invalidated.

このように、電流フィードバック制御の有無を切り換える同期機の運転条件を同期機1の回転速度ωとすることで、電流フィードバック制御が困難となる高速回転時において、適切に電流フィードバック制御を無効とすることができる効果が得られる。   In this way, by setting the operating condition of the synchronous machine for switching the presence / absence of the current feedback control to the rotational speed ω of the synchronous machine 1, the current feedback control is appropriately invalidated at the time of high speed rotation where current feedback control becomes difficult. The effect that can be obtained.

また、他の判定基準として好適なものとして、同期機1の回転速度ωに対する電力変換手段4のキャリア周波数の比がある。図6に示すように、運転条件判定部80に同期機1の回転速度ωを入力する点は、同期機1の回転速度ωに基づいて該判定を行う場合と同じであるが、該判定において電力変換手段4のキャリア周波数を考慮する。   Another suitable criterion is the ratio of the carrier frequency of the power conversion means 4 to the rotational speed ω of the synchronous machine 1. As shown in FIG. 6, the point that the rotational speed ω of the synchronous machine 1 is input to the operating condition determination unit 80 is the same as the case where the determination is made based on the rotational speed ω of the synchronous machine 1. Consider the carrier frequency of the power conversion means 4.

同じ回転速度条件でも、電力変換手段4のキャリア周波数の設定により、同期機の各相に印加される交流電圧1周期に対する電力変換手段のスイッチング素子のスイッチング回数が変わるため、電流フィードバック制御の安定性が変わる。よって、電力変換手段4のキャリア周波数の設定が逐次変わるような場合、同期機1の回転速度ωのみでは無く、同期機1の回転速度ωに対する電力変換手段4のキャリア周波数の比に基づいて電流フィードバック制御の有効無効を判定する方が望ましい。このようにすれば、電力変換手段4のキャリア周波数が大きいときは、電流フィードバック制御の有効無効を切り換える速度を高くし、逆に、電力変換手段4のキャリア周波数が小さいときは、電流フィードバック制御の有効無効を切り換える速度を低くすることが可能となる。   Even under the same rotational speed condition, the switching frequency of the switching element of the power conversion means for one cycle of the AC voltage applied to each phase of the synchronous machine varies depending on the setting of the carrier frequency of the power conversion means 4, and thus the stability of the current feedback control Changes. Therefore, when the setting of the carrier frequency of the power conversion means 4 changes sequentially, the current is based not only on the rotation speed ω of the synchronous machine 1 but also on the ratio of the carrier frequency of the power conversion means 4 to the rotation speed ω of the synchronous machine 1. It is desirable to determine whether the feedback control is valid or invalid. In this way, when the carrier frequency of the power conversion means 4 is large, the speed at which the current feedback control is switched between valid and invalid is increased. Conversely, when the carrier frequency of the power conversion means 4 is small, the current feedback control It is possible to reduce the speed for switching between valid and invalid.

このように、電流フィードバック制御の有無を切り換える同期機の運転条件を同期機の回転速度に対する電力変換手段のキャリア周波数の比に基づいた条件とすることで、電流フィードバック制御が困難となる高速回転時において、適切に電流フィードバック制御を無効にすることができるとともに、キャリア周波数の設定に応じて、電流フィードバック制御の有効無効を切り換える回転速度を適切に変更できる効果が得られる。   As described above, by setting the operating condition of the synchronous machine for switching the presence / absence of the current feedback control based on the ratio of the carrier frequency of the power conversion means to the rotational speed of the synchronous machine, the current feedback control becomes difficult at high speed rotation. In this case, the current feedback control can be appropriately invalidated, and an effect of appropriately changing the rotation speed for switching the validity / invalidity of the current feedback control according to the setting of the carrier frequency can be obtained.

また、他の判定基準として好適なものとして、同期機1の回転速度ω対する同期機制御装置の演算処理周波数の比がある。運転条件判定部80に同期機1の回転速度ωを入力する点は、同期機1の回転速度ωに基づいて該判定を行う場合と同じであるが、該判定において同期機制御装置の演算処理周波数、具体的には、同期機制御装置に係わる演算処理を行うマイクロコンピュータの演算処理周期(の逆数)を考慮する。   Another suitable criterion is the ratio of the processing frequency of the synchronous machine control device to the rotational speed ω of the synchronous machine 1. The point that the rotational speed ω of the synchronous machine 1 is input to the operating condition determination unit 80 is the same as the case where the determination is made based on the rotational speed ω of the synchronous machine 1, but in the determination, the arithmetic processing of the synchronous machine control device The frequency, specifically, the arithmetic processing cycle (reciprocal number) of the microcomputer that performs arithmetic processing related to the synchronous machine control device is taken into consideration.

通常、同期機制御装置に係わる演算処理を行うマイクロコンピュータは、マイクロコンピュータのスペックや演算処理負荷に基づいて適切に設定される演算処理周期毎に制御演算処理を行い、制御における指令等の演算結果を出力する。同期機1の制御における電圧指令生成器3で生成する電圧指令の更新周期もマイクロコンピュータの演算処理周期に依存する。よって、同期機制御装置に係わる演算処理を行うマイクロコンピュータの演算処理周期(この逆数が同期機制御装置の演算処理周波数)に応じて、前記電圧指令の更新周期が変わり、更新周期が短い程、細やかな電流制御が行うことや、電力変換手段4のキャリア周波数の上限を上げることが可能になる。このため、同じ回転速度条件でも、同期機制御装置の演算処理周波数が変わると、電流フィードバック制御の安定性が変わる。   Normally, a microcomputer that performs arithmetic processing related to a synchronous machine control device performs control arithmetic processing at every arithmetic processing cycle that is appropriately set based on the specifications of the microcomputer and the arithmetic processing load, and results of arithmetic operations such as commands in control Is output. The update cycle of the voltage command generated by the voltage command generator 3 in the control of the synchronous machine 1 also depends on the calculation processing cycle of the microcomputer. Therefore, the update cycle of the voltage command changes according to the calculation processing cycle of the microcomputer that performs the calculation processing related to the synchronous machine control device (the reciprocal is the calculation processing frequency of the synchronous machine control device), and the shorter the update cycle, Fine current control can be performed, and the upper limit of the carrier frequency of the power conversion means 4 can be increased. For this reason, even if the rotation speed conditions are the same, if the arithmetic processing frequency of the synchronous machine control device changes, the stability of the current feedback control changes.

よって、同期機制御装置における演算処理を行うマイクロコンピュータの処理周波数が演算処理負荷の変化に応じて変わる場合、同期機1の回転速度(電気角周波数)ωのみでは無く、同期機1の回転速度ωに対する同期機制御装置の演算処理周波数の比に基づいて電流フィードバック制御の有効無効を判定する方が望ましい。   Therefore, when the processing frequency of the microcomputer that performs arithmetic processing in the synchronous machine control device changes according to the change in the arithmetic processing load, not only the rotational speed (electrical angular frequency) ω of the synchronous machine 1 but also the rotational speed of the synchronous machine 1. It is desirable to determine whether the current feedback control is valid or invalid based on the ratio of the arithmetic processing frequency of the synchronous machine controller to ω.

このようにすれば、同期機制御装置の演算処理周波数が大きいときは、電流フィードバック制御の有効無効を切り換える速度を高くし、逆に、同期機制御装置の演算処理周波数が小さいときは、電流フィードバック制御の有効無効を切り換える速度を低くすることが可能となる。   In this way, when the arithmetic processing frequency of the synchronous machine control device is large, the speed at which the current feedback control is switched between valid and invalid is increased, and conversely, when the arithmetic processing frequency of the synchronous machine control device is small, the current feedback control It is possible to reduce the speed at which the control is switched between valid and invalid.

このように、電流フィードバック制御の有無を切り換える同期機の運転条件を同期機の回転速度対する同期機制御装置の演算処理周波数の比に基づいた条件とすることで、電流フィードバック制御が困難となる高速回転時において、適切に電流フィードバック制御を無効にすることができるとともに、同期機制御装置における演算処理を行うマイクロコンピュータの処理周波数(演算処理負荷によって適切に設定される)に応じて、電流フィードバック制御の有効無効を切り換える回転速度を適切に変更できる効果が得られる。   As described above, by setting the operation condition of the synchronous machine for switching the presence or absence of the current feedback control to a condition based on the ratio of the arithmetic processing frequency of the synchronous machine control device to the rotational speed of the synchronous machine, the current feedback control becomes difficult. Current feedback control can be appropriately disabled during rotation, and current feedback control is performed according to the processing frequency of the microcomputer that performs arithmetic processing in the synchronous machine control device (which is appropriately set by the arithmetic processing load). The effect of appropriately changing the rotation speed for switching between valid and invalid can be obtained.

以上が、本発明の特徴である磁束設定器8の説明である。   The above is the description of the magnetic flux setter 8 which is a feature of the present invention.

これまでの本発明の実施の形態1の説明において、座標変換器10a〜dにおける演算については示しておらず、ここで該座標変換演算について説明する。   In the description of the first embodiment of the present invention so far, calculation in the coordinate converters 10a to 10d is not shown, and the coordinate conversion calculation will be described here.

座標変換器10a〜dにおける演算式は、(34)式〜(37)式となる。
The arithmetic expressions in the coordinate converters 10a to 10d are the expressions (34) to (37).

ただし、電圧に係わる座標変換(座標変換器10aの(34)式、10dの(37)式での演算)において、電流検出手段7で検出された同期機1の出力電流iu、iv、iwの値に基づく制御演算が電力変換手段4から出力される三相電圧Vu、Vv、Vwに反映されるまでの制御演算遅れ時間(無駄時間)を考慮し、下記変換位相∠Φ、θに対し、前記制御演算遅れ時間に基づく位相補正量θd分補正した位相で座標変換しても良い。   However, the output currents iu, iv, and iw of the synchronous machine 1 detected by the current detecting means 7 in the coordinate conversion relating to the voltage (calculation in the expression (34) of the coordinate converter 10a and the expression (37) of 10d). Considering the control calculation delay time (dead time) until the control calculation based on the value is reflected in the three-phase voltages Vu, Vv, Vw output from the power conversion means 4, the following conversion phases ∠Φ, θ Coordinate conversion may be performed with the phase corrected by the phase correction amount θd based on the control calculation delay time.

また、本発明の実施の形態1において、何らかのトラブルで、同期機1の回転子位置θの推定ができなかった場合に、磁束設定器8が第2の電圧指令生成器32の出力を無効として、周知のV/F一定制御等を用いて電圧フィードフォワード制御を行うようにしても良い。一例として、同期機1の回転子位置θの推定ができなかったことを、同期機1の回転速度(推定値)ωの変化等から判定し(例えば、通常運転では発生しない回転速度(推定値)ωの急激な変化を検知する等)、電力変換手段4において過電流発生等の異常がない場合、電流フィードバック制御を無効にした上で、該トラブル発生直前の同期機1の回転速度ωを保持しておき、保持した回転速度に基づいて、電圧指令生成器3の第1の電圧指令生成器31で電圧フィードフォワード制御項vγ1、vδ1を演算、出力するようにする。
その際、座標変換等に用いる同期機1の回転子位置θの値は、保持した回転速度を積分することで、仮の回転子位置を生成し、仮の回転子位置に基づいて座標変換等を行えば良い。
In the first embodiment of the present invention, when the rotor position θ of the synchronous machine 1 cannot be estimated due to some trouble, the magnetic flux setting device 8 invalidates the output of the second voltage command generator 32. Alternatively, the voltage feedforward control may be performed using the well-known V / F constant control or the like. As an example, the fact that the rotor position θ of the synchronous machine 1 could not be estimated is determined from a change in the rotational speed (estimated value) ω of the synchronous machine 1 (for example, a rotational speed (estimated value that does not occur in normal operation) ) When a sudden change in ω is detected, etc.) When there is no abnormality such as the occurrence of an overcurrent in the power conversion means 4, the current feedback control is disabled and the rotational speed ω of the synchronous machine 1 immediately before the occurrence of the trouble is set. The voltage feedforward control terms vγ1, vδ1 are calculated and output by the first voltage command generator 31 of the voltage command generator 3 based on the held rotation speed.
At this time, the value of the rotor position θ of the synchronous machine 1 used for coordinate conversion or the like is obtained by integrating the held rotation speed to generate a temporary rotor position, and coordinate conversion or the like based on the temporary rotor position. Just do it.

このようにすれば、万が一、同期機1の回転子位置θが何らかのトラブルによりできなかった場合に、電流フィードバック制御を行わず、さらに同期機の回転子位置を用いない制御を行うことで、駆動性能は正常時より劣るものの最低限の運転継続が可能になる。   In this way, in the unlikely event that the rotor position θ of the synchronous machine 1 cannot be obtained due to some trouble, the current feedback control is not performed and the control without using the rotor position of the synchronous machine is further performed. Although the performance is inferior to normal, the minimum operation can be continued.

