JP4668407B2

JP4668407B2 - Angular velocity sensor

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Publication number: JP4668407B2
Application number: JP2000373645A
Authority: JP
Inventors: 啓靖上原; 友茂石塚; 修一河野; 茂行宮崎
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Priority date: 2000-12-08
Filing date: 2000-12-08
Publication date: 2011-04-13
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子等の圧電振動子を励振（即ち、駆動）するための周囲温度の影響を受け難い発振回路を用いて、位置の検出や姿態制御等を行うための角速度センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の角速度センサに関する技術としては、例えば、次のような文献に記載されるものがあった。
文献１；特許第２７８１１６１号公報（米国、優先日１９９４年９月１５日）
文献２；米国特許第５８５００３５号公報（出願日１９９７年４月１１日）
文献３；特開平１１−４４５４０号公報（出願日１９９７年７月２５日）
【０００３】
図２は、前記文献１等に記載された角速度センサの原理を示す図である。
角速度センサの圧電振動子１として例えば音叉型水晶振動子を用いた場合、この圧電振動子１の表面の所定箇所に励振用の駆動電極２及びコリオリ力検出用の検出電極３等が設けられる。駆動電極２には、これに交流（以下「ＡＣ」という。）の駆動電圧を供給するための発振回路４が接続される。また、検出電極３には、コリオリ力検出回路５が接続される。
【０００４】
圧電振動子１は質量ｍを有し、駆動電極２に発振回路４からＡＣ駆動電圧が印加されると、この圧電振動子１がＸ軸に沿ってＢ方向に所定の周波数で振動する。Ｙ軸の回りに角速度ωが加わると、Ｘ軸と直交するＺ軸方向にコリオリ力Ｆ（＝２ｍｖω）（但し、ｖは圧電振動子１の振動速度）が発生する。コリオリ力Ｆは角速度ωの大きさに比例して定まることから、検出電極３及びコリオリ力検出回路５により、コリオリ力Ｆを圧電振動子１の撓み変位量として検出することで、この圧電振動子１の角速度ωの大きさを求めることができる。
【０００５】
角速度センサの使用用途としては、車両や航空機等に搭載し、この走行或いは飛行軌跡を記録したり、旋回時に発生するヨーレイトを検出することが行われている。角速度センサをロボットに搭載し、この姿勢制御等にも応用されている。また、最近ではごく一般的なカーナビゲーションでの車両位置検知（ＧＰＳの電波の届かない場所での位置検出）等のためにも搭載されている。
精度を向上させるために、前記文献１〜３には角速度センサの種々の提案が行われている。
【０００６】
前記文献１では、発振回路４を動作させるために印加する電源電圧に応じて、該発振回路４内に設けた自動利得制御（以下「ＡＧＣ」という。）回路により、該発振回路４から駆動電極２に供給される駆動電圧のレベルを制御し、該駆動電圧とコリオリ力検出回路５からの検出信号とが電源電圧に比例するようにしている。これにより、コリオリ力検出回路５から出力されるアナログの検出信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル（以下「Ａ／Ｄ」という。）変換器を該コリオリ力検出回路５の出力端子に接続した場合、このＡ／Ｄ変換器の変換精度がこれに印加される電源電圧の変動によって変化することを防止でき、変換精度を向上できるという効果がある。
【０００７】
前記文献２では、圧電振動子１に設ける駆動電極２及び検出電極３等の電極の構造に関して、少ない電極数で高精度の検出信号を得るための提案が行われている。
また、前記文献３では、前記文献１と同様に、発振回路４に印加される電源電圧の変動に応じて、該発振回路４から出力されるＡＣ駆動電圧の振幅を変化させるようにしている。また、周囲温度を検出する温度センサを設け、コリオリ力検出回路５から出力される検出信号に対し、該温度センサの出力によって温度補正処理を行っている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の文献１〜３に記載されたような角速度センサでは、次のような課題があった。
角速度センサは、発振回路４から出力されるＡＣ駆動電圧を駆動電極２に印加して圧電振動子１を振動させ、検出電極３及びコリオリ力検出回路５により、コリオリ力Ｆに対応する電位の検出信号を検出するものである。このような角速度センサでは、圧電振動子１を振動させるための駆動電圧（電荷）に対し、コリオリ力Ｆとして検出できる信号が非常に微少であることと、圧電振動子自体の素子の特性（構造）から、検出信号の安定性の要求が重要視される。また、圧電振動子１並びに発振回路４及びコリオリ力検出回路５等は、回路部品構成の観点から温度の影響を受け易いことから、極力、発振回路４の品質（安定性）を高める必要がある。
【０００９】
ところが、従来の角速度センサでは、コリオリ力検出回路５から出力される検出信号に対して温度補正処理を行ったり、或いは発振回路４内に設けたＡＧＣ回路によって温度変化を抑制するようにしているが、この発振回路４に対する温度補償が十分に行われているとはいえず、周囲温度の影響をなくし、より安定性の高い角速度センサ用発振回路４の改良が望まれていた。
本発明は、前記従来技術が持つ課題を解決し、周囲温度の影響を受けない安定性の高い発振回路を用いた角速度センサを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
例えば、図１に示す角速度センサにおいて、音叉形状の圧電振動子１１に角速度ωが加わった時に生じるコリオリ力Ｆ＝２ｍｖω（但し、ｍは圧電振動子の質量、ｖは圧電振動子の振動速度）から角速度ωを検出する場合、発振回路による該圧電振動子１１の振動速度ｖの変動をなくして一定にすれば角速度ωの検出精度を向上できる。即ち、振動速度ｖは圧電振動子１１の駆動電極１２ａからの出力電流に比例し、電流／電圧（以下「Ｉ／Ｖ」という。）変換回路２１の出力に比例すると共に、これを一定量増幅した出力電圧Ｖｏｕｔに比例することから、この出力電圧Ｖｏｕｔを一定にすれば、安定性の高い角速度センサを得ることができる。
【００１１】
そこで、本発明のうちの第１の発明の角速度センサは、発振回路とコリオリ力検出回路とを備えた角速度センサであって、前記発振回路は、励振用の駆動電極１２ａ，１２ｂ及びコリオリ力検出用の検出電極１３ａ，１３ｂを有し、前記駆動電極１２ｂに印加されるＡＣ駆動電圧Ｖａによって振動する音叉形状の圧電振動子１１と、前記駆動電極１２ａの出力電流を電圧に変換して出力電圧を出力するＩ／Ｖ変換回路２１と、前記出力電圧を整流して直流（以下「ＤＣ」という。）電圧を出力する整流回路３０と、定電圧素子で作った定電圧を演算増幅器（以下「オペアンプ」という。）に入力して一定の電圧を生成し、前記一定の電圧に基づき、前記整流回路３０の持つ温度係数を相殺するような基準電圧を出力する基準電源回路３１と、前記ＤＣ電流と前記基準電圧とを比較して電圧差を求め、前記電圧差を制御電圧として出力する比較手段３２と、前記制御電圧に基づき、前記電圧差が零となるように利得（以下「ゲイン」という。）が制御され、前記制御されたゲインによって前記Ｉ／Ｖ変換回路２１の前記出力電圧を増幅し、前記駆動電極１２ｂに与える前記ＡＣ駆動電圧Ｖａを出力するＡＧＣ回路２５と、前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子１１の起動期間と前記起動期間後の安定期間とを検出し、前記起動期間の時にはゲインを大きくし、前記安定期間の時にはゲインを小さくする起動補償用の増幅手段２４，３３とを備えている。
更に、前記コリオリ力検出回路は、前記圧電振動子１１に発生するコリオリ力に応じた検出電流が前記検出電極１３ａ，１３ｂから出力されると、前記検出電流を電圧に変換して検出電圧を出力する検出手段４１，４２，４３と、前記検出電圧を前記Ｉ／Ｖ変換回路２１の前記出力電圧で同期検波してＤＣ変換を行い、角速度に応じた検出信号Ｓｏｕｔを出力する同期検波手段４４，４５とを備えている。
【００１２】
このような構成を採用したことにより、発振回路において、圧電振動子１１の駆動電極１２ｂにＡＣ駆動電圧Ｖａを供給すると、該圧電振動子１１が振動する。圧電振動子１１が振動すると、この駆動電極１２ａの出力電流がＩ／Ｖ変換回路２１によって電圧に変換され、整流回路３０及びＡＧＣ回路２５へ送られる。整流回路３０では、Ｉ／Ｖ変換回路２１の出力電圧を整流してＤＣ電圧を比較手段３２へ送る。基準電源回路３１では、定電圧素子及びオペアンプにより、電源電圧の変化や温度変化等に対して一定の電圧を作り、この一定の電圧に基づき、整流回路３０の持つ温度係数を相殺するような基準電圧を出力して比較手段３２へ与える。比較手段３２では、ＤＣ電圧と基準電圧とを比較し、この電圧差を制御電圧として出力し、増幅手段２４，３３及びＡＧＣ回路２５へ与える。
圧電振動子１１は、例えば数百〜数ＭＨｚの周波数で振動するが、インピーダンスが大きいために起動が難しい。そこで、第１の発明では、圧電振動子１１の起動期間時には、起動補償用の増幅手段２４，３３のゲインが大きくなり、この起動期間経過後の安定期間では該増幅手段２４，３３のゲインが小さくなる。これにより、起動時間が短縮され、圧電振動子１１の起動が容易になる。
ＡＧＣ回路２５では、制御電圧に基づき、前記電圧差が零となるようにゲインが制御され、この制御されたゲインで圧電振動子１１が駆動され、この出力を受けたＩ／Ｖ変換回路２１の出力電圧を増幅するため、電源電圧の変動や周囲温度の影響、あるいは回路部品のばらつき等の影響を受けない電圧が出力される。これにより、電源電圧や周囲温度等が変動しても、出力電圧Ｖｏｕｔが、基準電源回路３１の出力に対して一定になるようなＡＣ駆動電圧Ｖａによって圧電振動子１１を駆動させることができる。
一方、コリオリ力検出回路において、発振回路によって振動する圧電振動子１１に生じるコリオリ力に応じた検出電流が検出電極１３ａ，１３ｂから出力されると、その検出電流が検出手段４１，４２，４３によって検出電圧に変換される。同期検波手段４４，４５では、検出電圧をＩ／Ｖ変換回路２１の出力電圧で同期検波してＤＣ変換を行い、角速度に応じた検出信号Ｓｏｕｔを出力する。
【００１３】
