JP5305933B2 - Motor drive system - Google Patents
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Description
本発明は、磁束を変化させることのできる可変磁束モータを駆動するインバータを備えたモータドライブシステムに関する。 The present invention relates to a motor drive system including an inverter that drives a variable magnetic flux motor capable of changing a magnetic flux.
近年、低保磁力の永久磁石を磁化することにより、磁束を変化させることのできる可変磁束モータが知られている(例えば、特許文献1,2参照)。また、可変磁束モータを備えたモータドライブシステムが開示されている(例えば、特許文献3参照)。
In recent years, a variable magnetic flux motor that can change a magnetic flux by magnetizing a low coercive force permanent magnet is known (see, for example,
しかしながら、上述のようなモータドライブシステムを、HEV(Hybrid Electric Vehicle)又はEV(Electric Vehicle)などに応用する場合、直流電源であるバッテリ等の充電状態やインバータに流れる電流による電圧降下分などにより、可変磁束モータを駆動させるインバータに入力される直流電圧が変動することがある。 However, when the motor drive system as described above is applied to HEV (Hybrid Electric Vehicle) or EV (Electric Vehicle), etc., depending on the state of charge of the battery as a DC power source, the voltage drop due to the current flowing through the inverter, etc. The DC voltage input to the inverter that drives the variable magnetic flux motor may fluctuate.
この電圧変動の影響により、モータ端子電圧の最大値は変動する。このモータ端子電圧の最大値は、モータの高回転時の性能に影響する。具体的には、同じ回転速度でも、モータ端子電圧の最大値が高いほど、トルクは高くなる。即ち、インバータに入力される電圧の状態によって、モータ出力が変動することになる。従って、このインバータ入力電圧が低下した場合、モータは、期待した性能要求を出せない可能性がある。 The maximum value of the motor terminal voltage varies due to the influence of this voltage variation. The maximum value of the motor terminal voltage affects the performance of the motor at high speed. Specifically, even at the same rotational speed, the higher the maximum value of the motor terminal voltage, the higher the torque. That is, the motor output varies depending on the state of the voltage input to the inverter. Therefore, when the inverter input voltage is lowered, the motor may not be able to make an expected performance request.
そこで、本発明の目的は、モータを駆動するインバータに入力される電圧の変動に対するロバスト性の高い運転をすることのできるモータドライブシステムを提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a motor drive system that can be operated with high robustness against fluctuations in voltage input to an inverter that drives a motor.
本発明の観点に従ったモータドライブシステムは、直流電源と、磁束を変化させる永久磁石を備えた永久磁石同期電動機と、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して、前記永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、前記永久磁石の磁束を変化させる磁化電流を前記インバータから前記永久磁石同期電動機に出力させる磁化電流指令値を演算する磁束可変手段と、前記インバータに入力される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記永久磁石の磁束を推定する磁束推定手段と、前記永久磁石同期電動機の回転速度を演算する回転速度演算手段と、磁化補正量を演算して、前記磁化電流指令値を前記磁化補正量で補正して、前記永久磁石の磁束を変化させる制御をする可変磁束制御手段と備え、前記可変磁束制御手段は、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧に基づいて、前記回転速度演算手段により演算された前記回転速度を修正し、前記永久磁石同期電動機のトルクを制御する指令であるトルク指令、前記回転速度修正手段により修正された前記回転速度、及び前記磁束推定手段により推定された磁束に基づいて、前記磁化補正量を演算することを備えている。 Motor drive system according to an aspect of the present invention includes a DC power supply, and a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet Ru changing the magnetic flux, and converts the DC power supplied to the AC power from the DC power source, An inverter for driving the permanent magnet synchronous motor, a magnetic flux variable means for calculating a magnetizing current command value for outputting a magnetizing current for changing the magnetic flux of the permanent magnet from the inverter to the permanent magnet synchronous motor, and an input to the inverter DC voltage detecting means for detecting a DC voltage , magnetic flux estimating means for estimating the magnetic flux of the permanent magnet, rotational speed calculating means for calculating the rotational speed of the permanent magnet synchronous motor, and calculating a magnetization correction amount, said corrected magnetization current command value in the magnetization correction amount includes a variable flux control unit for the control for changing the magnetic flux of the permanent magnet, the variable flux control hand Is a torque command which is a command for correcting the rotational speed calculated by the rotational speed calculating means and controlling the torque of the permanent magnet synchronous motor based on the DC voltage detected by the DC voltage detecting means, The magnetization correction amount is calculated based on the rotation speed corrected by the rotation speed correction means and the magnetic flux estimated by the magnetic flux estimation means .
本発明によれば、モータを駆動するインバータに入力される電圧の変動に対するロバスト性の高い運転をすることのできるモータドライブシステムを提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor drive system which can drive | operate highly robust with respect to the fluctuation | variation of the voltage input into the inverter which drives a motor can be provided.
以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係るモータドライブシステム1の構成を示すブロック図である。なお、以降の図における同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
モータドライブシステム1は、インバータ2と、直流電源3と、可変磁束モータ4と、回転角度センサ5と、直流電圧検出器7と、交流電流検出器8U,8Wと、制御部10とを備えている。
The
可変磁束モータ4は、磁束を変化させることのできる永久磁石同期電動機である。可変磁束モータ4の回転子には、固定磁石と可変磁石が組み込まれている。固定磁石は、磁束密度(磁束量)を変化させない磁石である。よって、固定磁石には、高保磁力の磁性体を用いる。可変磁石は、磁束密度(磁束量)を変化させる磁石である。よって、可変磁石には、低保磁力の磁性体を用いる。 The variable magnetic flux motor 4 is a permanent magnet synchronous motor that can change the magnetic flux. A fixed magnet and a variable magnet are incorporated in the rotor of the variable magnetic flux motor 4. The fixed magnet is a magnet that does not change the magnetic flux density (the amount of magnetic flux). Therefore, a magnetic material having a high coercive force is used for the fixed magnet. The variable magnet is a magnet that changes the magnetic flux density (magnetic flux amount). Therefore, a magnetic material having a low coercive force is used for the variable magnet.
