JP4752124B2 - 永久磁石型同期モータの磁極推定装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁石をロータに内蔵した永久磁石形同期モータを可変速制御するために必要な磁極の極性を検出する永久磁石型同期モータの磁極推定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の同期モータでは、ホール素子などによって構成される磁極位置検出用センサを省略した磁極位置検出方法がよく利用されている。
磁極位置検出方法において、起動時にロータが停止している場合の磁極位置を推定する方法については、「電学論Ｄ，１１６巻７号．７３６〜７４２ページ平成８年」に示されているように、モータが回転しない程度の間欠的なパルス状の電圧指令を順次任意の方向へ与え、その時の停止座標に変換した各相電流のＩαｕ、Ｉβｕ、Ｉαｖ、Ｉβｖ、Ｉαｗ、Ｉβｗ等の非正弦波状に変化する応答の相違より磁石の位置を推定して、モータを停止したまま磁極位置を判別する方法がある。
例えば、２極ブラシレスＤＣモータ等でモータ停止時に初期電流０で電圧ベクトルｖ（１，０，０）（＋，−のスイッチング素子の導通に対してそれぞれ１，０を割り当て、ｕ＋、ｖ−、ｗ−導通時のモータ印加電圧をｖ（１００）と表現する）を一定時間ＴＬモータが回転しない程度印加した後の各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを静止座標αｕ−βｕ軸に変換した電流ｉαｕ、ｉβｕより、ｉαｕ＋ｉβｕ−Ｉｓ、Ｉαｕ−ｉβｕ−Ｉｓを計算し（Ｉｓは発生直流分）、その符号より図８に示すθ判別テーブルを用いて初期位置角θをπだけ異なった２区間に特定する。
例えば、ｉαｕ＋ｉαｕ−Ｉｓ＞０、ｉβｕ−ｉβｕ−Ｉｓ＞０の場合は、θは−π／８〜π／８、又は、７π／８〜９π／８、の区間内に存在するとしてθを２通りに推定できる。
更に、磁気飽和が起こる程度の時間Ｔｌだけ電圧ベクトルｖ（１，０，０）、ｖ（０，１，１）を印加して、図７に示すようにこの時のＵ相ピーク電流ｉ+ ｕｌ、ｉ- ｕｌ、は磁気飽和により正弦波から非正弦波状になり、ｉ+ ｕｌ＋ｉ- ｕｌの正負によって、−π／８〜π／８、と７π／８〜９π／８、を判別ができる。
また、極性判別については、Ｕ相電流ｉ＋ｕｌ、ｉｕｌに加えて、初期電流０で電圧ベクトルｖ（０，１，０）、ｖ（１，０，１）をＴＬ時間出力した後のＶ相電流ｉ＋ｖｌ、ｉ−ｕｌと、電圧ベクトルｖ（０，０，１）、ｖ（１，１，０）をＴＬ時間加えた後のＷ相電流ｉ＋ｗｌ、ｉ−ｗｌの、それぞれ磁気飽和により非正弦波状になるＵ相、Ｖ相、Ｗ相、３相のピーク電流を用いて、このＵ相、Ｖ相、Ｗ相ピーク電流の中から、図９に示す極性判別テーブルより推定される２通りのθ区間に対して磁気飽和による電流差が最も大きく現れる２種類の電圧ベクトル使用時のピーク電流によって判別する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術においては、極性以外の磁石の方向は検出することができるが、ＮＳの極性については、その時の停止座標に変換した各相電流Ｉαｕ、Ｉβｕ、Ｉαｖ、Ｉβｖ、Ｉαｗ、Ｉβｗ等の非正弦波状に変化する応答の相違より磁石の位置を推定しているために、磁気飽和が小さく応答波形の差が出にくいモータの場合は、応答の相違が明確に出ず安定した極性判別ができないという問題があった。
そこで、本発明は、ｄ軸電流を直流で流し、その時に発生する磁気飽和をｑ軸側の磁気回路飽和特性の変化として捉え、ｄ軸電流の流れる方向に対して各ｑ軸のインダクタンス特性差を利用して極性判断を行うことにより、磁気飽和の小さいモータでも安定して磁石の極性を検出することができる永久磁石型同期モータの磁極推定方法を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、ロータに磁石を持つ構造の同期モータをドライブするインバータと、前記インバータには電流検出部を有し、該電流をｄ軸・ｑ軸の２軸方向に分解する３相２相変換部と、高周波電圧指令を高周波電流で除算することにより高周波インダクタンスを求めるインダクタンス計算部を備えた前記同期モータの磁極推定装置であって、磁石の極性は不明だがｄ軸方向を向いている場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流した上でｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸の高周波電流を検出し、前記インダクタンス計算部が前記高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流した上でｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸の高周波電流を検出し、前記高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、前記プラス側電流高周波インダクタンスが前記マイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸プラス方向にＮ極があると判断することを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、ロータに磁石を持つ構造の同期モータをドライブするインバータと、前記インバータには電流検出部を有し、該電流をｄ軸・ｑ軸の２軸方向に分解する３相２相変換部と、ｑ軸電流制御部と、高周波電圧指令を高周波電流で除算することにより高周波インダクタンスを求めるインダクタンス計算部を備えた前記同期モータの磁極推定装置であって、磁石の極性は不明だがｄ軸方向を向いている場