JP4745593B2 - パレス幅変調を使用するデータ伝送 - Google Patents
パレス幅変調を使用するデータ伝送 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4745593B2 JP4745593B2 JP2002514975A JP2002514975A JP4745593B2 JP 4745593 B2 JP4745593 B2 JP 4745593B2 JP 2002514975 A JP2002514975 A JP 2002514975A JP 2002514975 A JP2002514975 A JP 2002514975A JP 4745593 B2 JP4745593 B2 JP 4745593B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- pulse
- carrier
- digital data
- coupled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4902—Pulse width modulation; Pulse position modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
Description
本発明は、帯域制限チャネルを介して複数の高速データレート信号を伝送する変調技法に関する。
【0002】
データを、帯域幅が制限されたチャネルを介して、高データレートで供給するのが、常に望ましい。チャネルを介してデータレートを上げるため、これまでにも多くの変調技法が開発されてきた。例えば、M-aryPSK(phase shift keyed)およびQAM(quadrature amplitude modulation)技法によれば、複数のデータビットを、伝送される各シンボルで符号化して圧縮することができる。このようなシステムにおいては、これら技法に関連する制約がある。第一に、このようなシステムに関連するハードウェアは高価である。これは、これらの技法が適正に動作するには、チャネル線形性が高水準である必要があるからである。したがって、キャリアトラッキングと、シンボルリカバリーと、補間と、信号シェーピングとのために、大規模な信号処理を行わなければならない。第二に、このような技法はマルチパスに影響される。マルチパスは受信機で補償する必要がある。第三に、これらのシステムは、所望のデータレートを得るため、一部のアプリケーション(例えばインバンドオンチャネル放送FMサブキャリアサービス)で使用可能な帯域幅を超える帯域幅を必要とすることが多い。
【0003】
幾つかのデータ信号をチャネルを介して供給することも望ましい。チャネルを完全に利用する変調技法もあるが、そのチャネルを使用しない態様の変調技法もある。周波数ドメインマルチプレクシングと、時間ドメインマルチプレクシングとは、複数の信号が1つのチャネルを共用するための2つの技法である。このようにチャネルを共用すると、チャネルを介した全体のスループットが向上する。
【0004】
本発明の原理によれば、デジタルデータ変調器には、共通のデータビット周期(data bit period)を有する複数のデジタルデータ信号の信号源が含まれる。複数のエンコーダは、それぞれ、データビット周期内でそれぞれ重なり合わない時間間隔で発生するエッジを有する可変パルス幅符号を使用して、複数のデジタルデータ信号をそれぞれ符号化する。複数のパルス信号生成器は、それぞれ、符号化された複数のデジタルデータ信号の各エッジを表すパルスを生成する。キャリア信号生成器は、それぞれのパルスに対応するキャリアパルスを有するキャリア信号を生成する。
【0005】
本発明の他の態様によれば、デジタルデータ検波器には、連続するビット周期を含む被変調信号の信号源が含まれており、重なり合わない複数の時間間隔を有するビット周期は、それぞれ、連続するビット周期の対応する時間間隔と関連付けられており、各時間間隔は、他の関連する時間間隔内のキャリアパルスを基準として時間間隔をおいて配置された、対応する可変パルス幅符号化デジタルデータ信号を表すキャリアパルスを含む。検波器は、受信したキャリアパルスに対応するパルスを生成するために、変調信号を復調する。複数のデコーダが、それぞれ、対応するデジタルデータ信号を生成するため、ビット周期内の複数の関連する時間間隔のうちのそれぞれで受信したパルスを復号する。
【0006】
本発明の原理に従った技法によれば、単一のチャネルを介し、複数の独立した高速データレート信号が、同時に伝送される。本発明によるシステムは、比較的安価な回路を使用してインプリメントすることができ、マルチパス干渉に敏感でなく、実質的な帯域幅圧縮を行うことができる。
【0007】
図1は、データレートが速く帯域幅の狭い信号を生成する変調器を示す構成図である。図1では、入力端子INは高速データレートデジタル信号を受信する。入力端子INはエンコーダ10の入力端子に結合されている。エンコーダ10の出力端子は微分器20の入力端子に結合されている。微分器20の出力端子はレベル検出器25の入力端子に結合されている。レベル検出器25の出力端子はミキサ30の第1入力端子に結合されている。局部発振器40はミキサ30の第2入力端子に結合されている。ミキサ30の出力端子はBPF(bandpass filter)50の入力端子に結合されている。BPF50の出力端子は、出力端子OUTに結合されており、出力端子OUTから、入力端子INからのデジタル信号を表す被変調信号が出力される。
【0008】
図2は、図1の変調器の動作を理解するのに役立つ波形図である。図2は、波形をより明確に図示するためにスケーリングされていない。本実施形態では、入力端子INからの高速データレートデジタル信号は、NRZ(non-return-to-zero)フォーマットのバイレベル(bilevel)信号である。このNRZ信号を図2において第1の信号として示す。このNRZ信号は、連続するビットを搬送し、これらビットは、それぞれ、NRZ信号ビット周期(NRZ信号において点線で示す)と呼ばれる所定の周期の間、持続し、ビットレートと呼ばれる対応する周波数を有する。このNRZ信号のレベルは、全ての周知の方法で、そのビットの値を表す。エンコーダ10は、可変パルス幅符号を使用してNRZ信号を符号化する。本実施形態では、可変パルス幅符号は可変アパーチャ符号である。可変アパチャ符号化についての詳細な記載は、1999年3月11日に出願され、発明者がChandra Mohanである国際特許出願PCT/US99/05301にある。この特許出願では、NRZ信号は次の方法で位相符号化されている。
【0009】
NRZ信号の各ビット周期は、符号化信号における遷移として、符号化される。ビットレートのM倍の符号化クロックが、NRZ信号を位相符号化するため、使用されている。上記特許出願では、符号化クロックは、ビットレートの9倍であるレートMでラン(run)する。NRZ信号が論理1レベルから論理0レベルへ遷移すると、前の遷移から、8符号化クロックサイクル(M−1)において、符号化された信号が遷移する。NRZ信号が論理0レベルから論理1レベルへ遷移すると、前の遷移から、10符号化クロックサイクル(M+1)において、符号化された信号が遷移する。NRZ信号が遷移しない場合、すなわち連続するビットが同じ値を有する場合は、最後の遷移から、9符号化クロックサイクル(M)において、符号化された信号が遷移する。この可変アパーチャ符号化(variable aperture coded; VAC)信号を図2において第2の信号として示す。
【0010】
VAC信号の遷移と一致した時点で一連のパルスを生成するために、VAC信号は微分器20によって微分される。微分器20において、VAC変調信号に対して90度の位相シフトが行われる。リーディングエッジの遷移により、立ち上がりパルスが生成され、トレイリングエッジの遷移により、立ち下がりパルスが生成される。これらは全ての周知の方法で行われる。微分されたVAC信号
【0011】
【数1】
【0012】
は、図2において第3の信号として示す。一定の振幅を有する一連のトライレベル(trilevel)パルスを生成するため、
【0013】
【数2】
【0014】
は、レベル検出器25によってレベルが検出される。微分されたVAC信号
【0015】
【数3】
【0016】
が正の閾値よりも大きな値を有する場合は、高い値を有するレベル信号が生成され、負の閾値よりも小さな値を有する場合は、低い値を有するレベル信号が生成され、そうでなければ、中心値を有するレベル信号が生成される。これは全ての周知の方法で行なわれる。このレベル信号を図2において第4の信号(LEVEL)として示す。
【0017】