第２の発明の角速度センサは、発振回路とコリオリ力検出回路とを備えた角速度センサであって、前記発振回路は、励振用の駆動電極１２ａ，１２ｂ及びコリオリ力検出用の検出電極１３ａ，１３ｂを有し、前記駆動電極１２ｂに印加されるＡＣ駆動電圧Ｖａによって振動する音叉形状の圧電振動子１１と、前記駆動電極１２ａの出力電流を電圧に変換して出力電圧を出力するＩ／Ｖ変換回路２１と、前記出力電圧を整流してＤＣ電流を出力する整流回路３０と、定電圧素子で作った定電圧をオペアンプに入力して一定の電圧を生成し、前記一定の電圧に基づき、前記整流回路３０の持つ温度係数を相殺するような基準電流を出力する基準電源回路３１と、前記ＤＣ電流と前記基準電流とを比較して電流差を求め、前記電流差を積分して制御電圧を出力する比較手段３２と、前記制御電圧に基づき、前記電流差が零となるようにゲインが制御され、前記制御されたゲインによって前記Ｉ／Ｖ変換回路２１の前記出力電圧を増幅し、前記駆動電極１２ｂに与える前記駆動電圧Ｖａを出力するＡＧＣ回路２５と、前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子１１の起動期間と前記起動期間後の安定期間とを検出し、前記起動期間の時にはゲインを大きくし、前記安定期間の時にはゲインを小さくする起動補償用の増幅手段２４，３３とを備えている。
更に、前記コリオリ力検出回路は、前記圧電振動子１１に発生するコリオリ力に応じた検出電流が前記検出電極１３ａ，１３ｂから出力されると、前記検出電流を電圧に変換して検出電圧を出力する検出手段４１，４２，４３と、前記検出電圧を前記Ｉ／Ｖ変換回路２１の前記出力電圧で同期検波してＤＣ変換を行い、角速度に応じた検出信号Ｓｏｕｔを出力する同期検波手段４４，４５とを備えている。
【００１４】
このような構成を採用したことにより、発振回路において、整流回路３０から出力されるＤＣ電流と、基準電源回路３１から出力される基準電流とが、比較手段３２によって比較されて電流差が求められ、これに対応した制御電圧が出力されて増幅手段２４，３３及びＡＧＣ回路２５へ与えられる。増幅手段２４，３３では、第１の発明と同様に、制御電圧に基づき、圧電振動子１１の起動期間の時にはゲインを大きくし、安定期間の時にはゲインを小さくするような起動補償を行う。ＡＧＣ回路２５では、前記電流差が零となるようにゲインが制御される。これにより、第１の発明と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電源回路３１の出力に対して一定になるようなＡＣ駆動電圧Ｖａによって圧電振動子１１を駆動させることができる。
一方、コリオリ力検出回路において、第１の発明と同様に、発振回路によって振動する圧電振動子１１に生じるコリオリ力に応じた検出電流が検出電極１３ａ，１３ｂから出力されると、その検出電流が検出手段４１，４２，４３によって検出電圧に変換される。同期検波手段４４，４５では、検出電圧をＩ／Ｖ変換回路２１の出力電圧で同期検波してＤＣ変換を行い、角速度に応じた検出信号Ｓｏｕｔを出力する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示す角速度センサの概略の構成図である。
この角速度センサは、例えば、図２と同一の原理に基づくものであり、音叉形状の圧電振動子（例えば、音叉型水晶振動子）１１を有し、この所定箇所に＋側駆動電極１２ａ及び−側駆動電極１２ｂと＋側検出電極１３ａ及び−側検出電極１３ｂとが設けられている。＋側駆動電極１２ａ及び−側駆動電極１２ｂには、圧電振動子１１を振動させるためのＡＣ駆動電圧Ｖａをこの駆動電極１２ａ，１２ｂに供給するための発振回路が接続されている。＋側検出電極１３ａ及び−側検出電極１３ｂには、圧電振動子１１に加わる角速度に応じたＤＣ電圧の検出信号Ｓｏｕｔを出力するコリオリ力検出回路が接続されている。
【００１８】
発振回路は、＋側駆動電極１２ａに接続されたＩ／Ｖ変換回路２１を有している。Ｉ／Ｖ変換回路２１は、＋側駆動電極１２ａの出力電流を電圧に変換する回路であり、この出力端子にゲイン１のバッファ増幅器（以下この「増幅器」を「アンプ」という。）２２の入力端子が接続されている。バッファアンプ２２の出力端子には、この出力電圧の高周波成分を除去するローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という。）２３を介して起動補償回路２４が接続されている。起動補償回路２４は、補償信号Ｓ３３に基づき、圧電振動子１１が起動期間の時にはゲインを大きく（例えば、数倍〜１００倍程度）し、この起動期間経過後の安定期間の時にはゲインを小さく（例えば、１）する回路であり、この出力端子にＡＧＣ回路２５が接続されている。ＡＧＣ回路２５は、起動補償回路２４の出力電圧を入力し、制御電圧Ｖ３２に基づきゲインが制御される回路であり、この回路の出力端子がバッファアンプ２６を介して−側駆動電極１２ｂに接続されている。
【００１９】
バッファアンプ２２の出力端子には、この出力電圧を増幅するオペアンプ２７が接続されている。オペアンプ２７の出力端子には、バッファアンプ２８が接続され、この出力端子が出力電圧Ｖｏｕｔを出力する発振用出力端子２９に接続されている。
出力端子２９には、出力電圧ＶｏｕｔをＤＣ電圧に整流してＤＣ電流Ｉ₁を出力する整流回路３０が接続されている。また、この発振回路には、基準電源回路３１が設けられている。基準電源回路３１は、電源電圧の変化や温度変化等に対して一定の電圧を生成し、この一定の電圧に基づき、整流回路３０の持つ温度係数を相殺するような基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）を出力する回路であり、この出力端子と整流回路３０の出力端子とに、比較手段３２が接続されている。比較手段３２は、基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）とＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）とを比較し、この電流差を積分して制御電圧Ｖ３２を出力（又は電圧差を制御電圧Ｖ３２として出力）するものであり、この出力端子にＡＧＣ回路２５及び補償制御回路３３が接続されている。補償制御回路３３は、制御電圧Ｖ３２に基づいて圧電振動子１１の起動期間とこの起動期間経過後の安定期間とを検出し、補償信号Ｓ３３を出力して起動補償回路３４へ与える回路である。この起動補償回路２４及び補償制御回路３３により、起動補償用の増幅手段が構成されている。
【００２０】
＋側検出電極１３ａ及び−側検出電極１３ｂに接続されるコリオリ力検出回路は、該＋側検出電極１３ａに接続されたＩ／Ｖ変換回路４１と−側検出電極１３ｂに接続されたＩ／Ｖ変換回路４２とを有している。Ｉ／Ｖ変換回路４１，４２は、圧電振動子１１に角速度が加わった時に検出電極１３ａ，１３ｂに逆相の電流が発生するので、これを電圧に変換する回路であり、カレントアンプ等で構成され、これらの出力端子に差動アンプ４３が接続されている。差動アンプ４３は、２つのＩ／Ｖ変換回路４１，４２の出力電圧の差を増幅する回路であり、この出力端子に同期検波回路４４が接続されている。Ｉ／Ｖ変換回路４１，４２及び差動アンプ４３により、検出手段が構成されている。同期検波回路４４は、差動アンプ４３の出力電圧をバッファアンプ２２の出力電圧で同期検波して直流変換を行う回路であり、この出力端子にＬＰＦ４５が接続されている。ＬＰＦ４５は、同期検波回路４４の出力電圧の高周波成分を除去し、角速度に応じたＤＣ電圧の検出信号Ｓｏｕｔを出力する回路であり、この出力端子に検出用出力端子４６が接続されている。同期検波回路４４及びＬＰＦ４５により、同期検波手段が構成されている。
【００２１】
次に、図１の角速度センサの動作を説明する。
電源電圧を印加して圧電振動子１１を振動させるための起動期間においては、比較手段３２から出力される制御電圧Ｖ３２が小さいので、補償制御回路３３によって該圧電振動子１１の起動期間が検出され、この補償制御回路３３から出力される補償信号Ｓ３３により、起動補償回路２４のゲインが大きくなる。バッファアンプ２６から出力されるＡＣ駆動電圧Ｖａが駆動電極１２ｂに与えられ、圧電振動子１１が振動を開始する。圧電振動子１１が振動を開始すると、駆動電極１２ａの出力電流がＩ／Ｖ変換回路２１で電圧に変換される。このＩ／Ｖ変換回路２１の出力電圧は、バッファアンプ２２を介し、ＬＰＦ２３で高周波成分が除去された後、ゲインの大きな起動補償回路２４によって増幅される。この増幅された電圧は、ＡＧＣ回路２５及びバッファアンプ２６を介して駆動電極１２ｂに与えられるので、圧電振動子１１が振動を促進され、この圧電振動子１１が速やかに起動する。
【００２２】
圧電振動子１１が起動後安定期間になると、駆動電圧Ｖａによって圧電振動子１１が一定の周波数で振動する。すると、駆動電極１２ａの出力電流がＩ／Ｖ変換回路２１で電圧に変換され、バッファアンプ２２を介してオペアンプ２７で増幅され、バッファアンプ２８を介して出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。出力電圧Ｖｏｕｔは、整流回路３０でＤＣ電流Ｉ_１（又はＤＣ電圧）に変換されて比較手段３２へ送られるので、この比較手段３２から出力される制御電圧Ｖ３２が大きくなり、補償制御回路３３によって圧電振動子１１の振動状態が安定になったことが検出され、補償信号Ｓ３３が出力される。この補償信号Ｓ３３によって起動補償回路２４のゲインが小さくなり、バッファアンプ２６から出力される駆動電圧Ｖａによって圧電振動子１１が一定の周波数で振動を継続する。
【００２３】
一定の周波数で振動する圧電振動子１１に角速度が加わると、この圧電振動子１１にコリオリ力Ｆが発生し、これに応じた電流が検出電極１３ａ，１３ｂから出力される。この検出電極１３ａ，１３ｂの出力電流は、Ｉ／Ｖ変換回路４１，４２で電圧に変換され、これらのＩ／Ｖ変換回路４１，４２の出力電圧が差動アンプ４３で差動増幅され、同期検波回路４４へ送られる。同期検波回路４４では、差動アンプ４３の出力電圧をバッファアンプ２２の出力電圧で同期検波して直流変換を行う。同期検波回路４４の出力電圧は、ＬＰＦ４５でＤＣに変換され、角速度に応じたＤＣ検出信号Ｓｏｕｔが出力端子４６から出力される。
【００２４】
以上のように、図１の角速度センサでは、次の（ａ）及び（ｂ）のような効果がある。
（ａ）起動補償回路２４及び補償制御回路３３を設けたので、圧電振動子１１の起動期間において該起動補償回路２４のゲインが大きくなり、該圧電振動子１１を短時間に起動できる。
【００２５】
（ｂ）ＡＧＣ回路２５を設けたので、電源電圧の変化や周囲温度の変化、あるいは回路部品のばらつき等を打ち消して圧電振動子１１の駆動電極１２ａの出力振幅が一定に保たれる。このため、バッファアンプ２２の出力電圧が電源電圧の変化や周囲温度の変化等によって変動せず、このバッファアンプ２２の出力電圧によって差動アンプ４３の出力電圧が同期検波されるので、電源電圧の変化や周囲温度の温度変化、あるいは回路部品のばらつき等が消去された検出信号Ｓｏｕｔを出力することができる。
【００２６】
図３は、図１中の発振回路の一構成例を示す回路図である。
図１の圧電振動子１１に角速度ωが加わった時に生じるコリオリ力Ｆ（＝２ｍｖω）から角速度を検出する場合、発振回路による該圧電振動子１１の振動速度ｖの変動をなくして一定にすれば、角速度ωの検出精度を向上できる。そこで、図３の発振回路では、周囲温度が変化しても圧電振動子１１の振動速度ｖが一定になるように、例えば、電源電圧ＶＤＤが＋５Ｖ、接地電圧ＶＳＳが０Ｖ、固定電圧ＡＧ（＝ＶＤＤ／２）が＋２．５Ｖを用い、最大振幅が約３Ｖ_P-Pの駆動電圧Ｖａを圧電振動子１１に印加し、発振用出力端子２９から最大振幅が約３Ｖ_P-Pの安定化した出力電圧Ｖｏｕｔを出力するようにしている。