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流し、前記ｑ軸電流制御部により高周波電流を流し、その時の前記ｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を前記インダクタンス計算部が前記高周波電流で除算することによりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流し前記ｑ軸電流制御部により高周波電流を流し、その時の前記ｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、前記プラス側電流高周波インダクタンスがマイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸プラス方向にＮ極があると判断することを特徴としている。
この永久磁石型同期モータの磁極推定装置によれば、磁石の極性は不明だが、従来技術等によって磁石の大体の向きを推定して磁石がｄ軸方向を向いていると推定された場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流して磁気飽和特性を変化させ、その変化をｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸高周波電流により検出し、この高周波電圧と高周波電流よりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流し、同様にｑ軸電流に高周波電圧指令を与え、その時のｑ軸高周波電流を検出し、この高周波電圧指令と高周波電流よりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算する。これより、プラス側電流高周波インダクタンスがマイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸方向にＮ極があると判断することで、同期モータの磁極を容易に推定できる。
また、ｄ軸に直流電流を流し、ｑ軸には高周波電圧指令ではなく、ｑ軸電流制御によりｑ軸高周波電流を流す方法でも同様に磁極推定が可能である。先ず、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流し、ｑ軸電流制御によりｑ軸高周波電流を流し、その時のｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を高周波電流で除算してプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、同じようにｄ軸にマイナス方向に直流電流を流し、ｑ軸に高周波電流を流して、マイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、プラス側電流高周波インダクタンスがマイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸方向にＮ極があると判断して、同様に同期モータの磁極を簡単に推定できる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の概念ブロック図である。
図２は図１に示す同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
図３は図１に示す同期モータのｄ−ｑ座標での構造を示す図である。
図４は図１に示すモータのｄ軸電流に正方向の直流電流を流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
図５は図４に示すｄ軸電流に負方向の直流電流を流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
図１において、１０はｄ軸電流指令で正又は負の直流指令として与えられる。１１はｑ軸電流指令でこちらを使用する時はＳＷ１５を２側にして選択する。また、ｑ軸側をオープンループで操作させる場合はＳＷ１５を１側にして、ｑ軸電圧指令１２から直接ベクトル制御部１６へ電圧が与えられる。
１３はｄ軸電流制御部でｄ軸電流指令よりｄ軸電圧指令Ｖｄを出力する。１４はｑ軸電流制御部でＳＷ１５を２側にすれば、ｑ軸電流指令よりｑ軸電圧指令Ｖｑを出力する。従って、ｑ軸電流指令１１より高周波電流を加えれば磁極検出用の高周波電圧Ｖｈを出力する。切換えＳＷ１５を１側に切換えれば、電圧指令１２より磁極検出用の高周波電圧Ｖｈを出力する。１６はベクトル制御部で電圧指令Ｖと位置角度信号θｖをインバータ部１８へ出力し、インバータ部１８より同期モータ２１を駆動する。
１９は電流検出部で同期モータ２１の１次電流を検出する。２０は３相２相変換回路で電流入力をｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換して、電流指令にフィードバックする。
１７はインダクタンス計算部でｑ軸方向に与えられる高周波電圧Ｖｈと、このＶｈに対して流れるｑ軸電流の大きさＩｈをセツトしてインダクタンスＺｑ＝Ｖｈ／Ｉｈ、を演算する。
【０００６】
つぎに動作について説明する。
図３は２ポールのモータのｄ−ｑ軸座標での構造を示しているが、同期モータは、ステータ３とロータ４と磁石６により構成され、図３では磁石６のＮ極はｄ軸方向を向いているので磁束５はｄ軸方向を向いている。
ｄ軸電流１がゼロの場合にｑ軸電流２付近の磁気回路の飽和は磁石の磁束の大きさだけで決まっていて、磁石の磁束５の大きさが余り大きくない場合には、ｑ軸電流付近の磁気回路はｑ軸電流が正側でも負側でも磁気飽和は起こさない。
