JP4711782B2 - 信号処理装置及び物理量検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、信号処理装置及び物理量検出装置に関するものである。

近年、種々のセンサが提案されているが、これらセンサの検出信号に対しては、利用し易いように、通常、何らかの信号処理がなされる。

例えば、検出信号が被検出ガスの濃度に応じて指数関数的に或いは対数関数的に変化する場合、当該検出信号の変化の大きな範囲では、分解能が高いため、精度よく信号処理し易い。これに対し、当該検出信号の変化の小さな範囲では、分解能が低いため、精度のよい信号処理が困難である。従って、このような検出信号を、その全範囲に亘り精度よく信号処理することができないという不具合を招く。

ここで、検出信号をその変化の小さい範囲を基準に当該検出信号を増幅すると、検出信号の変化の小さい範囲では精度よく信号処理できても、検出信号の変化範囲が広がりすぎて、当該検出信号の全範囲に亘る信号処理が困難となる。

これに対しては、下記特許文献１に開示された絶縁抵抗計のオートレンジ切り換え回路が提案されている。このオートレンジ切り換え回路は、増幅率の異なる複数の増幅器を採用し、これら各増幅器を検出信号の変化範囲に応じて順次選択し、このように選択した各増幅器でもって検出信号を増幅処理することで、検出信号をその全範囲に亘り増幅するようになっている。
特開平２−１２９５６０号公報

しかしながら、上記オートレンジ切り換え回路では、複数の増幅器が、それぞれ、互いに異なる増幅率にて、検出信号をその互いに異なる範囲にて増幅する。このため、各増幅器の出力が相互に不連続となり、検出信号をその全範囲に亘り精度よく増幅処理することが困難である。

そこで、本発明は、以上のようなことに対処するため、物理量が広い範囲に亘り変化しても、この物理量の全範囲に亘り、精度よく、信号処理し得る信号処理装置及びこの信号処理装置を用いた物理量検出装置を提供することを目的とする。

上記課題の解決にあたり、本発明に係る信号処理装置は、請求項１に記載によれば、物理量の変化に伴い変化する振幅を有する所定周期の交流出力を整流する整流手段（３０、４０、５０）と、
この整流手段の整流出力のうち所定の基準レベルを超える波形成分を抽出し零レベルを基準とする抽出信号として生成する波形抽出手段（６０、７０、１００）と、
整流手段の整流出力のうち上記抽出信号に対応する波形成分を除去し、上記整流出力の残りの波形成分を残り信号として発生する残り信号発生手段（８０）と、
上記残り信号から直流成分を抽出して信号処理出力として発生する直流成分抽出手段（９０）とを備え、
波形抽出手段は、
上記所定の基準レベルの基準信号を発生する基準信号発生手段（７０）と、
整流手段の整流出力及び上記基準信号の基準レベルを加算する加算手段（６１、６２、６３、６６）と、
この加算手段からの加算出力のうち上記基準レベルを超える波形成分を抽出し上記抽出信号として生成する抽出信号生成手段（６４、６５）とを備える。

このように、物理量の変化に伴い変化する振幅を有する所定周期の交流出力を整流手段でもって整流し、この整流手段の整流出力のうち上記所定の基準レベルを超える波形成分を抽出し零レベルを基準とする抽出信号として生成し、上記整流出力のうち上記抽出信号に対応する波形成分を除去し、上記整流出力の残りの波形成分を残り信号として発生し、上記残り信号から直流成分を抽出して信号処理出力として発生するようにした。

ここで、整流出力のうち上記所定の基準レベルを超える各波形成分、即ち、上記抽出信号の各波形成分は、上記所定周期を前提に、上記所定の基準レベルをより一層大きく超える波形である程、広い面積を有する。

このため、上述した整流出力の残りの各波形成分、即ち上記残り信号の各波形成分も、上記所定周期を前提に、同様に、上記所定の基準レベルを一層大きく超える波形である程、広い面積を有する。