【００２７】
圧電振動子１１の＋側駆動電極１２ａに接続されたＩ／Ｖ変換回路２１は、オペアンプ２１ａ、帰還抵抗２１ｂ、及び帰還コンデンサ２１ｃからなるカレントアンプにより構成されている。オペアンプ２１ａの＋側入力端子は固定電圧ＡＧに接続され、−側入力端子が＋側駆動電極１２ａに接続されている。オペアンプ２１ａの−側入力端子と出力端子との間には、帰還抵抗２１ｂと帰還コンデンサ２１ｃが並列に接続されている。オペアンプ２１ａの出力端子には、バッファアンプ２２の＋側入力端子が接続されている。バッファアンプ２２の出力端子には、オペアンプ２７の＋側入力端子が接続されている。オペアンプ２７の−側入力端子は、入力抵抗２７ａを介して固定電圧ＡＧに接続されると共に、帰還抵抗２７ｂを介して該オペアンプ２７の出力端子に接続されている。帰還抵抗２７ｂを調整することにより、このオペアンプ２７のゲインが変化する。オペアンプ２７の出力端子には、バッファ２８を介して発振用出力端子２９が接続されている。
【００２８】
バッファアンプ２２の出力端子には、高周波成分除去用のＬＰＦ２３の入力端子が接続されている。ＬＰＦ２３は、入力抵抗２３ａ，２３ｃ、帰還コンデンサ２３ｂ、入力コンデンサ２３ｄ、及びバッファアンプ２３ｅより構成されている。入力抵抗２３ａの一端はバッファアンプ２２の出力端子に接続され、この入力抵抗２３ａの他端が、入力抵抗２３ｃを介してバッファアンプ２３ｅの＋側入力端子に接続されている。バッファアンプ２３ｅの＋側入力端子は、入力コンデンサ２３ｄを介して固定電圧ＡＧに接続されている。バッファアンプ２３ｅの出力端子は、帰還コンデンサ２３ｂを介して抵抗２３ａの他端及び抵抗２３ｃの一端に接続されている。バッファアンプ２３ｅの出力端子は、起動補償回路２４の入力端子に接続されている。
【００２９】
起動補償回路２４は、補償制御回路３３から与えられる補償信号Ｓ３３に基づき、圧電振動子１１の起動時においてゲインが数倍〜百倍程度になり、起動後の安定時にはゲインが小さくなる回路であり、オペアンプ２４ａ、入力側の分圧抵抗２４ｂ，２４ｃ、帰還抵抗２４ｄ、出力側のコンデンサ２４ｅ、及び出力側の抵抗２４ｆより構成されている。オペアンプ２４ａの＋側入力端子は、バッファ２３ｅの出力端子に接続され、このオペアンプ２４ａの−側入力端子が、分圧抵抗２４ｂ，２４ｃを介して固定電圧ＡＧに接続されている。分圧抵抗２４ｂと２４ｃの接続点には、圧電振動子１１の起動時においてＡＧレベルの補償信号Ｓ３３が与えられ、起動後の安定時においてハイインピーダンス状態の補償信号Ｓ３３が与えられる。オペアンプ２４ａの−側入力端子と出力端子との間には、帰還抵抗２４ｄが接続されている。オペアンプ２４ａの出力端子は、コンデンサ２４ｅ及び抵抗２４ｆを介して固定電圧ＡＧに接続されている。コンデンサ２４ｅと抵抗２４ｆの接続点には、ＡＧＣ回路２５の入力端子が接続されている。
【００３０】
ＡＧＣ回路２５は、比較手段３２から与えられる制御電圧Ｖ３２によってゲインが制御される回路であり、オペアンプ２５ａ、帰還抵抗２５ｂ、入力抵抗２５ｃ、可変抵抗素子（例えば、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ、以下これを「ＮＦＥＴ」という。）２５ｄ、帰還コンデンサ２５ｅ、帰還抵抗２５ｆ、及びゲート抵抗２５ｇより構成されている。オペアンプ２５ａの＋側入力端子は、コンデンサ２４ｅと抵抗２４ｆの接続点に接続されている。オペアンプ２５ａの−側入力端子は、帰還抵抗２５ｂを介して該オペアンプ２５ａの出力端子に接続されている。オペアンプ２５ａの−側入力端子は、入力抵抗２５ｃを介してＮＦＥＴ２５ｄのドレインに接続されている。ＮＦＥＴ２５ｄのソースは固定電圧ＡＧに接続され、ゲートに抵抗２５ｇを介して制御電圧Ｖ３２が与えられるようになっている。
【００３１】
ＮＦＥＴ２５ｄは、ゲート・ソース間電圧によってドレイン・ソース間抵抗が変化する素子である。ＮＦＥＴ２５ｄを可変抵抗として使っても低ひずみ特性が得られないので、該ＮＦＥＴ２５ｄのドレイン・ゲート間に帰還コンデンサ２５ｅ及び帰還抵抗２５ｆを接続し、ドレインからゲートに対して局部的な帰還をかけて低ひずみ特性が得られるようにしている。オペアンプ２５ａの出力端子は、バッファ２６の＋側入力端子に接続されている。
【００３２】
バッファ２６は、出力端子が−側駆動電極１２ｂに接続され、この出力端子からＡＣ駆動電圧Ｖａを出力して−側駆動電極１２ｂに供給するようになっている。
発振用出力端子２９は、抵抗２９ａを介して整流回路３０の入力端子に接続されている。整流回路３０は、発振用出力端子２９から出力されるＡＣ出力電圧Ｖｏｕｔを整流してＤＣ電流Ｉ_１（又はＤＣ電圧）を出力する回路であり、例えば、アノードが抵抗２９ａに接続された第１のダイオード３０ａで構成されている。ダイオード３０ａのカソードは、比較手段３２の第１の入力端子に接続され、この比較手段３２の第２の入力端子に基準電源回路３１が接続されている。
【００３３】
基準電源回路３１は、定電圧を作る定電圧素子３１ａ、入力抵抗３１ｂ、オペアンプ３１ｃ、入力抵抗３１ｄ、帰還抵抗３１ｅ、出力振幅レベル調整用の抵抗３１ｆ、及び整流用の第２のダイオード３１ｇより構成されている。定電圧素子３１ａのカソードは固定電圧ＡＧに接続され、このアノードが抵抗３１ｂを介して接地電圧ＶＳＳに接続されている。定電圧素子３１ａのアノードと抵抗３１ｂの接続点には、オペアンプ３１ｃの＋側入力端子が接続されている。
【００３４】
オペアンプ３１ｃは、電源として与えられる固定電圧ＡＧと接地電圧ＶＳＳとの間で動作するようになっており、この−側入力端子が入力抵抗３１ｄを介して固定電圧ＡＧに接続されている。オペアンプ３１ｃの−側入力端子は、帰還抵抗３１ｅを介して該オペアンプ３１ｃの出力端子に接続され、この出力端子から一定の電圧が出力されるようになっている。この一定の電圧は、電源電圧ＶＤＤの変化や周囲温度の変化、あるいは回路部品のばらつき等の影響がない最大振幅（３Ｖ_P-P／２＝１．５Ｖ）が一定の電圧である。オペアンプ３１ｃの出力端子には、レベル調整用の抵抗３１ｆを介して、第１のダイオード３０ａと同一特性の第２のダイオード３１ｇのカソードが接続され、このアノードが比較手段３２の第２の入力端子に接続されている。ダイオード３１ｇは、オペアンプ３１ｃの出力端子から出力される一定の電圧を整流して基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）を生成する回路であるが、ダイオード３０ａが温度特性を持っているため、このダイオード３０ａの順方向電圧の温度係数を相殺するための温度補償用のために設けられている。
【００３５】
整流回路３０及び基準電流出力回路３１に接続された比較手段３２は、該整流回路３０からのＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）と基準電源回路３１の基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）とを比較し、この比較結果を増幅して制御電圧Ｖ３２を出力し、ＡＧＣ回路２５及び補償制御回路３３に与える回路である。この比較手段３２は、オペアンプからなる積分器３２ａ、帰還抵抗３２ｂ，３２ｃ、及び帰還コンデンサ３２ｄ，３２ｅより構成されている。積分器３２ａの＋側入力端子は固定電圧ＡＧに接続され、−側入力端子がダイオード３０ａのカソード及びダイオード３１ｇのアノードに接続されている。積分器３２ａの−側入力端子は、帰還抵抗３２ｂ，３２ｃを介して該積分器３２ａの出力端子に接続されている。帰還抵抗３２ｂ，３２ｃには、それぞれ帰還コンデンサ３２ｄ，３２ｅが並列に接続されている。積分器３２ａの出力端子は、ＡＧＣ回路２５内の抵抗２５ｇに接続されると共に、補償制御回路３３の入力端子に接続されている。
【００３６】
補償制御回路３３は、比較手段３２から与えられる制御電圧Ｖ３２に基づき、圧電振動子１１の起動時にＡＧレベルの補償信号Ｓ３３を出力し、該圧電振動子１１の安定時に補償信号Ｓ３３をハイインピーダンスにする回路である。この補償制御回路３３は、入力抵抗３３ａと、オペアンプ３３ｂと、帰還抵抗３３ｃと、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ（以下「ＰＦＥＴ」という。）３３ｄ及びＮＦＥＴ３３ｅからなるインバータと、スイッチ素子（例えば、ＮＦＥＴ）３３ｆとより構成されている。
【００３７】
入力抵抗３３ａの一端は抵抗２５ｇの一端及び積分器３２ａの出力端子に接続され、この抵抗３３ａの他端がオペアンプ３３ｂの−側入力端子に接続され、この＋側入力端子が固定電圧ＡＧに接続されている。オペアンプ３３ｂの−側入力端子は、帰還抵抗３３ｃを介して該オペアンプ３３ｂの出力端子に接続されている。オペアンプ３３ｂの出力端子は、ＰＦＥＴ３３ｄのゲート及びＮＦＥＴ３３ｅのゲートに接続され、これらのＰＦＥＴ３３ｄとＮＦＥＴ３３ｅが電源電圧ＶＤＤと固定電圧ＡＧとの間に直列に接続されている。ＰＦＥＴ３３ｄとＮＦＥＴ３３ｅの接続点には、ＮＦＥＴ３３ｆのゲートが接続され、このソースが固定電圧ＡＧに接続され、ドレインが起動補償回路２４内の分圧抵抗２４ｂ，２４ｃに接続されている。
【００３８】
圧電振動子１１の起動時においては、発振用出力端子２９から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが低いので、ダイオード３０ａで整流されたＤＣ電流Ｉ_１（又はＤＣ電圧）が小さく、基準電源回路３１の基準電流Ｉ_２（又は基準電圧）との差が大きくなり、比較手段３２から出力される制御電圧Ｖ３２が高くなる。制御電圧Ｖ３２が高いと、オペアンプ３３ｂの出力電圧が低くなり、これがＰＦＥＴ３３ｄ及びＮＦＥＴ３３ｅからなるインバータで反転され、このインバータの出力電圧が高くなってＮＦＥＴ３３ｆがオンする。ＮＦＥＴ３３ｆがオンすると、このＮＦＥＴ３３ｆのドレインが固定電圧ＡＧになり、この固定電圧ＡＧが補償信号Ｓ３３として起動補償回路２４内の分圧抵抗２４ｃ，２４ｂに与えられるので、オペアンプ２４ａの入力抵抗が小さくなり、このオペアンプ２４ａのゲインが大きくなる。圧電振動子１１の起動後の安定時には、比較手段３２から出力される制御電圧Ｖ３２が低くなるので、前記と逆の作用によってＮＦＥＴ３３ｆがオフし、このＮＦＥＴ３３ｆのドレインから出力される補償信号Ｓ３３がハイインピーダンス状態になる。これにより、オペアンプ２４ａの入力抵抗が大きくなり、ゲインが小さくなる。
【００３９】
図３の発振回路には、固定電圧ＡＧを生成するための固定電圧生成回路５０が設けられている。固定電圧生成回路５０は、分圧抵抗５０ａ，５０ｂ、及びバッファアンプ５０ｃより構成されている。分圧抵抗５０ａ，５０ｂは、電源電圧ＶＤＤと接地電圧ＶＳＳとの間に直列に接続され、この分圧抵抗５０ａ，５０ｂの接続点が、バッファアンプ５０ｃの＋側入力端子に接続され、この出力端子から固定電圧ＡＧが出力されるようになっている。
【００４０】
次に、図３の発振回路の動作を説明する。