本発明はこの原理に着目して磁極検出を行うものであり、先ず、図４に示すように、ｄ軸方向に正方向の直流電流としてｄ軸電流１（ｄ軸電流制御部１３からの直流電圧Ｖｄ印加による）を流すと、磁石の磁界５にｄ軸電流の磁束７が上乗せされて、ｑ軸回路周辺は磁気飽和状態になる。磁気飽和を起こすとｑ軸の磁気抵抗は大きくなり、その逆数に比例するインダクタンスＺｑは小さくなることが分かる。
次に、図５に示すように、ｄ軸電流１に負方向の直流電流を流す。この場合には、ｄ軸電流の磁束７が減算されてｑ軸周辺の磁気飽和が無くなる。磁気飽和がないとｑ軸の磁気抵抗は図４の場合よりも小さくなり、その逆数に比例するインダクタンスは大きくなることが分かる。
【０００７】
次に、図２のフローチャートを参照して全体の処理について説明する。
先ず、従来の方法により磁石の方向を決定する（Ｆ１）。ここで従来の方向とは、例えば、従来技術として説明した図７〜９の「電学論Ｄ．１１６巻７号…」などの方法であり、この方法では磁極の方向誤差は−π／８〜π／８であり、ほぼ磁石の方向は決定できる。
次に、ｄ軸の正の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ２）。次にｑ軸方向に高周波電圧Ｖｈを印加する（Ｆ３）。この高周波電圧指令の大きさと周波数はモータに振動を与えたり、異常なトルクを発生しない程度に抑えたものであり、モータ毎に決定される。
この高周波電圧Ｖｈに対して流れるｑ軸電流の大きさをＩｈにセットする（Ｆ４）。
この時のインダクタンスＺｑ+をインダクタンス計算部１７で次式のように計算する（Ｆ５）。
Ｚｑ+＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （１）
次に、ｄ軸の負の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ６）。続いて、ｑ軸方向に高周波電圧Ｖｈを印加する（Ｆ７）。この高周波電圧Ｖｈに対して流れるｑ軸電流の大きさをＩｈにセットする（Ｆ８）。
この時のインダクタンスＺｑ-を次式のように計算する（Ｆ９）。
Ｚｑ-＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （２）
以上の（１）と（２）式の２つのインダクタンスを比較する（Ｆ１０）。
もし、Ｚｑ+＜Ｚｑ-、が成り立つならば、磁石のＮ極はｄ軸方向を向いているとみなし判断する（Ｆ１２）。
もし成り立たないならば、磁石のＮ極はｄ軸と反対の方向を向いているとみなしその後のトルク制御を実行する（Ｆ１１）。
以上、同期モータの磁極推定処理を終了する。
続いて、起動する場合は、動作モード切換ＳＷ（図示していない）を磁極推定モードから起動運転モードに切換え、判別した磁極位置に合わせて、速度制御部（図示していない）から速度指令を入力してトルク指令を作成し、ｑ軸電流指令を得て、ベクトル制御部より電圧指令、位相制御角指令を出力してインバータ部をコントロールして同期モータ２１を起動し、連続運転を行う。
このように、ｄ軸方向に直流電流を印加することで磁気飽和状態を作り出し、トルクを発生しない程度の高周波電流をｑ軸に印加する方法で、磁石の極性を簡単に判別することができる。
【０００８】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図６は本発明の第２の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
図６に示す第２の実施の形態は、図２の第１の実施の形態がｑ軸高周波電流を高周波電圧指令１２を与えて検出したのに対して、ＳＷ１５を切り換えて電流制御部１４からＶｑを出力してそれによって高周波電流を流すものである。
図６を参照して、先ず、従来の方法により磁石の方向を決定する（Ｆ２１）。
従来の方法は、例えば、電学論Ｄ．１１６巻７号の方法（従来図の図７〜９）等による。この方法では磁極の方向誤差は−π／８〜π／８であり、ほぼ磁石の方向は決定できる。
次に、ｄ軸の正の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ２２）。続いて、ｑ軸方向に高周波電流Ｉｈを印加する（Ｆ２３）。その時の電流制御部１４の出力電圧Ｖｑをインダクタンス計算部１７のＶｈにセットする（Ｆ２４）。
【０００９】
この時のインダクタンスＺｑ+を次式から計算する。
Ｚｑ+＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （３）
次にｄ軸の負の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ２６）。ｑ軸方向に高周波電流Ｉｈを印加する（Ｆ２７）。その時の電流制御部１４の出力電圧Ｖｑをインダクタンス計算部１７のＶｈにセットする（Ｆ２８）。
この時のインダクタンスＺｑ-を次式で計算する（Ｆ２９）。
Ｚｑ-＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （４）
以上の２つのインダクタンスを比較する（Ｆ３０）。
もしＺｑ+＜Ｚｑ-、が成り立つならば磁石のＮ極はｄ軸方向を向いていると判断する（Ｆ３２）。
もし成り立たなければ、磁石のＮ極はｄ軸と反対の方向を向いていると判断して、その後のトルク制御を実行する（Ｆ３１）。
このように、電流制御系からｑ軸高周波電流を流した場合も同様に簡単に磁極位置の推定ができる。
以上、磁極推定処理を終了する。続いて、起動する場合は、動作モード切換ＳＷ（図示していない）を起動運転モードに切換え、判別した磁極位置に合わせて速度指令を入力しトルク指令を作成して、同期モータ２１を起動し運転制御できる。