従って、上記残り信号の各波形成分の面積が広くなる程、上記信号処理出力のレベルは増大するが、この増大は、上記残り信号の各波形成分の面積の広さにほぼ比例する。よって、当該信号処理出力のレベルは、上記交流出力が大きく変化する範囲において、上記基準レベルを基準としてほぼ直線的に変化することとなる。

このことは、上記信号処理出力の変化範囲が、上記交流出力の変化範囲に比べて大幅に減少することを意味する。その結果、複数の増幅器に依存することなく、上記物理量が、その全変化範囲に亘り、精度よく、信号処理出力として得られる。

また、本発明に係る物理量検出装置は、請求項２の記載によれば、
上記物理量の変化に伴い湾曲状に変化するインピーダンスを有し、交流駆動源（２０）により交流駆動されて上記インピーダンスの変化に伴い変化する振幅の上記交流出力を発生するセンサ（１０）と、請求項１に記載の信号処理装置とを具備する。

これにより、上記構成のセンサの交流出力を、請求項１の信号処理装置の整流手段により整流する交流出力とすることとなり、その結果、請求項１に記載の発明の作用効果を達成し得る物理量検出装置の提供が可能となる。

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形状に記載の具体的手段との対応関係を示すものであるが、当該実施形状に限定されるものではない。

以下、本発明の各実施形態を図面により説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明に係るガス検出装置の第１実施形態を示している。当該ガス検出装置は、アンモニアガスセンサからなるガスセンサ１０を備えており、このガスセンサ１０は、被検出ガス中のアンモニアガス成分の濃度を検出する。

ここで、当該ガスセンサ１０の内部抵抗の抵抗値Ｒ（以下、内部抵抗値Ｒという）は、下に凸な指数関数、即ち、上記アンモニアガス成分の濃度の増大（或いは減少）に応じて減少（或いは増大）するような関数の関係にて変化する。本実施形態では、ガスセンサ１０は、その感ガス体にて、固体酸物質で構成されている。なお、図１において、ガスセンサ１０は、等価回路でもって示されている。

しかして、当該ガスセンサ１０は、駆動電源２０から正弦波電圧Ｖｉｎを印加されて、アンモニアガス成分の濃度に応じた内部抵抗値Ｒでもって、当該濃度を表す正弦波検出信号を発生する。なお、駆動電源２０は、所定周期にて正弦波電圧Ｖｉｎを発生しガスセンサ１０に印加する。

反転増幅回路３０は、図１にて示すごとく、位相反転型演算増幅器３１を備えており、この演算増幅器３１は、その負側入力端子にて、ガスセンサ１０に直列接続されている。なお、この演算増幅器３１の正側入力端子は接地されている。

また、反転増幅回路３０は、帰還抵抗３２（抵抗値ｒを有する）を備えており、この帰還抵抗３２は、演算増幅器３１の負側入力端子と出力端子との間に接続されている。ここで、反転増幅回路３０は、ガスセンサ１０の内部抵抗を演算増幅器３１の負側入力端子の入力抵抗として、当該内部抵抗及び帰還抵抗３２でもって、増幅率（ｒ／Ｒ）を形成する。

しかして、反転増幅回路３０は、ガスセンサ１０の正弦波検出信号を、演算増幅器３１により上記増幅率でもって反転増幅し、−Ｖｉｎ・（ｒ／Ｒ）なるレベルにて、正弦波反転増幅信号Ｖａ（図２参照）を発生する。ここで、例えば、ガスセンサ１０の内部抵抗値Ｒが、時間ｔの経過に伴い、順次、Ｒ１、Ｒ２及びＲ３と減少すると、演算増幅器３１の正弦波反転増幅信号Ｖａの振幅は、図２にて符号１、２及び３でもって示すごとく、順次、大きくなる。