電源が投入されると、圧電振動子１１が起動して振動を始める。この＋側駆動電極１２ａの出力電流は、Ｉ／Ｖ変換回路２１により電圧に変換され、バッファアンプ２２、オペアンプ２７、及びバッファアンプ２８を通して出力電圧Ｖｏｕｔが発振用出力端子２９から出力される。この出力電圧Ｖｏｕｔは低いので、整流回路３０内のダイオード３０ａで整流されたＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）が小さい。この小さなＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）と、基準電源回路３１で生成された基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）とが、比較手段３２で比較され、この比較結果が増幅されて積分器３２ａの出力端子から制御電圧Ｖ３２が出力される。この制御電圧Ｖ３２は高いので、補償制御回路３３内のＮＦＥＴ３３ｆがオンし、このＮＦＥＴ３３ｆのドレインからＡＧレベルの補償信号Ｓ３３が出力され、起動補償回路２４内の分圧抵抗２４ｂ，２４ｃへ与えられる。すると、オペアンプ２４ａの入力抵抗が小さくなり、このオペアンプ２４ａのゲインが大きくなる。このため、バッファアンプ２２の出力電圧がＬＰＦ２３で高周波成分を除去された後、ゲインの大きなオペアンプ２４ａで増幅され、これがＡＧＣ回路２５及びバッファアンプ２６を通して−側駆動電極１２ｂへ送られる。従って、圧電振動子１１を短時間で起動できる。
【００４１】
圧電振動子１１が起動して安定期間になると、＋側駆動電極１２ａの出力電流がＩ／Ｖ変換回路２１で電圧に変換され、バッファアンプ２２、オペアンプ２７及びバッファアンプ２８を通して出力電圧Ｖｏｕｔが発振用出力端子２９から出力される。出力電圧Ｖｏｕｔは起動時よりも高くなっているので、整流回路３０内のダイオード３０ａで整流されたＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）も大きくなる。このＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）と基準電源回路３１で生成された基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）とが、比較手段３２で比較される。この際、ダイオード３０ａは温度係数を持っているため、周囲温度が上昇すると出力電圧Ｖｏｕｔが低下するが、このダイオード３０ａの温度係数が基準電源回路３１内のダイオード３１ｇによって相殺される。ＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）と基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）とが比較手段３２で比較されると、この比較結果が小さいので、オペアンプ３２ａから出力される制御電圧Ｖ３２が低い。制御電圧Ｖ３２が低いと、補償制御回路３３内のＮＦＥＴ３３ｆがオフし、このＮＦＥＴ３３ｆのドレインから出力される補償信号Ｓ３３がハイインピーダンス状態になる。このため、起動補償回路２４内のオペアンプ２４ａの入力抵抗が大きくなり、このオペアンプ２４ａのゲインが小さくなって発振回路が安定期間へ移行する。
【００４２】
発振回路の安定期間では、発振用出力端子２９から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが温度変化等によって変動した場合、整流回路３０から出力されるＤＣ電流Ｉ_１（又はＤＣ電圧）と、温度変化等に対して常に一定の基準電流Ｉ_２（又は基準電圧）とが、比較手段３２で比較され、該ＤＣ電流Ｉ_１と基準電流Ｉ_２との差が積分器３２ａで増幅され（又はＤＣ電圧と基準電圧との差が増幅され）、該積分器３２ａから出力される制御電圧Ｖ３２が変化する。制御電圧Ｖ３２が変化すると、ＡＧＣ回路２５内のＮＦＥＴ２５ｄのソース・ドレイン間抵抗が変化し、オペアンプ２５ａのゲインが変化する。つまり、基準電源回路３１内のオペアンプ３１ｃの出力である一定の電圧と、ＤＣ電流Ｉ_１の電圧とが比較され、両者の電圧の差が零となるようにオペアンプ２５ａのゲインが制御される。このため、バッファアンプ２６から出力される駆動電圧Ｖａによって圧電振動子１１が一定の振動速度ｖで振動する。従って、発振用出力端子２９から最大振幅が約３Ｖ_Ｐ−Ｐの安定した出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００４３】
以上のように、図３の発振回路では、次の（ｉ）〜（ｉｉｉ）のような効果がある。
（ｉ）基準電源回路３１では、定電圧素子３１ａで定電圧を作り、この定電圧をオペアンプ３１ｃに入力して該オペアンプ３１ｃから一定の電圧を出力するようにしているので、電源電圧ＶＤＤや周囲温度等が変化しても、最大振幅が３Ｖ_Ｐ−Ｐ／２（＝１．５Ｖ）の一定の電圧を生成できる。
【００４４】
（ii）基準電源回路３１によって一定の基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）を生成し、これをＤＣ電流Ｉ₁（又はＤＣ電圧）と比較手段３２で比較しているので、電源電圧ＶＤＤや周囲温度等が変化しても、最大振幅が約３Ｖ_P-Pの駆動電圧Ｖａによって圧電振動子１１を振動させることができる。特に、ダイオード３０ａの持つ温度係数が、これと同一特性のダイオード３１ｇによって相殺されるので、周囲温度の影響をより完全に除去することができる。
【００４５】
(iii）比較手段３２に積分器３２ａを使用しているので、ＡＧＣ回路２５において大きなゲインを確保できる。このため、ほぼ基準電流Ｉ₂（又は基準電圧）の精度と安定度で決まる駆動電圧Ｖａ及び出力電圧Ｖｏｕｔの振幅安定度が得られる。さらに、積分器３２ａを使用しているので、圧電振動子１１の起動期間とこの起動期間経過後の安定期間の検出を的確に行え、より短時間に圧電振動子１１を起動し、安定動作に移行させることができる。
【００４６】
なお、本発明は上記実施形態に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次の（１）〜（３）のようなものがある。
（１）図１の発振回路は、図３以外の回路で構成してもよい。例えば、ＡＧＣ回路２５内のＮＦＥＴ２５ｄは、他のトランジスタ等の可変抵抗素子で構成してもよい。また、補償制御回路３３では、オペアンプ３３ｂ、ＰＦＥＴ３３ｄ、及びＮＦＥＴ３３ｅ，３３ｆを他のトランジスタ等を用いて構成してもよい。さらに、電源電圧ＶＤＤ、固定電圧ＡＧ及び接地電圧ＶＳＳは、他の電圧レベルに変更することも可能である。
【００４７】
（２）図１のコリオリ力検出回路は、図示以外の回路構成に変更することも可能である。
（３）図１の圧電振動子１１は、音叉型水晶振動子を例にとって説明したが、振動子材料として水晶以外の他の圧電材料を用いることも可能である。さらに、駆動電極１２ａ，１２ｂや検出電極１３ａ，１３ｂの数や配置位置等は、適宜変更可能である。
【００４８】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、第１及び第２の発明の角速度センサによれば、発振回路において、基準電源回路３１を定電圧素子及びオペアンプを用いて構成することにより、電源電圧の変化や周囲温度の変化等の影響を受けない一定の電圧を生成することができ、この基準電源回路３１の整流回路３０の持つ温度係数を相殺するような基準電圧又は基準電流を出力する回路を用いて出力電圧Ｖｏｕｔが基準電源回路３１の出力に対して一定振幅になる様な駆動電圧Ｖａによって圧電振動子１１を駆動させることができる。そのため、電源電圧や周囲温度の変化、あるいは回路部品のばらつき等の影響を受けずに、圧電振動子１１を振動させることができる。
さらに、比較手段３２では、基準電圧又は基準電流とＤＣ電圧又はＤＣ電流とを比較して制御電圧を出力する構成にしたので、ＡＧＣ回路２５を含めて大きなゲインを確保でき、ほぼ基準電圧又は基準電流の精度や安定度で決まる駆動電圧の振幅安定度を得ることができる。
【００４９】
しかも、制御電圧に基づき起動補償用の増幅手段２４，３３で圧電振動子１１の起動期間と安定期間とを検出するようにしたので、検出精度が向上し、より短時間に圧電振動子を起動させることができる。
その上、このような発振回路と、検出手段４１，４２，４３及び同期検波手段４４，４５を有するコリオリ力検出回路とにより角速度センサを構成したので、電源電圧や周囲温度の変化、あるいは回路部品のばらつき等の影響を受けることなく、精度良く角速度を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の角速度センサの概略の構成図である。
【図２】角速度センサの原理を示す図である。
【図３】図１中の発振回路の一構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１１圧電振動子
１２ａ，１２ｂ駆動電極
１３ａ，１３ｂ検出電極
２１，４１，４２Ｉ／Ｖ変換回路
２３，４５ＬＰＦ
２４起動補償回路
２５ＡＧＣ回路
３０整流回路
３０ａ，３１ｇダイオード
３１基準電源回路
３１ａ定電圧素子
３１ｃオペアンプ
３２比較手段
３２ａ積分器
３３補償制御回路
４３差動アンプ
４４同期検波回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention is not easily affected by the ambient temperature for exciting (ie, driving) a piezoelectric vibrator such as a crystal vibrator.Using an oscillation circuit,The present invention relates to an angular velocity sensor for performing position detection, posture control, and the like.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a technique related to this type of angular velocity sensor, for example, there are those described in the following documents.
Document 1: Japanese Patent No. 2781161 (US, priority date: September 15, 1994)
Document 2: US Pat. No. 5850035 (filing date Apr. 11, 1997)
Document 3; Japanese Patent Laid-Open No. 11-44540 (filing date July 25, 1997)
[0003]
FIG. 2 is a diagram showing the principle of the angular velocity sensor described in the literature 1 or the like.