【００１０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、比較的に磁気飽和が起きにくいようなモータにおいても、ｄ軸方向に直流電流を印加することで、ｑ軸の磁気飽和状態を作り出し、トルクを発生しない程度の高周波電圧または電流制御系による高周波電流をｑ軸に印加する方式によって、安定して磁石の極性を容易に判別することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の概念ブロック図である。
【図２】図１に示す同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
【図３】図１に示す同期モータのｄ−ｑ座標でのモータ構造を示す図である。
【図４】図１に示すモータのｄ軸電流を正方向に流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
【図５】図４に示すｄ軸電流を負方向に流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
【図７】従来の磁極推定方法の磁気飽和状態を示す図である。
【図８】従来の磁極推定方法によるθの推定テーブルを示す図である。
【図９】従来の磁極推定方法の極性判別テーブルを示す図である。
【符号の説明】
１ ｄ軸電流
２ ｑ軸電流
３ ステータ
４ ロータ
５ 磁石の磁束
６ 磁石
７ ｄ軸電流の磁束
１０ ｄ軸電流指令
１１ ｑ軸電流指令
１２ ｑ軸電圧指令
１３ ｄ軸電流制御部
１４ ｑ軸電流制御部
１５ ＳＷ
１６ ベクトル制御部
１７ インダクタンス計算部
１８ インバータ部
１９ 電流検出部
２０ ３相２相変換
２１ 同期モータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁石をロータに内蔵した永久磁石形同期モータを可変速制御するために必要な磁極の極性を検出する永久磁石型同期モータの磁極推定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の同期モータでは、ホール素子などによって構成される磁極位置検出用センサを省略した磁極位置検出方法がよく利用されている。
磁極位置検出方法において、起動時にロータが停止している場合の磁極位置を推定する方法については、「電学論Ｄ，１１６巻７号．７３６〜７４２ページ平成８年」に示されているように、モータが回転しない程度の間欠的なパルス状の電圧指令を順次任意の方向へ与え、その時の停止座標に変換した各相電流のＩαｕ、Ｉβｕ、Ｉαｖ、Ｉβｖ、Ｉαｗ、Ｉβｗ等の非正弦波状に変化する応答の相違より磁石の位置を推定して、モータを停止したまま磁極位置を判別する方法がある。
例えば、２極ブラシレスＤＣモータ等でモータ停止時に初期電流０で電圧ベクトルｖ（１，０，０）（＋，−のスイッチング素子の導通に対してそれぞれ１，０を割り当て、ｕ＋、ｖ−、ｗ−導通時のモータ印加電圧をｖ（１００）と表現する）を一定時間ＴＬモータが回転しない程度印加した後の各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを静止座標αｕ−βｕ軸に変換した電流ｉαｕ、ｉβｕより、ｉαｕ＋ｉβｕ−Ｉｓ、Ｉαｕ−ｉβｕ−Ｉｓを計算し（Ｉｓは発生直流分）、その符号より図８に示すθ判別テーブルを用いて初期位置角θをπだけ異なった２区間に特定する。
例えば、ｉαｕ＋ｉαｕ−Ｉｓ＞０、ｉβｕ−ｉβｕ−Ｉｓ＞０の場合は、θは−π／８〜π／８、又は、７π／８〜９π／８、の区間内に存在するとしてθを２通りに推定できる。
更に、磁気飽和が起こる程度の時間Ｔｌだけ電圧ベクトルｖ（１，０，０）、ｖ（０，１，１）を印加して、図７に示すようにこの時のＵ相ピーク電流ｉ+ ｕｌ、ｉ- ｕｌ、は磁気飽和により正弦波から非正弦波状になり、ｉ+ ｕｌ＋ｉ- ｕｌの正負によって、−π／８〜π／８、と７π／８〜９π／８、を判別ができる。
また、極性判別については、Ｕ相電流ｉ＋ｕｌ、ｉｕｌに加えて、初期電流０で電圧ベクトルｖ（０，１，０）、ｖ（１，０，１）をＴＬ時間出力した後のＶ相電流ｉ＋ｖｌ、ｉ−ｕｌと、電圧ベクトルｖ（０，０，１）、ｖ（１，１，０）をＴＬ時間加えた後のＷ相電流ｉ＋ｗｌ、ｉ−ｗｌの、それぞれ磁気飽和により非正弦波状になるＵ相、Ｖ相、Ｗ相、３相のピーク電流を用いて、このＵ相、Ｖ相、Ｗ相ピーク電流の中から、図９に示す極性判別テーブルより推定される２通りのθ区間に対して磁気飽和による電流差が最も大きく現れる２種類の電圧ベクトル使用時のピーク電流によって判別する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術においては、極性以外の磁石の方向は検出することができるが、ＮＳの極性については、その時の停止座標に変換した各相電流Ｉαｕ、Ｉβｕ、Ｉαｖ、Ｉβｖ、Ｉαｗ、Ｉβｗ等の非正弦波状に変化する応答の相違より磁石の位置を推定しているために、磁気飽和が小さく応答波形の差が出にくいモータの場合は、応答の相違が明確に出ず安定した極性判別ができないという問題があった。