半波整流回路４０は、位相反転型演算増幅器４１を備えている。この演算増幅器４１は、その負側入力端子にて、入力抵抗４２（抵抗値ｒ１を有する）を介し、演算増幅器３１の出力端子に接続されており、当該演算増幅器４１の正側入力端子は、接地されている。

しかして、演算増幅器４１は、演算増幅器３１から入力抵抗４２を通し、正弦波反転増幅信号Ｖａを入力されて反転増幅し、正弦波反転増幅信号を発生する。従って、演算増幅器３１からの正弦波反転増幅信号Ｖａが正のときには、演算増幅器４１からの正弦波反転増幅信号は負となる。また、演算増幅器３１からの正弦波反転増幅信号Ｖａが負のときには、演算増幅器４１からの正弦波反転増幅信号は正となる。

ダイオード４３は、そのアノードにて、演算増幅器４１の負側入力端子に接続されており、このダイオード４３のカソードは、演算増幅器４１の出力端子に接続されている。また、ダイオード４４は、そのアノードにて、演算増幅器４１の出力端子に接続されており、このダイオード４４のカソードは、抵抗４５（抵抗値ｒ２を有する）を介しダイオード４３のアノードに接続されている。なお、抵抗値ｒ１＝抵抗値ｒ２とすれば、演算増幅器４１は、ゲイン「１」の反転増幅器となる。

しかして、演算増幅器４１からの正弦波反転増幅信号が負のときには、ダイオード４３が順方向にバイアスされて導通し、ダイオード４４が逆方向にバイアスされて非導通となる。これにより、ダイオード４４のカソードに表れる信号は、演算増幅器４１の両入力端子のイマジナリーショート作用のもとに、実質的に零レベルになる。

また、演算増幅器４１からの正弦波反転増幅信号が正のときには、ダイオード４３が逆方向にバイアスされて非導通となり、ダイオード４４が順方向にバイアスされて導通する。これにより、演算増幅器４１の正弦波反転増幅信号が、その正側半周期（ダイオード４４の導通の間）にて、ダイオード４４のカソードに表れる（図３参照）。このことは、半波整流回路４０は、反転増幅回路３０からの正弦波反転増幅信号Ｖａを半波整流して半波整流電圧Ｖｂを発生することを意味する。

中段側反転加算回路５０は、位相反転型演算増幅器５１を備えており、この演算増幅器５１は、その負側入力端子にて、抵抗５２を介し半波整流回路４０のダイオード４４のカソードに接続されるとともに、抵抗５３を介し演算増幅器３１の出力端子に接続されている。また、演算増幅器５１は、その出力端子にて、抵抗５４を介し演算増幅器５１の負側入力端子に接続されている。本実施形態では、両抵抗５３、５４の各抵抗値は同一となっている。また、抵抗５２の抵抗値は、両抵抗５３、５４の各抵抗値の半分の値となっている。なお、演算増幅器５１の正側入力端子は接地されている。

このように構成した中段側反転加算回路５０において、演算増幅器５１は、その負側入力端子にて、抵抗５３を介し反転増幅回路３０から正弦波反転増幅信号Ｖａを入力されるとともに抵抗５２を介し半波整流回路４０から半波整流電圧Ｖｂを入力される。これにより、演算増幅器５１は、正弦波反転増幅信号Ｖａ及び半波整流電圧Ｖｂを加算して反転させ、反転加算電圧Ｖｃ（図４参照）を発生する。

ここで、反転増幅回路３０からの正弦波反転増幅信号Ｖａが正のとき、半波整流回路４０からの半波整流電圧Ｖｂは零である（図２及び図３参照）。従って、反転加算電圧Ｖｃは、正弦波反転増幅信号Ｖａの正の半波成分を反転させた負の半波成分となる。

また、反転増幅回路３０からの正弦波反転増幅信号Ｖａが負のとき、半波整流回路４０からの半波整流電圧Ｖｂは正である。このとき、抵抗５２の抵抗値は、抵抗５４の抵抗値の半分の値であることから、反転加算電圧Ｖｃは、正弦波反転増幅信号Ｖａの負の半波成分と等しい負の半波成分となる。

以上のことから、反転加算電圧Ｖｃは、正弦波反転増幅信号Ｖａの正の半波成分を反転させた負の全波整流電圧となる（図４参照）。

また、クリップ波形形成回路６０は、位相反転型演算増幅器６１を備えており、この演算増幅器６１は、その負側入力端子にて、抵抗６２を介し、基準電源７０に接続されている。

また、演算増幅器６１は、さらに、その負側入力端子にて、抵抗６３を介し演算増幅器５１の出力端子に接続されており、この演算増幅器６１の正側入力端子は接地されている。

ダイオード６４は、そのアノードにて、演算増幅器６１の負側入力端子に接続されており、このダイオード６４のカソードは、演算増幅器６１の出力端子に接続されている。

また、他のダイオード６５は、そのアノードにて、演算増幅器６１の出力端子に接続されており、このダイオード６５のカソードは、抵抗６６を介し演算増幅器６１の負側入力端子に接続されている。

基準電源７０は、所定のクリップレベルを表す正の基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を発生する。ここで、当該基準電圧は、演算増幅器３１の正弦波反転増幅信号Ｖａのうち、符号１（図２参照）で特定される正弦波反転増幅信号Ｖａの正のピークレベルに等しく設定されている。なお、基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）は、必要に応じて適宜変更してもよい。

上述のように構成したクリップ波形形成回路６０において、演算増幅器６１は、その負側入力端子にて、抵抗６２を介し、基準電源７０から基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を入力されるとともに抵抗６３を介し演算増幅器５１から反転加算電圧Ｖｃを入力される。

ここで、位相反転型演算増幅器５１から抵抗６３を通り位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子に流れる電流が、絶対値において、基準電源７０から抵抗６２を通り位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子に流れる電流の絶対値よりも小さいとき、位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子には正の電流が生ずる。換言すれば、負の全波整流電圧である反転加算電圧Ｖｃが、その絶対値において、基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）の絶対値よりも低いときには、反転加算電圧Ｖｃと基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）との和が正の電圧となって位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子に表れる。このため、位相反転型演算増幅器６１が、その両入力端子のイマジナリーショート作用のもと、当該出力端子にて、負の電位になり、ダイオード６４が順方向にバイアスされて導通し、ダイオード６５が逆方向にバイアスされて非導通となる。このため、ダイオード６５のカソードの電圧は実質的に零レベルとなる。

一方、位相反転型演算増幅器５１から抵抗６３を通り位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子に流れる電流が、絶対値において、基準電源７０から抵抗６２を通り位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子に流れる電流の絶対値よりも大きいとき、位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子には負の電流が生ずる。換言すれば、負の全波整流電圧である反転加算電圧Ｖｃが、その絶対値において、基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）の絶対値よりも高いときには、反転加算電圧Ｖｃと基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）との和が負の電圧となって位相反転型演算増幅器６１の負側入力端子に表れる。このため、位相反転型演算増幅器６１が、両入力端子のイマジナリーショート作用のもと、当該出力端子にて、正の電位になり、ダイオード６４が逆方向にバイアスされて非導通となり、ダイオード６５が順方向にバイアスされて導通する。

このため、抵抗６６がダイオード６５を介し演算増幅器６１の出力端子に接続される。従って、反転加算電圧Ｖｃのうち基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）よりも小さい各波形成分が、各クリップ部分として抽出されて反転され、零レベルを基準とするクリップ波形生成電圧Ｖｄ（図５参照）として生成されてダイオード６５のカソードから発生する。なお、演算増幅器６１及び各抵抗６２、６３、６６は反転加算回路として機能する。

後段側反転加算回路８０は、位相反転型演算増幅器８１を備えており、この演算増幅器８１は、その負側入力端子にて、抵抗８２を介しクリップ波形形成回路６０のダイオード６５のカソードに接続されるとともに、抵抗８３を介し中段側反転加算回路５０の演算増幅器５１の出力端子に接続されている。

また、演算増幅器８１の出力端子は、抵抗８４を介し当該演算増幅器８１の負側入力端子に接続されている。なお、当該演算増幅器８１の正側入力端子は接地されている。

このように構成した後段側反転加算回路８０においては、演算増幅器８１は、その負側入力端子にて、抵抗８２を介しクリップ波形形成回路６０からクリップ波形生成電圧Ｖｄを入力されるとともに、中段側反転加算回路５０の演算増幅器５１から全波整流電圧である反転加算電圧Ｖｃを入力される。これにより、演算増幅器８１は、クリップ波形生成電圧Ｖｄ及び反転加算電圧Ｖｃを加算して反転させ、反転加算電圧Ｖｅ（図６参照）を発生する。

ここで、この反転加算電圧Ｖｅは、図６にて示すごとく、負の全波整流電圧である反転加算電圧Ｖｃのうち基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）よりも小さい波形成分を除去し、この除去後の反転加算電圧Ｖｃの残存波形成分でもって構成されている。

低周波フィルタ９０（以下、ＬＰＦ９０ともいう）は、後段側反転加算回路８０からの反転加算電圧Ｖｅのうち直流成分を抽出してフィルタ電圧Ｖｆ（図７参照）を発生する。

本実施形態では、反転増幅回路３０、半波整流回路４０、中段側反転加算回路５０、クリップ波形形成回路６０、基準電源７０、後段側反転加算回路８０及びＬＰＦ９０が、当該ガス検出装置における信号処理装置を構成する。

このように構成した本第１実施形態において、ガスセンサ１０が、駆動電源２０から正弦波電圧Ｖｉｎを印加されて、アンモニア成分の濃度を表す正弦波検出信号を発生すると、この正弦波検出信号は、反転増幅回路３０により反転増幅されて正弦波反転増幅信号Ｖａ（図２参照）として半波整流回路４０及び中段側反転加算回路５０に出力される。

このように正弦波反転増幅信号Ｖａが半波整流回路４０に出力されると、この正弦波反転増幅信号Ｖａは、半波整流回路４０により半波整流されて半波整流電圧Ｖｂ（図３参照）として中段側反転加算回路５０に出力される。

しかして、中段側反転加算回路５０は、反転増幅回路３０からの正弦波反転増幅信号Ｖａ及び半波整流回路４０からの半波整流電圧Ｖｂを加算して反転させ、反転加算電圧Ｖｃ（図４参照）を負の全波整流電圧として発生しクリップ波形形成回路６０及び後段側反転加算回路８０に出力する。

すると、クリップ波形形成回路６０は、中段側反転加算回路５０からの反転加算電圧Ｖｃの絶対値のうち基準電源７０からの基準電圧の絶対値よりも大きい各波形成分を各クリップ波形成分として抽出して反転し、クリップ波形生成電圧Ｖｄ（図５参照）を発生し後段側反転加算回路８０に出力する。本実施形態において、上述した反転加算電圧Ｖｃの絶対値のうち基準電源７０からの基準電圧の絶対値よりも大きい各波形成分は、図４において反転加算電圧Ｖｃの絶対値のうちラインＬよりも下側の各斜線部分に相当する。なお、ラインＬは、基準電源７０からの基準電圧の絶対値を表す。

ここで、クリップ波形生成電圧Ｖｄの各波形成分の面積は、上記所定周期を前提に、反転加算電圧Ｖｃのピークレベルが大きい程、広くなる（図４及び図５参照）。

上述のように中段側反転加算回路５０からの反転加算電圧Ｖｃ及びクリップ波形形成回路６０からのクリップ波形生成電圧Ｖｄが後段側反転加算回路８０に出力されると、クリップ波形生成電圧Ｖｄ及び反転加算電圧Ｖｃが後段側反転加算回路８０により加算されて反転され、反転加算電圧Ｖｅ（図６参照）として発生されてＬＰＦ９０に出力される。

ここで、反転加算電圧Ｖｅの各波形成分の面積は、上記所定周期を前提に、反転加算電圧Ｖｃのピークレベルが大きい程、広くなる。

しかして、上述のように、後段側反転加算回路８０からの反転加算電圧ＶｅがＬＰＦ９０に出力されると、このＬＰＦ９０は、反転加算電圧Ｖｅのうち直流成分を抽出してフィルタ電圧Ｖｆ（図７参照）を発生し信号処理出力として出力する。

ここで、フィルタ電圧Ｖｆのレベルは、各符号４、５、６にて示すレベルにおいて順次高くなる。また、これら各レベル４、５、６の高さは、演算増幅器３１の正弦波反転増幅信号Ｖａのうち各符号１、２、３で示す正弦波反転増幅信号の各振幅の大きさに対応する。

換言すれば、フィルタ電圧Ｖｆのレベルは、正弦波反転増幅信号Ｖａの振幅、ひいては、各波形成分の面積の広さにほぼ比例して高くなる。これは、反転加算電圧Ｖｅの各波形成分の面積を求めてみれば明らかである。

以上説明したように、本第１実施形態では、駆動電源２０から所定周期の正弦波電圧Ｖｉｎを印加されて検出作動を行うガスセンサ１０の検出出力を反転増幅回路３０でもって正弦波反転増幅信号Ｖａとして反転増幅し、この正弦波反転増幅信号Ｖａを半波整流回路４０及び中段側反転加算回路５０でもって全波整流電圧である反転加算電圧Ｖｃを発生するようにした。

そして、この反転加算電圧Ｖｃのうち上記基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を超える波形成分を、クリップ波形形成回路６０でもって抽出し零レベルを基準とするクリップ波形生成電圧Ｖｄとして生成し、上記反転加算電圧Ｖｃのうちクリップ波形生成電圧Ｖｄに対応する波形成分を除去し、上記反転加算電圧Ｖｃの残りの波形成分を後段側反転加算回路８０でもって反転加算電圧Ｖｅとして発生し、この反転加算電圧Ｖｅから直流成分を抽出しフィルタ電圧Ｖｆを信号処理出力として発生するようにした。

ここで、反転加算電圧Ｖｃのうち上記基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を超える各波形成分、即ち、上記クリップ波形生成電圧Ｖｄの各波形成分は、上記所定周期を前提に、上記基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）をより一層大きく超える波形である程、広い面積を有する。

このため、上述した反転加算電圧Ｖｃの残りの各波形成分、即ち上記反転加算電圧Ｖｅの各波形成分も、上記所定周期を前提に、同様に、上記基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を一層大きく超える波形である程、広い面積を有する。

従って、上記反転加算電圧Ｖｅの各波形成分の面積が広くなる程、上記信号処理出力のレベルは増大するが、この増大は、上記反転加算電圧Ｖｅの各波形成分の面積の広さにほぼ比例する。よって、当該信号処理出力のレベルは、ガスセンサ１０の検出出力が大きく変化する範囲において、上記基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を基準としてほぼ直線的に変化することとなる。

このことは、上記信号処理出力の変化範囲が、ガスセンサ１０の検出出力の変化範囲に比べて大幅に減少することを意味する。その結果、複数の増幅器に依存することなく、ガスセンサ１０の検出出力が、その全変化範囲に亘り、精度よく、信号処理されて、信号処理出力として得られる。

ちなみに、反転増幅回路３０及びＬＰＦ９０の各出力とアンモニアガス成分の濃度（ガスセンサ１０の内部抵抗値）との関係を調べてみたところ、図８にて示す結果が得られた。図８において、グラフ７は、反転増幅回路３０の出力とアンモニアガス成分の濃度（ガスセンサ１０の内部抵抗値）との関係を示し、グラフ８は、ＬＰＦ９０の信号処理出力とアンモニアガス成分の濃度（ガスセンサ１０の内部抵抗値）との関係を示す。

ここで、グラフ７では、反転増幅回路３０の出力がアンモニアガス成分の濃度の増大に伴い下に凸な湾曲線形状にて指数関数的に減少する。一方、グラフ８では、ＬＰＦ９０の出力は、上記クリップレベル（基準電圧）に対応する点９以下の電圧範囲では、反転増幅回路３０の出力と同様の変化を示すが、上記クリップレベルを超える電圧範囲では、反転増幅回路３０の出力とは異なり、小さな負の傾きにて直線的に変化するだけである。

従って、ＬＰＦ９０の信号処理出力の変化範囲は、反転増幅回路３０の出力の変化範囲に比べて、大幅に狭くなる。このことは、反転増幅回路３０の出力の変化範囲がＬＰＦ９０の出力の変化範囲に縮小されることを意味する。従って、ガスセンサ１０の検出濃度の全範囲に亘り、精度よく信号処理し得る。
（第２実施形態）
図９は、本発明の第２実施形態の要部を示している。この第２実施形態では、上記第１実施形態において、クリップ波形形成回路６０及び基準電源７０に代えて、クリップ波形形成回路１００を採用した構成となっている。

クリップ波形形成回路１００は、クリップ回路１１０及び加算回路１２０を備えている。クリップ回路１１０は、ダイオード１１１を有しており、このダイオード１１１は、そのアノードにて、抵抗１１２を介し上記第１実施形態にて述べた中段側反転加算回路５０の演算増幅器５１の出力端子に接続されている。また、当該ダイオード１１１は、そのカソードにて、基準電源１１３を介し接地されている。ここで、基準電源１１３は、負の基準電圧（−Ｖｃｕｔ）を発生する。

このように構成したクリップ回路１１０では、演算増幅器５１からの負の全波整流電圧である反転加算電圧Ｖｃ（図４参照）が、絶対値において、基準電源１１３からの基準電圧（−Ｖｃｕｔ）の絶対値を超えるときに、ダイオード１１１は順方向にバイアスされて導通する。このため、ダイオード１１１のアノードは、ほぼ、基準電圧（−Ｖｃｕｔ）となる。

また、反転加算電圧Ｖｃが、その絶対値において、負の基準電圧（−Ｖｃｕｔ）の絶対値よりも小さいときには、ダイオード１１１は、逆方向にバイアスされて非導通となる。このため、ダイオード１１１のアノードは、反転加算電圧Ｖｃのうち基準電圧（−Ｖｃｕｔ）よりも小さい波形成分の電圧となる。

従って、クリップ回路１１０は、図４にて示す反転加算電圧Ｖｃのうち基準電圧（−Ｖｃｕｔ）よりも小さい波形成分を、基準電圧（−Ｖｃｕｔ）を基準に、そのまま、ダイオード１１１のアノードにて、クリップ電圧として発生する。

加算回路１２０は、ボルテージフォロワ１２１を備えており、このボルテージフォロワ１２１は、その正側入力端子にて、クリップ回路１１０のダイオード１１１のアノードに接続されている。

演算増幅器１２２は、その負側入力端子にて、抵抗１２３及び基準電源１２４を介し接地されるとともに、抵抗１２５を介しボルテージフォロワ１２１の出力端子に接続されている。また、演算増幅器１２２の出力端子は、抵抗１２６を介し当該演算増幅器１２２の負側入力端子に接続されている。ここで、各抵抗１２３、１２５及び１２６は、共に、同一の抵抗値を有する。また、基準電源１２４は、正の基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を発生する。なお、演算増幅器１２２の正側入力端子は接地されている。

このように構成した加算回路１２０では、演算増幅器１２２が、その負側入力端子にて、抵抗１２３を介し基準電源１２４から正の基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）を入力されるとともに、クリップ回路１１０のダイオード１１１のアノードに表れるクリップ電圧をボルテージフォロワ１２１及び抵抗１２５を介し入力される。

このため、演算増幅器１２２は、その両入力端子のイマジナリーショート作用のもと、正の基準電圧（＋Ｖｃｕｔ）だけ、ダイオード１１１のアノードに表れるクリップ電圧を、レベルシフトさせて反転させ、上記第１実施形態にて述べたクリップ波形形成回路６０のクリップ波形生成電圧Ｖｄとして発生する。その他の構成は上記第１実施形態と同様である。

このように構成した本第２実施形態においても、上記第１実施形態にて述べたクリップ波形形成回路６０及び基準電源７０に代えて、上記構成のクリップ波形形成回路１００を採用することで、上記第１実施形態にて述べたと同様の作用効果が達成され得る。

なお、本発明の実施にあたり、上記各実施形態に限ることなく、次のような種々の変形例が挙げられる。
（１）ガスセンサ１０に入力する信号は、正弦波電圧Ｖｉｎに限ることなく、三角波電圧、鋸歯状波電圧、台形波電圧その他の周期一定の交流電圧であればよい。
（２）反転増幅回路３０への入力信号は、アンモニアガス成分の濃度に限ることなく、被検出物理量の変化に応じて湾曲状に変化する信号であればよい。
（３）ガスセンサ１０は、アンモニアガスセンサに限ることなく、例えば、湿度センサであってもよい。
（４）半波整流回路４０及び中段側反転加算回路５０に代えて、全波整流回路を採用してもよい。

本発明に係るガス検出装置の第１実施形態を示す回路図である。 図１の反転増幅回路の出力波形を示すタイミングチャートである。 図１の半波整流回路の出力波形を示すタイミングチャートである。 図１のクリップ波形生成回路で中段側反転加算回路の出力から基準レベルでもってクリップする過程を示すタイミングチャートである。 図１のクリップ波形生成回路の出力波形を示すタイミングチャートである。 図１の後段側反転加算回路の出力波形を示すタイミングチャートである。 図１のＬＰＦの出力波形を示すタイミングチャートである。 上記第１実施形態において反転増幅回路の出力及びＬＰＦの出力とアンモニアガス成分の濃度及びガスセンサの内部抵抗値との間の関係を示すグラフである。 本発明の第２実施形態の要部を示す回路図である。

符号の説明

１０…センサ、２０…交流駆動源、３０…反転増幅回路、４０…半波整流回路、
５０…中段側反転加算回路、６０、１００…クリップ波形形成回路、７０…基準電源、
８０…後段側反転加算回路、９０…ＬＰＦ。

Claims (2)

1. 物理量の変化に伴い変化する振幅を有する所定周期の交流出力を整流する整流手段と、
   この整流手段の整流出力のうち所定の基準レベルを超える波形成分を抽出し零レベルを基準とする抽出信号として生成する波形抽出手段と、
   前記整流手段の整流出力のうち前記抽出信号に対応する波形成分を除去し、前記整流出力の残りの波形成分を残り信号として発生する残り信号発生手段と、
   前記残り信号から直流成分を抽出して信号処理出力として発生する直流成分抽出手段とを備え、
   前記波形抽出手段は、
   前記所定の基準レベルの基準信号を発生する基準信号発生手段と、
   前記整流手段の整流出力及び前記基準信号の基準レベルを加算する加算手段と、
   この加算手段からの加算出力のうち前記基準レベルを超える波形成分を抽出し前記抽出信号として生成する抽出信号生成手段と
   を備える信号処理装置。
2. 前記物理量の変化に伴い湾曲状に変化するインピーダンスを有し、交流駆動源により交流駆動されて前記インピーダンスの変化に伴い変化する振幅の前記交流出力を発生するセンサと、
   請求項１に記載の信号処理装置とを具備するようにした物理量検出装置。