When, for example, a tuning fork type quartz crystal vibrator is used as the piezoelectric vibrator 1 of the angular velocity sensor, a drive electrode 2 for excitation and a detection electrode 3 for detecting Coriolis force are provided at predetermined positions on the surface of the piezoelectric vibrator 1. The drive electrode 2 is connected to an oscillation circuit 4 for supplying an AC (hereinafter referred to as “AC”) drive voltage thereto. A Coriolis force detection circuit 5 is connected to the detection electrode 3.
[0004]
The piezoelectric vibrator 1 has a mass m, and when an AC drive voltage is applied to the drive electrode 2 from the oscillation circuit 4, the piezoelectric vibrator 1 vibrates at a predetermined frequency in the B direction along the X axis. When an angular velocity ω is applied around the Y axis, a Coriolis force F (= 2 mvω) (where v is the vibration velocity of the piezoelectric vibrator 1) is generated in the Z axis direction orthogonal to the X axis. Since the Coriolis force F is determined in proportion to the magnitude of the angular velocity ω, the piezoelectric vibrator 1 is detected by detecting the Coriolis force F as a deflection displacement amount of the piezoelectric vibrator 1 by the detection electrode 3 and the Coriolis force detection circuit 5. The magnitude of the angular velocity ω of 1 can be obtained.
[0005]
As the usage application of the angular velocity sensor, it is mounted on a vehicle, an aircraft, or the like, and this traveling or flight trajectory is recorded, or a yaw rate generated at the time of turning is detected. An angular velocity sensor is mounted on the robot and applied to this attitude control. Recently, it is also installed for vehicle position detection (position detection in a place where GPS radio waves do not reach) or the like in a very general car navigation system.
In order to improve the accuracy, various proposals of angular velocity sensors are made in the documents 1 to 3.
[0006]
In Document 1, an automatic gain control (hereinafter referred to as “AGC”) circuit provided in the oscillation circuit 4 in accordance with a power supply voltage applied to operate the oscillation circuit 4 causes the drive electrode to be driven from the oscillation circuit 4. 2 is controlled so that the drive voltage and the detection signal from the Coriolis force detection circuit 5 are proportional to the power supply voltage. Thus, an analog / digital (hereinafter referred to as “A / D”) converter that converts an analog detection signal output from the Coriolis force detection circuit 5 into a digital signal is connected to the output terminal of the Coriolis force detection circuit 5. In this case, it is possible to prevent the conversion accuracy of the A / D converter from changing due to fluctuations in the power supply voltage applied to the A / D converter, thereby improving the conversion accuracy.
[0007]
In the document 2, a proposal for obtaining a highly accurate detection signal with a small number of electrodes is made with respect to the structure of electrodes such as the drive electrode 2 and the detection electrode 3 provided in the piezoelectric vibrator 1.
In Reference 3, as in Reference 1, the amplitude of the AC drive voltage output from the oscillation circuit 4 is changed in accordance with fluctuations in the power supply voltage applied to the oscillation circuit 4. In addition, a temperature sensor for detecting the ambient temperature is provided, and a temperature correction process is performed on the detection signal output from the Coriolis force detection circuit 5 by the output of the temperature sensor.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the angular velocity sensors described in the conventional documents 1 to 3 have the following problems.
The angular velocity sensor applies an AC drive voltage output from the oscillation circuit 4 to the drive electrode 2 to vibrate the piezoelectric vibrator 1, and detects a potential corresponding to the Coriolis force F by the detection electrode 3 and the Coriolis force detection circuit 5. The signal is detected. In such an angular velocity sensor, a signal that can be detected as the Coriolis force F with respect to the drive voltage (charge) for vibrating the piezoelectric vibrator 1 is very small, and the characteristics (structure of the element of the piezoelectric vibrator itself) (structure) Therefore, the demand for stability of the detection signal is emphasized. Further, since the piezoelectric vibrator 1, the oscillation circuit 4, the Coriolis force detection circuit 5, and the like are easily affected by temperature from the viewpoint of circuit component configuration, it is necessary to improve the quality (stability) of the oscillation circuit 4 as much as possible. .
[0009]
  However, in the conventional angular velocity sensor, the temperature correction process is performed on the detection signal output from the Coriolis force detection circuit 5 or the temperature change is suppressed by the AGC circuit provided in the oscillation circuit 4. Therefore, it cannot be said that the temperature compensation for the oscillation circuit 4 is sufficiently performed, and it has been desired to improve the oscillation circuit 4 for the angular velocity sensor with higher stability by eliminating the influence of the ambient temperature.
  The present invention solves the problems of the prior art and has high stability without being affected by ambient temperature.Using an oscillation circuitAn object is to provide an angular velocity sensor.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
  For example, in the angular velocity sensor shown in FIG.Tuning fork shapeWhen the angular velocity ω is detected from the Coriolis force F = 2 mvω (where m is the mass of the piezoelectric vibrator and v is the vibration velocity of the piezoelectric vibrator) generated when the angular velocity ω is applied to the piezoelectric vibrator 11, If the fluctuation of the vibration speed v of the vibrator 11 is eliminated and made constant, the detection accuracy of the angular speed ω can be improved. That is, the vibration speed v is equal to that of the piezoelectric vibrator 11.DriveThis output is proportional to the output current from the electrode 12a, is proportional to the output of the current / voltage (hereinafter referred to as "I / V") conversion circuit 21, and is proportional to the output voltage Vout obtained by amplifying this output. If the voltage Vout is constant, a highly stable angular velocity sensor can be obtained.
[0011]
  Therefore, the first invention of the present inventionThe angular velocity sensor includes an oscillation circuit and a Coriolis force detection circuit, and the oscillation circuit is used for excitation.Drive electrodes 12a, 12bAnd detection electrodes 13a and 13b for detecting Coriolis forceHaveSaidIt vibrates by the AC drive voltage Va applied to the drive electrode 12b.Tuning fork shapeThe piezoelectric vibrator 11, the I / V conversion circuit 21 that converts the output current of the drive electrode 12a into a voltage and outputs the output voltage, and the direct current (hereinafter referred to as “DC”) voltage by rectifying the output voltage. A rectifier circuit 30 to output and a constant voltage generated by a constant voltage element are input to an operational amplifier (hereinafter referred to as “op-amp”) to generate a constant voltage,SaidA reference power supply circuit 31 that outputs a reference voltage that cancels the temperature coefficient of the rectifier circuit 30 based on a constant voltage, and compares the DC current with the reference voltage to obtain a voltage difference, and the voltage difference Is controlled as a control voltage so that the voltage difference becomes zero based on the control voltage.SaidAn AGC circuit 25 that amplifies the output voltage of the I / V conversion circuit 21 with a controlled gain and outputs the AC drive voltage Va applied to the drive electrode 12b;And for detecting the start-up period of the piezoelectric vibrator 11 and the stable period after the start-up period based on the control voltage, increasing the gain during the start-up period, and decreasing the gain during the stable period. Amplification means 24, 33.
  Further, when a detection current corresponding to the Coriolis force generated in the piezoelectric vibrator 11 is output from the detection electrodes 13a and 13b, the Coriolis force detection circuit converts the detection current into a voltage and outputs a detection voltage. Detecting means 41, 42, 43 for performing synchronous detection on the detected voltage with the output voltage of the I / V conversion circuit 21 to perform DC conversion and outputting a detection signal Sout corresponding to the angular velocity, 45 andIt has.
[0012]
  By adopting such a configuration,In the oscillation circuit,When the AC drive voltage Va is supplied to the drive electrode 12b of the piezoelectric vibrator 11, the piezoelectric vibrator 11 vibrates. When the piezoelectric vibrator 11 vibrates, the output current of the drive electrode 12 a is converted into a voltage by the I / V conversion circuit 21 and sent to the rectifier circuit 30 and the AGC circuit 25. In the rectifier circuit 30, the output voltage of the I / V conversion circuit 21 is rectified and the DC voltage is compared.32Send to. In the reference power supply circuit 31, a constant voltage element and an operational amplifier are used to create a constant voltage with respect to a change in power supply voltage, a temperature change, etc., and a reference that cancels out the temperature coefficient of the rectifier circuit 30 based on the constant voltage. The voltage is output and supplied to the comparison means 32. The comparison means 32 compares the DC voltage with the reference voltage, and outputs this voltage difference as a control voltage.Amplifying means 24, 33 andThis is given to the AGC circuit 25.
  The piezoelectric vibrator 11 vibrates at a frequency of, for example, several hundred to several MHz, but is difficult to start up because of its large impedance. Therefore, in the first invention, during the startup period of the piezoelectric vibrator 11, the gains of the amplifying means 24 and 33 for starting compensation are increased, and the gains of the amplifying means 24 and 33 are increased during the stable period after the startup period has elapsed. Get smaller. Thereby, the activation time is shortened and the activation of the piezoelectric vibrator 11 is facilitated.
  In the AGC circuit 25, the gain is controlled based on the control voltage so that the voltage difference becomes zero, the piezoelectric vibrator 11 is driven with the controlled gain, and the output of the I / V conversion circuit 21 receiving this output In order to amplify the output voltage, a voltage that is not affected by fluctuations in the power supply voltage, ambient temperature, or circuit component variations is output. As a result, the output voltage Vout becomes constant with respect to the output of the reference power supply circuit 31 even when the power supply voltage, the ambient temperature, and the like vary.likeThe piezoelectric vibrator 11 can be driven by the AC drive voltage Va.
  On the other hand, in the Coriolis force detection circuit, when a detection current corresponding to the Coriolis force generated in the piezoelectric vibrator 11 that is vibrated by the oscillation circuit is output from the detection electrodes 13a and 13b, the detection current is detected by the detection means 41, 42, and 43. Converted to detection voltage. In the synchronous detection means 44 and 45, the detection voltage is synchronously detected by the output voltage of the I / V conversion circuit 21 to perform DC conversion, and a detection signal Sout corresponding to the angular velocity is output.
[0013]
  Second inventionThe angular velocity sensor includes an oscillation circuit and a Coriolis force detection circuit, and the oscillation circuit is used for excitation.Drive electrodes 12a, 12bAnd detection electrodes 13a and 13b for detecting Coriolis forceHaveSaidIt vibrates by the AC drive voltage Va applied to the drive electrode 12b.Tuning fork shapeA piezoelectric vibrator 11; an I / V conversion circuit 21 that converts an output current of the drive electrode 12a into a voltage and outputs an output voltage; a rectifier circuit 30 that rectifies the output voltage and outputs a DC current; A constant voltage created by the voltage element is input to the operational amplifier to generate a constant voltage,SaidA reference power supply circuit 31 that outputs a reference current that cancels the temperature coefficient of the rectifier circuit 30 based on a constant voltage, and compares the DC current and the reference current to obtain a current difference,SaidComparing means 32 that integrates the current difference and outputs a control voltage, and the gain is controlled based on the control voltage so that the current difference becomes zero,SaidThe I / V conversion circuit 21 is controlled by the controlled gain.SaidAn AGC circuit 25 for amplifying an output voltage and outputting the drive voltage Va applied to the drive electrode 12b;And for detecting the start-up period of the piezoelectric vibrator 11 and the stable period after the start-up period based on the control voltage, increasing the gain during the start-up period, and decreasing the gain during the stable period. Amplification means 24, 33.
  Further, when a detection current corresponding to the Coriolis force generated in the piezoelectric vibrator 11 is output from the detection electrodes 13a and 13b, the Coriolis force detection circuit converts the detection current into a voltage and outputs a detection voltage. Detecting means 41, 42, 43 for performing synchronous detection on the detected voltage with the output voltage of the I / V conversion circuit 21 to perform DC conversion and outputting a detection signal Sout corresponding to the angular velocity, 45.
[0014]
  By adopting such a configuration,In the oscillation circuit,The DC current output from the rectifier circuit 30 and the reference current output from the reference power supply circuit 31 are compared by the comparison means 32 to obtain a current difference, and a control voltage corresponding to this is output.Amplifying means 24, 33 andThe signal is supplied to the AGC circuit 25.Similarly to the first invention, the amplifying units 24 and 33 perform start-up compensation based on the control voltage so that the gain is increased during the start-up period of the piezoelectric vibrator 11 and decreased during the stable period.In the AGC circuit 25, the gain is controlled so that the current difference becomes zero. As a result, the output voltage Vout becomes constant with respect to the output of the reference power supply circuit 31 as in the first invention.likeThe piezoelectric vibrator 11 can be driven by the AC drive voltage Va.
  On the other hand, in the Coriolis force detection circuit, when a detection current corresponding to the Coriolis force generated in the piezoelectric vibrator 11 oscillated by the oscillation circuit is output from the detection electrodes 13a and 13b, as in the first invention, the detection current is The detection means 41, 42, 43 converts the detection voltage into a detection voltage. In the synchronous detection means 44 and 45, the detection voltage is synchronously detected by the output voltage of the I / V conversion circuit 21 to perform DC conversion, and a detection signal Sout corresponding to the angular velocity is output.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an angular velocity sensor showing an embodiment of the present invention.
  This angular velocity sensor is based on, for example, the same principle as in FIG.Tuning fork shapeA piezoelectric vibrator (for example, a tuning fork type crystal vibrator) 11 is provided, and a positive drive electrode 12a and a negative drive electrode 12b, a positive detection electrode 13a, and a negative detection electrode 13b are provided at predetermined positions. . An oscillation circuit for supplying an AC drive voltage Va for vibrating the piezoelectric vibrator 11 to the drive electrodes 12a and 12b is connected to the + side drive electrode 12a and the − side drive electrode 12b. A Coriolis force detection circuit that outputs a detection signal Sout of a DC voltage corresponding to the angular velocity applied to the piezoelectric vibrator 11 is connected to the + side detection electrode 13a and the − side detection electrode 13b.
[0018]
The oscillation circuit has an I / V conversion circuit 21 connected to the + side drive electrode 12a. The I / V conversion circuit 21 is a circuit that converts the output current of the + side drive electrode 12a into a voltage, and a gain 1 buffer amplifier (hereinafter referred to as “amplifier”) 22 is input to this output terminal. The terminal is connected. A start-up compensation circuit 24 is connected to the output terminal of the buffer amplifier 22 via a low-pass filter (hereinafter referred to as “LPF”) 23 that removes a high-frequency component of the output voltage. Based on the compensation signal S33, the startup compensation circuit 24 increases the gain when the piezoelectric vibrator 11 is in the startup period (for example, about several to 100 times), and decreases the gain during the stable period after the startup period has elapsed ( For example, the circuit 1), and the AGC circuit 25 is connected to the output terminal. The AGC circuit 25 is a circuit that receives the output voltage of the start-up compensation circuit 24 and whose gain is controlled based on the control voltage V32. The output terminal of this circuit is connected to the negative drive electrode 12b via the buffer amplifier 26. ing.
[0019]
An operational amplifier 27 that amplifies the output voltage is connected to the output terminal of the buffer amplifier 22. A buffer amplifier 28 is connected to the output terminal of the operational amplifier 27, and this output terminal is connected to an oscillation output terminal 29 that outputs the output voltage Vout.
At the output terminal 29, the output voltage Vout is rectified to a DC voltage and the DC current I₁Is connected to the rectifier circuit 30. In addition, a reference power supply circuit 31 is provided in this oscillation circuit. The reference power supply circuit 31 generates a constant voltage with respect to a change in power supply voltage, a temperature change, and the like, and a reference current I that cancels out the temperature coefficient of the rectifier circuit 30 based on the constant voltage.₂(Or a reference voltage) is output, and the comparison means 32 is connected to the output terminal and the output terminal of the rectifier circuit 30. The comparison means 32 has a reference current I₂(Or reference voltage) and DC current I₁(Or DC voltage) and the current difference is integrated to output the control voltage V32 (or the voltage difference is output as the control voltage V32). The AGC circuit 25 and the compensation control circuit 33 are output to the output terminals. Is connected. The compensation control circuit 33 is a circuit that detects a start-up period of the piezoelectric vibrator 11 and a stable period after the start-up period has elapsed based on the control voltage V32, outputs a compensation signal S33, and supplies the signal to the start-up compensation circuit 34. The starting compensation circuit 24 and the compensation control circuit 33 constitute an amplifying means for starting compensation.
[0020]
  The Coriolis force detection circuit connected to the positive side detection electrode 13a and the negative side detection electrode 13b is an I / V conversion circuit 41 connected to the positive side detection electrode 13a and an I / V connected to the negative side detection electrode 13b. A conversion circuit 42. The I / V conversion circuits 41 and 42 are circuits that convert a current of opposite phase to the detection electrodes 13a and 13b when an angular velocity is applied to the piezoelectric vibrator 11, and convert this into a voltage. The differential amplifier 43 is connected to these output terminals. The differential amplifier 43 is a circuit that amplifies a difference between output voltages of the two I / V conversion circuits 41 and 42, and a synchronous detection circuit 44 is connected to the output terminal.The I / V conversion circuits 41 and 42 and the differential amplifier 43 constitute detection means.The synchronous detection circuit 44 is a circuit that performs DC detection by synchronously detecting the output voltage of the differential amplifier 43 with the output voltage of the buffer amplifier 22, and an LPF 45 is connected to this output terminal. The LPF 45 is a circuit that removes a high frequency component of the output voltage of the synchronous detection circuit 44 and outputs a detection signal Sout of a DC voltage corresponding to the angular velocity, and a detection output terminal 46 is connected to this output terminal.The synchronous detection circuit 44 and the LPF 45 constitute synchronous detection means.
[0021]
Next, the operation of the angular velocity sensor in FIG. 1 will be described.
In the start-up period for applying the power supply voltage to vibrate the piezoelectric vibrator 11, the control voltage V 32 output from the comparison means 32 is small, so that the start-up period of the piezoelectric vibrator 11 is detected by the compensation control circuit 33. The gain of the startup compensation circuit 24 is increased by the compensation signal S33 output from the compensation control circuit 33. The AC drive voltage Va output from the buffer amplifier 26 is applied to the drive electrode 12b, and the piezoelectric vibrator 11 starts to vibrate. When the piezoelectric vibrator 11 starts to vibrate, the output current of the drive electrode 12a is converted into a voltage by the I / V conversion circuit 21. The output voltage of the I / V conversion circuit 21 is amplified by the start compensation circuit 24 having a large gain after the high frequency component is removed by the LPF 23 via the buffer amplifier 22. Since the amplified voltage is applied to the drive electrode 12b via the AGC circuit 25 and the buffer amplifier 26, the piezoelectric vibrator 11 is promoted to vibrate, and the piezoelectric vibrator 11 is quickly activated.
[0022]
  When the piezoelectric vibrator 11 is in a stable period after startup, the piezoelectric vibrator 11 vibrates at a constant frequency by the drive voltage Va. Then, the output current of the drive electrode 12a is converted to I / V.circuit21 is converted into a voltage, amplified by an operational amplifier 27 through a buffer amplifier 22, and then through a buffer amplifier 28.outputThe voltage Vout is output.outputThe voltage Vout is applied to the DC current I by the rectifier circuit 30.₁(Or DC voltage) is converted and sent to the comparison means 32, so that the control voltage V32 output from the comparison means 32 is increased, and the vibration state of the piezoelectric vibrator 11 is stabilized by the compensation control circuit 33. Is detected and a compensation signal S33 is output. The gain of the start-up compensation circuit 24 is reduced by the compensation signal S33, and the piezoelectric vibrator 11 continues to vibrate at a constant frequency by the drive voltage Va output from the buffer amplifier 26.
[0023]
When an angular velocity is applied to the piezoelectric vibrator 11 that vibrates at a constant frequency, a Coriolis force F is generated in the piezoelectric vibrator 11, and a current corresponding thereto is output from the detection electrodes 13a and 13b. The output currents of the detection electrodes 13a and 13b are converted into voltages by the I / V conversion circuits 41 and 42, and the output voltages of these I / V conversion circuits 41 and 42 are differentially amplified by the differential amplifier 43 and synchronized. It is sent to the detection circuit 44. The synchronous detection circuit 44 performs DC conversion by synchronously detecting the output voltage of the differential amplifier 43 with the output voltage of the buffer amplifier 22. The output voltage of the synchronous detection circuit 44 is converted to DC by the LPF 45, and a DC detection signal Sout corresponding to the angular velocity is output from the output terminal 46.
[0024]
As described above, the angular velocity sensor of FIG. 1 has the following effects (a) and (b).
(A) Since the start-up compensation circuit 24 and the compensation control circuit 33 are provided, the gain of the start-up compensation circuit 24 increases during the start-up period of the piezoelectric vibrator 11, and the piezoelectric vibrator 11 can be started up in a short time.
[0025]
(B) Since the AGC circuit 25 is provided, the output amplitude of the drive electrode 12a of the piezoelectric vibrator 11 is kept constant by canceling a change in power supply voltage, a change in ambient temperature, or a variation in circuit components. For this reason, the output voltage of the buffer amplifier 22 does not fluctuate due to a change in the power supply voltage, a change in the ambient temperature, etc. It is possible to output the detection signal Sout from which the change, the temperature change of the ambient temperature, or the variation of the circuit components are eliminated.
[0026]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the oscillation circuit in FIG.
When the angular velocity is detected from the Coriolis force F (= 2 mvω) generated when the angular velocity ω is applied to the piezoelectric vibrator 11 of FIG. 1, if the fluctuation of the vibration velocity v of the piezoelectric vibrator 11 by the oscillation circuit is eliminated, it is made constant. In addition, the detection accuracy of the angular velocity ω can be improved. Therefore, in the oscillation circuit of FIG. 3, for example, the power supply voltage VDD is +5 V, the ground voltage VSS is 0 V, and the fixed voltage AG (= VDD / 2) uses + 2.5V and maximum amplitude is about 3V_PPIs applied to the piezoelectric vibrator 11, and the maximum amplitude is about 3 V from the oscillation output terminal 29._PPThe stabilized output voltage Vout is output.