そこで、本発明は、ｄ軸電流を直流で流し、その時に発生する磁気飽和をｑ軸側の磁気回路飽和特性の変化として捉え、ｄ軸電流の流れる方向に対して各ｑ軸のインダクタンス特性差を利用して極性判断を行うことにより、磁気飽和の小さいモータでも安定して磁石の極性を検出することができる永久磁石型同期モータの磁極推定方法を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、ロータに磁石を持つ構造の同期モータをドライブするインバータと、前記インバータには電流検出部を有し、該電流をｄ軸・ｑ軸の２軸方向に分解する３相２相変換部と、高周波電圧指令を高周波電流で除算することにより高周波インダクタンスを求めるインダクタンス計算部を備えた前記同期モータの磁極推定装置であって、磁石の極性は不明だがｄ軸方向を向いている場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流した上でｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸の高周波電流を検出し、前記インダクタンス計算部が前記高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流した上でｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸の高周波電流を検出し、前記高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、前記プラス側電流高周波インダクタンスが前記マイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸プラス方向にＮ極があると判断することを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、ロータに磁石を持つ構造の同期モータをドライブするインバータと、前記インバータには電流検出部を有し、該電流をｄ軸・ｑ軸の２軸方向に分解する３相２相変換部と、ｑ軸電流制御部と、高周波電圧指令を高周波電流で除算することにより高周波インダクタンスを求めるインダクタンス計算部を備えた前記同期モータの磁極推定装置であって、磁石の極性は不明だがｄ軸方向を向いている場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流し、前記ｑ軸電流制御部により高周波電流を流し、その時の前記ｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を前記インダクタンス計算部が前記高周波電流で除算することによりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流し前記ｑ軸電流制御部により高周波電流を流し、その時の前記ｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、前記プラス側電流高周波インダクタンスがマイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸プラス方向にＮ極があると判断することを特徴としている。
この永久磁石型同期モータの磁極推定装置によれば、磁石の極性は不明だが、従来技術等によって磁石の大体の向きを推定して磁石がｄ軸方向を向いていると推定された場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流して磁気飽和特性を変化させ、その変化をｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸高周波電流により検出し、この高周波電圧と高周波電流よりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流し、同様にｑ軸電流に高周波電圧指令を与え、その時のｑ軸高周波電流を検出し、この高周波電圧指令と高周波電流よりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算する。これより、プラス側電流高周波インダクタンスがマイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸方向にＮ極があると判断することで、同期モータの磁極を容易に推定できる。
また、ｄ軸に直流電流を流し、ｑ軸には高周波電圧指令ではなく、ｑ軸電流制御によりｑ軸高周波電流を流す方法でも同様に磁極推定が可能である。先ず、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流し、ｑ軸電流制御によりｑ軸高周波電流を流し、その時のｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を高周波電流で除算してプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、同じようにｄ軸にマイナス方向に直流電流を流し、ｑ軸に高周波電流を流して、マイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、プラス側電流高周波インダクタンスがマイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸方向にＮ極があると判断して、同様に同期モータの磁極を簡単に推定できる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の概念ブロック図である。
図２は図１に示す同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
図３は図１に示す同期モータのｄ−ｑ座標での構造を示す図である。
図４は図１に示すモータのｄ軸電流に正方向の直流電流を流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
図５は図４に示すｄ軸電流に負方向の直流電流を流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
図１において、１０はｄ軸電流指令で正又は負の直流指令として与えられる。１１はｑ軸電流指令でこちらを使用する時はＳＷ１５を２側にして選択する。また、ｑ軸側をオープンループで操作させる場合はＳＷ１５を１側にして、ｑ軸電圧指令１２から直接ベクトル制御部１６へ電圧が与えられる。
１３はｄ軸電流制御部でｄ軸電流指令よりｄ軸電圧指令Ｖｄを出力する。１４はｑ軸電流制御部でＳＷ１５を２側にすれば、ｑ軸電流指令よりｑ軸電圧指令Ｖｑを出力する。従って、ｑ軸電流指令１１より高周波電流を加えれば磁極検出用の高周波電圧Ｖｈを出力する。切換えＳＷ１５を１側に切換えれば、電圧指令１２より磁極検出用の高周波電圧Ｖｈを出力する。１６はベクトル制御部で電圧指令Ｖと位置角度信号θｖをインバータ部１８へ出力し、インバータ部１８より同期モータ２１を駆動する。
１９は電流検出部で同期モータ２１の１次電流を検出する。２０は３相２相変換回路で電流入力をｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換して、電流指令にフィードバックする。
１７はインダクタンス計算部でｑ軸方向に与えられる高周波電圧Ｖｈと、このＶｈに対して流れるｑ軸電流の大きさＩｈをセツトしてインダクタンスＺｑ＝Ｖｈ／Ｉｈ、を演算する。
【０００６】
つぎに動作について説明する。
図３は２ポールのモータのｄ−ｑ軸座標での構造を示しているが、同期モータは、ステータ３とロータ４と磁石６により構成され、図３では磁石６のＮ極はｄ軸方向を向いているので磁束５はｄ軸方向を向いている。
ｄ軸電流１がゼロの場合にｑ軸電流２付近の磁気回路の飽和は磁石の磁束の大きさだけで決まっていて、磁石の磁束５の大きさが余り大きくない場合には、ｑ軸電流付近の磁気回路はｑ軸電流が正側でも負側でも磁気飽和は起こさない。
本発明はこの原理に着目して磁極検出を行うものであり、先ず、図４に示すように、ｄ軸方向に正方向の直流電流としてｄ軸電流１（ｄ軸電流制御部１３からの直流電圧Ｖｄ印加による）を流すと、磁石の磁界５にｄ軸電流の磁束７が上乗せされて、ｑ軸回路周辺は磁気飽和状態になる。磁気飽和を起こすとｑ軸の磁気抵抗は大きくなり、その逆数に比例するインダクタンスＺｑは小さくなることが分かる。
次に、図５に示すように、ｄ軸電流１に負方向の直流電流を流す。この場合には、ｄ軸電流の磁束７が減算されてｑ軸周辺の磁気飽和が無くなる。磁気飽和がないとｑ軸の磁気抵抗は図４の場合よりも小さくなり、その逆数に比例するインダクタンスは大きくなることが分かる。
【０００７】
次に、図２のフローチャートを参照して全体の処理について説明する。
先ず、従来の方法により磁石の方向を決定する（Ｆ１）。ここで従来の方向とは、例えば、従来技術として説明した図７〜９の「電学論Ｄ．１１６巻７号…」などの方法であり、この方法では磁極の方向誤差は−π／８〜π／８であり、ほぼ磁石の方向は決定できる。
次に、ｄ軸の正の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ２）。次にｑ軸方向に高周波電圧Ｖｈを印加する（Ｆ３）。この高周波電圧指令の大きさと周波数はモータに振動を与えたり、異常なトルクを発生しない程度に抑えたものであり、モータ毎に決定される。
この高周波電圧Ｖｈに対して流れるｑ軸電流の大きさをＩｈにセットする（Ｆ４）。
この時のインダクタンスＺｑ+をインダクタンス計算部１７で次式のように計算する（Ｆ５）。
Ｚｑ+＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （１）
次に、ｄ軸の負の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ６）。続いて、ｑ軸方向に高周波電圧Ｖｈを印加する（Ｆ７）。この高周波電圧Ｖｈに対して流れるｑ軸電流の大きさをＩｈにセットする（Ｆ８）。
この時のインダクタンスＺｑ-を次式のように計算する（Ｆ９）。
Ｚｑ-＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （２）
以上の（１）と（２）式の２つのインダクタンスを比較する（Ｆ１０）。
もし、Ｚｑ+＜Ｚｑ-、が成り立つならば、磁石のＮ極はｄ軸方向を向いているとみなし判断する（Ｆ１２）。
もし成り立たないならば、磁石のＮ極はｄ軸と反対の方向を向いているとみなしその後のトルク制御を実行する（Ｆ１１）。
以上、同期モータの磁極推定処理を終了する。
続いて、起動する場合は、動作モード切換ＳＷ（図示していない）を磁極推定モードから起動運転モードに切換え、判別した磁極位置に合わせて、速度制御部（図示していない）から速度指令を入力してトルク指令を作成し、ｑ軸電流指令を得て、ベクトル制御部より電圧指令、位相制御角指令を出力してインバータ部をコントロールして同期モータ２１を起動し、連続運転を行う。
このように、ｄ軸方向に直流電流を印加することで磁気飽和状態を作り出し、トルクを発生しない程度の高周波電流をｑ軸に印加する方法で、磁石の極性を簡単に判別することができる。
【０００８】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図６は本発明の第２の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
図６に示す第２の実施の形態は、図２の第１の実施の形態がｑ軸高周波電流を高周波電圧指令１２を与えて検出したのに対して、ＳＷ１５を切り換えて電流制御部１４からＶｑを出力してそれによって高周波電流を流すものである。
図６を参照して、先ず、従来の方法により磁石の方向を決定する（Ｆ２１）。
従来の方法は、例えば、電学論Ｄ．１１６巻７号の方法（従来図の図７〜９）等による。この方法では磁極の方向誤差は−π／８〜π／８であり、ほぼ磁石の方向は決定できる。
次に、ｄ軸の正の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ２２）。続いて、ｑ軸方向に高周波電流Ｉｈを印加する（Ｆ２３）。その時の電流制御部１４の出力電圧Ｖｑをインダクタンス計算部１７のＶｈにセットする（Ｆ２４）。
【０００９】
この時のインダクタンスＺｑ+を次式から計算する。
Ｚｑ+＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （３）
次にｄ軸の負の方向に直流電流Ｉｄを流す（Ｆ２６）。ｑ軸方向に高周波電流Ｉｈを印加する（Ｆ２７）。その時の電流制御部１４の出力電圧Ｖｑをインダクタンス計算部１７のＶｈにセットする（Ｆ２８）。
この時のインダクタンスＺｑ-を次式で計算する（Ｆ２９）。
Ｚｑ-＝Ｖｈ／Ｉｈ …… （４）
以上の２つのインダクタンスを比較する（Ｆ３０）。
もしＺｑ+＜Ｚｑ-、が成り立つならば磁石のＮ極はｄ軸方向を向いていると判断する（Ｆ３２）。
もし成り立たなければ、磁石のＮ極はｄ軸と反対の方向を向いていると判断して、その後のトルク制御を実行する（Ｆ３１）。
このように、電流制御系からｑ軸高周波電流を流した場合も同様に簡単に磁極位置の推定ができる。
以上、磁極推定処理を終了する。続いて、起動する場合は、動作モード切換ＳＷ（図示していない）を起動運転モードに切換え、判別した磁極位置に合わせて速度指令を入力しトルク指令を作成して、同期モータ２１を起動し運転制御できる。
【００１０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、比較的に磁気飽和が起きにくいようなモータにおいても、ｄ軸方向に直流電流を印加することで、ｑ軸の磁気飽和状態を作り出し、トルクを発生しない程度の高周波電圧または電流制御系による高周波電流をｑ軸に印加する方式によって、安定して磁石の極性を容易に判別することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の概念ブロック図である。
【図２】図１に示す同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
【図３】図１に示す同期モータのｄ−ｑ座標でのモータ構造を示す図である。
【図４】図１に示すモータのｄ軸電流を正方向に流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
【図５】図４に示すｄ軸電流を負方向に流した時のｑ軸付近の磁束状態を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る永久磁石型同期モータの磁極推定方法の処理のフローチャートである。
【図７】従来の磁極推定方法の磁気飽和状態を示す図である。
【図８】従来の磁極推定方法によるθの推定テーブルを示す図である。
【図９】従来の磁極推定方法の極性判別テーブルを示す図である。
【符号の説明】
１ ｄ軸電流
２ ｑ軸電流
３ ステータ
４ ロータ
５ 磁石の磁束
６ 磁石
７ ｄ軸電流の磁束
１０ ｄ軸電流指令
１１ ｑ軸電流指令
１２ ｑ軸電圧指令
１３ ｄ軸電流制御部
１４ ｑ軸電流制御部
１５ ＳＷ
１６ ベクトル制御部
１７ インダクタンス計算部
１８ インバータ部
１９ 電流検出部
２０ ３相２相変換
２１ 同期モータ
Claims (3)
- ロータに磁石を持つ構造の同期モータをドライブするインバータと、前記インバータには電流検出部を有し、該電流をｄ軸・ｑ軸の２軸方向に分解する３相２相変換部と、高周波電圧指令を高周波電流で除算することにより高周波インダクタンスを求めるインダクタンス計算部を備えた前記同期モータの磁極推定装置であって、
磁石の極性は不明だがｄ軸方向を向いている場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流した上でｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸の高周波電流を検出し、前記インダクタンス計算部が前記高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、
次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流した上でｑ軸に高周波電圧指令を与えてｑ軸の高周波電流を検出し、前記高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、
前記プラス側電流高周波インダクタンスが前記マイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸プラス方向にＮ極があると判断することを特徴とする永久磁石型同期モータの磁極推定装置。 - ロータに磁石を持つ構造の同期モータをドライブするインバータと、前記インバータには電流検出部を有し、該電流をｄ軸・ｑ軸の２軸方向に分解する３相２相変換部と、ｑ軸電流制御部と、高周波電圧指令を高周波電流で除算することにより高周波インダクタンスを求めるインダクタンス計算部を備えた前記同期モータの磁極推定装置であって、
磁石の極性は不明だがｄ軸方向を向いている場合に、ｄ軸のプラス方向に直流電流を流し、前記ｑ軸電流制御部により高周波電流を流し、その時の前記ｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を前記インダクタンス計算部が前記高周波電流で除算することによりプラス側電流高周波インダクタンスを計算し、
次にｄ軸のマイナス方向に直流電流を流し前記ｑ軸電流制御部により高周波電流を流し、その時の前記ｑ軸電流制御の出力であるｑ軸高周波電圧指令を前記高周波電流で除算することによりマイナス側電流高周波インダクタンスを計算し、 前記プラス側電流高周波インダクタンスがマイナス側電流高周波インダクタンスより小さい場合には、磁石はｄ軸プラス方向にＮ極があると判断することを特徴とする永久磁石型同期モータの磁極推定装置。 - 前記推定後は磁極推定モードから起動運転モードに切換え、前記判別した磁極位置に合わせて速度指令を入力してトルク指令を作成し、前記トルク指令からｑ軸指令を得て、前記ｑ軸指令から電圧指令および位相制御角指令を出力して前記インバータ部を制御して同期モータを起動することを特徴とする請求項１又は２記載の永久磁石型同期モータの磁極推定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001100564A JP4752124B2 (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | 永久磁石型同期モータの磁極推定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001100564A JP4752124B2 (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | 永久磁石型同期モータの磁極推定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002300794A JP2002300794A (ja) | 2002-10-11 |
| JP4752124B2 true JP4752124B2 (ja) | 2011-08-17 |
Family
ID=18953998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001100564A Expired - Fee Related JP4752124B2 (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | 永久磁石型同期モータの磁極推定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4752124B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110460282A (zh) * | 2019-08-22 | 2019-11-15 | 东风航盛（武汉）汽车控制系统有限公司 | 一种永磁同步电机电感参数的自动标定方法 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4581611B2 (ja) * | 2004-10-07 | 2010-11-17 | 株式会社安川電機 | 永久磁石形ブラシレスモータの磁極位置推定方法 |
| EP3823157A4 (en) * | 2018-07-13 | 2022-03-30 | Hitachi, Ltd. | CONTROL DEVICE FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINE, ELECTRIC VEHICLE AND METHOD OF DETERMINING THE MAGNET POLARITY OF A PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINE |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04359691A (ja) * | 1991-03-22 | 1992-12-11 | Fuji Electric Co Ltd | ブラシレスモータの回転子位置検出装置 |
| JP3558308B2 (ja) * | 1995-04-25 | 2004-08-25 | 富士電機システムズ株式会社 | 回転子磁極極性の判別可能な永久磁石形同期電動機 |
| JP3401155B2 (ja) * | 1997-02-14 | 2003-04-28 | 株式会社日立製作所 | 同期電動機制御装置および電気車 |
| JP3701207B2 (ja) * | 2001-02-27 | 2005-09-28 | 株式会社日立製作所 | モータ制御装置及びそれを用いた電動車両 |
-
2001
- 2001-03-30 JP JP2001100564A patent/JP4752124B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| CN110460282A (zh) * | 2019-08-22 | 2019-11-15 | 东风航盛（武汉）汽车控制系统有限公司 | 一种永磁同步电机电感参数的自动标定方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002300794A (ja) | 2002-10-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071127 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080219 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100909 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100914 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20101112 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110426 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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