このLEVEL信号により、ミキサ30で局部発振器40からのキャリア信号が変調される。正のパルスにより、第1の位相を有するキャリア信号のパルスが生成され、負のパルスにより、第2の位相を有するキャリア信号のパルスが生成される。第1および第2の位相は、実質的に180度の位相差があるのが好ましい。このキャリア信号パルスは、実質的に、1つのコーディングクロック周期の長さであるのが好ましく、本実施形態においては、NRZビット周期の実質的に1/9の持続時間を有するのが好ましい。局部発振器40の信号の周波数は、キャリア信号パルス時間周期において、少なくとも10サイクルの局部発振器40の信号が発生できるように、選択されるのが好ましい。キャリア信号CARRは、図2において最下段に示してあり、各矩形包絡線内に縦のハッチングが施してある。図2のCARR信号においては、正のLEVELパルスに応答して生成されたキャリアパルスの位相を+で表し、負のLEVELパルスに応答して生成されたキャリアパルスの位相を−で表してある。+および−は、実質的に180度の位相差のみを表しており、任意の絶対位相を表すものではない。
【0018】
BPF50は、CARR信号内の全ての「帯域外」フーリエ成分をフィルタリングするとともに、キャリア成分自体と、一方のサイドバンドとをフィルタリングし、SSB(single-side-band)にする。BPF50からの出力信号OUTは、SSB位相又は周波数変調信号であって、入力端子INからのNRZデータ信号を表すものである。この信号は、多くの周知の伝送技法のうちのいずれかによって、受信機に伝送することができる。
【0019】
図3は、図1及び図2の変調器によって変調された信号を受信することができる受信機を示すブロック図である。図3において、入力端子INは、図1及び図2を参照して述べたように、変調信号の信号源に結合されている。入力端子INはBPF110の入力端子に結合されている。BPF110の出力端子は積分器120の入力端子に結合されている。積分器120の出力端子は制限増幅器130の入力端子に結合されている。制限増幅器130の出力端子は検波器140の入力端子に結合されている。検波器140の出力端子はデコーダ150の入力端子に結合されている。デコーダ150において、入力端子INからの変調信号を表すNRZ信号が復調され、デコーダ150の出力端子は出力端子OUTに結合されている。
【0020】
動作を説明すると、前述のように、BPF110により帯域外信号がフィルタリングされ、変調SSB信号のみがパス(pass)される。積分器120においては、微分器20(図1)による90度位相シフトに対して逆の90度位相シフトを行う。制限増幅器130は、積分器120からの信号の振幅を一定の振幅に制限する。制限増幅器130からの信号は、図2のキャリアパルス信号CARRに対応する。検波器140は、FM弁別器またはPLL(phase lock loop)のいずれかであり、それぞれ、FMまたはPM変調されたキャリアパルス信号を復調するのに使用される。検波器140は、キャリアパルスを検出し、位相及びそれら位相のタイミングによって表される遷移を有するバイレベル信号を生成する。検波器140の出力は図2のVAC信号に対応する可変ビット幅信号である。デコーダ150は、エンコーダ10(図1)の逆の動作を行い、出力端子OUTから、図2のNRZ信号に対応するNRZ信号を出力する。上記米国特許出願(RCA第88945号)は、図3において使用することのできるデコーダ150について記載されている。出力端子OUTからのNRZ信号は、その後、所定の回路(図示せず)によって処理される。
【0021】
キャリアパルス(図2の信号CARR)が所定の時点で生成され、しかもキャリアパルスの持続時間が制限されているから、検波器140を、キャリアパルスが予測される時点でのみイネーブルにすることができる。例えば本実施形態では、既に詳細に述べたように、各キャリアパルスの持続時間は、NRZ信号の遷移から遷移までの時間であるNRZ信号遷移間時間の実質的に1/9の時間である。あるキャリアパルス(トレイリングエッジを表す)からNRZ信号遷移間時間の8/9の時間で、キャリアパルスが受信された後は、このキャリアパルスからNRZ信号遷移間時間の9/9(遷移なし)の時間か、10/9(リーディングエッジ)の時間でのみ、キャリアパルスが予測される。同様に、あるキャリアパルスからNRZ信号遷移間時間の10/9(リーディングエッジを表す)の時間で、キャリアパルスが受信された後は、このキャリアパルスからNRZ信号遷移間時間の8/9(トレイリングエッジ)の時間か、9/9(遷移なし)の時間でのみ、キャリアパルスが予測される。キャリアパルスが予測された時と、予測されたキャリアパルスの持続時間の時間的近傍でのみ、検波器140をイネーブルにする必要がある。
【0022】
ウィンドウイングタイマは、図3において点線160で囲んで示したものであり、検波器140のステータス出力端子に結合された入力端子を有するとともに、検波器140のイネーブル入力端子に結合された出力端子を有する。ウィンドウイングタイマ160は検波器140からの信号を監視し、前述のようにキャリアパルスが予測された時と、このキャリアパルスの持続時間の時間的近傍でのみ、検波器をイネーブルにする。
【0023】
本実施形態では、被変調信号のエネルギーは、主としてビットレートの0.44(8/18)倍と0.55(10/18)倍との間にあり、結果として、ビットレートの0.11倍の帯域幅を有する。その結果、当該帯域幅を介するデータレートは9倍だけ増加する。他の圧縮率は、当業者に顕著な兼ね合い及び制約によって符号化クロック対ビットレートの比率を変えることにより、容易に得ることができる。
【0024】
前述のシステムは、送信機及び受信機のどちらにおいても、M-aryPSKまたはQAM変調技法のいずれかよりも精巧でない回路でインプリメントすることができる。より具体的に言えば、当該受信機においては、被変調信号が抽出された後に、より安価で省電力の制限増幅器(例えば130)を使用することができる。さらにNRZ信号の符号化及び復号はどちらも、名目上高速のPLD(programmable logic device)を使用してパフォームすることができる。このようなデバイスは比較的安価(現在は1−2ドル)である。さらに、このシステムにはシンボル間干渉がないため、波形整形は不要である。さらに、クロックリカバリーループを除き、トラッキングループも不要である。
【0025】
前述のように、キャリア伝送はビット境界上でのみ発生し、ビット周期全体にわたって継続するものではないため、パルスが予測される場合にのみ受信したキャリアパルスを検出する目的で、受信機内で時間(temporal)ウィンドウイングを使用することができる。したがって、本システムにおいてはマルチパスの問題はない。
【0026】
前述の変調技法に関する一応用例では、CD品質のデジタル音楽が、FMのモノラル放送オーディオ信号とステレオ放送オーディオ信号とともに伝送されている。図4は、図1及び図2の変調技法のこの応用例を理解する上で役立つスペクトル図である。図4aは、米国のFM放送信号に関する出力包絡線を示す図である。図4aにおいては、横軸が周波数を表し、およそ88MHzから107MHzまでの間のVHF帯域の一部を表す。信号強度は縦軸で表される。2つの隣接する放送信号スペクトルの許容された包絡線が図示してある。それぞれのキャリアが、上向きの矢印を有する垂線で図示してある。それぞれのキャリアの近傍にサイドバンドがあり、このサイドバンドは、キャリアをFM変調した放送信号を搬送するものである。
【0027】
アメリカのFMラジオ局は、モノラル及びステレオオーディオを、キャリアのうちの100kHzの範囲にあたるサイドバンドで、フルパワーで、放送することができる。これらのサイドバンドは、図4aにおいては、ハッチングを施さずに示してある。放送会社は他の情報を100kHzから200kHzまでのサイドバンドで、放送することができるが、この帯域内で伝送されるパワーはフルパワーよりも30dB低くなければならない。これらのサイドバンドはハッチングを施して図示してある。隣接局(地理的に同一の領域内にある)は、少なくとも400kHz離れていなければならない。
【0028】
図4aに示す低周波放送信号のキャリア上のアッパサイドバンドが、図4bのスペクトル図に図示してある。図4bにおいて、縦軸が変調度を表す。図4bにおいて、モノラルオーディオ信号L+Rが0から15kHzまでのサイドバンドで、変調レベル90%で伝送される。L−Rオーディオ信号は、38kHzの抑制サブキャリア周波数を中心とするダブルサイドバンドキャリア抑制信号として、変調レベル45%で伝送される。ロワーサイドバンド(lsb)は23kHzから38kHzまでであり、アッパサイドバンド(usb)は38kHzから53kHzまでである。19kHzパイロットトーン(抑制キャリア周波数の1/2)も、メインキャリアを中心とするサイドバンドに含まれる。したがって、メインキャリアを中心とするアッパサイドバンド(図4b)及びロワーサイドバンド(図示せず)の両方で、放送会社がフルパワーで追加情報を放送するために、依然として47kHzが使用可能である。前述のように、100kHzから200kHzまでの伝送パワーは、フルパワーよりも30dB低くなければならない。
【0029】
前述の図1及び図2の変調技法を使用して、MP3 CD品質オーディオ信号を含む128kbps(kilobit-per-second)信号を、20kHz未満の帯域幅で符号化及び伝送することができる。このデジタルオーディオ信号は、(例えば)アッパサイドバンドの53kHzから100kHzの間に配置し、図4bに示したように、サブキャリア信号として通常の放送ステレオオーディオ信号と共に伝送することができる。図4bでは、デジタルオーディオ信号は70kHzを中心とする前述のSSB信号であり、およそ60kHzから80kHzまでである。この信号はメインキャリアの100kHz範囲内にあるため、フルパワーで伝送することができる。