[0027]
The I / V conversion circuit 21 connected to the + side drive electrode 12a of the piezoelectric vibrator 11 includes a current amplifier including an operational amplifier 21a, a feedback resistor 21b, and a feedback capacitor 21c. The + side input terminal of the operational amplifier 21a is connected to the fixed voltage AG, and the − side input terminal is connected to the + side drive electrode 12a. A feedback resistor 21b and a feedback capacitor 21c are connected in parallel between the negative input terminal and the output terminal of the operational amplifier 21a. The + side input terminal of the buffer amplifier 22 is connected to the output terminal of the operational amplifier 21a. The + side input terminal of the operational amplifier 27 is connected to the output terminal of the buffer amplifier 22. The negative input terminal of the operational amplifier 27 is connected to the fixed voltage AG through the input resistor 27a, and is connected to the output terminal of the operational amplifier 27 through the feedback resistor 27b. The gain of the operational amplifier 27 changes by adjusting the feedback resistor 27b. An output terminal 29 for oscillation is connected to the output terminal of the operational amplifier 27 through a buffer 28.
[0028]
The output terminal of the buffer amplifier 22 is connected to the input terminal of the LPF 23 for removing high frequency components. The LPF 23 includes input resistors 23a and 23c, a feedback capacitor 23b, an input capacitor 23d, and a buffer amplifier 23e. One end of the input resistor 23a is connected to the output terminal of the buffer amplifier 22, and the other end of the input resistor 23a is connected to the + side input terminal of the buffer amplifier 23e via the input resistor 23c. The + side input terminal of the buffer amplifier 23e is connected to the fixed voltage AG via the input capacitor 23d. The output terminal of the buffer amplifier 23e is connected to the other end of the resistor 23a and one end of the resistor 23c through a feedback capacitor 23b. The output terminal of the buffer amplifier 23e is connected to the input terminal of the start compensation circuit 24.
[0029]
The start-up compensation circuit 24 is a circuit that has a gain that is several times to a hundred times when the piezoelectric vibrator 11 is started based on the compensation signal S33 given from the compensation control circuit 33, and that becomes small when stable after the start-up. The operational amplifier 24a includes input-side voltage dividing resistors 24b and 24c, a feedback resistor 24d, an output-side capacitor 24e, and an output-side resistor 24f. The + side input terminal of the operational amplifier 24a is connected to the output terminal of the buffer 23e, and the − side input terminal of the operational amplifier 24a is connected to the fixed voltage AG via the voltage dividing resistors 24b and 24c. An AG level compensation signal S33 is applied to the connection point between the voltage dividing resistors 24b and 24c when the piezoelectric vibrator 11 is activated, and a high impedance state compensation signal S33 is applied when the piezoelectric vibrator 11 is stable after activation. A feedback resistor 24d is connected between the negative input terminal and the output terminal of the operational amplifier 24a. The output terminal of the operational amplifier 24a is connected to a fixed voltage AG via a capacitor 24e and a resistor 24f. An input terminal of the AGC circuit 25 is connected to a connection point between the capacitor 24e and the resistor 24f.
[0030]
The AGC circuit 25 is a circuit whose gain is controlled by a control voltage V32 supplied from the comparison means 32, and includes an operational amplifier 25a, a feedback resistor 25b, an input resistor 25c, a variable resistance element (for example, an N-channel field effect transistor, hereinafter this Is referred to as "NFET") 25d, a feedback capacitor 25e, a feedback resistor 25f, and a gate resistor 25g. The + side input terminal of the operational amplifier 25a is connected to a connection point between the capacitor 24e and the resistor 24f. The negative input terminal of the operational amplifier 25a is connected to the output terminal of the operational amplifier 25a via the feedback resistor 25b. The negative input terminal of the operational amplifier 25a is connected to the drain of the NFET 25d through the input resistor 25c. The source of the NFET 25d is connected to a fixed voltage AG, and the control voltage V32 is applied to the gate via a resistor 25g.
[0031]
The NFET 25d is an element whose drain-source resistance changes depending on the gate-source voltage. Even if the NFET 25d is used as a variable resistor, a low distortion characteristic cannot be obtained. Therefore, a feedback capacitor 25e and a feedback resistor 25f are connected between the drain and gate of the NFET 25d, and local feedback is applied to the gate from the drain to the gate. Strain characteristics are obtained. The output terminal of the operational amplifier 25 a is connected to the + side input terminal of the buffer 26.
[0032]
  The buffer 26 has an output terminal connected to the negative drive electrode 12b, outputs an AC drive voltage Va from the output terminal, and supplies the AC drive voltage Va to the negative drive electrode 12b.
  The oscillation output terminal 29 is connected to the input terminal of the rectifier circuit 30 via a resistor 29a. The rectifier circuit 30 is an AC output from the oscillation output terminal 29.outputThe voltage Vout is rectified and the DC current I₁(Or a DC voltage), for example, is composed of a first diode 30a having an anode connected to a resistor 29a. The cathode of the diode 30 a is connected to the first input terminal of the comparison means 32, and the reference power supply circuit 31 is connected to the second input terminal of the comparison means 32.
[0033]
The reference power supply circuit 31 includes a constant voltage element 31a for generating a constant voltage, an input resistor 31b, an operational amplifier 31c, an input resistor 31d, a feedback resistor 31e, an output amplitude level adjusting resistor 31f, and a rectifying second diode 31g. Has been. The cathode of the constant voltage element 31a is connected to the fixed voltage AG, and the anode is connected to the ground voltage VSS via the resistor 31b. The positive input terminal of the operational amplifier 31c is connected to the connection point between the anode of the constant voltage element 31a and the resistor 31b.
[0034]
The operational amplifier 31c operates between a fixed voltage AG supplied as a power source and a ground voltage VSS, and the negative input terminal is connected to the fixed voltage AG via an input resistor 31d. The negative input terminal of the operational amplifier 31c is connected to the output terminal of the operational amplifier 31c via the feedback resistor 31e, and a constant voltage is output from this output terminal. This constant voltage has a maximum amplitude (3 V) that is not affected by changes in the power supply voltage VDD, changes in ambient temperature, or variations in circuit components._PP/2=1.5V) is a constant voltage. The cathode of the second diode 31g having the same characteristics as the first diode 30a is connected to the output terminal of the operational amplifier 31c via the level adjusting resistor 31f, and this anode is the second input terminal of the comparison means 32. It is connected to the. The diode 31g rectifies a constant voltage output from the output terminal of the operational amplifier 31c to generate a reference current I₂Although the diode 30a has a temperature characteristic, it is provided for temperature compensation for canceling the temperature coefficient of the forward voltage of the diode 30a.
[0035]
The comparison means 32 connected to the rectifier circuit 30 and the reference current output circuit 31 is connected to the DC current I from the rectifier circuit 30.₁(Or DC voltage) and the reference current I of the reference power supply circuit 31₂(Or a reference voltage) is compared, and the comparison result is amplified to output a control voltage V32, which is supplied to the AGC circuit 25 and the compensation control circuit 33. The comparison means 32 includes an integrator 32a composed of an operational amplifier, feedback resistors 32b and 32c, and feedback capacitors 32d and 32e. The integrator 32a has a positive input terminal connected to the fixed voltage AG, and a negative input terminal connected to the cathode of the diode 30a and the anode of the diode 31g. The negative input terminal of the integrator 32a is connected to the output terminal of the integrator 32a via feedback resistors 32b and 32c. Feedback capacitors 32d and 32e are connected in parallel to the feedback resistors 32b and 32c, respectively. The output terminal of the integrator 32 a is connected to the resistor 25 g in the AGC circuit 25 and to the input terminal of the compensation control circuit 33.
[0036]
The compensation control circuit 33 outputs an AG level compensation signal S33 when the piezoelectric vibrator 11 is started based on the control voltage V32 supplied from the comparison means 32, and sets the compensation signal S33 to high impedance when the piezoelectric vibrator 11 is stable. Circuit. The compensation control circuit 33 includes an input resistor 33a, an operational amplifier 33b, a feedback resistor 33c, an inverter composed of a P-channel field effect transistor (hereinafter referred to as “PFET”) 33d and an NFET 33e, and a switch element (eg, NFET). 33f.
[0037]
One end of the input resistor 33a is connected to one end of the resistor 25g and the output terminal of the integrator 32a, the other end of the resistor 33a is connected to the-side input terminal of the operational amplifier 33b, and the + side input terminal is connected to the fixed voltage AG. Has been. The negative input terminal of the operational amplifier 33b is connected to the output terminal of the operational amplifier 33b via a feedback resistor 33c. The output terminal of the operational amplifier 33b is connected to the gate of the PFET 33d and the gate of the NFET 33e, and these PFET 33d and NFET 33e are connected in series between the power supply voltage VDD and the fixed voltage AG. The connection point between the PFET 33d and the NFET 33e is connected to the gate of the NFET 33f, the source is connected to the fixed voltage AG, and the drain is connected to the voltage dividing resistors 24b and 24c in the start-up compensation circuit 24.
[0038]
  When the piezoelectric vibrator 11 is activated, it is output from the oscillation output terminal 29.outputSince the voltage Vout is low, the DC current I rectified by the diode 30a₁(Or DC voltage) is small, the reference current I of the reference power supply circuit 31₂(Or the reference voltage) is increased, and the control voltage V32 output from the comparison unit 32 is increased. When the control voltage V32 is high, the output voltage of the operational amplifier 33b becomes low, and this is inverted by the inverter composed of the PFET 33d and the NFET 33e. The output voltage of this inverter becomes high and the NFET 33f is turned on. When the NFET 33f is turned on, the drain of the NFET 33f becomes a fixed voltage AG, and this fixed voltage AG is supplied to the voltage dividing resistors 24c and 24b in the start-up compensation circuit 24 as the compensation signal S33. The gain of the operational amplifier 24a is increased. Since the control voltage V32 output from the comparison unit 32 is low when the piezoelectric vibrator 11 is stable after being started, the NFET 33f is turned off by the reverse operation to the above, and the compensation signal S33 output from the drain of the NFET 33f is high. It becomes an impedance state. As a result, the input resistance of the operational amplifier 24a increases and the gain decreases.
[0039]
The oscillation circuit of FIG. 3 is provided with a fixed voltage generation circuit 50 for generating a fixed voltage AG. The fixed voltage generation circuit 50 includes voltage dividing resistors 50a and 50b and a buffer amplifier 50c. The voltage dividing resistors 50a and 50b are connected in series between the power supply voltage VDD and the ground voltage VSS, and the connection point of the voltage dividing resistors 50a and 50b is connected to the + side input terminal of the buffer amplifier 50c, and this output A fixed voltage AG is output from the terminal.
[0040]
Next, the operation of the oscillation circuit of FIG. 3 will be described.