また、本発明の実施の形態1において、一旦電流フィードバック制御を無効にした後、電流フィードバック制御を有効にする場合に、第2の電圧指令生成器32に備わるPI制御器33をリセットするようにしても良い。   In the first embodiment of the present invention, when the current feedback control is enabled after the current feedback control is once disabled, the PI controller 33 included in the second voltage command generator 32 is reset. May be.

これは、電流フィードバック制御を無効にした際、PI制御器33の積分演算項の値が保持され、電流フィードバック制御を有効にした際、保持された積分演算項の値が第2の電圧指令生成器32として出力され、電圧指令生成器3からの電圧指令出力値が急変する可能性があり、これを防止する目的でPI制御器33をリセットし、電流フィードバック制御を有効にした直後の第2の電圧指令生成器32の出力を零にする。
このようにすれば、電流フィードバック制御を無効から有効に切り換えた際に、該切り換えの影響を受けることなく運転継続できる効果が得られる。
This is because when the current feedback control is disabled, the value of the integral calculation term of the PI controller 33 is held, and when the current feedback control is enabled, the value of the held integral calculation term is the second voltage command generation. The voltage command output value from the voltage command generator 3 may be suddenly changed, and the second time immediately after the PI controller 33 is reset and the current feedback control is enabled for the purpose of preventing this. The output of the voltage command generator 32 is set to zero.
In this way, when the current feedback control is switched from invalid to effective, the effect of continuing operation without being affected by the switching can be obtained.

以上が、本発明の実施の形態1における同期機制御装置の説明である。   The above is description of the synchronous machine control apparatus in Embodiment 1 of this invention.

本発明によれば、同期機1のトルクと磁束とを独立して操作可能な制御系を構成する。電流フィードバック制御を行える運転条件では、運転目的に応じた好適な磁束指令に追従するように磁束フィードバック制御を行いつつ、実電機子鎖交磁束との誤差が小さく推定値より安定した値が得られる磁束指令値に基づいてトルク指令や電圧指令を生成する。また、電流フィードバック制御を行うことが困難となる運転条件では、磁化電流指令生成器で磁束フィードバック制御を行えないことから、実電機子鎖交磁束に近い推定電機子鎖交磁束に基づいて前記指令を生成する。このような構成にすることで、回転子位置を検出する位置検出器を備えることなく、制御性が良好かつ、所望のトルク指令に追従したトルクを出力できる効果がある。   According to this invention, the control system which can operate the torque and magnetic flux of the synchronous machine 1 independently is comprised. Under operating conditions in which current feedback control is possible, magnetic flux feedback control is performed so as to follow a suitable magnetic flux command according to the operation purpose, and an error with the actual armature linkage flux is small and a stable value can be obtained from the estimated value. A torque command and a voltage command are generated based on the magnetic flux command value. Also, under the operating conditions where current feedback control is difficult, magnetic flux feedback control cannot be performed by the magnetizing current command generator, so the command is based on the estimated armature linkage flux close to the actual armature linkage flux. Is generated. With such a configuration, there is an effect that the controllability is good and the torque following the desired torque command can be output without providing a position detector for detecting the rotor position.

また、本発明の実施の形態1において、回転子位置の推定ができなかった場合に、電流フィードバック制御を行わず、さらに同期機の回転子位置を用いない制御を行うことで、回転子位置検出ができなくても運転を継続することが可能となる効果がある。   In the first embodiment of the present invention, when the rotor position cannot be estimated, current position control is not performed, and control without using the rotor position of the synchronous machine is performed, thereby detecting the rotor position. Even if it is not possible, there is an effect that it is possible to continue driving.

また、本発明の実施の形態1において、一旦電流フィードバック制御を有効から無効に切り換えた後、再度電流フィードバック制御を有効にした際に、第2の電圧指令生成器のPI制御器をリセットすれば、電流フィードバック制御を有効無効の切り換えの前後で、切り換えの影響を受けることなく運転継続できる効果がある。   Further, in the first embodiment of the present invention, when the current feedback control is once again switched from valid to invalid, and then when the current feedback control is validated again, the PI controller of the second voltage command generator is reset. Thus, there is an effect that the current feedback control can be continued without being affected by the switching before and after switching between valid and invalid.

実施の形態2.
図7は、本発明の実施の形態2における、同期機1と同期機制御装置とを含めた同期機制御システムを示すものである。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 7 shows a synchronous machine control system including the synchronous machine 1 and the synchronous machine control device in Embodiment 2 of the present invention.

先の実施の形態1では、磁束演算器6において同期機1の回転速度ω、回転子位置θを推定する位置検出器を備えない形態について説明したが、本実施の形態2では、磁束演算器6において同期機1の回転速度ω、回転子位置θを推定せず、同期機1の回転子位置θを位置検出器11にて検出し、検出した回転子位置θに基づいて速度演算器12にて同期機1の回転速度ωを演算する構成とした。
以下、実施の形態1と異なる部分(位置検出器11、速度演算器12、磁束演算器6a)を中心に説明し、同一部分については、適宜説明を省略する。
In the first embodiment, the embodiment in which the magnetic flux calculator 6 does not include the position detector for estimating the rotational speed ω and the rotor position θ of the synchronous machine 1 has been described. However, in the second embodiment, the magnetic flux calculator 6, the rotational speed ω and the rotor position θ of the synchronous machine 1 are not estimated, the rotor position θ of the synchronous machine 1 is detected by the position detector 11, and the speed calculator 12 is based on the detected rotor position θ. Thus, the rotational speed ω of the synchronous machine 1 is calculated.
The following description will focus on the parts (position detector 11, speed calculator 12, magnetic flux calculator 6a) that are different from the first embodiment, and the description of the same parts will be omitted as appropriate.

位置検出器11は、周知のレゾルバやエンコーダ等を用いて同期機1の回転子位置θを検出する。速度演算器12は、検出した回転子位置θに基づいて微分演算を行い、同期機1の回転速度(電気角周波数)ωを算出する。   The position detector 11 detects the rotor position θ of the synchronous machine 1 using a known resolver, encoder, or the like. The speed calculator 12 performs a differential operation based on the detected rotor position θ, and calculates the rotational speed (electrical angular frequency) ω of the synchronous machine 1.

磁束演算器6に関しては、先の実施の形態1と同じ適応オブザーバ20を有する構成でも構わないが、本実施の形態2では、回転速度ω、回転子位置θを推定する機構が不要となるため、磁束演算器6を以下のような構成にしても良い。   The magnetic flux calculator 6 may be configured to have the same adaptive observer 20 as in the first embodiment. However, in the second embodiment, a mechanism for estimating the rotational speed ω and the rotor position θ is not necessary. The magnetic flux calculator 6 may be configured as follows.

図8は、本発明の実施の形態2における、磁束演算器6aの構成図の一例である。磁束演算器6aは適応オブザーバ20の代わりに電流型磁束演算器61を有する。   FIG. 8 is an example of a configuration diagram of the magnetic flux calculator 6a in the second embodiment of the present invention. The magnetic flux calculator 6 a includes a current-type magnetic flux calculator 61 instead of the adaptive observer 20.

図8において、座標変換器10cは前記(36)式に基づいて、同期機1の出力電流iu、iv、iwを回転子位置θに基づいてdq軸上の電流id、iqに変換する。電流型磁束演算器61では、dq軸上の電流id,iqより(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φを算出し、出力する。   In FIG. 8, the coordinate converter 10c converts the output currents iu, iv, iw of the synchronous machine 1 into the currents id, iq on the dq axis based on the rotor position θ based on the equation (36). The current-type magnetic flux calculator 61 calculates (estimates) the armature flux linkage absolute value | Φ | and (estimates) the armature flux linkage phase ∠Φ from the currents id and iq on the dq axis and outputs them.

界磁(永久磁石)磁束Φmを有する同期機1において、電流と実電機子鎖交磁束との間に(38)式に示す関係が成立する。ここで、実電機子鎖交磁束のd軸成分をΦd、実電機子鎖交磁束のq軸成分をΦqとする。
なお、界磁(永久磁石)磁束がない同期機ではΦm=0となる。
In the synchronous machine 1 having the field (permanent magnet) magnetic flux Φm, the relationship shown in the equation (38) is established between the current and the actual armature linkage flux. Here, the d-axis component of the actual armature linkage flux is Φd, and the q-axis component of the actual armature linkage flux is Φq.
In a synchronous machine having no field (permanent magnet) magnetic flux, Φm = 0.

電流型磁束演算器61では、(38)式で得られる推定電機子鎖交磁束のd軸成分pd0、q軸成分pq0から前記(14)式、(15)式に基づいて、(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φを算出し、出力する。   In the current-type magnetic flux calculator 61, the (estimated) electric machine is based on the above-mentioned equations (14) and (15) from the d-axis component pd 0 and the q-axis component pq 0 of the estimated armature linkage flux obtained by the equation (38). The absolute value of the interlinkage magnetic flux | Φ | and the (estimated) armature interlinkage magnetic flux phase ∠Φ are calculated and output.

なお、(38)式の演算に用いるdq軸インダクタンスLd、Lqは磁気飽和のために同期機1の出力電流により値が変化することが知られており、予め出力電流(例えばdq軸上の電流id、iq)とdq軸インダクタンスとの関係を数式あるいはテーブルの形で記憶しておき、出力電流に応じてを変化させることにより、インダクタンス変動による磁束推定の誤差を低減できるような構成にしても良い。
また、図7において、前記磁束演算器6aの代わりに以下に示す磁束演算器6bを用いても良い。
It is known that the dq-axis inductances Ld and Lq used in the calculation of the equation (38) change depending on the output current of the synchronous machine 1 due to magnetic saturation, and the output current (for example, the current on the dq-axis) is previously determined. id, iq) and the dq axis inductance are stored in the form of a mathematical expression or a table, and by changing according to the output current, an error in estimating the magnetic flux due to the inductance fluctuation can be reduced. good.
In FIG. 7, a magnetic flux calculator 6b shown below may be used instead of the magnetic flux calculator 6a.

図9は、本発明の実施の形態2における、磁束演算器6bの構成図の一例である。磁束演算器6bは前記磁束演算器6aにおける電流型磁束演算器61の代わりに電圧型磁束演算器62を有する。   FIG. 9 is an example of a configuration diagram of the magnetic flux calculator 6b in the second embodiment of the present invention. The magnetic flux calculator 6b has a voltage-type magnetic flux calculator 62 instead of the current-type magnetic flux calculator 61 in the magnetic flux calculator 6a.

図9において、座標変換器10dは前記(37)式に基づいて、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を回転子位置θに基づいてdq軸上の電圧指令Vd*、Vq*に変換する。   In FIG. 9, the coordinate converter 10d converts the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * into voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis based on the rotor position θ based on the equation (37). Convert.

速度演算器12は、検出した回転子位置θに基づいて微分演算を行い、同期機1の回転速度(電気角周波数)ωを算出する。   The speed calculator 12 performs a differential operation based on the detected rotor position θ, and calculates the rotational speed (electrical angular frequency) ω of the synchronous machine 1.

電圧型磁束演算器62では、dq軸上の電圧指令Vd*、Vq*とdq軸上の電流id,iqより(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φを算出し、出力する。   In the voltage type magnetic flux calculator 62, the voltage command Vd *, Vq * on the dq axis and the current id, iq on the dq axis (estimated) armature linkage magnetic flux absolute value | Φ |, (estimated) armature linkage Calculate and output the magnetic flux phase ∠Φ.

界磁(永久磁石)磁束Φmを有する同期機1において、電圧、電流と実電機子鎖交磁束との間に(39)式に示す関係が成立する。
In the synchronous machine 1 having the field (permanent magnet) magnetic flux Φm, the relationship shown in the equation (39) is established between the voltage and current and the actual armature interlinkage magnetic flux.

なお、(39)式において、電流の変化が緩やかである場合にはラプラス演算子sを含む項は無視してもよく、この場合(39)式は以下の(40)式のように変形される。なお、(39)式から(40)式への変形に際し、実際の演算に則してdq軸上の電圧Vd、Vqをdq軸上の電圧指令Vd*、Vq*に、実電機子鎖交磁束のd軸成分Φd、q軸成分Φqを推定電機子鎖交磁束のd軸成分pd0、q軸成分pq0に置き換えている。
In the equation (39), when the current change is slow, the term including the Laplace operator s may be ignored. In this case, the equation (39) is modified as the following equation (40): The When transforming from the equation (39) to the equation (40), the actual armature linkage is performed by changing the voltages Vd and Vq on the dq axis to the voltage commands Vd * and Vq * on the dq axis in accordance with the actual calculation. The d-axis component Φd and q-axis component Φq of the magnetic flux are replaced with the d-axis component pd0 and the q-axis component pq0 of the estimated armature linkage flux.

(40)式において、固定子巻線抵抗Rがその他の項に比較して小さい場合には、これを含む項を無視しても良い。この場合、同期機1の出力電流に関する情報は不要となる。
また、固定子巻線抵抗Rは、同期機1の温度によって変化するので、同期機1の温度を検出して固定子巻線抵抗Rの値を補正する構成にしても良い。
In the equation (40), when the stator winding resistance R is smaller than other terms, terms including this may be ignored. In this case, information regarding the output current of the synchronous machine 1 is not necessary.
Further, since the stator winding resistance R varies depending on the temperature of the synchronous machine 1, the temperature of the synchronous machine 1 may be detected to correct the value of the stator winding resistance R.

なお、磁束演算器6a、6bの演算において、同期機1の出力電流iu、iv、iwは電流検出手段7による検出値を、三相電圧は電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を使用しているが、前者に電圧指令生成器3に入力される電流指令を電流指令iγ*、iδ*を三相電流(指令)に換算した値を、後者に周知の手段で三相電圧を検出し、検出した三相電圧検出値を用いても良い。さらに、磁束演算器6bのような電圧より(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、(推定)電機子鎖交磁束位相∠Φを求める演算は、回転子位置θを用いずに行うようにしても良い。
例えば、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*より三相電流iu,iv,iwによる固定子巻線抵抗Rでの電圧降下分を減じた値を極座標変換して、その絶対値を回転速度(電気角周波数)ωで除した値を(推定)電機子鎖交磁束絶対値|Φ|、その位相から90°を減じた(ω>0の場合)あるいは90°を加えた(ω<0の場合)ものを電機子鎖交磁束位相∠Φとすればよく、この方法は計算がより簡便となる。
In the calculation of the magnetic flux calculators 6a and 6b, the output currents iu, iv and iw of the synchronous machine 1 are detected values by the current detecting means 7, and the voltage commands Vu *, Vv * and Vw * are used for the three-phase voltages. However, the current command input to the voltage command generator 3 is converted into a current command iγ *, iδ * is converted into a three-phase current (command), and the latter is detected using a known means. The detected three-phase voltage detection value may be used. Further, the calculation for obtaining (estimated) armature flux linkage absolute value | Φ | and (estimated) armature flux linkage phase ∠Φ from the voltage as in the magnetic flux calculator 6b is performed without using the rotor position θ. You may do it.
For example, the absolute value of the three-phase voltage command Vu *, Vv *, Vw *, which is obtained by subtracting the voltage drop at the stator winding resistance R due to the three-phase currents iu, iv, iw, is rotated. The value divided by the velocity (electrical angular frequency) ω is (estimated) the armature flux linkage absolute value | Φ |, 90 ° is subtracted from the phase (when ω> 0), or 90 ° is added (ω < In the case of 0), the armature flux linkage phase ∠Φ may be used, and this method makes calculation easier.

図8に示した電流型磁束演算器61を有する磁束演算器6aは、回転速度にかかわらず磁束の推定が可能であるが、(38)式に示すように磁束推定にインダクタンス値を使用するので、磁気飽和等による同期機1の特性の変動の影響を受けやすい。一方、図9に示した電圧型磁束演算器62を有する磁束演算器6bは、(40)式に基づいて磁束推定する場合は、インダクタンス値を用いないので同期機1の特性の変動の影響を受けにくいが、回転速度が小さく電機子電圧が低い場合には、推定精度が低下することがある。
これらの問題を解決する方法として、電流型磁束演算器61と電圧型磁束演算器62とを併用して、回転速度が小さい領域では電流型磁束演算器61を主に使用し、回転速度ωが上昇すると電圧型磁束演算器62を主に使用するように、磁束演算器を切り換える、あるいは回転速度ωを参照した重み付けを行いながら前記2種類の磁束演算器の出力を平均化するなどの方法を用いても良い。
The magnetic flux calculator 6a having the current-type magnetic flux calculator 61 shown in FIG. 8 can estimate the magnetic flux regardless of the rotational speed, but uses the inductance value for the magnetic flux estimation as shown in the equation (38). It is susceptible to fluctuations in the characteristics of the synchronous machine 1 due to magnetic saturation and the like. On the other hand, the magnetic flux calculator 6b having the voltage-type magnetic flux calculator 62 shown in FIG. 9 does not use the inductance value when estimating the magnetic flux based on the equation (40). Although it is difficult to receive, when the rotation speed is low and the armature voltage is low, the estimation accuracy may be reduced.
As a method of solving these problems, the current-type magnetic flux calculator 61 and the voltage-type magnetic flux calculator 62 are used in combination, and the current-type magnetic flux calculator 61 is mainly used in a region where the rotational speed is small, and the rotational speed ω is When the voltage rises, the voltage type magnetic flux calculator 62 is mainly used so that the magnetic flux calculator is switched or the outputs of the two types of magnetic flux calculators are averaged while performing weighting with reference to the rotational speed ω. It may be used.

また、本発明の実施の形態2では、回転子位置θを検出する位置検出器を備えており、同期機1の出力電流に関する情報が不要な電圧型磁束演算器62を有する磁束演算器6bが適用できることから、同期機1の電流検出手段7の異常を検出した際に、磁束設定器8が第2の電圧指令生成器32の出力を無効とする信号を出力する、すなわち電流フィードバック制御を無効にした状態で、同期機1の出力電流に関する情報を用いずに運転継続を行うようにしても良い。このようにすれば、同期機1の電流検出手段7に異常が生じた場合でも、同期機1の出力電流の情報を用いずに同期機1を駆動し続けることが可能となる。   In the second embodiment of the present invention, a magnetic flux calculator 6b having a voltage-type magnetic flux calculator 62 that includes a position detector that detects the rotor position θ and does not require information on the output current of the synchronous machine 1 is provided. Since it is applicable, the magnetic flux setter 8 outputs a signal for invalidating the output of the second voltage command generator 32 when the abnormality of the current detecting means 7 of the synchronous machine 1 is detected, that is, the current feedback control is invalidated. In this state, the operation may be continued without using information on the output current of the synchronous machine 1. In this way, even if an abnormality occurs in the current detection means 7 of the synchronous machine 1, it is possible to continue driving the synchronous machine 1 without using information on the output current of the synchronous machine 1.

図10は、本発明の実施の形態2における、電流検出手段7を用いない(使用できない)場合の同期機1と同期機制御装置を含めた同期機制御システムを示す構成図である。   FIG. 10 is a configuration diagram showing a synchronous machine control system including the synchronous machine 1 and the synchronous machine control device when the current detecting means 7 is not used (cannot be used) in Embodiment 2 of the present invention.

図10において、図1同様に同期機1の電流検出手段7を構成要素として含むが、電流検出手段7の異常により使用できないとの仮定で、電流検出手段7に係わる部分を省略して記載している。
また、電流検出手段7の異常を示す電流検出手段異常信号を後述する磁束設定器8aへ入力する構成にしている。
In FIG. 10, the current detection means 7 of the synchronous machine 1 is included as a constituent element as in FIG. 1, but the part related to the current detection means 7 is omitted on the assumption that the current detection means 7 cannot be used due to an abnormality of the current detection means 7. ing.
Further, a current detection means abnormality signal indicating abnormality of the current detection means 7 is input to a magnetic flux setter 8a described later.

まず、電流検出手段7に何らかの異常を検出した場合に、前記の電圧型磁束演算器62を有する磁束演算器6bに磁束推定が行われるようにする。
電圧型磁束演算器62を有する磁束演算器6bに磁束推定以外の磁束演算器を使用していた場合は、使用する磁束演算器を、電圧型磁束演算器62を有する磁束演算器6bに切り換えるような構成にすれば良い。
さらに、電圧指令生成器3の第2の電圧指令生成器32の出力を無効とする電流制御有効無効切換フラグFLを磁束設定器8から出力する。
First, when any abnormality is detected in the current detecting means 7, the magnetic flux calculator 6b having the voltage-type magnetic flux calculator 62 is subjected to magnetic flux estimation.
When a magnetic flux calculator other than magnetic flux estimation is used for the magnetic flux calculator 6 b having the voltage type magnetic flux calculator 62, the magnetic flux calculator to be used is switched to the magnetic flux calculator 6 b having the voltage type magnetic flux calculator 62. What is necessary is just to make it a structure.
Further, a current control valid / invalid switching flag FL for invalidating the output of the second voltage command generator 32 of the voltage command generator 3 is output from the magnetic flux setter 8.

これを実現するための構成として、図11に前記磁束設定器8とは異なる磁束設定器8aの構成図の一例を示す。   As a configuration for realizing this, FIG. 11 shows an example of a configuration diagram of a magnetic flux setter 8 a different from the magnetic flux setter 8.

磁束設定器8aは、電流フィードバック制御の有効無効を判定する際、前記磁束設定器8と同様な同期機1の回転速度ωの条件(あるいは回転速度ωが係わる条件)に加えて、電流検出手段7の異常を示す前記電流検出手段異常信号を判定条件とする運転条件判定部80aを備える。同期機1の回転速度ωに関係なく、電流検出手段7に何らかの異常を検出すれば、磁束設定器8aは、第2の電圧指令生成器32の出力を無効とする電流制御有効無効切換フラグFLを出力する。   When determining whether the current feedback control is valid or invalid, the magnetic flux setter 8a uses a current detection means in addition to the condition of the rotational speed ω of the synchronous machine 1 (or the condition related to the rotational speed ω) similar to the magnetic flux setter 8. And an operating condition determination unit 80a that uses the current detection means abnormality signal indicating abnormality 7 as a determination condition. Regardless of the rotational speed ω of the synchronous machine 1, if any abnormality is detected in the current detection means 7, the magnetic flux setter 8 a makes the current control valid / invalid switching flag FL invalidating the output of the second voltage command generator 32. Is output.

電圧指令生成器32の出力を無効とする電流制御有効無効切換フラグFLを受けて、電圧指令生成器3は、第2の電圧指令生成器32(電流フィードバック制御項)の出力がvγ2=vδ2=0となるようにする。   In response to the current control valid / invalid switching flag FL for invalidating the output of the voltage command generator 32, the voltage command generator 3 outputs vγ2 = vδ2 = the output of the second voltage command generator 32 (current feedback control term). To be zero.

ここで、前記電流検出手段異常信号は、例えば、電流検出手段7に何らかの異常を検出した場合に、電流検出手段7本体から出力するような構成、あるいは、同期機制御装置における演算処理を行うマイクロコンピュータが演算処理の過程の中で、電流が関係する演算結果の異常に基づいて、電流検出手段7に何らかの異常が発生したと検出して、該マイクロコンピュータから出力するような構成等が考えられる。   Here, the current detection means abnormality signal is output from the current detection means 7 main body when some abnormality is detected in the current detection means 7, or a micro that performs arithmetic processing in the synchronous machine control device, for example. A configuration in which the computer detects that an abnormality has occurred in the current detection means 7 based on the abnormality of the calculation result related to the current in the process of the arithmetic processing, and outputs from the microcomputer is conceivable. .

このような方法で、電流検出手段7の異常を検出した際に、電流フィードバック制御を行わないようにすることで、電流検出手段7の異常を検出しても、同期機1の出力電流の情報用いずに運転を継続することが可能となる。   By detecting the abnormality of the current detecting means 7 in this way, the current feedback control is not performed, so that the information on the output current of the synchronous machine 1 can be obtained even if the abnormality of the current detecting means 7 is detected. The operation can be continued without using it.

また、本発明の実施の形態1で示した、同期機1の回転子位置θが推定(本実施の形態では検出)できなかった場合の処理、電流フィードバック制御を無効から有効にした際の処理は、本発明の実施の形態2においても勿論適用可能である。   Further, the processing when the rotor position θ of the synchronous machine 1 cannot be estimated (detected in the present embodiment) and the processing when the current feedback control is enabled from the invalidity shown in the first embodiment of the present invention. Of course, this can also be applied to the second embodiment of the present invention.

以上が、本発明の実施の形態2における同期機制御装置の説明である。   The above is description of the synchronous machine control apparatus in Embodiment 2 of this invention.

本発明によれば、回転子位置を検出する位置検出器を備える場合も、本発明の実施の形態1同様に、トルクと磁束とを独立して操作可能な制御系を構成する。電流フィードバック制御を行える運転条件では、運転目的に応じた好適な磁束指令に追従するように磁束フィードバック制御を行いつつ、実電機子鎖交磁束との誤差が小さく推定値より安定した値が得られる磁束指令値に基づいてトルク指令や電圧指令を生成する。また、電流フィードバック制御を行うことが困難な運転条件では、磁化電流指令生成器で磁束フィードバック制御を行えないことから、実電機子鎖交磁束に近い推定電機子鎖交磁束に基づいて前記指令を生成する。このような構成にすることで、回転子位置を検出する位置検出器を備える場合においても、制御性が良好かつ、所望のトルク指令に追従したトルクを出力できる効果がある。   According to the present invention, even when a position detector for detecting the rotor position is provided, a control system capable of operating torque and magnetic flux independently is configured as in the first embodiment of the present invention. Under operating conditions in which current feedback control is possible, magnetic flux feedback control is performed so as to follow a suitable magnetic flux command according to the operation purpose, and an error with the actual armature linkage flux is small and a stable value can be obtained from the estimated value. A torque command and a voltage command are generated based on the magnetic flux command value. Also, under operating conditions where it is difficult to perform current feedback control, the magnetic flux feedback control cannot be performed by the magnetizing current command generator, so the command is issued based on the estimated armature linkage flux close to the actual armature linkage flux. Generate. With such a configuration, even when a position detector for detecting the rotor position is provided, there is an effect that the controllability is good and torque that follows a desired torque command can be output.

また、本発明の実施の形態2において、回転子位置を検出する位置検出器を備えていることから、電流検出手段の異常を検出した際に、電流フィードバック制御を行わないようにすることで、電流検出手段の異常を検出しても、同期機の出力電流の情報用いずに運転を継続することが可能となる効果が得られる。   Further, in the second embodiment of the present invention, since the position detector for detecting the rotor position is provided, the current feedback control is not performed when the abnormality of the current detection means is detected. Even if an abnormality is detected in the current detection means, an effect is obtained in which the operation can be continued without using information on the output current of the synchronous machine.

なお、各図中、同一符合は同一または相当部分を示す。   In addition, in each figure, the same code | symbol shows the same or equivalent part.

1 同期機、
2 トルク電流指令生成器、
3 電圧指令生成器、
4 電力変換手段、
5 磁束指令生成器、
6、6a、6b 磁束演算器、
7 電流検出手段、
8、8a 磁束設定器、
9 磁化電流指令生成器、
10a〜d 座標変換器、
11 位置検出器、
12 速度演算器、
20 適応オブザーバ、
21 同期機モデル、
22 偏差増幅器、
23 ゲイン設定器、
24 速度推定器、
25 積分器、
26 電機子鎖交磁束換算器、
31 第1の電圧指令生成器、
32 第2の電圧指令生成器、
33 PI制御器、
34a〜c スイッチ、
51a〜g 加減算器、
61 電流型磁束演算器、
62 電圧形磁束演算器、
80、80a 運転条件判定部。
1 Synchronous machine,
2 Torque current command generator,
3 Voltage command generator,
4 Power conversion means,
5 Magnetic flux command generator,
6, 6a, 6b Magnetic flux calculator,
7 Current detection means,
8, 8a Magnetic flux setting device,
9 Magnetizing current command generator,
10a-d coordinate converter,
11 position detector,
12 Speed calculator,
20 Adaptive observer,
21 Synchronous machine model,
22 deviation amplifier,
23 Gain setter,
24 speed estimator,
25 integrator,
26 Armature flux linkage converter,
31 first voltage command generator;
32 second voltage command generator;
33 PI controller,
34a-c switches,
51a-g adder / subtractor,
61 Current-type magnetic flux calculator,
62 Voltage-type magnetic flux calculator,
80, 80a Operating condition determination unit.

Claims (8)

トルク指令と同期機の電機子鎖交磁束とから電流指令のトルク成分であるトルク電流指令を演算するトルク電流指令生成器と、
前記同期機の回転速度と前記電機子鎖交磁束と前記トルク電流指令とから第1の電圧指令を生成する第1の電圧指令生成器と、前記電流指令の磁化成分である磁化電流指令と前記トルク電流指令と前記同期機の出力電流とに基づいてフィードバック制御を行い、第2の電圧指令を生成する第2の電圧指令生成器とから構成され、前記第2の電圧指令生成器の出力の有効無効切り換えられた結果と前記第1の電圧指令生成器の出力とを合算して電圧指令を出力する電圧指令生成器と、
前記電圧指令生成器の出力である電圧指令に基づいて前記同期機に電圧を印加する電力変換手段と、
前記トルク電流指令と前記同期機の回転速度とに基づいて磁束指令を演算する磁束指令生成器と、
前記同期機の出力電流と前記電圧指令に基づいて前記同期機の推定電機子鎖交磁束と回転速度とを推定する磁束演算器と、
前記同期機の出力電流を検出する電流検出手段と
を備えた同期機制御装置であって、
前記同期機の運転条件に応じて、前記磁束指令生成器から出力される前記磁束指令と前記磁束演算器から出力される推定電機子鎖交磁束とを切り換えて前記電機子鎖交磁束を出力するとともに、前記第2の電圧指令生成器の出力の有効無効を切り換える信号を出力する磁束設定器と、
前記磁束指令と前記推定電機子鎖交磁束との差分に基づいて前記磁化電流指令を生成する磁化電流指令生成器と
を備えていることを特徴とする同期機制御装置。
A torque current command generator that calculates a torque current command that is a torque component of the current command from the torque command and the armature linkage flux of the synchronous machine;
A first voltage command generator that generates a first voltage command from the rotational speed of the synchronous machine, the armature flux linkage, and the torque current command ; a magnetization current command that is a magnetization component of the current command; A feedback control based on a torque current command and an output current of the synchronous machine, and a second voltage command generator for generating a second voltage command; and an output of the second voltage command generator a voltage command generator for outputting a voltage command by summing the output of said results of valid or invalid is switched first voltage command generator,
Power conversion means for applying a voltage to the synchronous machine based on a voltage command which is an output of the voltage command generator;
A magnetic flux command generator for calculating a magnetic flux command based on the torque current command and the rotational speed of the synchronous machine;
A magnetic flux calculator for estimating an estimated armature linkage flux and a rotational speed of the synchronous machine based on the output current of the synchronous machine and the voltage command;
A synchronous machine control device comprising current detection means for detecting an output current of the synchronous machine,
The armature linkage magnetic flux is output by switching between the magnetic flux command output from the magnetic flux command generator and the estimated armature linkage magnetic flux output from the magnetic flux calculator according to the operating condition of the synchronous machine. And a magnetic flux setter for outputting a signal for switching between valid and invalid of the output of the second voltage command generator;
A synchronous machine control device comprising: a magnetizing current command generator that generates the magnetizing current command based on a difference between the magnetic flux command and the estimated armature flux linkage.
トルク指令と同期機の電機子鎖交磁束とから電流指令のトルク成分であるトルク電流指令を演算するトルク電流指令生成器と、
前記同期機の回転速度と前記電機子鎖交磁束と前記トルク電流指令とから第1の電圧指令を生成する第1の電圧指令生成器と、前記電流指令の磁化成分である磁化電流指令と前記トルク電流指令と前記同期機の出力電流とに基づいてフィードバック制御を行い、第2の電圧指令を生成する第2の電圧指令生成器とから構成され、前記第2の電圧指令生成器32の出力の有効無効切り換えられた結果と前記第1の電圧指令生成器の出力とを合算して電圧指令を出力する電圧指令生成器と、
前記電圧指令生成器の出力である電圧指令に基づいて前記同期機に電圧を印加する電力変換手段と、
前記トルク電流指令と前記同期機の回転速度とに基づいて磁束指令を演算する磁束指令生成器と、
前記同期機の出力電流と前記電圧指令に基づいて前記同期機の推定電機子鎖交磁束を推定する磁束演算器と、
前記同期機の出力電流を検出する電流検出手段と、
前記同期機の回転子位置を検出する位置検出器と、
前記同期機の回転子位置に基づいて同期機の回転速度を演算する速度演算器と
を備えた同期機制御装置であって、
前記同期機の運転条件に応じて、前記磁束指令生成器から出力される前記磁束指令と前記磁束演算器から出力される推定電機子鎖交磁束とを切り換えて前記電機子鎖交磁束を出力するとともに、前記第2の電圧指令生成器の出力の有効無効を切り換える信号を出力する磁束設定器と、
前記磁束指令と前記推定電機子鎖交磁束との差分に基づいて磁化電流指令を生成する磁化電流指令生成器と
を備えていることを特徴とする同期機制御装置。
A torque current command generator that calculates a torque current command that is a torque component of the current command from the torque command and the armature linkage flux of the synchronous machine;
A first voltage command generator that generates a first voltage command from the rotational speed of the synchronous machine, the armature flux linkage, and the torque current command ; a magnetization current command that is a magnetization component of the current command; A second voltage command generator for generating a second voltage command by performing feedback control based on the torque current command and the output current of the synchronous machine, and the output of the second voltage command generator 32; a voltage command generator for outputting a voltage command by summing the output of said results of valid or invalid is switched first voltage command generator,
Power conversion means for applying a voltage to the synchronous machine based on a voltage command which is an output of the voltage command generator;
A magnetic flux command generator for calculating a magnetic flux command based on the torque current command and the rotational speed of the synchronous machine;
A magnetic flux calculator for estimating an estimated armature linkage flux of the synchronous machine based on the output current of the synchronous machine and the voltage command;
Current detection means for detecting the output current of the synchronous machine;
A position detector for detecting a rotor position of the synchronous machine;
A synchronous machine control device comprising a speed calculator that calculates a rotational speed of the synchronous machine based on a rotor position of the synchronous machine,
The armature linkage magnetic flux is output by switching between the magnetic flux command output from the magnetic flux command generator and the estimated armature linkage magnetic flux output from the magnetic flux calculator according to the operating condition of the synchronous machine. And a magnetic flux setter for outputting a signal for switching between valid and invalid of the output of the second voltage command generator;
A synchronous machine control device comprising a magnetization current command generator that generates a magnetization current command based on a difference between the magnetic flux command and the estimated armature linkage flux.
請求項2に記載の同期機制御装置において、前記同期機の出力電流を検出する前記電流検出手段の異常を検出した際、前記磁束設定器が第2の電圧指令生成器の出力を無効とする信号を出力することを特徴とする同期機制御装置。   3. The synchronous machine control device according to claim 2, wherein the magnetic flux setting device invalidates the output of the second voltage command generator when an abnormality is detected in the current detection means for detecting the output current of the synchronous machine. A synchronous machine control device that outputs a signal. 請求項1から請求項3の何れか一に記載の同期機制御装置において、前記同期機の運転条件とは、前記同期機の回転速度に基づいた条件であることを特徴とする同期機制御装置。   The synchronous machine control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the operation condition of the synchronous machine is a condition based on a rotation speed of the synchronous machine. . 請求項1から請求項3の何れか一に記載の同期機制御装置において、前記同期機の運転条件とは、前記同期機の回転速度に対する前記電力変換手段のキャリア周波数の比に基づいた条件であることを特徴とする同期機制御装置。   The synchronous machine control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the operation condition of the synchronous machine is a condition based on a ratio of a carrier frequency of the power conversion means to a rotation speed of the synchronous machine. A synchronous machine control device characterized by being. 請求項1または請求項2に記載の同期機制御装置において、前記同期機の運転条件とは、前記同期機の回転速度対する同期機制御装置の演算処理周波数の比に基づいた条件であることを特徴とする同期機制御装置。 It In a synchronous machine control apparatus according to claim 1 or claim 2, the operating conditions of the synchronous machine and is a condition based on the ratio of the arithmetic processing frequency of the synchronous machine control device against the rotating speed of the synchronous machine A synchronous machine control device. 請求項1から請求項6の何れか一に記載の同期機制御装置において、前期同期機の回転子位置の推定あるいは検出ができなかった場合に、前記磁束設定器が前記第2の電圧指令生成器の出力を無効とする信号を出力することを特徴とする同期機制御装置。   7. The synchronous machine control device according to claim 1, wherein the magnetic flux setting device generates the second voltage command when the rotor position of the synchronous machine cannot be estimated or detected. A synchronous machine control device characterized by outputting a signal for invalidating the output of the machine. 請求項1から請求項7の何れか一に記載の同期機制御装置において、前記第2の電圧指令生成器は入力の比例積分を行うPI制御器を備え、前記第2の電圧指令生成器の出力を有効から無効に切り換えた後、再度該出力を有効にする際、前記PI制御器をリセットすることを特徴とする同期機制御装置。
8. The synchronous machine control device according to claim 1, wherein the second voltage command generator includes a PI controller that performs proportional integration of an input, and the second voltage command generator includes: A synchronous machine control device, wherein the PI controller is reset when the output is enabled again after the output is switched from enabled to disabled.
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