インバータ2は、直流電源3から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ2は、変換した交流電力を可変磁束モータ4に供給する。インバータ2は、可変磁束モータ4に交流電力を出力することで、可変磁束モータ4を駆動する。
The
回転角度センサ5は、可変磁束モータ4の回転角度を検出する。回転角度センサ5は、検出した回転角度θを、制御部10に出力する。
The
直流電圧検出器7は、インバータ2に入力される直流電圧(インバータ入力電圧)を検出する。直流電圧検出器7は、検出した直流電圧VFCを、制御部10に出力する。
The
交流電流検出器8Uは、インバータ2から出力されるU相電流Iuを検出する。交流電流検出器8Uは、検出したU相電流Iuを信号として、制御部10に出力する。交流電流検出器8Wは、インバータ2から出力されるW相電流Iwを検出する。交流電流検出器8Wは、検出したW相電流Iwを、制御部10に出力する。
AC
制御部10は、回転角度センサ5により検出された回転角度θ、直流電圧検出器7により検出された直流電圧VFC、及び交流電流検出器8U,8Wによりそれぞれ検出された交流電流Iu,Iwに基づいて、インバータ2を制御する。制御部10は、インバータ2を介して、可変磁束モータ4の駆動や磁束を制御する。
The
次に、制御部10によるインバータ2の制御について説明する。
Next, control of the
制御部10は、擬似微分器11と、磁束指令演算部12と、電流基準演算部13と、座標変換部14と、電圧指令演算部15と、座標変換部16と、PWM回路17と、ゲート指令生成部18と、磁化要求生成部19と、現在磁束演算部20と、可変磁束制御部21と、加算器AD1とを備えた構成である。
The
擬似微分器11は、回転角度センサ5から入力された回転角度θを微分して、モータ回転速度(回転子回転周波数、インバータ周波数)ω1を算出する。擬似微分器11は、算出したモータ回転速度ω1を、磁束指令演算部12、電圧指令演算部15、現在磁束演算部20、及び可変磁束制御部21に出力する。
The
磁束指令演算部12には、運転指令Run*が入力される。運転指令Run*は、モータドライブシステム1を運転する場合は「1」、モータドライブシステム1を停止する場合は「0」が入力される。磁束指令演算部12は、運転指令Run*及び擬似微分器11から入力されたモータ回転速度ω1に基づいて、磁束指令φ*を演算する。磁束指令演算部12は、演算した磁束指令φ*を、電流基準演算部13、磁化要求生成部19、及び可変磁束制御部21に出力する。
An operation command Run * is input to the magnetic flux
電流基準演算部13には、トルク指令Tm*が入力される。トルク指令Tm*は、可変磁束モータ4から出力させるトルクの基準となる指令である。電流基準演算部13は、トルク指令Tm*及び磁束指令演算部12から入力された磁束指令φ*に基づいて、インバータ2から出力させるDQ軸電流の基準となるD軸電流基準IdR及びQ軸電流基準IqRを演算する。電流基準演算部13は、演算したD軸電流基準IdRを、加算器AD1に出力する。電流基準演算部13は、演算したQ軸電流基準IqRを、Q軸電流を制御するための指令であるQ軸電流指令Iq*として、電圧指令演算部15に出力する。
A torque command Tm * is input to the current
ここで、DQ軸上のD軸とは、磁石磁束方向の軸(磁気トルクに作用しない軸)である。DQ軸上のQ軸とは、磁石磁束方向の軸(D軸)と直交する軸(磁気トルクに作用する軸)である。 Here, the D axis on the DQ axis is an axis in the direction of magnet magnetic flux (an axis that does not act on the magnetic torque). The Q axis on the DQ axis is an axis (axis acting on the magnetic torque) orthogonal to the axis in the magnetic flux direction (D axis).
加算器AD1は、後述する可変磁束制御部21から入力された磁化補正量ΔIdm*を、電流基準演算部13から入力されたD軸電流基準IdRに加算し、D軸電流を制御するための指令であるD軸電流指令Id*を算出する。加算器AD1は、算出したD軸電流指令Id*を電圧指令演算部15に出力する。
The adder AD1 adds a magnetization correction amount ΔIdm * input from the variable magnetic
座標変換部14には、回転角度センサ5から出力された回転角度θ及び交流電流検出器8U,8Wから出力されたU相電流Iu及びW相電流Iwが入力される。座標変換部14は、回転角度θ、U相電流Iu及びW相電流Iwに基づいて、インバータ2から出力された三相交流電流Iu,Iwを、DQ軸電流Id,Iqに変換する。座標変換部14は、算出したD軸電流Id及びQ軸電流Iqを電圧指令演算部15及び現在磁束演算部20に出力する。
The coordinate
電圧指令演算部15は、電流基準演算部13から加算器AD1を介して入力されたD軸電流指令Id*、電流基準演算部13から入力されたQ軸電流指令Iq*、擬似微分器11から入力されたモータ回転速度ω1、及び座標変換部14から入力されたD軸電流Id及びQ軸電流Iqに基づいて、インバータ2から出力されるDQ軸電圧を制御するための指令であるD軸電圧指令Vd*及びQ軸電圧指令Vq*を算出する。電圧指令演算部15は、算出したD軸電圧指令Vd*及びQ軸電圧指令Vq*を座標変換部16に出力する。電圧指令演算部15は、算出したQ軸電圧指令Vq*を現在磁束演算部20に出力する。
The voltage
座標変換部16には、回転角度センサ5から出力された回転角度θが入力される。座標変換部16は、回転角度θに基づいて、電圧指令演算部15から入力されたDQ軸電圧指令Vd*,Vq*を、三相交流の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に変換する。座標変換部16は、算出したU相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*及びW相電圧指令Vw*を、PWM(Pulse Width Modulation)回路17に出力する。
The rotation angle θ output from the
ゲート指令生成部15には、運転指令Run*が入力される。ゲート指令生成部15は、運転指令Run*に基づいて、ゲート指令Gstを生成する。ゲート指令生成部15は、生成したゲート指令Gstを、PWM回路17に出力する。可変磁束モータ4を駆動開始する場合は、ゲート指令生成部15は、インバータ2をゲートスタートさせるために、ゲート指令Gstを「0」から「1」に変える。可変磁束モータ4を停止する場合は、ゲート指令生成部15は、運転指令Run*による停止を示す信号を受信後、所定時間の経過後に、インバータ2をゲートオフするために、ゲート指令Gstを「1」から「0」に変える。この所定時間経過した後に、ゲートオフする理由は、フリーラン時に誘起電圧を低減させて、可変磁石を減磁してから停止させるためである。
An operation command Run * is input to the gate
PWM回路17は、ゲート指令生成部18から入力されたゲート指令Gstにより、インバータ2のスイッチング素子の駆動制御をする。PWM回路17は、座標変換部16から入力された電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に基づいて、インバータ2をパルス幅変調による制御をするためのゲート信号を、インバータ2に出力する。
The
磁化要求生成部19には、運転指令Run*が入力される。磁化要求生成部19は、磁束指令演算部12から入力された磁束指令φ*及び運転指令Run*に基づいて、磁化要求フラグFCreqを生成する。磁化要求生成部19は、生成した磁化要求フラグFCreqを、可変磁束制御部21に出力する。磁化要求フラグFCreqは、可変磁束モータ4の磁石磁束を変化させるための磁化を要求するためのフラグである。磁化要求フラグFCreqが立つと、制御部10は、可変磁束モータ4の磁石磁束を変化させる制御をする。
An operation command Run * is input to the
現在磁束演算部20は、擬似微分器11から入力されたモータ回転速度ω1、座標変換部14から入力されたDQ軸電流Id,Iq、及び電圧指令演算部15から入力されたQ軸電圧指令Vq*に基づいて、可変磁束モータ4の現在の磁石磁束φを演算する。現在磁束演算部20は、演算した磁石磁束φを、可変磁束制御部21に出力する。
The current magnetic
可変磁束制御部21には、トルク指令Tm*及び直流電圧検出器7から出力された直流電圧VFCが入力される。可変磁束制御部21は、磁化要求フラグFCreqが立つと、可変磁束モータ4の磁石磁束を変化させるための制御を開始する。可変磁束制御部21は、トルク指令Tm*、直流電圧VFC、擬似微分器11から入力されたモータ回転速度ω1、及び磁束指令演算部12から入力された磁束指令φ*に基づいて、D軸電流基準IdRを補正するための補正量となる磁化補正量ΔIdm*を演算する。可変磁束制御部21は、演算した磁化補正量ΔIdm*を加算器AD1に出力する。磁化補正量ΔIdm*によりD軸電流指令Id*が補正されることで、制御部10は、インバータ2から可変磁束モータ4に磁化電流(D軸電流Id)を流す。可変磁束モータ4は、磁化電流により可変磁石の磁束が変化することで、可変磁束モータ4の回転子の磁石磁束(固定磁石と可変磁石とのそれぞれの磁束の合計)が変化する。
The variable
ここで、制御部10における演算に用いるための各種の計算式について説明する。
Here, various calculation formulas used for calculation in the
まず、電流制限について説明する。 First, current limitation will be described.