【0030】
図5は図1ないし図3を参照して上述した変調技法に従ってインプリメントされるインバンドオンチャネルデジタル伝送チャネルを組み込んだFM放送送信機のブロック図である。図5において、図1と同一要素は、「図1」とラベル付けをした点線のブロック内にあるが、同一参照番号を付して説明を省略する。エンコーダ10と、微分器20と、レベル検出器25と、ミキサ30と、発振器40と、BPF50とを組み合せたものにおいては、デジタル入力信号(図2のNRZ)を表すSSB位相または周波数変調信号(図2のCARR)が生成される。これについては、図1及び図2を参照して既に説明した。BPF50の出力端子は増幅器60の入力端子に結合されている。増幅器60の出力端子はミキサ70の第1入力端子に結合されている。発振器80はミキサ70の第2入力端子に結合されている。ミキサ70の出力端子はフィルタ/増幅器260の入力端子に結合されている。フィルタ/増幅器260の出力端子は信号コンバイナ250の第1入力端子に結合されている。
【0031】
放送ベースバンド信号処理装置210の出力端子は、ミキサ220の第1入力端子に結合されている。発振器230はミキサ220の第2入力端子に結合されている。ミキサ220の出力端子はフィルタ/増幅器240の入力端子に結合されている。フィルタ/増幅器240の出力端子は、信号コンバイナ250の第2入力端子に結合されている。信号コンバイナ250の出力端子は、伝送アンテナ280に結合された出力増幅器270の入力端子に結合されている。
【0032】
動作を説明する。エンコーダ10がデジタルオーディオ信号を表すデジタル信号を受信する。好ましい実施形態では、このデジタル信号はMP3準拠のデジタルオーディオ信号である。より具体的に言えば、デジタルオーディオデータストリームは、RS(Reed-Solomon)符号を使用して符号化されたFEC(forward-error-correction)である。そして、FEC符号化データストリームはパケット化される。その後このパケット化されたデータは、上述したように、図1の回路によってSSB信号に圧縮される。
【0033】
発振器40からの信号の周波数は10.7MHzとなるように選択されるため、エンコーダ10からのデジタル情報は、10.7MHzの中心周波数を中心として変調される。変調周波数の周波数は任意でよいが、より実用的には、既存の低コストのBPFフィルタの周波数に対応するように選択される。例えば、典型的なBPFフィルタは、中心周波数として、6MHzと、10.7MHzと、21.4MHzと、70MHzと、140MHz等を有する。本実施形態では、変調周波数として、10.7MHzが選択され、BPF50は既存の10.7MHzフィルタのうちの1つとしてインプリメントされる。BPF50によりフィルタリングされたSSB信号は、増幅器60によって増幅され、ミキサ70と発振器80を組み合せたものによってアップコンバートされる。本実施形態では、発振器80により77.57MHzの信号が生成され、SSBが88.27MHzにアップコンバートされる。この信号がフィルタリングされ、フィルタ/増幅器260によってさらに増幅される。
【0034】
放送ベースバンド信号処理装置210は、全て周知の方法で、ステレオオーディオ信号(図示せず)を受信し、次の信号を含むベースバンドコンポジットステレオ信号を生成するのに必要な信号処理を行う。生成されるベースバンドコンポジットステレオ信号には、ベースバンドのL+R信号と、38kHzの(抑制)キャリア周波数のダブルサイドバンドキャリア抑制L−R信号と、19kHzのパイロットトーンとが含まれている。そして、このベースバンドコンポジットステレオ信号で、FM局に割り当てられた周波数のキャリア信号が変調される。発振器230により、割り当てられた放送周波数(本実施形態では88.2MHz)のキャリア信号が生成される。ミキサ220は、図4bに示したように、ベースバンドコンポジットモノラル及びステレオオーディオ信号を使用して変調し、被変調信号を生成する。そして、この被変調信号は、キャリア周波数が88.2MHzで、標準放送オーディオサイドバンドが図4bに示すようになっていて、フィルタ/増幅器240によってフィルタリングされ増幅される。フィルタ/増幅器240からの信号は、フィルタ/増幅器260からの中心周波数が88.27MHzのSSB被変調デジタル信号と組み合わされ、コンポジット信号が形成される。したがって、得られたコンポジット信号には、88.2MHzのキャリアを変調する標準放送ステレオオーディオサイドバンドと、図4bに示されるように、キャリア(88.27MHz)上のデジタルオーディオ信号(中心周波数が70kHz)を搬送するSSB被変調信号との両方の信号が含まれている。そして、このコンポジット信号は出力増幅器270によって増幅され、FMラジオ受信機に伝送するため、送信アンテナ280に供給される。
【0035】
図6は、図5のFM放送送信機によって変調された信号を受信することができるFM放送受信機を示すブロック図である。図6において、図3と同一要素は「図3」とラベル付けした点線のブロック内にあるが、同一参照番号を付して詳細な説明は省略する。図6において、受信アンテナ302はRF増幅器304に結合されている。RF増幅器304の出力端子はミキサ306の第1入力端子に結合されている。発振器308の出力端子はミキサ306の第2入力端子に結合されている。ミキサ306の出力端子はBPF310と、同調可能(tunabel)BPF110の各入力端子に結合されている。BFP310の出力端子は、IF(intermediaate frequency)増幅器312の入力端子に結合されている。IF増幅器312は制限増幅器であってよい。IF増幅器312の出力端子は、FM検波器314の入力端子に結合されている。FM検波器314の出力端子は、FMステレオデコーダ316の入力端子に結合されている。
【0036】
動作を説明する。RF増幅器304は、受信アンテナ304からのRF信号を受信し増幅する。発振器308は98.9MHzの信号を生成する。発振器308とミキサ306の組み合せたものによって、88.2MHzのメインキャリア信号を10.7MHzにダウンコンバートし、SSBデジタルオーディオ信号を88.27MHzから10.63MHzにダウンコンバートする。BPF310は、周知の方法で、10.7MHzを中心周波数とする53kHzのFMステレオ信号サイドバンド(L+R及びL−R)のみをパスする。増幅器312はこの信号を増幅し、これをベースバンドコンポジットステレオ信号を生成するFM検波器314に供給する。FMステレオデコーダ316は、全て周知の方法で、伝送されたオーディオ信号を表すモノラル及び/またはステレオのオーディオ信号(図示せず)を生成するため、ベースバンドコンポジットステレオ信号を復号する。
【0037】
本実施形態では、同調可能BPF110は、10.63MHzの中心周波数に同調され、その周波数を中心として20kHzのデジタルオーディオ信号のみをパスする。本実施形態では、BPF110の通過帯域は10.53MHzから10.73MHzまでである。BPF110と、積分器120と、制限増幅器130と、検波器140と、デコーダ150と、ウィンドウイングタイマ160との組み合せたものは、図3を参照して説明した方法で、被変調デジタルオーディオ信号を抽出し、デジタルオーディオ信号を再び生成するため、その信号を復調及び復号する。デコーダ150からのデジタルオーディオ信号は、伝送されたデジタルオーディオ信号に対応するオーディオ信号を生成するため、他の回路(図示せず)によって適正な方法で処理される。より具体的に言えば、この信号がパケット分解され、伝送中に導入された誤りがあれば、検出され訂正される。そして、誤り訂正されたビットストリームは、全て周知の方法で、ステレオオーディオ信号に変換される。
【0038】
前述の実施形態においては、圧縮性能は1024QAMシステムと同じである。ただし、実際には、コンステレーション時間間隔が狭く、ノイズ及びマルチパスシンボル間干渉の修正が困難であるから、QAMシステムは256QAM程度に制限される。上記システムにあっては、キャリアパルスを時間間隔を狭く広範囲に配置したことに起因するISI問題は生じない。つまり、より狭い帯域幅チャネル内をより高速のデータレートで伝送しても、QAMのような他の技法に関連する問題は生じない。
【0039】
図2を説明する。CARR信号においては、キャリア信号が伝送されない間は、キャリアパルス間のギャップが比較的広いことがわかる。これらのギャップをさらに利用することができる。図7は、これらのギャップを利用することができる変調器の動作を理解するのに役立つCARR信号のより詳細な波形図である。前述のように、図1のエンコーダ10においては、符号化クロック信号は、その周期が、NRZ信号のビット周期の1/9である。図7に示す点線で、符号化クロック信号周期を表す。図7において、1つのビット周期中に9つのクロック周期があることを示すため、ビット周期を、時間t1から時間t10までで示してある。ただし、このビット周期は、必ずしもNRZ入力信号と時間的に一致している必要はなく、NRZ信号に対して遅れる可能性が高い。
【0040】
キャリアパルスの時間的に許容された位置は、破線の四角形で表してある。キャリアパルスは、前のキャリアパルスから、8、9、または10クロックパルスのいずれかの後に発生させることができる。したがって、キャリアパルスは、隣接する3つのクロック周期のうちのいずれかで発生させることができる。ここで、キャリアパルスAは前のキャリアパルスから8クロックパルス目に当り、キャリアパルスBは前のキャリアパルスから9クロックパルス目に当り、キャリアパルスCは前のキャリアパルスから10クロックパルス目に当たるものと仮定する。
【0041】
前述のように、キャリアパルスが前のキャリアパルス(A)から8クロックパルス目に当たる場合、これはNRZ信号のトレイリングエッジを示し、その直後には、NRZ信号に変化がないことを表す9クロックパルス目の時間間隔(D)か、またはNRZ信号のリーディングエッジを表す10クロックパルス目の時間間隔(E)のうちのいずれかのみが続くことができる。同様に、キャリアパルスが前のキャリアパルス(C)から10クロックパルス目に当たる場合、これはNRZ信号のトレイリングエッジを示し、その直後には、NRZ信号のリーディングエッジを表す8クロックパルス目の時間間隔(E)か、またはNRZ信号に変化がないことを表す9クロックパルス目の時間間隔(F)のいずれかのみが続くことができる。キャリアパルスが前のキャリアパルス(B)から9クロックパルス目に当たる場合、これはNRZ信号に変化がないことを示し、その直後には、NRZ信号のトレイリングエッジを表す8クロックパルス目の時間間隔(D)か、NRZ信号に変化のないことを表す9クロックパルス目の時間間隔(E)か、またはNRZ信号のリーディングエッジを表す10クロックパルス目の時間間隔(F)のいずれかが続くことができる。これらを、図7に示す。NRZビット周期中の9つの符号化クロック周期にあっては、NRZビット周期の第1時間間隔、すなわち3つの隣接するクロック周期(t1−t4)のうちのいずれかのクロック周期においては、潜在的に、キャリアパルスを含むことができるが、他の6つのクロック周期(t4−t10)からなる第2時間間隔においては、キャリアパルスを有することができない、ことは明らかである。
【0042】
CARR信号においてキャリアパルスが生成されない時間間隔においては、他の補助データで、キャリア信号を変調することができる。これは、図7において、縦のハッチングを施した角に丸みのある四角形(AUX DATA)として示す。ガード期間Δtは、デジタルオーディオ信号を搬送するキャリアパルス(A)−(F)と、補助データを搬送するキャリア変調(AUX DATA)との間に潜在する干渉を最小限にするために設けてあり、第1のガード期間Δtは、ビット周期において最後に潜在するキャリアパルス(C)の後にあり、第2のガード期間Δtは、このギャップを含む次のビット周期において潜在するキャリアパルス(D)の前にある。
【0043】
図8は、被変調符号化データストリームに補助データを含めることをインプリメントすることができる変調システムの実施形態を示すブロック図である。図8において、図1と同一要素は同一参照番号を付して詳細な説明は省略する。図8において、補助データ(AUX)のデータ源(図示せず)はFIFO(first-in first-put)バッファ402の入力端子に結合されている。FIFOバッファ402の出力端子はマルチプレクサ404の第1データ入力端子に結合されている。マルチプレクサ404の出力端子は、ミキサ30の入力端子に結合されている。レベル検出器25の出力端子は、マルチプレクサ404の第2データ入力端子に結合されている。エンコーダ10のタイミング出力端子は、マルチプレクサ404の制御入力端子に結合されている。
【0044】
本実施形態では、補助データ信号はキャリア信号を直接変調できる状態にあると仮定する。当業者であれば、その信号の特性に最も適した方法で、キャリアを符号化する方法、及び/または、キャリアを変調するために信号を準備する方法、を理解することができる。加えて、本実施形態では、補助データ信号はデジタル形式のものであると仮定する。ただし、必ずしもそうである必要はない。補助データ信号はアナログ信号であってもよい。
【0045】
動作を説明する。エンコーダ10には、パルスの相対タイミングを制御する内部タイミング回路(図示せず)が含まれる。このタイミング回路は、当業者にとって当然のことであるが、次のような信号を生成する方法により、変更可能である。すなわち、この信号は、キャリアパルスが潜在的にCARR信号内で発生可能な場合に、3つの隣接する符号化クロック周期t1−t4における第1の状態と、残りの符号化クロック周期t4−t10における第2の状態とを有する信号である。この信号は、パルスが発生可能な周期t1−t4においては、レベル検出器25の出力端子をミキサ30の入力端子に結合し、それ以外のt4−t10においては、FIFOバッファ402の出力端子をミキサ30に結合するように、マルチプレクサ404を制御する際に使用することができる。レベル検出器25の出力端子がミキサ30に結合されている周期t1−t4においては、図8の回路は図1に示したように構成されており、上述したように動作する。
【0046】
FIFOバッファ402がミキサ30に結合されている期間(ガード帯域Δtを考慮すると、t4+Δtからt10−Δtまで)において、FIFOバッファ402からのデータは発振器40からのキャリア信号を変調する。FIFOバッファ402は、一定のビットレートでデジタル補助データ信号を受信し、キャリアパルス(A)−(C)を生成することができる期間(t1−t4)において、この信号をバッファリングするように動作する。その後、FIFOバッファ402は、格納された補助データを、補助データが伝送される期間(t4+Δtからt10−Δtまで)において、より高速のビットレートで、バーストとして、ミキサ30に供給する。CARR信号により、補助データのバーストのネットスループットは、補助データ信号の信号源(図示せず)からの補助データの一定のネットスループットと一致しなければならない。当業者であれば、全て周知の方法で、スループットを一致させる方法と、オーバーラン及びアンダーランとに備える方法を理解することができる。
【0047】
図9は、図8のシステムによって生成された信号を受信できる受信機を示すブロック図である。図9において図3と同一要素は同一参照番号を付して詳細な説明は省略する。図9において、検波器140の出力端子は制御可能スイッチ406の入力端子に結合されている。制御可能スイッチ406の第1出力端子は、デコーダ150の入力端子に結合されている。制御可能スイッチ406の第2出力端子は、FIFO408の入力端子に結合されている。FIFO408の出力端子から、補助データ(AUX)が出力される。ウィンドウイングタイマ160の出力端子は、検波器140のイネーブル入力端子に結合されていた図3とは異なり、制御可能スイッチ406の制御入力端子に結合されている。
【0048】
動作を説明する。図9の検波器140は常にイネーブルである。ウィンドウイングタイマ160からのウィンドウイング信号は、図8のエンコーダ10で生成されるタイミング信号に対応する。ウィンドウイング信号は、キャリアパルス(A)−(C)が潜在的に発生する可能性のある周期(t1−t4)において第1の状態を有し、そうでない場合、すなわち(t4−t10)においては、第2の状態を有する。キャリアパルス(A)−(C)が潜在的に生じる可能性のある期間(t1−t4)においては、ウィンドウイングタイマ160は、検波器140をデコーダ150に結合するように、制御可能スイッチ406を条件付けする。この構成は図3のものと同一であり、既に詳細に述べたように動作する。
【0049】
残りのビット周期(t4−t10)においては、検波器140はFIFO408に結合されている。この周期においては、被変調補助データが復調され、FIFO408に供給される。FIFO402(図8)に対応する方法で、FIFO408は検波器140から補助データバーストを受信し、一定のビットレートで補助データ出力信号AUXを生成する。補助データ信号は、補助データを、キャリアを変調するために符号化されたものとして表す。受信された補助データ信号を所望のフォーマットに復号するため、他の処理(図示せず)が必要になる場合もある。
【0050】
本発明の原理によれば、キャリア信号に挿入される補助データは、第2の独立した高速データレート信号を表すキャリアパルスの他のセットである。インプリメントによっては、複数の対応する高速データレート信号を補助データとして表す複数セットのキャリアパルスを含むことができる。本実施形態では、チャネルには、2つの高速データレート信号が追加され、合計3つのデータ信号が存在する。
【0051】
図10においては、横軸が、高速データレート信号を表すキャリアパルスのタイミングを示す。DATA1とラベル付けをした最上段には、図7と同様に、第1の高速データレート信号DATA1を表すキャリアパルスのタイミングを示す。第2段には、第2の高速データレート信号DATA2を表すキャリアパルスのタイミングを示し、第3段には、第3の高速データレート信号DATA3を表すキャリアパルスのタイミングを示す。図10に照らしてみると、第1のデータ信号DATA1を表すキャリアパルスは、時間t1からt4までの時間間隔にあるクロック周期のうちの1つに配置され、第2のデータ信号DATA2を表すキャリアパルスは、時間t4からt7までの時間間隔にあるクロック周期のうちの1つに配置され、第3のデータ信号DATA3を表すキャリアパルスは、時間t7からt10までの時間間隔にあるクロック周期のうちの1つに配置されている、ことが分かる。データ信号DATA1、DATA2、及びDATA3からのキャリアパルスは、全て、図10の最下段に示した単一のキャリア信号CARRに組み合わされる。したがって、この単一のキャリア信号は、単一のチャネルを介して3つの独立した高速データレート信号を伝送することができる。
【0052】
キャリアパルスとして表されるそれぞれのデータ信号は、既に詳細に説明したように、ビット周期内に、3つの隣接する符号化クロック周期を含む時間間隔を必要とする、ことを当業者であれば理解することができる。本実施形態では、各ビット周期内に9つの符号化クロック周期があるため、最高3つのデータ信号を同時に搬送することができる。より一般的に言えば、S個のデータ信号を同時に符号化するためには、1ビット周期内に3×S個の符号化クロック周期が必要になる。当業者であれば、1ビット周期内のあらゆる符号化クロック周期を必ずしもデータ信号の符号化に使用する必要はない、ことも理解することができる。例えば、本実施形態では、2つのデータ信号を同時に符号化することができる。3つの隣接する符号化クロック周期の第1の時間間隔が第1の信号に割り振られ、3つの隣接する符号化クロック周期の第2の時間間隔が、第1の信号に割り振られた時間間隔とは重なり合うことなく、第2の信号に割り振られる。符号化クロック周期のうち残りの3つは未使用のままであるか、または図7に示したように、補助データに割り振られる。当業者であれば、別々の信号を表し、キャリアパルスが発生する可能性のある時間間隔が重なり合わない限り、それぞれのデータ信号を符号化するのに使用される符号化クロックが同じであり、同じ周期を有し、またはタイミングを一致させる必要がない、ことも理解することができる。
【0053】
図11は、3つの高速データレート信号を単一のチャネルを介して同時に伝送することのできる本発明に係る送信機を示すブロック図である。図11は図8に対応する。図8と同一要素は同一の参照番号を付して詳細な説明は省略する。図11において、入力端子、すなわち、DATA1、DATA2、及びDATA3は、それぞれ、対応する高速データレート信号の信号源(図示せず)に結合されている。第1の入力端子DATA1は、エンコーダ10(1)と、微分器20(1)と、レベル検出器25(1)とを直列接続したものを介して、マルチプレクサ404′の第1の入力端子に結合されている。第2の入力端子DATA2は、エンコーダ10(2)と、微分器20(2)と、レベル検出器25(2)とを直列接続したものを介して、マルチプレクサ404′の第2の入力端子に結合され、第3の入力端子DATA3は、エンコーダ10(3)と、微分器20(3)と、レベル検出器25(3)とを直列接続したものを介して、マルチプレクサ404′の第3の入力端子に結合されている。マルチプレクサ404′の出力端子は、ミキサ30の入力端子に結合されている。
【0054】
動作を説明する。エンコーダ10(1)と、微分器20(1)と、レベル検出器25(1)とにより、図2の信号LEVELに対応する信号であって、上記で詳細に説明した、第1の高速データレート信号DATA1を表すトライレベル信号が生成される。同様に、エンコーダ10(2)と、微分器20(2)と、レベル検出器25(2)とにより、第2の高速データレート信号DATA2を表すトライレベル信号が生成され、エンコーダ10(3)と、微分器20(3)と、レベル検出器25(3)とにより、第3の高速データレート信号DATA3を表すトライレベル信号が生成される。それぞれのトライレベル信号のパルスのタイミングは、図10に示したようになっており、システムタイミング回路(図示せず)によって制御される。当業者であれば、このようなタイミング回路の設計及びインプリメント方法を理解することができる。マルチプレクサ404′は、複数のトライレベルパルスを、図10において最下段に示した信号CARRで示されたタイミングを有する単一のトライレベル信号に組み合わせる。この組み合わされた信号は、その後、ミキサ30において、発振器40からのキャリア信号を変調するのに使用される。その結果生じるキャリア信号は、全て、上述したように、SSB信号を生成するために、BPF50でフィルタリングされる。
【0055】
高速データレート信号DATA1、DATA2、及びDATA3のタイミングは、同期しておらず、及び/又は、互いにタイミングジッタを含む可能性がある。これらの条件を補償するため、図11でブロックを点線で示すFIFOバッファ27(1)、27(2)、及び27(3)は、それぞれ、レベル検出器25(1)、25(2)、25(3)と、マルチプレクサ404′の対応する入力端子と結合されている。FIFOバッファ27(1)、27(2)、及び27(3)は、全て周知の方法で、入力信号DATA1、DATA2、及びDATA3と、ミキサ30によって生成されるキャリア信号CARRのタイミングとの間のデータレートの差異を補償するように動作する。
【0056】
図12は、図11の送信機によって生成された被変調信号を受信し、3つの高速データレート信号DATA1、DATA2、及びDATA3を再び生成することができる本発明に係る受信機を示すブロック図である。図12は図9に対応する。図12において、図9と同一要素は同一参照番号を付して詳細な説明は省略する。図12においては、検波器140の出力端子が制御可能スイッチ406′の入力端子に結合されている。制御可能スイッチ406′の第1出力端子は、第1のデコーダ150(1)の入力端子に結合されている。第1のデコーダ150(1)の出力端子は、出力端子DATA1に結合されている。制御可能スイッチ406′の第2出力端子は、第2のデコーダ150(2)の入力端子に結合されている。第2のデコーダ150(2)の出力端子は出力端子DATA2に結合され、制御可能スイッチ406′の第3出力端子は、第3のデコーダ150(3)の入力端子に結合されている。第3のデコーダ150(3)の出力端子は、出力端子DATA3に結合されている。
【0057】
動作を説明する。検波器140は、マルチプレクサ404′(図11)によって生成されたコンポジットトライレベル信号(図10のCARR)に対応する信号を生成する。時間t1からt4までの時間間隔において、制御可能スイッチ406′は、検波器140をデコーダ150(1)に結合するように条件付けられる。時間t4からt7までの時間間隔において、制御可能スイッチ406′は、検波器140を第2のデコーダ150(2)に結合するように条件付けられ、時間t7からt10までの時間間隔において、制御可能スイッチ406′は、検波器140を第3のデコーダ150(3)に結合するように条件付けられる。制御回路(図示せず)は、制御可能スイッチ406′が前述のように動作するのを制御するための制御信号を生成する。当業者であれば、このような制御回路の設計及び実施方法を理解することができる。
【0058】
第1のデコーダ150(1)は、時間t1からt4までの時間間隔において、図10のDATA1信号に対応するトライレベル信号を受信する。第1のデコーダ150(1)はこの信号を処理して、NRZ信号DATA1を再び生成する。同様に、第2のデコーダ150(2)は、図10のトライレベル信号DATA2からのNRZ信号DATA2を再び生成し、第3のデコーダ150(3)は、図10のトライレベル信号DATA3からNRZ信号DATA3を再び生成する。
【図面の簡単な説明】
【図1】 帯域幅が比較的狭くデータレートが比較的高速の信号を生成するための変調器を示すブロック図である。
【図2】 図1の変調器の動作を理解するのに役立つ波形図である。
【図3】 図1のような被変調信号を受信できる受信機を示すブロック図である。
【図4】 図1及び図2に示した変調技法の適用を理解するのに役立つスペクトル図である。
【図5】 図1及び図2に示した変調技法を使用してインプリメントされるインバンドオンチャネルデジタル伝送チャネルを組み込んだFM放送送信機を示すブロック図である。
【図6】 図5のFM放送送信機によって変調された信号を受信できるFM放送受信機を示すブロック図である。
【図7】 本発明の原理による変調器の動作を理解するのに役立つ波形図である。
【図8】 高速データレートデータ信号と共に補助データ信号も伝送するための、図1及び図2の変調器の他の実施形態を示すブロック図である。
【図9】 図8の変調器によって生成された信号を受信できる受信機を示すブロック図である。
【図10】 本発明の原理による変調器の動作を理解するのに役立つ波形図である。
【図11】 本発明の原理による変調器を示すブロック図である。
【図12】 本発明に従って、図11の変調器によって生成された信号を受信できる受信機を示すブロック図である。
Claims (19)
- 共通のデータビット周期を有する複数のデジタルデータ信号を供給するステップと、
前記データビット周期内の重なり合わない各時間間隔と対応するエッジを有する可変パルス幅符号を使用して、前記複数のデジタルデータ信号をそれぞれ符号化するステップと、
前記符号化された複数のデジタルデータ信号の各エッジを表すパルスをそれぞれ生成するステップと、
前記生成された各パルスに対応するキャリアパルスを有するキャリア信号を生成するステップと
を有することを特徴とするデジタルデータ変調方法。 - 共通のデータビット周期を有する複数のデジタルデータ信号(DATA1、DATA2、DATA3)の信号源と、
前記データビット周期内の重なり合わない各時間間隔と対応するエッジを有する可変パルス幅符号を使用して、前記複数のデジタルデータ信号をそれぞれ符号化する複数のエンコーダ(10(1)、10(2)、10(3))と、
前記符号化された複数のデジタルデータ信号の各エッジを表すパルスをそれぞれ生成する複数のパルス信号生成器(20(1)、25(1)、20(2)、25(2)、20(3)、25(3))と、
前記生成された各パルスに対応するキャリアパルスを有するキャリア信号を生成するキャリア信号生成器(30、40)と
を有することを特徴とするデジタルデータ変調器。 - 請求項2において、前記可変パルス幅符号は、可変アパーチャ符号であることを特徴とする変調器。
- 請求項3において、前記デジタルデータ信号の各エッジは、前記各時間間隔内の隣接する3つのデータビット周期のいずれかで発生することを特徴とする変調器。
- 請求項3において、前記デジタルデータ信号(DATA1、DATA2、DATA3)の信号源は、それぞれ、S個のデジタルデータ信号を複数生成し、
前記データビット周期は、複数個に分割されてそれぞれ少なくとも3×S個の符号化クロック周期を含み、該3×S個の符号化クロック周期には、それぞれ3つの隣接する符号化クロック周期が含まれ、これら3つの隣接する符号化クロック周期には、それぞれS個の重なり合わない時間間隔が含まれ、
前記S個のデジタルデータ信号の各エッジは、前記S個の重なり合わない時間間隔のいずれかで発生する
ことを特徴とする変調器。 - 請求項2において、前記複数のパルス信号生成器(20(1)、20(3)、25(1)、25(3))と、前記キャリア信号生成器(30、40)との間に結合したマルチプレクサであって、前記複数のパルス信号生成器のうちの選択された1つを、前記選択されたパルス信号生成器が発生する時間間隔において、前記キャリア信号生成器に結合するように条件付けられたマルチプレクサ(404′)を有することを特徴とする変調器。
- 請求項6において、前記複数のパルス信号生成器と前記マルチプレクサ(404′)との間に結合された複数のFIFOバッファ(27(1)、27(3))をさらに有することを特徴とする変調器。
- 請求項2において、前記複数のエンコーダ(10(1)、10(2)、10(3))は、それぞれ、リーディングエッジとトレイリングエッジを有する符号化デジタルデータ信号を生成し、
前記複数のパルス信号生成器(20(1)、20(3)、25(1)、25(3))は、それぞれ、対応するデジタルデータ信号のリーディングエッジに応答して正のパルスを生成し、対応するデジタルデータ信号のトレイリングエッジに応答して負のパルスを生成し、
前記キャリア信号生成器(30、40)は、正のパルスに応答する第1の位相を有し、負のパルスに応答する第2の位相を有するキャリアパルスを生成する
ことを特徴とする変調器。 - 請求項8において、前記第1の位相と前記第2の位相は、実質的に180度の位相差があることを特徴とする変調器。
- 請求項2において、前記複数のパルス信号生成器は、それぞれ、
前記複数のエンコーダのうちの対応する1つに結合した微分器(20(1)、20(3))と、
前記微分器に結合したレベル検出器(25(1)、25(2)、25(3))と
を含むことを特徴とする変調器。 - 請求項2において、前記キャリア信号生成器は、
キャリア発振器(40)と、
前記パルス信号生成器に結合した第1入力端子と、前記キャリア発振器に結合した第2入力端子とを有するミキサ(30)と
を含むことを特徴とする変調器。 - 請求項11において、前記ミキサ(30)の出力端子に結合された帯域フィルタ(50)をさらに有することを特徴とする変調器。
- 時間間隔が、それぞれ、他の関連付けられた時間間隔のキャリアパルスと時間的に間隔をあけて配置されたキャリアパルスであって、可変パルス幅符号化された対応するデジタルデータ信号を表すキャリアパルスを含み、ビット周期が、それぞれ、連続するビット周期において対応する時間間隔と関連付けられた複数の重なり合わない時間間隔を有し、これらビット周期が連続する被変調信号の信号源(IN)と、
受信されたキャリアパルスに対応するパルスを生成するため、前記被変調信号を復調する検波器(140)と、
対応するデジタルデータ信号を生成するため、ビット周期内の複数の関連する時間間隔において、それぞれ、受信したパルスを復号する複数のデコーダ(150(1)、150(2)、150(3))と
を有することを特徴とするデジタルデータ復調器。 - 請求項13において、前記検波器(140)に結合した入力端子と、前記複数のデコーダ(150(1)、150(3))のうちの対応する1つに結合した複数の出力端子とを有する制御可能スイッチであって、前記ビット周期内の複数の関連する時間間隔において、それぞれ、前記デコーダ(150)を、対応する出力端子に結合するように条件付けられた制御可能スイッチ(406′)をさらに有することを特徴とするデジタルデータ復調器。
- 請求項13において、前記可変パルス幅符号はれ、可変アパーチャ符号であることを特徴とするデジタルデータ復調器。
- 請求項13において、前記キャリアパルスは、第1の位相および第2の位相のうちの一方の位相を有することを特徴とするデジタルデータ復調器。
- 請求項13において、前記第1の位相は、前記第2の位相とほぼ180度の位相差があることを特徴とするデジタルデータ復調器。
- 請求項13において、前記変調信号の信号源と前記検波器との間に、帯域フィルタ(110)と、積分器(120)と、制限増幅器(130)とを結合したことを特徴とするデジタルデータ復調器。
- 請求項2において、データビット周期を有する第1のデジタルデータ信号の信号源(DATA1)と、
前記データビット周期内の第1の時間間隔で発生するエッジを有する可変パルス幅符号を使用して、前記第1のデジタルデータ信号を符号化する第1のエンコーダ(10(1))と、
前記符号化された第1のデジタルデータ信号の前記エッジを表すそれぞれのパルスを生成する第1のパルス信号生成器(20(1)、25(1))と、
前記データビット周期を有する第2のデジタルデータ信号の信号源(DATA2)と、
前記第1の時間間隔と重なり合わない前記データビット周期内の第2の時間間隔で発生するエッジを有する可変パルス幅符号を使用して、前記第2のデジタルデータ信号を符号化する第2のエンコーダ(10(2))と、
前記符号化された第2のデジタルデータ信号の前記エッジを表すパルスをそれぞれ生成する第2のパルス信号生成器(20(2)、25(2))と、
前記第1の時間間隔において第1のパルスにそれぞれ対応するキャリアパルスを有し、前記第2の時間間隔において第2のパルスにそれぞれ対応するキャリアパルスを有するキャリア信号を生成するキャリア信号生成器(30、40)と
を有することを特徴とする変調器。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/625,253 | 2000-07-25 | ||
US09/625,253 US6359525B1 (en) | 2000-07-25 | 2000-07-25 | Modulation technique for transmitting multiple high data rate signals through a band limited channel |
PCT/US2001/022958 WO2002009381A2 (en) | 2000-07-25 | 2001-07-20 | Data transmission using pulse width modulation |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004510362A JP2004510362A (ja) | 2004-04-02 |
JP4745593B2 true JP4745593B2 (ja) | 2011-08-10 |
Family
ID=24505225
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002514975A Expired - Fee Related JP4745593B2 (ja) | 2000-07-25 | 2001-07-20 | パレス幅変調を使用するデータ伝送 |
Country Status (13)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6359525B1 (ja) |
EP (1) | EP1303960B1 (ja) |
JP (1) | JP4745593B2 (ja) |
KR (1) | KR20040008108A (ja) |
CN (1) | CN1257633C (ja) |
AU (2) | AU7704901A (ja) |
BR (1) | BR0112747A (ja) |
DE (1) | DE60128694T2 (ja) |
HK (1) | HK1060229A1 (ja) |
MX (1) | MXPA03000760A (ja) |
MY (1) | MY129769A (ja) |
TW (1) | TW524000B (ja) |
WO (1) | WO2002009381A2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004505506A (ja) * | 2000-07-25 | 2004-02-19 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | パルス幅変調を用いたデータ伝送 |
Families Citing this family (23)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6792051B1 (en) * | 2000-07-25 | 2004-09-14 | Thomson Licensing S.A. | In-band-on-channel broadcast system for digital data |
US6741646B1 (en) * | 2000-07-25 | 2004-05-25 | Thomson Licensing S.A. | Modulation technique for transmitting a high data rate signal, and an auxiliary data signal, through a band limited channel |
US7079589B1 (en) * | 2002-06-10 | 2006-07-18 | National Semiconductor Corporation | Serial digital communication superimposed on a digital signal over a single wire |
US6778108B2 (en) * | 2002-07-09 | 2004-08-17 | Ipmobilenet, Inc. | Method and apparatus for compression of binary data |
AU2003282972A1 (en) * | 2002-10-21 | 2004-05-13 | Atlinks Usa, Inc. | Two-dimentional coding for high-density storage media applicatio ns |
US20040096010A1 (en) * | 2002-11-14 | 2004-05-20 | Unb Technologies Inc. | Communications system including a narrow band modulator |
US20040109497A1 (en) * | 2002-11-14 | 2004-06-10 | Unb Technologies, Inc. | Communications system including a narrow band demodulator |
US20040096021A1 (en) * | 2002-11-14 | 2004-05-20 | Unb Technologies, Inc. | Communications methods for narrow band demodulation |
US20040096009A1 (en) * | 2002-11-14 | 2004-05-20 | Unb Technologies, Inc. | Communications methods including narrow band modulation |
BR0316429A (pt) * | 2002-11-20 | 2005-10-11 | Thomson Licensing Sa | Codificação multidimensional para aplicações de mìdia de armazenamento de alta densidade |
DE10334990B4 (de) * | 2003-07-31 | 2016-03-17 | Atmel Corp. | Funkuhr |
WO2007083281A1 (en) * | 2006-01-23 | 2007-07-26 | Nxp B.V. | Cartesian modulation system via multi-level pulse width modulation |
EP1868284B1 (en) | 2006-06-15 | 2013-07-24 | OSRAM GmbH | Driver arrangement for LED lamps |
JP4819667B2 (ja) * | 2006-12-25 | 2011-11-24 | 太平洋工業株式会社 | データ通信システム及びデータ通信方法 |
US9571326B2 (en) | 2009-03-05 | 2017-02-14 | SeeScan, Inc. | Method and apparatus for high-speed data transfer employing self-synchronizing quadrature amplitude modulation |
US8811467B2 (en) * | 2010-06-28 | 2014-08-19 | Fracticode Ltd. | Methods and arrangements for employing coded transmissions |
US9372259B2 (en) * | 2011-08-12 | 2016-06-21 | Panasonic Corporation | Radar apparatus |
US9634878B1 (en) | 2011-09-08 | 2017-04-25 | See Scan, Inc. | Systems and methods for data transfer using self-synchronizing quadrature amplitude modulation (QAM) |
WO2013088173A1 (en) * | 2011-12-14 | 2013-06-20 | Wolfson Microelectronics Plc | Data transfer |
GB2497566A (en) * | 2011-12-14 | 2013-06-19 | Wolfson Microelectronics Plc | Simultaneous transmission of a plurality of audio data streams via a single communication link |
CN103607225B (zh) * | 2013-11-29 | 2016-04-27 | 西安电子科技大学 | 基于自适应导电介质的非接触式数据传输装置 |
CN111835664B (zh) * | 2019-04-15 | 2023-02-17 | 深圳芯启航科技有限公司 | 信号调制方法、信号调制器及信号调制系统 |
US11789857B2 (en) | 2021-08-11 | 2023-10-17 | International Business Machines Corporation | Data transfer with continuous weighted PPM duration signal |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4070550A (en) * | 1961-06-28 | 1978-01-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Quantized pulse modulated nonsynchronous clipped speech multi-channel coded communication system |
JP2000106543A (ja) * | 1998-07-29 | 2000-04-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 光伝送装置 |
JP2002507075A (ja) * | 1998-03-11 | 2002-03-05 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | ディジタル信号変調システム |
JP2004505506A (ja) * | 2000-07-25 | 2004-02-19 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | パルス幅変調を用いたデータ伝送 |
