JP4728947B2 - スイッチング電源出力電流の改善された検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、広くはスイッチング電源に関連しており、特に、より少ない構成素子を使用した電源で出力電流を検出する方法に関連する。

誘導素子を用いたスイッチング電源が、ここしばらくの間使用されてきた。ほとんどのアプリケーションが、定出力電圧を要求しているが（通常、電圧フィードバックによって実行される）、いくらかのアプリケーションは定出力電流を要求している。

定電流出力のための標準的な技法は、負荷と直列に抵抗を追加することで、出力電流を電圧へ変換し、その電圧がフィードバックとして使用され得ることによって実現される。しかし、この手法では、直列抵抗損と、フィードバック電圧の大きさ、または、ダイナミックレンジの間でトレードオフが存在することとなる。直列素子を使用しないスイッチング電源において、出力電流を検出する方法が必要とされている。

本出願は、米国仮出願、出願番号６０／４４４，５６８号、であって２００３年２月３日に出願された出願から優先権を主張するものであり、当該仮出願の内容は、本明細書中で引用することで開示する。

本発明は、抵抗、または、その他の素子を負荷に直列に接続する必要なしに、スイッチング電源における出力電流を検出するための方法及び装置に属する。幅広く、かつ、一般的な意味で、そういった技術は、入力電圧とインダクタ充電時間を通して、スイッチングコンバーターのピークインダクタ電流を導出し、インダクタの放電中のフライバック電圧の使用を通じて負荷に使用可能なそのピーク電流の電流積分値を計算する。

本発明に従った方法は、更に特に、入力電圧とインダクタ充電時間の関数としてインダクタを流れるピーク電流を推定する段階と、インダクタの放電中のフライバック電圧に基づいて負荷に利用可能な電流を導出する段階を含む。開示された実施例は、バック／ブーストトポロジーに基づいているが、その他のコンバータートポロジーにおける使用も考えられる。

装置という観点では、スイッチングデバイスがインダクタを充電するために使用され、そのインダクタが負荷に放電するタイプのスイッチング電源において、本発明は、抵抗、または、その他の素子を負荷に直列に接続する必要なしに、出力電流を検出するために設計されたデバイスを提供する。好ましい実施例では、これらのデバイスは、ピークインダクタ電流を示す信号を生成するために動作する電気素子、および、ある波形を提供するために、その信号をスイッチングするスイッチを含む。その波形の積分値は、ピークインダクタ電流にインダクタ放電のデューティーサイクルを掛けた値に比例する。回路は、更に、負荷電流を示す信号を出力するために固定されたリファレンスとその波形を比較するために使用される。

添付された図面を参照すると、図１は、技術的に知られている固定周波数バック／ブーストコンバーターの典型的な回路図を示したものである。パルス幅変調器１０１は、その制御電圧入力に比例したデューティーサイクルをスイッチングデバイス１０２に出力する。スイッチングデバイス１０２は、交互に、インダクタ１０３に充電し、それをダイオード１０４を通って負荷１０６に放電させる。キャパシタ１０５は、負荷１０６にこれに伴い供給された電圧をフィルターするために使用される。抵抗１０７は、これに伴って得られた負荷１０６を流れる電流を、フィードバックとして使用できる電圧へ変換する。このフィードバック電圧は、抵抗１１０、キャパシタ１１２およびオペアンプ１１１からなる積分器に供給される。この積分器では、そのフィードバック電圧が、抵抗１０８およびツェナダイオード１０９からなる固定されたリファレンス電圧と比較される。この積分器は、その後、閉ループによって、パルス幅変調器１０１のための制御電圧を提供する。

図２を参照すると、トレース２０１は、スイッチングデバイス１０２を駆動するパルス幅変調器１０１のスイッチング出力を示している。トレース２０２は、結果として得られた、ダイオード１０４のアノードでのインダクタ電圧を示している。さらに、トレース２０３は、インダクタ１０３の結果として得られた電流を示している。タイムマーカー２０４において、スイッチングデバイス１０２は、アクティブ状態となり、その結果的としてインダクタ１０３の電流において線形増加を生じさせる。タイムマーカー２０５においては、スイッチングデバイス１０２は、非アクティブ状態となる。その結果、トレース２０２に見られるインダクタ１０３のフライバック電圧が生じ、かつ、トレース２０３で見られるようにインダクタ電流１０３で線形減少が生じる。タイムマーカー２０６において、インダクタ１０３のエネルギーは使い果たされ、トレース２０２および２０３でそれぞれ見られるように、インダクタ１０３において、電流０、電位差０という結果をもたらす。タイムマーカー２０７において、このサイクル全体が繰り返される。

インダクタ１０３におけるピーク電流が、供給電圧およびスイッチングデバイス１０２のアサーションタイム（ａｓｓｅｒｔｉｏｎ ｔｉｍｅ）の両方の線形関数になっていることに注意されたい。このピーク電流が、インダクタ１０３の放電の間は、使い尽くすまで線形に減少することも同様に注意されたい。負荷１０６へ供給される平均電流は、したがって、ピークインダクタ１０３電流に放電時間と全サイクル時間の比を掛けたものの半分である。数学的に表現すると、平均出力電流は、((V*(T205-T204))/2)*((T206-T205)/T207-T205))で表される。ここで、Vは供給電圧、Tnnnは図２で示されたマーカーの絶対時間を表している。タイムマーカー２０６で、インダクタ１０３電流を使い尽くすことはトレース２０２におけるインダクタ１０３電圧によって明らかに示されている。インダクタ１０３の放電時間はこれによって監視することができる。

ここで図３を参照すると、記載された回路が図１の回路とは異なることがわかる。図１における、抵抗１０７、および、抵抗１１０、キャパシタ１１２およびオペアンプ１１１によって形成される積分回路を駆動する追加的な回路が削除されている。したがって、図３における構成素子３０１−３０６および３０８−３１２は、図１におけるそれらの構成素子と同様に動作する。しかし、電流感知抵抗１０７およびフィードバック電圧導出は用いない。

スイッチング３０２がインダクタ３０３を充電しているときは常に、インバーター３０７は、スイッチングデバイス３１４のアサートを停止する。それ以外のときは、スイッチングデバイス３１４をアサートにする。それから、抵抗３１３と連動して、スイッチングデバイス３１４は、スイッチト波形を出力する。そのスイッチト波形の積分値は、供給電圧にインダクタ３０３のデューティーサイクルの充電時間を掛け合わせたものである。このスイッチト波形は、ピークインダクタ充電電流に正比例し、かつ、抵抗３１５およびキャパシタ３１６によってフィルタリングされ、電圧フォロワによってバッファされる。

電圧フォロワ３１７は、従って、フィルタされた電圧を出力し、その電圧は、ピークインダクタ３０３電流を示している。このフィルタされた電圧は、その後、コンパレータ３２３の制御下において、抵抗３１８を通して、スイッチングデバイス３１９によって、スイッチされる。図面に見られるように接続することで、（ダイオード３０４のアノードにおいての）インダクタ３０３の出力が、入力供給電圧を越えているときは、常にコンパレータ３２３は低スイッチト出力を生じさせる。それ以外のときは、高スイッチト出力を生じさせる。それから、この方法で制御されることで、スイッチングデバイス３１９および抵抗３１８は、スイッチト波形を出力し、その積分値は、インダクタ３０３のデューティーサイクルの放電時間で掛け合わせたインダクタ３０３ピーク電流に正比例する。

抵抗３２０、キャパシタ３２１および電圧フォロワ３２２によるフィルタリングとバッファリングの後に、この電圧は、出力負荷電流を直接示すものであり、抵抗３１０、キャパシタ３１２およびオぺアンプ３１１によって形成された積分器に供給される。これによって抵抗３０８、および、ツェナダイオード３０９によって提供される固定されたリファレンス電圧と比較を行なう。上記方法によって、出力電流における電源閉ループは、いかなる負荷直列抵抗の使用を伴わず作用する。

バック／ブーストトポロージーにおける使用が示されたが、本発明は、その他のコンバータートポロジーに適用されることは、当業者にとっては明らかであろう。

技術的に知られている固定周波数バック／ブーストコンバーターの典型的な回路図を示したものである。 図１に示した回路の動作電圧及び電流波形を示した図である。 本発明の好ましい実施例の回路図を示したものである。

Claims (5)

1. スイッチングデバイスがインダクタの充電に使用され、そのインダクタが負荷に放電するタイプのスイッチング電源において、抵抗、その他の素子を負荷に直列接続する必要なしに、出力電流を検出する方法であって、
   入力電圧とインダクタの充電時間の関数としてインダクタを流れるピーク電流を推定する段階と、
   インダクタの放電中にフライバック電圧に基づいて出力電流を導出する段階と、
   を備えることを特徴とする方法。
2. 請求項１に記載された方法であって、更に、
   インダクタがバック／ブーストトポロジー部分を形成することを特徴とする方法。
3. 第１のスイッチングデバイスがインダクタの充電のための充電デューティーサイクルを有する第１の制御信号を受信し、そのインダクタが放電デューティーサイクルの間に負荷に放電し、該インダクタは供給電圧に接続され、充電デューティーサイクルを乗じた供給電圧に比例するピーク電流を有するタイプのスイッチング電源において、平均出力電流を決定するための装置であって、
   制御端及び少なくとも一つの抵抗素子を介して供給電圧に接続された出力端を有する第２のスイッチングデバイスであって、前記第１の制御信号のデューティーサイクルを有する第２の制御信号を、前記出力端で前記デューティーサイクルを有し、少なくとも部分的に前記供給電圧に比例するスイッチト出力信号を生成するために、受信する第２のスイッチングデバイスと、
   前記スイッチト出力信号を受信し、当該スイッチト出力信号を積分して、それによって、ピークインダクタ電流を示す信号を生成する第１のフィルタ及び第１のバッファと、
   スイッチト波形の積分値が放電デューティーサイクルを乗じたピークインダクタ電流に比例するスイッチト波形であって、前記放電デューティーサイクルに基づいたデューティーサイクルを有するスイッチト波形を提供するために、前記放電デューティーサイクルを有し、前記ピークインダクタ電流を示す信号をスイッチングする第３の制御信号を受信する第３のスイッチングデバイスと、
   前記スイッチト波形を受信し、前記放電デューティーサイクルを乗じたピークインダクタ電流に比例するフィードバック信号を生成する第２のフィルタ及び第２のバッファと、
   を備えることを特徴とする装置。
4. 抵抗、その他の素子を負荷に直列接続する必要なしに、スイッチング電源の出力電流を検出するための装置であって、
   充電デューティーサイクルを有する第１の制御信号を受信し、負荷への放電を行なうインダクタを充電する第１のスイッチングデバイスであって、前記インダクタは供給電圧に接続され、前記充電デューティーサイクルを乗じた前記供給電圧ピーク電流が比例する、第１のスイッチングデバイスと、
   制御端及び少なくとも一つの抵抗素子を介して供給電圧に接続された出力端を有する第２のスイッチングデバイスであって、前記第１の制御信号のデューティーサイクルを有する第２の制御信号を、前記出力端で前記デューティーサイクルを有し、少なくとも部分的に前記供給電圧に比例するスイッチト出力信号を生成するために、受信する第２のスイッチングデバイスと、
   前記スイッチト出力信号を受信し、当該スイッチト出力信号を積分して、それによって、ピークインダクタ電流を示す信号を生成する第１のフィルタ及び第１のバッファと、
   スイッチト波形の積分値が放電デューティーサイクルを乗じたピークインダクタ電流に比例するスイッチト波形であって、前記放電デューティーサイクルに基づいたデューティーサイクルを有するスイッチト波形を提供するために、前記放電デューティーサイクルを有し、前記ピークインダクタ電流を示す信号をスイッチングする第３の制御信号を受信する第３のスイッチングデバイスと、
   前記スイッチト波形を受信し、前記放電デューティーサイクルを乗じたピークインダクタ電流に比例するフィードバック信号を生成する第２のフィルタ及び第２のバッファと、
   を備えることを特徴とする装置。
5. 請求項４に記載された装置であって、更に、
   第１のスイッチングデバイスおよびインダクタが、バック／ブーストトポロジー部分を形成することを特徴とする装置。

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