可変磁束モータ4の電圧方程式を式(1)に示す。また、トルク方程式を式(2)に示す。
ここで、「Vd」はD軸モータ端子電圧、「Vq」はQ軸モータ端子電圧、「Id」はD軸モータ電流、「Iq」はQ軸モータ電流、「R」は抵抗、「Ld」はD軸インダクタンス、「Lq」はQ軸インダクタンス、「ω1」はモータ回転速度、「φ」は磁束、「p」はd/dt、「τ」はトルク、「Pn」は極対数、をそれぞれ示している。 Here, “Vd” is the D-axis motor terminal voltage, “Vq” is the Q-axis motor terminal voltage, “Id” is the D-axis motor current, “Iq” is the Q-axis motor current, “R” is the resistance, “Ld” Is the D-axis inductance, “Lq” is the Q-axis inductance, “ω1” is the motor rotation speed, “φ” is the magnetic flux, “p” is d / dt, “τ” is the torque, and “Pn” is the number of pole pairs. Show.
式(1)の右辺において、第1項は、抵抗とインダクタンスによる電圧降下、第2項は、電機子反作用による電圧、第3項は、磁石から発生した逆起電圧、をそれぞれ求めている。第2項と第3項の大きさは、モータ回転速度ω1に比例する。 In the right side of Equation (1), the first term is a voltage drop due to resistance and inductance, the second term is a voltage due to armature reaction, and the third term is a counter electromotive voltage generated from the magnet. The magnitudes of the second and third terms are proportional to the motor rotational speed ω1.
次に、可変磁束モータ4に流れる電流の最大値を式(3)に示す。
式(3)に示すように、電流制限は、DQ軸座標平面上でモータ定格電流Imaxの半径をもつ円となる。 As shown in Expression (3), the current limit is a circle having a radius of the motor rated current Imax on the DQ axis coordinate plane.
次に、電圧制限について説明する。 Next, voltage limitation will be described.
モータ端子電圧は、インバータ入力電圧により制限される。特に高回転時は、モータ端子電圧は、式(1)の第2項と第3項が支配的となる。 The motor terminal voltage is limited by the inverter input voltage. In particular, at the time of high rotation, the second and third terms of the formula (1) are dominant in the motor terminal voltage.
電圧制限特性を表す式を式(4)に示す。
ここで、「VFC」はインバータ入力電圧を示している。 Here, “VFC” indicates an inverter input voltage.
式(4)に示すように、電圧制限特性は、楕円形となる。制限値は、インバータ端子電圧とモータ回転速度との比(V/ω制限)となる。即ち、モータ回転速度が高いか若しくは直流電圧VFCが低いほど、V/ω制限の値は小さくなり、モータ電流は流れ難くなる。 As shown in Expression (4), the voltage limiting characteristic is elliptical. The limit value is a ratio (V / ω limit) between the inverter terminal voltage and the motor rotation speed. That is, the higher the motor rotation speed or the lower the DC voltage VFC, the smaller the V / ω limit value and the less the motor current flows.
式(1)により、現在磁束演算部20における現在の磁石磁束φを求めるための式は、式(5)のように求まる。
図2は、本実施形態に係る可変磁束制御部21の磁化補正量ΔIdm*を演算する磁化電流演算部21Pの構成を示すブロック図である。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a magnetization current calculation unit 21P that calculates the magnetization correction amount ΔIdm * of the variable magnetic
磁化電流演算部21Pは、調整ゲイン211と、磁化電流演算テーブル212と、減算器SU21と、加算器AD21とを備えている。
The magnetization current calculation unit 21P includes an
磁化電流演算テーブル212には、初期状態として、インバータ入力電圧のノミナル値VNにより設計された磁化電流テーブルが設定されている。 In the magnetizing current calculation table 212, a magnetizing current table designed by the nominal value VN of the inverter input voltage is set as an initial state.
減算器SU21は、直流電圧検出器7により検出された直流電圧VFCとノミナル値VNとの差分を演算する。減算器SU21は、演算した差分を調整ゲイン211に出力する。
The subtractor SU21 calculates the difference between the DC voltage VFC detected by the
調整ゲイン211は、減算器SU21により演算された差分に予め設定されたゲインを掛けて、回転速度修正量を算出する。調整ゲイン211は、算出した回転速度修正量を加算器AD21に出力する。
The
加算器AD21は、擬似微分器11から入力されたモータ回転速度ω1に、調整ゲイン211から入力された回転速度修正量を加算する。加算器AD21は、回転速度修正量を加算したモータ回転速度ω1を、磁化電流演算テーブル212に出力する。
The adder AD21 adds the rotational speed correction amount input from the
磁化電流演算テーブル212は、加算器AD21から入力された値により、インバータ入力電圧のノミナル値VNにより設計された磁化電流テーブルを修正する。 The magnetizing current calculation table 212 corrects the magnetizing current table designed by the nominal value VN of the inverter input voltage based on the value input from the adder AD21.
磁化電流演算テーブル212は、修正された磁化電流テーブルを用いて、トルク指令Tm*を維持するように、現在の磁石磁束φに基づいて、磁化補正量ΔIdm*を演算する。磁化電流演算テーブル212は、演算した磁化補正量ΔIdm*を加算器AD1に出力する。 The magnetization current calculation table 212 calculates the magnetization correction amount ΔIdm * based on the current magnet flux φ so as to maintain the torque command Tm * using the corrected magnetization current table. The magnetization current calculation table 212 outputs the calculated magnetization correction amount ΔIdm * to the adder AD1.
図3は、本実施形態に係る磁化電流テーブルを示す座標図である。 FIG. 3 is a coordinate diagram showing a magnetizing current table according to the present embodiment.
磁化電流テーブルは、横軸を回転速度、縦軸をトルクとしたときに、必要とする磁束量を示す座標である。この座標は、N個の領域D1〜DNに分割されている。それぞれの領域D1〜DNは、トルクを出力させるのに必要な磁束量を示している。磁化電流テーブルは、加算器AD21から入力された値により、回転速度の目盛り(横軸の幅)が修正される。これにより、変動する直流電圧VFCに対応するように、磁化電流テーブルが修正される。 The magnetization current table is a coordinate indicating the amount of magnetic flux required when the horizontal axis is the rotation speed and the vertical axis is the torque. This coordinate is divided into N areas D1 to DN. Each area | region D1-DN has shown the magnetic flux amount required in order to output a torque. In the magnetization current table, the scale of the rotation speed (width of the horizontal axis) is corrected by the value input from the adder AD21. Thereby, the magnetizing current table is corrected so as to correspond to the varying DC voltage VFC.
トルク指令Tm*が磁化電流テーブル上のどの領域D1〜DNに属しているかで、可変磁束モータ4に必要な磁束量が決定される。磁化電流演算テーブル212は、磁化電流テーブルにより決定された必要な磁束量と、現在の磁石磁束φに基づいて、磁化補正量ΔIdm*を演算する。 The amount of magnetic flux required for the variable magnetic flux motor 4 is determined depending on which region D1 to DN the torque command Tm * belongs to. The magnetization current calculation table 212 calculates the magnetization correction amount ΔIdm * based on the necessary magnetic flux amount determined by the magnetization current table and the current magnet magnetic flux φ.