When the power is turned on, the piezoelectric vibrator 11 is activated and starts to vibrate. The output current of the + side drive electrode 12 a is converted into a voltage by the I / V conversion circuit 21, and the output voltage Vout is output from the oscillation output terminal 29 through the buffer amplifier 22, the operational amplifier 27, and the buffer amplifier 28. Since the output voltage Vout is low, the DC current I rectified by the diode 30a in the rectifier circuit 30 is₁(Or DC voltage) is small. This small DC current I₁(Or DC voltage) and the reference current I generated by the reference power supply circuit 31₂(Or reference voltage) is compared by the comparison means 32, the comparison result is amplified, and the control voltage V32 is output from the output terminal of the integrator 32a. Since the control voltage V32 is high, the NFET 33f in the compensation control circuit 33 is turned on, an AG level compensation signal S33 is output from the drain of the NFET 33f, and is supplied to the voltage dividing resistors 24b and 24c in the start-up compensation circuit 24. Then, the input resistance of the operational amplifier 24a decreases, and the gain of the operational amplifier 24a increases. For this reason, the high-frequency component is removed from the output voltage of the buffer amplifier 22 by the LPF 23 and then amplified by the operational amplifier 24a having a large gain, which is sent to the negative drive electrode 12b through the AGC circuit 25 and the buffer amplifier 26. Therefore, the piezoelectric vibrator 11 can be activated in a short time.
[0041]
When the piezoelectric vibrator 11 is activated and becomes a stable period, the output current of the + side drive electrode 12a is converted into a voltage by the I / V conversion circuit 21, and the output voltage Vout oscillates through the buffer amplifier 22, the operational amplifier 27, and the buffer amplifier 28. Output from the output terminal 29. Since the output voltage Vout is higher than that at the time of startup, the DC current I rectified by the diode 30a in the rectifier circuit 30 is₁(Or DC voltage) also increases. This DC current I₁(Or DC voltage) and the reference current I generated by the reference power supply circuit 31₂(Or reference voltage) is compared by the comparison means 32. At this time, since the diode 30a has a temperature coefficient, the output voltage Vout decreases as the ambient temperature rises, but the temperature coefficient of the diode 30a is canceled by the diode 31g in the reference power supply circuit 31. DC current I₁(Or DC voltage) and reference current I₂When the comparison means 32 compares (or the reference voltage), the comparison result is small, so the control voltage V32 output from the operational amplifier 32a is low. When the control voltage V32 is low, the NFET 33f in the compensation control circuit 33 is turned off, and the compensation signal S33 output from the drain of the NFET 33f enters a high impedance state. For this reason, the input resistance of the operational amplifier 24a in the startup compensation circuit 24 is increased, the gain of the operational amplifier 24a is decreased, and the oscillation circuit shifts to a stable period.
[0042]
  In the stable period of the oscillation circuit, when the output voltage Vout output from the oscillation output terminal 29 fluctuates due to a temperature change or the like, the DC current I output from the rectifier circuit 30₁(Or DC voltage) and a constant current I that is always constant with respect to temperature changes, etc.₂(Or reference voltage) is compared by the comparison means 32 and the DC current I₁And reference current I₂Is amplified by the integrator 32a (or the difference between the DC voltage and the reference voltage is amplified), and the control voltage V32 output from the integrator 32a is changed. When the control voltage V32 changes, the resistance between the source and drain of the NFET 25d in the AGC circuit 25 changes, and the gain of the operational amplifier 25a changes. That is, a constant voltage that is the output of the operational amplifier 31c in the reference power supply circuit 31 and the DC current I₁The gain of the operational amplifier 25a is controlled so that the difference between the two voltages becomes zero. Because of this, the bufferAmplifierThe piezoelectric vibrator 11 is vibrated at a constant vibration speed v by the drive voltage Va output from 26. Therefore, the maximum amplitude from the oscillation output terminal 29 is about 3V._PPStable output voltage Vout is output.
[0043]
  As described above, the oscillation circuit of FIG. 3 has the following effects (i) to (iii).
(I) StandardPower supplyIn the circuit 31, a constant voltage is generated by the constant voltage element 31a, and the constant voltage is input to the operational amplifier 31c so that a constant voltage is output from the operational amplifier 31c. Therefore, the power supply voltage VDD, the ambient temperature, and the like change. But the maximum amplitude is 3V_PPA constant voltage of / 2 (= 1.5V) can be generated.
[0044]
(Ii) A constant reference current I by the reference power supply circuit 31₂(Or reference voltage), and this is the DC current I₁(Or DC voltage) and the comparison means 32, the maximum amplitude is about 3V even if the power supply voltage VDD, ambient temperature, etc. change._PPThe piezoelectric vibrator 11 can be vibrated by the drive voltage Va. In particular, the temperature coefficient of the diode 30a is offset by the diode 31g having the same characteristics as this, so that the influence of the ambient temperature can be more completely removed.
[0045]
(iii) Since the integrator 32a is used for the comparison means 32, a large gain can be secured in the AGC circuit 25. For this reason, the reference current I₂The amplitude stability of the drive voltage Va and the output voltage Vout determined by the accuracy and stability of (or the reference voltage) is obtained. Furthermore, since the integrator 32a is used, the activation period of the piezoelectric vibrator 11 and the stable period after the activation period can be accurately detected, and the piezoelectric vibrator 11 is activated in a shorter time for stable operation. Can be migrated.
[0046]
In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various deformation | transformation is possible. Examples of this modification include the following (1) to (3).
(1) The oscillation circuit of FIG. 1 may be configured by a circuit other than that of FIG. For example, the NFET 25d in the AGC circuit 25 may be composed of a variable resistance element such as another transistor. In the compensation control circuit 33, the operational amplifier 33b, the PFET 33d, and the NFETs 33e and 33f may be configured using other transistors. Furthermore, the power supply voltage VDD, the fixed voltage AG, and the ground voltage VSS can be changed to other voltage levels.
[0047]
(2) The Coriolis force detection circuit of FIG. 1 can be changed to a circuit configuration other than that illustrated.
(3) The piezoelectric vibrator 11 in FIG. 1 will be described taking a tuning fork type crystal vibrator as an example.However, the vibrator materialIt is also possible to use a piezoelectric material other than quartz. In addition, the drive electrode12a, 12bAnd detection electrodes13a, 13bThe number, the arrangement position, and the like can be changed as appropriate.
[0048]
【The invention's effect】
  As explained in detail above, the first and second inventionsAngular velocity sensorAccording toIn the oscillation circuit,By configuring the reference power supply circuit 31 using a constant voltage element and an operational amplifier, it is possible to generate a constant voltage that is not affected by changes in the power supply voltage, changes in ambient temperature, and the like. The piezoelectric vibrator 11 is driven by a drive voltage Va such that the output voltage Vout has a constant amplitude with respect to the output of the reference power supply circuit 31 using a circuit that outputs a reference voltage or a reference current that cancels the temperature coefficient of the circuit 30. Can be driven.for that reason,The piezoelectric vibrator 11 can be vibrated without being affected by changes in the power supply voltage or ambient temperature, or variations in circuit components.
  Further, since the comparison means 32 is configured to output the control voltage by comparing the reference voltage or reference current with the DC voltage or DC current, a large gain including the AGC circuit 25 can be ensured, and the reference voltage or reference current is almost the same. The amplitude stability of the drive voltage determined by the accuracy and stability of the current can be obtained.
[0049]
  Moreover,Amplification means for start-up compensation based on control voltage24, 33Thus, since the activation period and the stable period of the piezoelectric vibrator 11 are detected, the detection accuracy is improved and the piezoelectric vibrator can be activated in a shorter time.
  In addition, such an oscillation circuit and a Coriolis force detection circuit having detection means 41, 42, 43 and synchronous detection means 44, 45 are provided.Since the angular velocity sensor is configured, the angular velocity can be accurately detected without being affected by changes in the power supply voltage and ambient temperature, or variations in circuit components.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an angular velocity sensor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing the principle of an angular velocity sensor.
3 is a circuit diagram showing a configuration example of an oscillation circuit in FIG. 1; FIG.
[Explanation of symbols]
11 Piezoelectric vibrator
12a, 12b Driving electrode
13a, 13b detection electrode
21, 41, 42 I / V conversion circuit
23,45 LPF
24 Start-up compensation circuit
25 AGC circuit
30 Rectifier circuit
30a, 31g diode
31 Reference power circuit
31a constant voltage element
31c operational amplifier
32 comparison means
32a integrator
33 Compensation control circuit
43 Differential Amplifier
44 Synchronous detection circuit

Claims

An angular velocity sensor having an oscillation circuit and a Coriolis force detection circuit,
The oscillation circuit is
Has a detection electrode of the drive electrodes and for the Coriolis force detection for excitation, the piezoelectric vibrator of the tuning fork-shaped vibrating by the driving voltage of the alternating current applied to the driving electrode,
A current / voltage conversion circuit that converts an output current of the drive electrode into a voltage and outputs an output voltage; and
A rectifier circuit that rectifies the output voltage and outputs a DC voltage;
A constant voltage made at a constant voltage device as inputs to the operational amplifier to generate a constant voltage, based on the constant voltage, and a reference power supply circuit for outputting a reference voltage so as to cancel the temperature coefficient with the said rectifier circuit ,
Comparing means for comparing the DC voltage with the reference voltage to obtain a voltage difference, and outputting the voltage difference as a control voltage;
Based on the control voltage, the gain so that the voltage difference becomes zero is controlled to amplify the output voltage of the current / voltage conversion circuit by the controlled gain, outputting the driving voltage to be applied to the driving electrodes An automatic gain control circuit,
Based on the control voltage, the start-up period of the piezoelectric vibrator and the stable period after the start-up period are detected, the gain is increased during the start-up period, and the gain is decreased during the start-up period. Means and
The Coriolis force detection circuit is
When a detection current corresponding to the Coriolis force generated in the piezoelectric vibrator is output from the detection electrode, detection means that converts the detection current into a voltage and outputs a detection voltage;
Synchronous detection means for synchronously detecting the detected voltage with the output voltage of the current / voltage conversion circuit to perform DC conversion, and outputting a detection signal corresponding to an angular velocity;
An angular velocity sensor comprising:

An angular velocity sensor having an oscillation circuit and a Coriolis force detection circuit,
The oscillation circuit is
Has a detection electrode of the drive electrodes and for the Coriolis force detection for excitation, the piezoelectric vibrator of the tuning fork-shaped vibrating by the driving voltage of the alternating current applied to the driving electrode,
A current / voltage conversion circuit that converts an output current of the drive electrode into a voltage and outputs an output voltage; and
A rectifier circuit that rectifies the output voltage and outputs a direct current;
A constant voltage made at a constant voltage device as inputs to the operational amplifier to generate a constant voltage, based on the constant voltage, and a reference power supply circuit for outputting a reference current so as to cancel the temperature coefficient with the said rectifier circuit ,
Comparing means obtains a current difference, and outputs a control voltage by integrating the current difference by comparing the DC current and said reference current,
Based on the control voltage, the gain so that the current difference becomes zero is controlled to amplify the output voltage of the current / voltage conversion circuit by the controlled gain, outputting the driving voltage to be applied to the driving electrodes An automatic gain control circuit,
Based on the control voltage, the start-up period of the piezoelectric vibrator and the stable period after the start-up period are detected, the gain is increased during the start-up period, and the gain is decreased during the start-up period. Means and
The Coriolis force detection circuit is
When a detection current corresponding to the Coriolis force generated in the piezoelectric vibrator is output from the detection electrode, detection means that converts the detection current into a voltage and outputs a detection voltage;
Synchronous detection means for synchronously detecting the detected voltage with the output voltage of the current / voltage conversion circuit to perform DC conversion, and outputting a detection signal corresponding to an angular velocity;
An angular velocity sensor comprising: