JP2004505506A

JP2004505506A - パルス幅変調を用いたデータ伝送

Info

Publication number: JP2004505506A
Application number: JP2002514974A
Authority: JP
Inventors: チャンドラ　モハン; チンミン　ジェイムズ　チャン; ジャヤンタ　マジュムダル
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2000-07-25
Filing date: 2001-07-20
Publication date: 2004-02-19
Also published as: EP1303958A2; BR0112752A; MY123608A; DE60123625D1; US6862317B1; KR20030026989A; KR100852611B1; AU7599801A; EP1303958B1; WO2002009380A2; CN100466642C; AU2001275998B2; CN1449613A; MXPA03000759A; DE60123625T2; WO2002009380A3

Abstract

デジタルデータ変調器（図１）は、デジタルデータ信号の発生源（ＩＮ）に結合される。符号器（１０）は、可変パルス幅コードを使用してデジタルデータを符号化する。パルス信号生成器（２０、２５）は、符号化されたデジタルデータ信号の縁部を表すパルスを生成する。搬送波信号生成器（３０、４０）は、パルス信号生成器からのパルスに対応する搬送波パルスを有する搬送波信号を生成する。対応するデジタルデータ復調器（図３）は、可変パルス幅符号化デジタルデータ信号を表すために互いを基準として間隔を置いて配置された搬送波パルスを有する変調信号の発生源（ＩＮ）に結合される。検出器（１４０）は、受け取った搬送波パルスに応答して可変パルス幅符号化信号を生成する。復号器（１５０）は、デジタルデータ信号を生成するために、可変パルス幅符号化信号を復号する。

Description

【０００１】
本発明は、帯域制限チャネルを介して高速データレートを提供する変調技法に関する。
【０００２】
帯域幅が制限されたチャネルを介する場合、高速のデータレートでデータを提供することが常に望ましい。チャネルを介したデータレートを上げるために、これまでにも多くの変調技法が開発されてきた。たとえば、Ｍ−ａｒｙ位相シフトキー（ＰＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）技法は、伝送されるそれぞれの符号で複数のデータビットを符号化することによって圧縮を可能にする。こうしたシステムには、それらに関連付けられた制約がある。第１に、こうしたシステムに関連付けられたハードウェアは高価である。これは、これらの技法が適切に動作するには、高水準のチャネル線形性を必要とするためである。したがって、搬送波トラッキング，シンボル回復，補間、および信号成形のために、大規模な信号処理を実行しなければならない。第２に、こうした技法はマルチパス効果に敏感である。これらの効果は、受信機内で補償される必要がある。第３に、これらのシステムは、所望のデータレートを得るために、一部のアプリケーション（たとえばインバンドオンチャネル放送ＦＭ副搬送波サービス）で使用可能なものよりも上の帯域幅を必要とすることが多い。
【０００３】
本発明の原理によれば、デジタルデータ変調器は、デジタルデータ信号の発生源に結合される。エンコーダは、可変パルス幅コードを使用してデジタルデータを符号化する。パルス信号生成器は、符号化されたデジタルデータ信号の縁部を表すパルスを生成する。搬送波信号生成器は、パルス信号生成器からのパルスに対応する搬送波パルスを有する搬送波信号を生成する。対応するデジタルデータ復調器は、可変パルス幅符号化デジタルデータ信号を表すために互いに間隔を置いて配置された搬送波パルスを有する被変調信号のソースに結合される。検波器は、受信した搬送波パルスに応答して可変パルス幅符号化信号を生成する。デコーダは、デジタルデータ信号を生成するために、可変パルス幅符号化信号を復号する。
【０００４】
本発明の原理に従った技法は、比較的安価な回路を使用して実施することが可能であり、マルチパス干渉に敏感でなく、かなりの帯域幅圧縮を提供するものである。
【０００５】
図１は、本発明による変調器を示す構成図である。図１では、入力端子ＩＮがデジタル信号を受け取る。入力端子ＩＮは、符号器１０の入力端子に結合される。符号器１０の出力端子は、微分器２０の入力端子に結合される。微分器２０の出力端子は、レベル検出器２５の入力端子に結合される。レベル検出器２５の出力端子は、ミキサ３０の第１の入力端子に結合される。ローカル発振器４０は、ミキサ３０の第２の入力端子に結合される。ミキサ３０の出力端子は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０の入力端子に結合される。ＢＰＦ５０の出力端子は出力端子ＯＵＴに結合され、これが入力端子ＩＮでのデジタル信号を表す変調された信号を生成する。
【０００６】
図２は、図１に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。図２は、波形をより明確に図示するようにスケーリングするために描かれたものではない。例示された実施形態では、入力端子ＩＮでのデジタル信号は、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）フォーマットの２層信号である。この信号は、図２で一番上の波形として示されている。ＮＲＺ信号は連続するビットを搬送し、このビットのそれぞれが、ＮＲＺ信号で破線によって示されたビット周期と呼ばれる所定の周期の間持続し、ビットレートと呼ばれる対応する周波数を有する。すべての知られた方法では、ＮＲＺ信号のレベルはそのビットの値を表す。符号器１０は、可変パルス幅コードを使用してＮＲＺ信号を符号化するように動作する。例示された実施形態では、可変パルス幅コードは可変アパーチャコードである。可変アパーチャコーディングについては、１９９９年３月１１日付け出願のＣｈａｎｄｒａ　Ｍｏｈａｎの国際特許出願ＰＣＴ／ＵＳ９９／０５３０１に詳細に記載されている。この特許出願では、ＮＲＺ信号は以下の方法で位相符号化されている。
【０００７】
ＮＲＺ信号の各ビット周期は、符号化信号の遷移としてコード化される。ビットレートの倍数Ｍでの符号化クロックが、ＮＲＺ信号を位相符号化するために使用される。上述の特許出願では、符号化クロックはビットレートの９倍であるレートＭで動作（ｒｕｎ）する。ＮＲＺ信号が論理「１」レベルから論理「０」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号８符号化クロックサイクル（Ｍ−１）で実行される。ＮＲＺ信号が論理「０」レベルから論理「１」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号１０符号化クロックサイクル（Ｍ＋１）で実行される。ＮＲＺ信号が遷移しない場合、すなわち連続するビットが同じ値を有する場合、遷移は最後の遷移から符号化信号９符号化クロックサイクル（Ｍ）で実行される。可変アパーチャコード化信号（ＶＡＣ：Ｖａｒｉａｂｌｅａｐｅｒｔｕｒｅｃｏｄｅｄ）は、図２において第２の波形として示されている。
【０００８】
可変アパーチャコード化信号（ＶＡＣ）は、ＶＡＣ信号の遷移と位置合わせされた一連のパルス時間を生成するために、微分器２０によって微分される。微分器はＶＡＣ変調信号に対して９０度の位相シフトも与える。すべての知られた方法で、立上り遷移は正方向パルスを生成し、立下り遷移は負方向パルスを生成する。微分されたＶＡＣ信号
【０００９】
【数１】

【００１０】
は、図２で第３の信号として示されている。
【００１１】
【数２】

【００１２】
は、一定の振幅を有する一連の３層（ｔｒｉｌｅｖｅｌ）パルスを生成するために、レベル検出器２５によってレベルが検出される。すべての知られた方法で、微分されたＶＡＣ信号
【００１３】
【数３】

【００１４】
が正のしきい値よりも大きな値を有する場合、レベル信号は高い値を有して生成され、負のしきい値よりも小さな値を有する場合、レベル信号は低い値を有して生成され、そうでなければ中心値を有する。レベル信号は、図２で第４の信号（ＬＥＶＥＬ）として示されている。
【００１５】
ＬＥＶＥＬ信号は、ミキサ３０でローカル発振器４０からの搬送波信号を変調する。正のパルスは第１の位相を有する搬送波信号のパルスを生成し、負のパルスは第２の位相を有する搬送波信号のパルスを生成する。第１および第２の位相は、好ましくはほぼ１８０度位相がずれている。この搬送波信号パルスは、好ましくはほぼ１つのコーディングクロック周期長さであり、例示された実施形態では、ＮＲＺビット周期のほぼ１／９の持続時間を有する。ローカル発振器４０信号の周波数は、好ましくは搬送波信号パルス時間周期中に少なくとも１０サイクルのローカル発振器信号が発生できるように選択される。図２では、搬送波信号ＣＡＲＲは一番下の波形として示されており、搬送波信号はそれぞれの矩形包絡線内の縦のハッチングで表される。図２に示されたＣＡＲＲ信号では、正方向のＬＥＶＥＬパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「＋」で表され、負方向のＬＥＶＥＬパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「−」で表されている。「＋」および「−」はほぼ１８０度の位相差のみを表すものであり、任意の絶対位相を表すことを意図するものではない。
【００１６】
ＢＰＦ５０は、ＣＡＲＲ信号内のすべての「帯域外」フーリエ構成要素、ならびに搬送波構成要素それ自体および側波帯のうち１つをフィルタリングし、単一の側波帯のみを残す。ＢＰＦ５０からの出力信号ＯＵＴは、単側波帯（ＳＳＢ）位相または入力端子ＩＮでのＮＲＺデータ信号を表す周波数変調済み信号である。この信号は、多くの知られた伝送技法のうちいずれかによって受信機に伝送することができる。
【００１７】
図３は、本発明に従って変調された信号を受け取ることができる受信機を示す構成図である。図３では、入力端子ＩＮが、図１および２を参照しながら上記で述べたように変調される信号の発生源に結合される。入力端子ＩＮは、ＢＰＦ　１１０の入力端子に結合される。ＢＰＦ１１０の出力端子は、積分器１２０の入力端子に結合される。積分器１２０の出力端子は、制限増幅器１３０の入力端子に結合される。制限増幅器１３０の出力端子は、検出器１４０の入力端子に結合される。検出器１４０の出力端子は、復号器１５０の入力端子に結合される。復号器１５０の出力端子は、入力端子ＩＮで変調済み信号によって表されるＮＲＺ信号を再生し、出力端子ＯＵＴに結合される。
【００１８】
オペレーション時には、ＢＰＦ１１０が帯域外信号をフィルタリングし、変調済みＳＳＢ信号のみがパス（ｐａｓｓ）される。積分器１２０は、微分器２０（図１）によって導入される９０度位相シフトを逆転させる。制限増幅器１３０は、積分器１２０からの信号の振幅を一定の振幅に制限する。制限増幅器１３０からの信号は、図２に示された搬送波パルス信号ＣＡＲＲに対応する。検出器１４０は、ＦＭ弁別器または位相ロックループ（ＰＬＬ）のいずれかであり、それぞれＦＭまたはＰＭ変調された搬送波パルス信号を復調するのに使用される。検出器１４０は、搬送波パルスを検出し、位相およびそれら位相のタイミングによって表される遷移を有する２層（ｂｉｌｅｖｅｌ）信号を生成する。検出器１４０の出力は、図２のＶＡＣ信号に対応する可変ビット幅信号である。復号器１５０は符号器１０（図１）の逆のオペレーションを実行し、出力端子ＯＵＴで、図２のＮＲＺ信号に対応するＮＲＺ信号を生成する。前述のＣｈａｎｄｒａ　Ｍｏｈａｎの特許出願は、図３で使用することのできる復号器１５０について記載している。出力端子ＯＵＴのＮＲＺ信号は、その後、使用回路（図示せず）によって処理される。
【００１９】
搬送波パルス（図２の信号ＣＡＲＲ）は相互に明確な時間に発生し、それらパルスの持続時間が制限されていることから、パルスが予測される時点にのみ検出器１４０を実行可能にすることができる。たとえば例示された実施形態では、上記で詳細に述べたように、各パルスの持続時間はＮＲＺ信号遷移間の時間のほぼ１／９である。先行する搬送波パルス以降、ＮＲＺ信号遷移間の時間の８／９で搬送波パルスが受け取られた後（立下りを表す）、そのパルスからのＮＲＺ信号遷移間の時間の９／９（遷移なし）または１０／９（立上り）でのみ、後続のパルスが予測される。同様に、先行する搬送波パルス以降、ＮＲＺ信号遷移間の時間の１０／９で搬送波パルスが受け取られた後（立上りを表す）、そのパルスからのＮＲＺ信号遷移間の時間の８／９（立下り）または９／９（遷移なし）でのみ、後続のパルスが予測される。検出器１４０は、搬送波パルスが予測されたとき、および予測されたパルスの持続期間の時間的近傍でのみ、実行可能になればよい。
【００２０】
図３に点線１６０で示されたウィンドウィングタイマは、検出器１４０のステータス出力端子に結合された入力端子と、検出器１４０のイネーブル入力端子に結合された出力端子とを有する。ウィンドウィングタイマ１６０は検出器１４０からの信号を監視し、前述のように搬送波パルスが予測される場合のみ、およびそのパルスの持続時間の時間的近傍でのみ、検出器を実行可能にする。
【００２１】
例示された実施形態では、変調済み信号内のエネルギーは、主としてビットレートの０．４４（８／１８）倍と０．５５（１０／１８）倍との間にあり、したがってビットレートの０．１１倍の帯域幅を有する。その結果、帯域幅を介するデータレートは９倍に増加する。他の圧縮率は、当分野の技術者であれば容易に理解するであろう兼ね合いおよび制約によって、符号化クロック対ビットレートの比率を変えることで容易に達成される。
【００２２】
前述のシステムは、送信機および受信機のどちらにおいても、Ｍ−ａｒｙ　ＰＳＫまたはＱＡＭ変調技法のいずれかよりも精巧でない回路で実施することができる。より具体的に言えば、受信機では、変調済み信号が抽出された後に、より安価かつ省電力の制限増幅器（たとえば１３０）を使用することができる。さらにＮＲＺ信号の符号化および復号はどちらも、名目上高速のプログラム可能論理デバイス（ＰＬＤ）を使用して実行することができる。こうしたデバイスは比較的安価（現在は１−２ドル）である。さらに、このシステムには記号間干渉がないため、波形成形は不要である。さらに、クロック回復ループを除き、トラッキングループも不要である。
【００２３】
前述のように、搬送波伝送はビット境界上でのみ発生し、ビット周期全体にわたって継続するものではないため、パルスが予測される場合にのみ受け取った搬送波パルスを検出する目的で、受信機内で時間ウィンドウィングを使用することができる。したがって、本システムにはマルチパスの問題はない。
【００２４】
前述の変調技法に関する一応用例は、ＣＤ品質のデジタル音楽を、ＦＭのモノラル放送オーディオ信号およびステレオ放送オーディオ信号と同時に伝送することである。図４は、図１および２に示された変調技法のこの応用例を理解する際に役立つスペクトル図である。図４ａは、米国のＦＭ放送信号に関する出力包絡線を示す図である。図４ａでは、水平線が周波数を表し、およそ８８ＭＨｚから１０７ＭＨｚの間あたりのＶＨＦ帯域の一部を表す。信号強度は垂直方向で表される。２つの隣接する放送信号スペクトルの許可された包絡線が図示される。それぞれの搬送波が垂直の矢印で図示される。それぞれの搬送波を中心とするのが、搬送波で変調された放送信号ＦＭを搬送する側波帯である。
【００２５】
米国では、ＦＭ無線局がモノラルおよびステレオオーディオを、搬送波の１００ｋＨｚ範囲内の側波帯で、フル出力で放送することができる。図４ａでは、これらの側波帯がハッチングなしで図示される。放送会社は他の情報を１００ｋＨｚから２００ｋＨｚの側波帯で放送することができるが、この帯域内で伝送される出力はフル出力よりも３０ｄＢ低くなければならない。これらの側波帯はハッチングで図示される。（同じ地理的領域内にある）隣接局は、少なくとも４００ｋＨｚ離れていなければならない。
【００２６】
図４ａで周波数の低い方の放送信号の搬送波の上方側波帯が、図４ｂの下方のスペクトル図に図示されている。図４ｂでは、垂直方向が変調率を表す。図４ｂでは、モノラルオーディオ信号Ｌ＋Ｒオーディオ信号が０から１５ｋＨｚの側波帯内で変調レベル９０％で伝送される。Ｌ−Ｒオーディオ信号は、３８ｋＨｚの抑制副搬送波周波数を中心とする両側波帯搬送波抑制信号として変調レベル４５％で伝送される。下方側波帯（ｌｓｂ）は２３ｋＨｚから３８ｋＨｚであり、上方側波帯（ｕｓｂ）は３８ｋＨｚから５３ｋＨｚである。１９ｋＨｚパイロットトーン（抑制搬送波周波数の半分）も、主搬送波を中心とする側波帯に含まれる。したがって、主搬送波を中心とする上方側波帯（図４ｂ）および下方側波帯（図示せず）の両方で、放送会社がフル出力で追加情報を放送するために、依然として４７ｋＨｚが使用可能である。前述のように、１００ｋＨｚから２００ｋＨｚまでの伝送出力は、フル出力よりも３０ｄＢ低くなければならない。
【００２７】
前述の図１および２に示された変調技法を使用して、ＭＰ３　ＣＤ品質オーディオ信号を含む毎秒１２８キロビット（ｋｂｐｓ）信号を、２０ｋＨｚ未満の帯域幅で伝送することができる。このデジタルオーディオ信号は、上方側波帯（たとえば）の５３ｋＨｚから１００ｋＨｚの間に配置し、図４ｂに示されるように、副搬送波信号として通常の放送ステレオオーディオ信号と共に伝送することができる。図４ｂでは、デジタルオーディオ信号は７０ｋＨｚを中心とする前述のＳＳＢ信号であり、およそ６０ｋＨｚから８０ｋＨｚまでを通っている。これは主搬送波の１００ｋＨｚ範囲内にあるため、フル出力で伝送することができる。
【００２８】
図５は、図１から３を参照しながら上記で説明した変調技法に従って実施される、インバンドオンチャネルデジタル伝送チャネルを組み込んだ、ＦＭ放送送信機を示す構成図である。図５では、図１に示されたものと同じ要素は「図１」とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。符号器１０、微分器２０、ミキサ３０、発振器４０、およびＢＰＦ５０の組み合わせによって、デジタル入力信号（図２のＮＲＺ）を表すＳＳＢ位相または周波数変調信号（図２のＣＡＲＲ）が生成され、これらはすべて図１および２を参照しながら上記で述べたとおりである。ＢＰＦ５０の出力端子は増幅器６０の入力端子に結合される。増幅器６０の出力端子は、第２のミキサ７０の第１の入力端子に結合される。第２の発振器８０は、第２のミキサ７０の第２の入力端子に結合される。第２のミキサ７０の出力端子は、第１のフィルタ／増幅器２６０の入力端子に結合される。第１のフィルタ／増幅器２６０の出力端子は、信号コンバイナ２５０の第１の入力端子に結合される。
【００２９】
放送ベースバンド信号処理装置２１０の出力端子は、第３ミキサ２２０の第１の入力端子に結合される。第３発振器２３０は、第３ミキサ２２０の第２の入力端子に結合される。第３ミキサ２２０の出力端子は、第２のフィルタ／増幅器２４０の入力端子に結合される。第２のフィルタ／増幅器２４０の出力端子は、信号コンバイナ２５０の第２の入力端子に結合される。信号コンバイナ２５０の出力端子は、伝送アンテナ２８０に結合された出力増幅器２７０の入力端子に結合される。
【００３０】
オペレーション時には、符号器１０がデジタルオーディオ信号を表すデジタル信号を受け取る。好ましい実施形態では、この信号はＭＰ３準拠のデジタルオーディオ信号である。より具体的に言えば、デジタルオーディオデータストリームは、リードソロモン（ＲＳ）符号を使用してＦＥＣ（ＦｏｒｗａｒｄＥｒｒｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）符号化されている。その後ＦＥＣ符号化データストリームはパケット化される。その後このパケット化されたデータは、上記で詳細に述べたように、図１に示された回路によってＳＳＢ信号に圧縮される。
【００３１】
発振器４０によって生成される信号の周波数は１０．７ＭＨｚとなるように選択されるため、符号器１０からのデジタル情報は１０．７ＭＨｚの中心周波数を中心として変調される。変調周波数は任意の周波数であってよいが、より実用的には、既存の低コストＢＰＦフィルタの周波数に対応するように選択される。たとえば、典型的なＢＰＦフィルタは、６ＭＨｚ、１０．７ＭＨｚ、２１．４ＭＨｚ、７０ＭＨｚ、１４０ＭＨｚなどの中心周波数を有する。例示された実施形態では、変調周波数に１０．７ＭＨｚが選択され、ＢＰＦ　５０は既存の１０．７ＭＨｚフィルタのうちの１つとして実施される。ＢＰＦ　５０からフィルタリングされたＳＳＢ信号は増幅器６０によって増幅され、第２ミキサ７０と第２発振器８０の組み合わせによってアップコンバートされる。例示された実施形態では、第２発振器８０が７７．５７ＭＨｚで信号を生成し、ＳＳＢが８８．２７ＭＨｚにアップコンバートされる。この信号がフィルタリングされ、第１のフィルタ／増幅器２６０によってさらに増幅される。
【００３２】
放送ベースバンド信号処理装置２１０は、すべて知られた方法で、ステレオオーディオ信号（図示せず）を受け取り、ベースバンドでのＬ＋Ｒ信号、３８ｋＨｚの（抑制）搬送波周波数での両側波帯搬送波抑制Ｌ−Ｒ信号、および１９ｋＨｚのパイロットトーンを含む、ベースバンド複合ステレオ信号を形成するのに必要な信号処理を実行する。その後この信号は、ＦＭ局の割り当てられた周波数で搬送波信号に変調される。第３発振器２３０は、例示された実施形態では８８．２ＭＨｚである割り当てられた放送周波数で、搬送波信号を生成する。第３ミキサ２２０は、図４ｂに示されるように、ベースバンド複合モノラルおよびステレオオーディオ信号を使用して変調された、変調済み信号を生成する。その後変調済み信号は、搬送波周波数８８．２ＭＨｚで図４ｂに示された標準の放送オーディオ側波帯を使用して、第２のフィルタ／増幅器２４０によってフィルタリングおよび増幅される。この信号は、複合信号を形成するために、第１のフィルタ／増幅器２６０からのＳＳＢ変調済みデジタル信号と組み合わされる。この複合信号には、８８．２ＭＨｚで搬送波上で変調された標準放送ステレオオーディオ側波帯と、図４ｂに示されるように、搬送波（８８．２７ＭＨｚ）より上で７０ｋＨｚを中心とするデジタルオーディオ信号を搬送するＳＳＢ変調済み信号の、両方を含む。その後この複合信号は、出力増幅器２７０によって出力が増幅され、ＦＭラジオ受信機に伝送するために送信アンテナ２８０に供給される。
【００３３】
図６は、図５に示されたＦＭ放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできる、ＦＭ放送受信機を示す構成図である。図６では、図３に示されたものと同じ要素は図３とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。図６では、受信アンテナ３０２がＲＦ増幅器３０４に結合される。ＲＦ増幅器３０４の出力端子は第１ミキサ３０６の第１の入力端子に結合される。第１発振器３０８の出力端子は第１ミキサ３０６の第２の入力端子に結合される。第１ミキサ３０６の出力端子は、ＢＰＦ３１０および同調可能（ｔｕｎａｂｌｅ）ＢＰＦ１１０のそれぞれの入力端子に結合される。ＢＦＰ３１０の出力端子は、中間周波数（ＩＦ）増幅器３１２の入力端子に結合されるが、これは制限増幅器であってよい。ＩＦ増幅器３１２の出力端子は、ＦＭ検出器３１４の入力端子に結合される。ＦＭ検出器３１４の出力端子は、ＦＭステレオ復号器３１６の入力端子に結合される。
【００３４】
オペレーション時には、ＲＦ増幅器３０４が受信アンテナ３０４からのＲＦ信号を受け取って増幅する。第１発振器３０８は、９８．９ＭＨｚで信号を生成する。第１発振器３０８と第１ミキサ３０６の組み合わせによって、８８．２ＭＨｚの主搬送波信号を１０．７ＭＨｚに、８８．２７ＭＨｚからのＳＳＢデジタルオーディオ信号を１０．６３ＭＨｚにダウンコンバートする。ＢＰＦ３１０は、知られた方法で、１０．７ＭＨｚを中心とするＦＭステレオ信号側波帯（Ｌ＋ＲおよびＬ−Ｒ）のみを渡す。ＩＦ増幅器３１２はこの信号を増幅し、これをベースバンド複合ステレオ信号を生成するＦＭ検出器３１４に提供する。ＦＭステレオ復号器３１６は、すべて知られた方法で、伝送されたオーディオ信号を表すモノラルおよび／またはステレオのオーディオ信号（図示せず）を生成するために、ベースバンド複合ステレオ信号を復号する。
【００３５】
例示された実施形態では、同調可能ＢＰＦ１１０は中心周波数１０．６３ＭＨｚに同調され、その周波数を中心としてデジタルオーディオ信号のみを渡す。例示された実施形態では、ＢＰＦ１１０の通過帯域は１０．５３ＭＨｚから１０．７３ＭＨｚである。ＢＰＦ１１０、積分器１２０、制限増幅器１３０、検出器１４０、復号器１５０、およびウィンドウィングタイマ１６０の組み合わせが、図３を参照しながら上記で述べた方法で、変調済みのデジタルオーディオ信号を抽出し、デジタルオーディオ信号を再生成するためにその信号を復調および復号するように動作する。復号器１５０からのデジタルオーディオ信号は、伝送されたデジタルオーディオ信号に対応するオーディオ信号を生成するために、他の回路（図示せず）によって適切な方法で処理される。より具体的に言えば、信号はパケット解除され、伝送中に導入された誤りがあれば検出および修正される。その後、修正されたビットストリームは、すべて知られた方法でステレオオーディオ信号に変換される。
【００３６】
前述の実施形態は、１０２４ＱＡＭシステムと等価の圧縮性能を提供する。ただし、実際には、配置間隔が狭いことにより生じるノイズおよびマルチパス記号間干渉の修正が困難であることから、ＱＡＭシステムは２５６ＱＡＭ周辺に制限される。間隔を広く空けて配置される幅の狭い搬送波パルスによって、上記システムにはＩＳＩ問題はない。手短に言えば、より高速のデータレートで、ＱＡＭなどの他の技法に関連付けられた問題なしに、より狭い帯域幅チャネル内を伝送することができる。
【００３７】
図２を再度参照すると、ＣＡＲＲ信号では、何の搬送波信号も伝送されない搬送波パルス間のギャップが比較的広いことがわかる。これらのギャップは、本発明の代替実施形態で利用することができる。図７は、この代替実施形態に従った変調器のオペレーションを理解するのに役立つＣＡＲＲ信号のより詳細な波形図である。前述のように、図１に示された符号器では、符号化クロック信号がＮＲＺ信号のビット周期の９分の１の周期を有する。図７の破線の垂直線は、符号化クロック信号周期を表す。搬送波パルスの許可された時間位置は、破線の四角形で表される。搬送波パルスは、前の搬送波パルスから８、９、または１０クロックパルス後に発生することができる。したがって搬送波パルスは、３つの隣接するクロック周期のうちいずれか１つで発生することができる。搬送波パルスＡは前の搬送波パルスから８クロックパルスであり、搬送波パルスＢは前の搬送波パルスから９クロックパルスであり、搬送波パルスＣは前の搬送波パルスから１０クロックパルスであると想定される。
【００３８】
前述のように、搬送波パルスが前の搬送波パルスから８クロックパルスである（Ａ）場合、これはＮＲＺ信号の立下りを示し、その直後に続くことのできるのは、ＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す９クロックパルス間隔（Ｄ）、またはＮＲＺ信号の立上りを表す１０クロックパルス間隔（Ｅ）のいずれかのみである。同様に、搬送波パルスが前の搬送波パルスから１０クロックパルスである（Ｃ）場合、これはＮＲＺ信号の立下りを示し、その直後に続くことのできるのは、ＮＲＺ信号の立上りを表す８クロックパルス間隔（Ｅ）、またはＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す９クロックパルス間隔（Ｆ）のいずれかのみである。搬送波パルスが前の搬送波パルスから９クロックパルスである（Ｂ）場合、これはＮＲＺ信号に何の変化もないことを示し、その直後には、ＮＲＺ信号の立下りを表す８クロックパルス間隔（Ｄ）、ＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す９クロックパルス間隔（Ｅ）、またはＮＲＺ信号の立上りを表す１０クロックパルス間隔（Ｆ）のいずれかが続くことができる。これは、図７にすべて図示されている。ＮＲＺビット周期中の９つの符号化クロック周期のうち、３つの隣接するクロック周期のうちの１つが潜在的に搬送波パルスを有することが可能であり、他の６つは搬送波パルスを有することができないことは明らかである。
【００３９】
ＣＡＲＲ信号内に何の搬送波パルスも生成できない間隔中（時間ｔ４からｔ１０）には、搬送波信号上で他の補助データを変調することができる。これは図７で、縦のハッチングを使用した丸みのある四角形（ＡＵＸ　ＤＡＴＡ）として示される。保護周期Δｔは、最後の潜在的搬送波パルス（Ｃ）の後であり、このギャップを囲む次に続く潜在的搬送波パルス（Ｄ）の前であって、デジタルオーディオ信号を搬送する搬送波パルス（Ａ）−（Ｆ）と補助データを搬送する搬送波変調（ＡＵＸ　ＤＡＴＡ）との間の潜在的干渉を最小限にするために維持される。
【００４０】
図８は、変調済み復号データストリームに補助データを含めることを実施できる、本発明の実施形態を示す構成図である。図８では、図１に示されたものと同じ要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図８では、補助データ（ＡＵＸ）の発生源（図示せず）が先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ４０２の入力端子に結合される。ＦＩＦＯバッファ４０２の出力端子はマルチプレクサ４０４の第１のデータ入力端子に結合される。マルチプレクサ４０４の出力端子は、ミキサ３０の入力端子に結合される。微分器２０の出力端子は、マルチプレクサ４０４の第２のデータ入力端子に結合される。符号器１０のタイミング出力端子は、マルチプレクサ４０４の制御入力端子に結合される。
【００４１】
例示された実施形態では、補助データ信号は搬送波信号を直接変調できる状態にあると想定される。当分野の技術者であれば、その信号の特徴に最も適した方法で搬送波を変調するための信号を符号化および準備する方法を理解されよう。さらに、例示された実施形態では、補助データ信号はデジタル形式であると想定される。ただし必ずしもそうである必要はない。補助データ信号はアナログ信号であってもよい。
【００４２】
オペレーション時には、符号器１０がパルスの相対タイミングを制御する内部タイミング回路（図示せず）を含む。このタイミング回路は、パルスが潜在的にＣＡＲＲ信号内で発生可能な場合３つの隣接する符号化クロック周期ｔ１からｔ４中に第１の状態を有し、残りの符号化クロック周期ｔ４からｔ１０中に第２の状態を有する信号を生成するために、当分野の技術者であれば理解される方法で修正することができる。この信号は、パルスが発生可能な周期（ｔ１からｔ４）中には微分器２０の出力端子をミキサ３０の入力端子に結合し、それ以外（ｔ４＋Δｔからｔ１０−Δｔ）にはＦＩＦＯバッファ４０２の出力端子をミキサ３０に結合するように、マルチプレクサ４０４を制御する際に使用することができる。微分器２０の出力端子がミキサ３０に結合される周期（ｔ１からｔ４）中は、図８の回路は図１に示された構成であり、上記で詳細に説明したように動作する。
【００４３】
ＦＩＦＯバッファ４０２がミキサ３０に結合される周期（ｔ４＋Δｔからｔ１０−Δｔ）中に、ＦＩＦＯバッファ４０２からのデータは発振器４０からの搬送波信号を変調する。ＦＩＦＯバッファ４０２は、一定のビットレートでデジタル補助データ信号を受け入れ、搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）を生成することができる時間周期（ｔ１−ｔ４）中に信号をバッファリングするように動作する。その後ＦＩＦＯバッファ４０２は、格納された補助データを、補助データが伝送される時間周期（ｔ４＋Δｔからｔ１０−Δｔ）中に、より高速のビットレートでミキサ３０に提供する。ＣＡＲＲ信号を介した補助データのバーストのネットスループットは、補助データ信号発生源（図示せず）からの補助データの一定のネットスループットと一致しなければならない。当分野の技術者であれば、すべて知られた方法で、スループットを一致させる方法ならびにオーバーランおよびアンダーランに備える方法を理解されよう。
【００４４】
図９は、図８に示されたシステムによって生成された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。図９では、図３に示されたものと同じ要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図９では、検出器１４０の出力端子が制御可能スイッチ４０６の入力端子に結合される。制御可能スイッチ４０６の第１の出力端子は、復号器１５０の入力端子に結合される。制御可能スイッチ４０６の第２の出力端子は、ＦＩＦＯ４０８の入力端子に結合される。ＦＩＦＯ　４０８の出力端子は、補助データ（ＡＵＸ）を生成する。ウィンドウィングタイマ１６０の出力端子は、図３のように検出器１４０のイネーブル入力端子ではなく、制御可能スイッチ４０６の制御入力端子に結合される。
【００４５】
オペレーション時には、図９の検出器１４０は常に実行可能である。ウィンドウィングタイマ１６０からのウィンドウィング信号は、図８の符号器１０で生成されるタイミング信号に対応する。ウィンドウィング信号は、搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）が潜在的に生じる可能性のある周期（ｔ１からｔ４）中に第１の状態を有し、そうでない場合（ｔ４からｔ１０）には第２の状態を有する。搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）が潜在的に生じる可能性のある周期（ｔ１からｔ４）中に、ウィンドウィングタイマ１６０は、検出器１４０を復号器１５０に結合するように制御可能スイッチ４０６を条件付ける。この構成は図３で図示されたものと同一であり、上記で詳細に述べたように動作する。
【００４６】
残りのビット周期（ｔ４からｔ１０）中、検出器１４０はＦＩＦＯ４０８に結合される。この周期中、変調済みの補助データは復調され、ＦＩＦＯ４０８に供給される。（図８の）ＦＩＦＯ４０２に対応する方法で、ＦＩＦＯ４０８は検出器１４０から補助データバーストを受け取り、一定のビットレートで補助データ出力信号ＡＵＸを生成する。補助データ信号は補助データを、搬送波を変調するために符号化されたものとして表す。受け取った補助データ信号を所望のフォーマットに復号するために、他の処理（図示せず）が必要になる場合もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明による変調器を示す構成図である。
【図２】
図１に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図３】
本発明に従って変調された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。
【図４】
図１および図２に示された変調技法の適用を理解するのに役立つスペクトル図である。
【図５】
本発明による変調技法を使用して実施されるインバンドオンチャネルデジタル伝送チャネルを組み込んだ、ＦＭ放送送信機を示す構成図である。
【図６】
図５に示されたＦＭ放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできるＦＭ放送受信機を示す構成図である。
【図７】
本発明の原理に従った変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図８】
本発明の他の実施形態を示す構成図である。
【図９】
図８に示されたシステムによって生成された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。

Claims

デジタルデータ信号のソース（ＩＮ）と、
可変パルス幅コードを使用して前記デジタルデータを符号化する符号器（１０）と、
前記符号化されたデジタルデータ信号の縁部を表すそれぞれのパルスを生成するパルス信号生成器（２０，２５）と、
前記それぞれのパルスに対応する搬送波パルスを有する搬送波信号を生成する搬送波信号生成器（３０，４０）と
を具備したことを特徴とする、デジタルデータ変調器。
前記可変パルス幅コードは可変アパーチャコードであることを特徴とする、請求項１に記載の変調器。
前記符号器（１０）は、立上り縁部および立下り縁部を有する符号化デジタルデータ信号を生成すること、
前記パルス信号生成器（２０，２５）は、前記デジタルデータ信号の第１の縁部に応答して正のパルスを生成し、前記デジタルデータ信号の異なる第２の縁部に応答して負のパルスを生成すること、および
前記搬送波信号生成器（３０、４０）は、正のパルスに応答して第１の位相を有し、負のパルスに応答して第２の位相を有する、搬送波パルスを生成することを特徴とする、請求項１に記載の変調器。
前記第１の位相と前記第２の位相は、ほぼ１８０度位相がずれており、
前記第１の縁部は立上り縁部であり、
前記第２の縁部は立下り縁部である
ことを特徴とする、請求項３に記載の変調器。
前記パルス信号生成器は、
前記エンコーダに結合された微分器（２０）と、
前記微分器に結合されたレベル検出器（２５）とを
含むことを特徴とする、請求項１に記載の変調器。
前記搬送波信号生成器は、
搬送波発振器（４０）と、
前記パルス信号生成器（２０，２５）に結合された第１の入力端子と前記搬送波信号生成器（４０）に結合された第２の入力端子とを有するミキサ（３０）とを含むことを特徴とする、請求項１に記載の変調器。
前記ミキサ（３０）の出力端子に結合されたバンドパスフィルタ（５０）をさらに有することを特徴とする、請求項６に記載の変調器。
可変パルス幅符号化デジタルデータ信号を表すために互いに間隔を置いて配置された搬送波パルスを有する、被変調信号のソース（ＩＮ）と、
受信した搬送波パルスに応答して可変パルス幅符号化信号を生成する検波器（１４０）と、
前記可変パルス幅符号化信号を復号して、前記デジタルデータ信号を生成するデコーダ（１５０）と
を具備したことを特徴とする、デジタルデータ復調器。
前記可変パルス幅コードは可変アパーチャコードであることを特徴とする、請求項８に記載の復調器。
前記搬送波パルスは第１の位相および第２の位相のうちの１つを有することを特徴とする、請求項８に記載の復調器。
前記第１の位相は、前記第２の位相とほぼ１８０度位相がずれていることを特徴とする、請求項１０に記載の復調器。
前記被変調信号のソースと前記検波器との間に、バンドパスフィルタ（１１０）と、
積分器（１２０）と、
制限増幅器（１３０）とがさらに結合されることを特徴とする、請求項８に記載の復調器。
さらに、前記検波器（１４０）に結合されており、搬送波パルスが予測される場合に時間的に近傍のウィンドウィング信号を生成するウィンドウィングタイマ（１６０）を有し、ここで、
前記検波器（１４０）は前記ウィンドウィング信号によりイネーブルされることを特徴とする、請求項８に記載の復調器。
デジタルデータ信号のソースを提供するステップと、
可変パルス幅コードを使用して前記デジタルデータを符号化するステップと、
前記符号化デジタルデータ信号の縁部を表すそれぞれのパルスを生成するステップと、
前記それぞれのパルスに対応する搬送波パルスを有する搬送波信号を生成するステップと
を具備したことを特徴とする、デジタルデータ変調方法。
可変パルス幅符号化デジタルデータ信号を表すために互いに間隔を置いて配置された搬送波パルスを有する、被変調信号のソースを提供するステップと、
受信した搬送波パルスに応答して可変パルス幅符号化信号を生成するステップと、
前記可変パルス幅符号化信号を復号して前記デジタルデータ信号を生成するステップと
を具備したことを特徴とする、デジタルデータ復調方法。