図4から図6を参照して、本実施形態に係る磁化電流テーブルによる制御について説明する。 With reference to FIGS. 4 to 6, control by the magnetizing current table according to the present embodiment will be described.
図4は、本実施形態に係るモータドライブシステム1のトルクと直流電圧VFCとの関係を示す座標図である。横軸は、D軸電流(磁化電流)Idを示している。縦軸は、Q軸電流Iqを示している。この座標は、モータ回転速度ω1が1000[rad/sec]の場合を表している。
FIG. 4 is a coordinate diagram showing the relationship between the torque and the DC voltage VFC of the
電流制限グラフIRは、電流制限が333[A]の場合を示している。 The current limit graph IR shows a case where the current limit is 333 [A].
V/ω制限グラフFR41は、直流電圧VFCが400[V]の場合のV/ω制限を示している。V/ω制限グラフFR42は、直流電圧VFCが200[V]の場合のV/ω制限を示している。グラフFR43は、直流電圧VFCが100[V]の場合のV/ω制限を示している。 The V / ω limit graph FR41 indicates the V / ω limit when the DC voltage VFC is 400 [V]. The V / ω limit graph FR42 indicates the V / ω limit when the DC voltage VFC is 200 [V]. The graph FR43 shows the V / ω limit when the DC voltage VFC is 100 [V].
トルク曲線FT41は、トルクが100[Nm]の場合を示している。トルク曲線FT42は、トルクが60[Nm]の場合を示している。トルク曲線FT43は、トルクが30[Nm]の場合を示している。 A torque curve FT41 shows a case where the torque is 100 [Nm]. A torque curve FT42 shows a case where the torque is 60 [Nm]. A torque curve FT43 shows a case where the torque is 30 [Nm].
V/ω制限グラフFR41〜FR43に示すように、直流電圧VFCが低いほど、V/ω制限は小さくなる。 As shown in the V / ω limit graphs FR41 to FR43, the lower the DC voltage VFC, the smaller the V / ω limit.
最大トルクが発生する動作点は、電流制限グラフIRの円とV/ω制限グラフFR41〜FR43の楕円が重なった点である。 The operating point where the maximum torque is generated is the point where the circle of the current limit graph IR and the ellipse of the V / ω limit graphs FR41 to FR43 overlap.
トルク曲線FT41〜FT43、式(2)から計算されるため、双曲線となる。 Since it is calculated from torque curves FT41 to FT43 and equation (2), it becomes a hyperbola.
例として、直流電圧VFCが200[V]から100[V]に低下した場合について説明する。 As an example, a case where the DC voltage VFC is reduced from 200 [V] to 100 [V] will be described.
直流電圧VFCが200[V]の場合、最大トルクを作り出すときのDQ軸電流Id,Iqは、V/ω制限グラフFR42と電流制限グラフIRとの交点である。このときの最大トルクは、この交点を通るトルク曲線となる。よって、この交点を通るトルク曲線FT42のトルク60[Nm]が最大トルクである。 When the DC voltage VFC is 200 [V], the DQ axis currents Id and Iq when the maximum torque is generated are the intersections of the V / ω limit graph FR42 and the current limit graph IR. The maximum torque at this time is a torque curve passing through this intersection. Therefore, the torque 60 [Nm] of the torque curve FT42 passing through this intersection is the maximum torque.
同様にして、直流電圧VFCが100[V]の場合、V/ω制限グラフFR43と電流制限グラフIRとの交点を通るトルク曲線が最大トルクとなる。よって、この交点を通るトルク曲線FT43のトルク30[Nm]が最大トルクである。 Similarly, when the DC voltage VFC is 100 [V], the torque curve passing through the intersection of the V / ω limit graph FR43 and the current limit graph IR becomes the maximum torque. Therefore, the torque 30 [Nm] of the torque curve FT43 passing through this intersection is the maximum torque.
従って、モータ回転速度ω1が1000[rad/sec]のときに、直流電圧VFCが200[V]から100[V]に低下した場合、最大トルクは、60[Nm]から30[Nm]に減少する。 Therefore, when the motor rotational speed ω1 is 1000 [rad / sec] and the DC voltage VFC decreases from 200 [V] to 100 [V], the maximum torque decreases from 60 [Nm] to 30 [Nm]. To do.
次に、磁束φが減少する場合について説明する。 Next, a case where the magnetic flux φ decreases will be described.
図5は、本実施形態に係るモータドライブシステム1の磁束φとトルクとの関係を示す座標図である。横軸は、D軸電流(磁化電流)Idを示している。縦軸は、Q軸電流Iqを示している。この座標は、モータ回転速度ω1が1000[rad/sec]、直流電圧VFCが100[V]の場合を表している。
FIG. 5 is a coordinate diagram showing the relationship between the magnetic flux φ and the torque of the
電流制限グラフIRは、電流制限が333[A]の場合を示している。 The current limit graph IR shows a case where the current limit is 333 [A].
V/ω制限グラフFR51は、磁束φが0.157[Wb]の場合のV/ω制限を示している。V/ω制限グラフFR52は、磁束φが0.125[Wb]の場合のV/ω制限を示している。V/ω制限グラフFR53は、磁束φが0.094[Wb]の場合のV/ω制限を示している。 The V / ω limit graph FR51 shows the V / ω limit when the magnetic flux φ is 0.157 [Wb]. The V / ω limit graph FR52 shows the V / ω limit when the magnetic flux φ is 0.125 [Wb]. The V / ω limit graph FR53 shows the V / ω limit when the magnetic flux φ is 0.094 [Wb].
トルク曲線FT51は、トルクが31[Nm]、磁束φが0.094[Wb]の場合を示している。トルク曲線FT52は、トルクが33[Nm]、磁束φが0.125[Wb]の場合を示している。トルク曲線FT53は、トルクが30[Nm]、磁束φが0.157[Wb]の場合を示している。 A torque curve FT51 shows a case where the torque is 31 [Nm] and the magnetic flux φ is 0.094 [Wb]. A torque curve FT52 shows a case where the torque is 33 [Nm] and the magnetic flux φ is 0.125 [Wb]. A torque curve FT53 shows a case where the torque is 30 [Nm] and the magnetic flux φ is 0.157 [Wb].
磁束φが減ると、図5に示すように、V/ω制限の楕円(V/ω制限グラフFR51〜FR53)の中心点が原点に近くなる。これにより、V/ω制限の楕円と電流制限の円(電流制限グラフIR)との交点が移動する。 As the magnetic flux φ decreases, as shown in FIG. 5, the center point of the V / ω-restricted ellipse (V / ω-restricted graphs FR51 to FR53) is closer to the origin. As a result, the intersection of the V / ω limit ellipse and the current limit circle (current limit graph IR) moves.
磁束φが0.157[Wb](V/ω制限グラフFR51)から0.125[Wb](V/ω制限グラフFR52)に減少すると、V/ω制限の楕円(V/ω制限グラフFR51,FR52)と電流制限の円(電流制限グラフIR)との交点は、Q軸電流Iqが増える方向に移動する。よって、トルクは増加する。 When the magnetic flux φ decreases from 0.157 [Wb] (V / ω limit graph FR51) to 0.125 [Wb] (V / ω limit graph FR52), the V / ω limit ellipse (V / ω limit graph FR51, FR52) and the intersection of the current limit circle (current limit graph IR) move in the direction in which the Q-axis current Iq increases. Therefore, the torque increases.
一方、磁束φが0.125[Wb](V/ω制限グラフFR52)から0.094[Wb](V/ω制限グラフFR53)に減少すると、V/ω制限の楕円(V/ω制限グラフFR52,FR53)と電流制限の円(電流制限グラフIR)との交点は、Q軸電流Iqが増える方向に移動する。しかし、磁束φ自体が減少しているため、トルクは減少する。よって、磁束φを減らし過ぎると、トルクは減少する。 On the other hand, when the magnetic flux φ decreases from 0.125 [Wb] (V / ω limit graph FR52) to 0.094 [Wb] (V / ω limit graph FR53), the V / ω limit ellipse (V / ω limit graph). FR52, FR53) and the intersection of the current limiting circle (current limiting graph IR) move in the direction in which the Q-axis current Iq increases. However, since the magnetic flux φ itself decreases, the torque decreases. Therefore, if the magnetic flux φ is reduced too much, the torque decreases.
次に、磁化電流テーブルを用いて、直流電圧VFCの変動に対して、トルクを維持する制御をする原理について説明する。 Next, the principle of controlling to maintain torque against fluctuations in the DC voltage VFC using a magnetizing current table will be described.
図6は、本実施形態に係るモータドライブシステム1の磁化電流テーブルによる制御の原理を説明するための座標図である。横軸は、D軸電流(磁化電流)Idを示している。縦軸は、Q軸電流Iqを示している。この座標は、モータ回転速度ω1が1000[rad/sec]の場合を表している。
FIG. 6 is a coordinate diagram for explaining the principle of control by the magnetizing current table of the
電流制限グラフIRは、電流制限が333[A]の場合を示している。 The current limit graph IR shows a case where the current limit is 333 [A].
モータドライブシステム1の最初の状態は、直流電圧VFCが100[V]、磁束φが0.157[Wb]であったとする。このとき、V/ω制限は、V/ω制限グラフFR61となる。また、電流制限グラフIRとV/ω制限グラフFR61との交点から、トルク曲線FT61が求まる。よって、このとき、トルクは31[Nm]である。
The initial state of the
次に、直流電圧VFCが100[V]から90[V]に変動したとする。このとき、V/ω制限は、V/ω制限グラフFR62となる。よって、トルクは26[Nm]に減少する(トルク曲線FT62)。 Next, it is assumed that the DC voltage VFC changes from 100 [V] to 90 [V]. At this time, the V / ω limit is the V / ω limit graph FR62. Therefore, the torque decreases to 26 [Nm] (torque curve FT62).
ここで、磁化電流Idを流して、磁束φを0.157[Wb]から0.110[Wb]に減磁すると、V/ω制限は、V/ω制限グラフFR63となる。よって、トルクは30[Nm]にまで回復する(トルク曲線FT63)。 Here, when the magnetizing current Id is passed and the magnetic flux φ is demagnetized from 0.157 [Wb] to 0.110 [Wb], the V / ω limit becomes the V / ω limit graph FR63. Therefore, the torque recovers to 30 [Nm] (torque curve FT63).
従って、磁化電流テーブルは、上述のような制御ができるように、インバータ入力電圧(直流電圧VFC)のノミナル値を用いて作成する。可変磁束制御部21は、この磁化電流テーブルを基本として、直流電圧VFC又はモータ回転速度ω1の検出値に基づいて修正する。これにより、磁化電流テーブルは、直流電圧VFC及びモータ回転速度ω1の変動にも対応できる汎用性のあるものとなる。
Therefore, the magnetizing current table is created using the nominal value of the inverter input voltage (DC voltage VFC) so that the above-described control can be performed. The variable magnetic
本実施形態によれば、可変磁束制御部21は、直流電圧検出器7により検出された直流電圧VFCに基づいて、トルクを維持するように、可変磁束モータ4の磁束を変化させることができる。これにより、モータドライブシステム1は、インバータ2に入力される直流電圧VFCの変動に対して、ロバスト性の高い運転をすることができる。
According to this embodiment, the variable magnetic
(第2の実施形態)
図7は、本発明の第2の実施形態に係るモータドライブシステム1Aの構成を示すブロック図である。
(Second Embodiment)
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a
モータドライブシステム1Aは、図1に示す第1の実施形態に係るモータドライブシステム1において、制御部10を制御部10Aに代え、可変磁束モータ4を可変磁束モータ4Aに代え、スリップリング6、磁化回路50、及び交流電流検出器8Mを追加している。その他の点は、モータドライブシステム1と同様である。
The
可変磁束モータ4Aは、第1の実施形態に係る可変磁束モータ4において、回転子に磁化巻線を設けている。その他の点は、可変磁束モータ4と同様の構成である。磁化巻線は、磁化電流が流されることにより、可変磁束モータ4の回転子に設けられた可変磁石の磁束を変化させるための巻線である。
In the variable magnetic flux motor 4 according to the first embodiment, the variable
磁化回路50は、可変磁束モータ4Aの回転子の磁化巻線に、スリップリング6を介して接続されている。磁化回路50は、制御部10Aから受信する磁化電流指令ImagRefに基づいて、磁化巻線に磁化電流を流す。
The magnetizing
磁化回路50は、磁化巻線制御部51と、磁化用変換器53と、直流電源54とを備えている。
The
直流電源54は、磁化用変換器53に直流電力を供給する。
The
磁化用変換器53は、直流電源54から供給された直流電力を変換し、スリップリング6を介して、磁化電流Imagを磁化巻線に流す。
The
交流電流検出器8Mは、磁化用変換器53から磁化巻線に流れる磁化電流Imagを検出する。交流電流検出器8Mは、検出した磁化電流Imagを磁化巻線制御部51に出力する。
The alternating
磁化巻線制御部51は、制御部10Aの可変磁束制御部21Aから受信した磁化電流指令ImagRefに基づいて、磁化用変換器53を制御する。磁化巻線制御部51は、磁化電流制御部52を備えている。磁化電流制御部52は、交流電流検出器8Mにより検出された磁化電流Imagを、磁化電流指令ImagRefに一致させるようにPI(proportional-plus-integral control)制御をする。なお、磁化電流制御部52は、PI制御の代わりに、ヒステリシスコンパレータなどで制御してもよい。
The magnetization winding
図8は、本実施形態に係る可変磁束制御部21Aの磁化電流演算部21PAの構成を示すブロック図である。
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the magnetization current calculation unit 21PA of the variable magnetic
制御部10Aは、第1の実施形態に係る制御部10において、可変磁束制御部21の磁化電流演算部21Pの磁化電流演算テーブル212を、磁化電流演算テーブル212Aに代えている。その他の点は、制御部10と同様である。
In the
磁化電流演算テーブル212Aは、磁化補正量ΔIdm*と共に、磁化電流指令ImagRefを演算する。磁化電流演算テーブル212Aは、演算した磁化電流指令ImagRefを磁化回路50に送信する。これにより、磁化回路50は、磁化電流Imagを磁化巻線に流す。
The magnetization current calculation table 212A calculates the magnetization current command ImagRef together with the magnetization correction amount ΔIdm *. The magnetization current calculation table 212A transmits the calculated magnetization current command ImagRef to the
本実施形態によれば、第1の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。 According to the present embodiment, in addition to the operational effects of the first embodiment, the following operational effects can be obtained.
磁化巻線を磁化させるための専用の磁化回路50を設けることにより、インバータ2の電流容量を減らすことができる。これにより、インバータ2を小型化又は軽量化することができる。
By providing a
また、磁化回路50は、磁化するために専用に設けられているため、磁化するために最適な構成とすることができる。また、磁化回路50の制御は、インバータ2の出力に依存せずに、常時任意の電圧を印加して、磁化電流Imagを流すことができる。従って、磁化回路50は、磁化巻線を効率的に磁化させることができる。即ち、磁化回路50は、可変磁束モータ4の磁束を、効率的に変化させることができる。
Further, since the magnetizing
さらに、磁化巻線を可変磁束モータ4Aの回転子に設けることで、可変磁石を増磁する場合においても、磁気飽和の影響を受け難いため、磁化用変換器53は、固定子側から磁化する場合に比べて、より少ない磁化電流Imagで効率的に可変磁石を磁化させることができる。また、磁束を変化させる場合でも、可変磁束モータ4Aは、過渡トルクの発生を、最小限に抑えることができる。また、突極性を有した場合、磁化巻線に流す磁化電流Imagは直接リラクタンストルクになるものではないため、トルク変動を抑制することができる。
Furthermore, since the magnetizing winding is provided on the rotor of the variable
(第3の実施形態)
図9は、本発明の第3の実施形態に係るモータドライブシステム1Bの構成を示すブロック図である。
(Third embodiment)
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system 1B according to the third embodiment of the present invention.
モータドライブシステム1Bは、図1に示す第1の実施形態に係るモータドライブシステム1において、制御部10を制御部10Bに代えている。その他の点は、モータドライブシステム1と同様である。
In the motor drive system 1B according to the first embodiment shown in FIG. 1, the
制御部10Bは、第1の実施形態に係る制御部10において、磁束指令演算部12の代わりに磁束指令演算部12Bを設け、可変磁束制御部21の代わりに可変磁束制御部21Bを設けている。
In the
図10は、本実施形態に係る磁束指令演算部12B及び可変磁束制御部21Bによる構成を示すブロック図である。
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of the magnetic flux
磁束指令演算部12Bには、直流電圧検出器7により検出された直流電圧VFC、擬似微分器11により演算されたモータ回転速度ω1、及びトルク指令Tm*が入力される。磁束指令演算部12Bは、直流電圧VFC、モータ回転速度ω1及びトルク指令Tm*に基づいて、磁束指令φ*を演算する。
The DC command VFC detected by the
式(2)、式(3)、及び式(4)により、磁束(φ)は、式(6)に示すような、トルク(τ)、モータ回転速度(ω1)、及び直流電圧(VFC)による関数になる。
磁束指令演算部12Bは、式(6)を用いて、磁束指令φ*を演算する。磁束指令演算部12Bは、演算した磁束指令φ*を可変磁束制御部21Bに出力する。
The magnetic flux
可変磁束制御部21Bは、磁束指令演算部12Bから入力された磁束指令φ*及び現在磁束演算部20から入力された現在の磁石磁束φに基づいて、磁化補正量ΔIdm*を演算する。可変磁束制御部21Bは、演算した磁化補正量ΔIdm*を加算器AD1に出力する。
The variable magnetic
可変磁束制御部21Bは、減算器SU91,SU92及び磁化電流指令演算部21BP1を備えた構成である。可変磁束制御部21Bには、固定磁石の磁石磁束φ1が設定されている。
The variable magnetic
減算器SU91は、磁束指令φ*と固定磁石の磁石磁束φ1との差分を演算する。この差分は、可変磁石を制御するための指令である磁束指令φ2*となる。減算器SU91は、演算した磁束指令φ2*を磁化電流指令演算部21BP1に出力する。 The subtractor SU91 calculates a difference between the magnetic flux command φ * and the magnet magnetic flux φ1 of the fixed magnet. This difference becomes a magnetic flux command φ2 * which is a command for controlling the variable magnet. The subtractor SU91 outputs the calculated magnetic flux command φ2 * to the magnetizing current command calculating unit 21BP1.
減算器SU92は、現在の磁石磁束φと固定磁石の磁石磁束φ1との差分を演算する。この差分は、可変磁石の現在の磁石磁束φ2となる。減算器SU92は、演算した磁石磁束φ2を磁化電流指令演算部21BP1に出力する。 The subtractor SU92 calculates the difference between the current magnet flux φ and the magnet flux φ1 of the fixed magnet. This difference is the current magnet flux φ2 of the variable magnet. The subtractor SU92 outputs the calculated magnet magnetic flux φ2 to the magnetization current command calculation unit 21BP1.
磁化電流指令演算部21BP1は、磁束指令φ2*及び現在の磁石磁束φ2に基づいて、磁化補正量ΔIdm*を演算する。磁化電流指令演算部21BP1は、演算した磁化補正量ΔIdm*を、加算器AD1に出力する。 The magnetization current command calculation unit 21BP1 calculates the magnetization correction amount ΔIdm * based on the magnetic flux command φ2 * and the current magnet magnetic flux φ2. The magnetization current command calculation unit 21BP1 outputs the calculated magnetization correction amount ΔIdm * to the adder AD1.
図11は、本実施形態に係る可変磁石の磁化特性FB(磁束密度−磁化特性)を示す特性図である。横軸は、磁化電流Id(D軸電流)を示している。縦軸は、磁束を示している。 FIG. 11 is a characteristic diagram showing magnetization characteristics FB (magnetic flux density-magnetization characteristics) of the variable magnet according to the present embodiment. The horizontal axis indicates the magnetization current Id (D-axis current). The vertical axis represents the magnetic flux.
磁化電流指令演算部21BP1は、図11に示す可変磁石の特性図を用いて、磁化補正量ΔIdm*を演算する。 The magnetization current command calculation unit 21BP1 calculates the magnetization correction amount ΔIdm * using the characteristic diagram of the variable magnet shown in FIG.
図11を参照して、磁束φAから磁束φBに変化させる場合について説明する。 A case where the magnetic flux φA is changed to the magnetic flux φB will be described with reference to FIG.
磁束φAは、磁束φBより大きいため、可変磁石を減磁する方向に磁化電流を流すことになる。 Since the magnetic flux φA is larger than the magnetic flux φB, a magnetization current flows in the direction of demagnetizing the variable magnet.
そこで、磁束φBから横軸(磁化電流の軸)の負方向と磁化特性FBとの交点を算出する。この交点の横軸方向の長さが磁束φBに変化させるために必要な磁化電流Id1となる。 Therefore, the intersection of the negative direction of the horizontal axis (magnetization current axis) and the magnetization characteristic FB is calculated from the magnetic flux φB. The length of the intersection in the horizontal axis direction is the magnetization current Id1 necessary for changing the magnetic flux φB.
磁化電流指令演算部21BP1は、算出した磁化電流Id1に基づいて、磁化補正量ΔIdm*を演算する。 The magnetization current command calculation unit 21BP1 calculates the magnetization correction amount ΔIdm * based on the calculated magnetization current Id1.
一方、増磁する場合は、磁化電流の正方向と磁化特性FBとの交点を算出することで、磁化電流指令演算部21BP1は、磁化電流Id2を求める。 On the other hand, when the magnetization is increased, the magnetization current command calculation unit 21BP1 calculates the magnetization current Id2 by calculating the intersection point between the positive direction of the magnetization current and the magnetization characteristic FB.
本実施形態によれば、直流電圧検出器7により検出された直流電圧VFCに基づいて、磁束指令φ*を演算することで、モータドライブシステム1Bは、インバータ2に入力される直流電圧VFCの変動に対して、ロバスト性の高い運転をすることができる。
According to the present embodiment, by calculating the magnetic flux command φ * based on the DC voltage VFC detected by the
また、トルク指令Tm*に基づいて、磁束指令φ*を演算することで、モータドライブシステム1Bは、トルク指令Tm*によるトルクが出力できるように、可変磁束モータ4の磁束φを変化させることができる。 Further, by calculating the magnetic flux command φ * based on the torque command Tm *, the motor drive system 1B can change the magnetic flux φ of the variable magnetic flux motor 4 so that torque according to the torque command Tm * can be output. it can.
(第4の実施形態)
図12は、本発明の第4の実施形態に係る磁束指令演算部12B及び可変磁束制御部21B2の構成を示すブロック図である。図13は、本実施形態に係る磁化電流指令演算部21BP2における磁化補正量ΔIdm*を演算するための可変磁石の磁化特性を示す特性図である。
(Fourth embodiment)
FIG. 12 is a block diagram showing configurations of the magnetic flux
可変磁束制御部21B2は、図10に示す第3の実施形態に係る可変磁束制御部21Bにおいて、磁化電流指令演算部21BP1の代わりに、磁化電流指令演算部21BP2を設けた構成である。その他の点では、本実施形態に係るモータドライブシステムは、第3の実施形態に係るモータドライブシステム1Bと同様である。
The variable magnetic flux control unit 21B2 has a configuration in which a magnetization current command calculation unit 21BP2 is provided instead of the magnetization current command calculation unit 21BP1 in the variable magnetic
次に、磁化電流指令演算部21BP2における磁化補正量ΔIdm*の演算方法について説明する。 Next, a calculation method of the magnetization correction amount ΔIdm * in the magnetization current command calculation unit 21BP2 will be described.
例として、図13に示すように、磁化特性FBの内部が複数の領域D1〜D5に分割されている場合について説明する。各領域D1〜D5の間には、ヒステリシス領域が設けられている。磁化電流指令演算部21BP1には、各領域D1〜D5に対応する磁化電流Id(又は、磁化補正量ΔIdm*)が予め決められている。磁化電流Idは、増磁する場合と減磁する場合のそれぞれについて予め決められている。 As an example, as shown in FIG. 13, a case where the inside of the magnetization characteristic FB is divided into a plurality of regions D1 to D5 will be described. A hysteresis region is provided between the regions D1 to D5. In the magnetization current command calculation unit 21BP1, magnetization currents Id (or magnetization correction amounts ΔIdm *) corresponding to the regions D1 to D5 are determined in advance. The magnetization current Id is determined in advance for each of the case where the magnetization is increased and the case where the magnetization is decreased.
磁化電流指令演算部21BP1は、入力された磁束指令φ2*が可変磁石の現在の磁石磁束φ2と同一の領域D1〜D5にある場合は、可変磁石を磁化しない。即ち、磁化電流指令演算部21BP1は、磁化補正量ΔIdm*を出力しない。 The magnetizing current command calculation unit 21BP1 does not magnetize the variable magnet when the input magnetic flux command φ2 * is in the same region D1 to D5 as the current magnet magnetic flux φ2 of the variable magnet. That is, the magnetization current command calculation unit 21BP1 does not output the magnetization correction amount ΔIdm *.
磁化電流指令演算部21BP1は、入力された磁束指令φ2*が可変磁石の現在の磁石磁束φ2と異なる領域D1〜D5にある場合は、磁束指令φ2*が属している領域D1〜D5に対応する磁化電流の磁化補正量ΔIdm*を、加算器AD1に出力する。 When the input magnetic flux command φ2 * is in a region D1 to D5 different from the current magnet magnetic flux φ2 of the variable magnet, the magnetization current command calculation unit 21BP1 corresponds to the region D1 to D5 to which the magnetic flux command φ2 * belongs. The magnetization correction amount ΔIdm * of the magnetization current is output to the adder AD1.
本実施形態によれば、第3の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。 According to the present embodiment, in addition to the functions and effects of the third embodiment, the following functions and effects can be obtained.
磁化電流指令演算部21BP2による演算方法では、可変磁石の磁化特性が複数の領域D1〜D5に分けられている。また、各領域D1〜D5には、代表の磁化電流Idが予め決められている。これにより、磁化電流Idを流す回数を軽減することができる。従って、磁化電流指令演算部21BP2による制御をすることで、可変磁束制御部21B2は、磁化電流Idを流す回数が頻繁になることによる損失の発生を防止し、可変磁束モータ4の磁束φの変化を制御することができる。なお、複数の領域は2以上であればよい。 In the calculation method by the magnetization current command calculation unit 21BP2, the magnetization characteristics of the variable magnet are divided into a plurality of regions D1 to D5. In each of the regions D1 to D5, a representative magnetization current Id is determined in advance. Thereby, the frequency | count of flowing the magnetizing current Id can be reduced. Therefore, by controlling by the magnetization current command calculation unit 21BP2, the variable magnetic flux control unit 21B2 prevents the loss due to the frequent flow of the magnetization current Id, and changes in the magnetic flux φ of the variable magnetic flux motor 4 Can be controlled. The plurality of regions may be two or more.
(第5の実施形態)
図14は、本発明の第5の実施形態に係るモータドライブシステム1Cの構成を示すブロック図である。図15は、本実施形態に係る磁束指令演算部12B及び可変磁束制御部21Cの構成を示すブロック図である。
(Fifth embodiment)
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a
モータドライブシステム1Cは、図9に示す第3の実施形態に係るモータドライブシステム1Bにおいて、制御部10Bを制御部10Cに代え、可変磁束モータ4を可変磁束モータ4Aに代え、スリップリング6、磁化回路50、及び交流電流検出器8Mを追加している。その他の点は、モータドライブシステム1Bと同様である。
The
なお、可変磁束モータ4A、スリップリング6、磁化回路50、及び交流電流検出器8Mについては、図7に示す第2の実施形態と同様の機器構成のため、詳しい説明を省略する。
Since the variable
制御部10Cは、第3の実施形態に係る制御部10Bにおいて、可変磁束制御部21Bの代わりに可変磁束制御部21Cを設けている。
The
可変磁束制御部21Cは、図10に示す第3の実施形態に係る可変磁束制御部21Bにおいて、磁化電流指令演算部21BP1の代わりに、磁化電流指令演算部21BPCを設けた構成である。
The variable magnetic
磁化電流指令演算部21BPCは、磁化補正量ΔIdm*と共に、磁化電流指令ImagRefを演算する。磁化電流指令演算部21BPCは、演算した磁化電流指令ImagRefを磁化回路50に送信する。これにより、磁化回路50は、磁化電流Imagを磁化巻線に流す。
The magnetization current command calculation unit 21BPC calculates the magnetization current command ImagRef together with the magnetization correction amount ΔIdm *. The magnetizing current command calculating unit 21BPC transmits the calculated magnetizing current command ImagRef to the magnetizing
本実施形態によれば、第3の実施形態に係るモータドライブシステム1Bを基本構成として、第2の実施形態に係る磁化回路50に関する機器構成を追加することで、第3の実施形態による作用効果に加え、第2の実施形態による作用効果を得ることができる。
According to the present embodiment, with the motor drive system 1B according to the third embodiment as a basic configuration, the device configuration related to the magnetizing
なお、各実施形態において、可変磁束モータ4のモータ回転速度を測定するために回転角度センサを設ける構成としたが、これに限らない。可変磁束モータ4のモータ回転速度は、インバータ4の出力電流を検出し、検出された電流値に基づいて推定してもよい。 In each embodiment, the rotation angle sensor is provided to measure the motor rotation speed of the variable magnetic flux motor 4, but the present invention is not limited to this. The motor rotation speed of the variable magnetic flux motor 4 may be estimated based on the detected current value by detecting the output current of the inverter 4.
第5の実施形態では、第3の実施形態に係るモータドライブシステム1Bを基本の構成としたが、第4の実施形態に係るモータドライブシステムを基本の構成としてもよい。 In the fifth embodiment, the motor drive system 1B according to the third embodiment has a basic configuration, but the motor drive system according to the fourth embodiment may have a basic configuration.
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Moreover, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
1…モータドライブシステム、2…インバータ、3…直流電源、4…可変磁束モータ、5…回転角度センサ、7…直流電圧検出器、8U,8W…交流電流検出器、10…制御部、11…擬似微分器、12…磁束指令演算部、13…電流基準演算部、14…座標変換部、15…電圧指令演算部、16…座標変換部、17…PWM回路、18…ゲート指令生成部、19…磁化要求生成部、20…現在磁束演算部、21…可変磁束制御部、AD1…加算器。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
磁束を変化させる永久磁石を備えた永久磁石同期電動機と、
前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して、前記永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、
前記永久磁石の磁束を変化させる磁化電流を前記インバータから前記永久磁石同期電動機に出力させる磁化電流指令値を演算する磁束可変手段と、
前記インバータに入力される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記永久磁石の磁束を推定する磁束推定手段と、
前記永久磁石同期電動機の回転速度を演算する回転速度演算手段と、
磁化補正量を演算して、前記磁化電流指令値を前記磁化補正量で補正して、前記永久磁石の磁束を変化させる制御をする可変磁束制御手段と備え、
前記可変磁束制御手段は、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧に基づいて、前記回転速度演算手段により演算された前記回転速度を修正し、前記永久磁石同期電動機のトルクを制御する指令であるトルク指令、前記回転速度修正手段により修正された前記回転速度、及び前記磁束推定手段により推定された磁束に基づいて、前記磁化補正量を演算すること
を特徴とするモータドライブシステム。 DC power supply,
A permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet Ru changing the magnetic flux,
An inverter that converts the DC power supplied from the DC power source into AC power and drives the permanent magnet synchronous motor;
Magnetic flux variable means for calculating a magnetizing current command value for outputting a magnetizing current for changing the magnetic flux of the permanent magnet from the inverter to the permanent magnet synchronous motor;
DC voltage detection means for detecting a DC voltage input to the inverter;
Magnetic flux estimating means for estimating the magnetic flux of the permanent magnet;
Rotational speed calculation means for calculating the rotational speed of the permanent magnet synchronous motor;
A variable magnetic flux control means for calculating a magnetization correction amount, correcting the magnetization current command value with the magnetization correction amount, and performing control to change the magnetic flux of the permanent magnet ;
The variable magnetic flux control means is a command for correcting the rotation speed calculated by the rotation speed calculation means and controlling the torque of the permanent magnet synchronous motor based on the DC voltage detected by the DC voltage detection means. Calculating the magnetization correction amount based on a torque command, the rotation speed corrected by the rotation speed correction means, and the magnetic flux estimated by the magnetic flux estimation means;
Motor drive system according to claim.
を特徴とする請求項1に記載のモータドライブシステム。 The variable magnetic flux control means changes the magnetic flux of the permanent magnet so as to maintain the torque of the permanent magnet synchronous motor.
Motor drive system of claim 1, wherein the.
前記永久磁石の磁束を変化させる磁化電流を前記磁化巻線に流す磁化巻線用磁化電流出力手段を備えたこと
を特徴とする請求項1又は請求項2に記載のモータドライブシステム。 The permanent magnet synchronous motor is wound with a magnetizing winding that changes the magnetic flux of the permanent magnet around the rotor,
Magnetizing current output means for a magnetizing winding is provided which passes a magnetizing current that changes the magnetic flux of the permanent magnet to the magnetizing winding.
Motor drive system as claimed in claim 1 or claim 2, characterized in.
前記永久磁石の磁束を変化させる磁化電流を前記インバータから前記永久磁石同期電動機に出力させる磁化電流指令値を演算する磁束可変手段と、
前記インバータに入力される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記永久磁石の磁束を推定する磁束推定手段と、
前記永久磁石同期電動機の回転速度を演算する回転速度演算手段と、
磁化補正量を演算して、前記磁化電流指令値を前記磁化補正量で補正して、前記永久磁石の磁束を変化させる制御をする可変磁束制御手段と備え、
前記可変磁束制御手段は、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧に基づいて、前記回転速度演算手段により演算された前記回転速度を修正し、前記永久磁石同期電動機のトルクを制御する指令であるトルク指令、前記回転速度修正手段により修正された前記回転速度、及び前記磁束推定手段により推定された磁束に基づいて、前記磁化補正量を演算すること
を特徴とするインバータ制御装置。 An inverter control device that controls an inverter that drives a permanent magnet synchronous motor including a permanent magnet that changes magnetic flux and converts DC power into AC power,
Magnetic flux variable means for calculating a magnetizing current command value for outputting a magnetizing current for changing the magnetic flux of the permanent magnet from the inverter to the permanent magnet synchronous motor;
DC voltage detection means for detecting a DC voltage input to the inverter;
Magnetic flux estimating means for estimating the magnetic flux of the permanent magnet;
Rotational speed calculation means for calculating the rotational speed of the permanent magnet synchronous motor;
A variable magnetic flux control means for calculating a magnetization correction amount, correcting the magnetization current command value with the magnetization correction amount, and performing control to change the magnetic flux of the permanent magnet;
The variable magnetic flux control means is a command for correcting the rotation speed calculated by the rotation speed calculation means and controlling the torque of the permanent magnet synchronous motor based on the DC voltage detected by the DC voltage detection means. The inverter control device characterized in that the magnetization correction amount is calculated based on a torque command, the rotation speed corrected by the rotation speed correction means, and the magnetic flux estimated by the magnetic flux estimation means. .
を特徴とする請求項4に記載のインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 4 , wherein the variable magnetic flux control means changes the magnetic flux of the permanent magnet so as to maintain the torque of the permanent magnet synchronous motor .
前記永久磁石の磁束を変化させる磁化電流を前記磁化巻線に流す磁化巻線用磁化電流出力手段を備えたこと
を特徴とする請求項4又は請求項5に記載のインバータ制御装置。 The permanent magnet synchronous motor, magnetization windings Ru changing the magnetic flux of the permanent magnet in the rotor is wound,
Inverter control device according to claim 4 or claim 5, characterized in that with a magnetizing current output means for magnetizing winding supplying a magnetization current Ru changing the magnetic flux of the permanent magnet in the magnetization winding.
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