JP2004509487A (ja) * | 2000-07-25 | 2004-03-25 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | デジタル・データのためのイン・バンド・オン・チャネル放送システム |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4462051A (en) * | 1982-04-02 | 1984-07-24 | Ampex Corporation | Demodulator for an asynchronous binary signal |
US5838727A (en) * | 1991-02-15 | 1998-11-17 | Schlumberger Technology Corporation | Method and apparatus for transmitting and receiving digital data over a bandpass channel |
US6151149A (en) * | 1998-04-04 | 2000-11-21 | Sigmatel, Inc | Method and apparatus for pulse pattern modulation |
-
2000
- 2000-07-25 US US09/625,253 patent/US6359525B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-07-11 TW TW090116977A patent/TW524000B/zh not_active IP Right Cessation
- 2001-07-20 JP JP2002514975A patent/JP4745593B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-20 CN CNB018153992A patent/CN1257633C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-20 KR KR10-2003-7001105A patent/KR20040008108A/ko active IP Right Grant
- 2001-07-20 WO PCT/US2001/022958 patent/WO2002009381A2/en active IP Right Grant
- 2001-07-20 AU AU7704901A patent/AU7704901A/xx active Pending
- 2001-07-20 BR BR0112747-0A patent/BR0112747A/pt not_active IP Right Cessation
- 2001-07-20 AU AU2001277049A patent/AU2001277049B2/en not_active Ceased
- 2001-07-20 DE DE60128694T patent/DE60128694T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-07-20 EP EP01954829A patent/EP1303960B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-07-20 MX MXPA03000760A patent/MXPA03000760A/es active IP Right Grant
- 2001-07-23 MY MYPI20013479A patent/MY129769A/en unknown
-
2004
- 2004-04-30 HK HK04103056A patent/HK1060229A1/xx not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4070550A (en) * | 1961-06-28 | 1978-01-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Quantized pulse modulated nonsynchronous clipped speech multi-channel coded communication system |
JP2002507075A (ja) * | 1998-03-11 | 2002-03-05 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | ディジタル信号変調システム |
JP2000106543A (ja) * | 1998-07-29 | 2000-04-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 光伝送装置 |
JP2004505506A (ja) * | 2000-07-25 | 2004-02-19 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | パルス幅変調を用いたデータ伝送 |
JP2004509487A (ja) * | 2000-07-25 | 2004-03-25 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | デジタル・データのためのイン・バンド・オン・チャネル放送システム |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004505506A (ja) * | 2000-07-25 | 2004-02-19 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | パルス幅変調を用いたデータ伝送 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE60128694D1 (de) | 2007-07-12 |
KR20040008108A (ko) | 2004-01-28 |
AU7704901A (en) | 2002-02-05 |
EP1303960A2 (en) | 2003-04-23 |
US6359525B1 (en) | 2002-03-19 |
BR0112747A (pt) | 2004-06-08 |
WO2002009381A3 (en) | 2002-08-15 |
MY129769A (en) | 2007-04-30 |
AU2001277049B2 (en) | 2006-11-09 |
CN1257633C (zh) | 2006-05-24 |
MXPA03000760A (es) | 2003-06-04 |
WO2002009381A2 (en) | 2002-01-31 |
HK1060229A1 (en) | 2004-07-30 |
EP1303960B1 (en) | 2007-05-30 |
JP2004510362A (ja) | 2004-04-02 |
DE60128694T2 (de) | 2008-02-07 |
TW524000B (en) | 2003-03-11 |
CN1454421A (zh) | 2003-11-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4745593B2 (ja) | パレス幅変調を使用するデータ伝送 | |
AU2001277049A1 (en) | Data transmission using pulse width modulation | |
JP4798931B2 (ja) | パルス幅変調を使用する主および補助データの伝達 | |
AU2001275998B2 (en) | Data Transmission using pulse with modulation | |
AU2001277020A1 (en) | Transmission of main and auxilliary data using pulse width modulation | |
AU2001275998A1 (en) | Data Transmission using pulse with modulation | |
AU2001277931C1 (en) | An in-band-on-channel broadcast system for digital data | |
AU2001277931A1 (en) | An in-band-on-channel broadcast system for digital data |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080711 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110406 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110415 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110512 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140520 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |