JP2005127978A - Oscillating circuit and angular velocity sensor - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an oscillating circuit and an angular velocity sensor with higher accuracy in its sensing capability given by stable vibration of a piezoelectric vibrator without being affected by variation in ambient temperature. <P>SOLUTION: In this oscillating circuit, output current from one driving electrode of the piezoelectric vibrator is converted into AC voltage, which is rectified to be DC current I<SB>1A</SB>and I<SB>1B</SB>by synchronizing transmission gates 51, 56 with this AC voltage and turning ON/OFF. These DC currents are compared with reference current I2 flowing a reference power supply circuit 47 by using a comparing means 18 to generate control voltage Ve based on the difference resulting from the comparison. This control voltage Ve is used to adjust gain of the above AC voltage and then supply it to the other driving electrode of the piezoelectric vibrator. Thus the driving voltage with its variation due to temperature change minimized is supplied to the piezoelectric vibrator, allowing the piezoelectric vibrator to be stably vibrated. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

この発明は、水晶振動子等の圧電振動子の内部インピーダンスが温度変動により変化し、それにともなって変動しようとする圧電振動子の駆動電流を一定に制御して振動速度を一定にするための駆動電圧を供給する発振回路と、この発振回路を用いた角速度センサに関する。   In the present invention, the internal impedance of a piezoelectric vibrator such as a crystal vibrator changes due to temperature fluctuations, and the driving for keeping the vibration speed constant by controlling the driving current of the piezoelectric vibrator to be fluctuated constant with the change. The present invention relates to an oscillation circuit for supplying voltage and an angular velocity sensor using the oscillation circuit.

図１１は、一般的な角速度センサの原理を示す図である。図示例では、音叉型水晶振動子よりなる圧電振動子１の表面に、励振（駆動）用の駆動電極２ａ，２ｂとコリオリ力検出用の検出電極３ａ，３ｂが設けられている。駆動電極２ａ，２ｂには、発振回路４が接続されており、この発振回路４から交流の駆動電圧が供給される。検出電極３には、コリオリ力を検出するための検出回路５が接続されている。   FIG. 11 is a diagram illustrating the principle of a general angular velocity sensor. In the illustrated example, drive electrodes 2a and 2b for excitation (drive) and detection electrodes 3a and 3b for Coriolis force detection are provided on the surface of a piezoelectric vibrator 1 made of a tuning fork type crystal vibrator. An oscillation circuit 4 is connected to the drive electrodes 2a and 2b, and an AC drive voltage is supplied from the oscillation circuit 4. A detection circuit 5 for detecting Coriolis force is connected to the detection electrode 3.

Ｘ軸、Ｙ軸およびＺ軸よりなる直交座標系を図１１に示すように設定する。駆動電極２ａ，２ｂに発振回路４から駆動電圧が印加されると、圧電振動子１はＸ軸に沿うＢ方向に所定の周波数で振動する。このとき、Ｙ軸の回りに角速度ωが加わると、Ｚ軸方向にコリオリ力Ｆが発生する。圧電振動子１の質量をｍとし、圧電振動子１の振動速度をｖで表すと、コリオリ力Ｆは２ｍｖωに等しい。   An orthogonal coordinate system including the X axis, the Y axis, and the Z axis is set as shown in FIG. When a drive voltage is applied from the oscillation circuit 4 to the drive electrodes 2a and 2b, the piezoelectric vibrator 1 vibrates at a predetermined frequency in the B direction along the X axis. At this time, when an angular velocity ω is applied around the Y axis, a Coriolis force F is generated in the Z axis direction. When the mass of the piezoelectric vibrator 1 is m and the vibration speed of the piezoelectric vibrator 1 is represented by v, the Coriolis force F is equal to 2 mvω.

つまり、コリオリ力Ｆは角速度ωの大きさに比例して定まる。したがって、検出電極３（３ａ，３ｂ）およびコリオリ力検出回路５により、コリオリ力Ｆを圧電振動子１の撓み変位量として検出することで、この圧電振動子１の角速度ωの大きさを求めることができる。   That is, the Coriolis force F is determined in proportion to the magnitude of the angular velocity ω. Therefore, the magnitude of the angular velocity ω of the piezoelectric vibrator 1 is obtained by detecting the Coriolis force F as the deflection displacement amount of the piezoelectric vibrator 1 by the detection electrodes 3 (3a, 3b) and the Coriolis force detection circuit 5. Can do.

上述した角速度センサは、車両の走行軌跡や航空機の飛行軌跡を記録したり、旋回時に発生するヨーレイトを検出するために用いられる。また、角速度センサは、ロボットの姿勢制御をおこなうため、あるいはＧＰＳ（グローバル・ポジショニング・システム）を利用したカーナビゲーションにおいて、測地衛星からの電波が届かない場所での位置検出をおこなうためなどにも利用されている。また、角速度センサは、カメラの手振れを防止する装置にも用いられている。   The above-described angular velocity sensor is used to record a vehicle travel locus or an aircraft flight locus, or to detect a yaw rate generated during a turn. The angular velocity sensor is also used to control the robot's attitude, or to detect the position in a place where radio waves from geodetic satellites do not reach in car navigation using GPS (Global Positioning System). Has been. The angular velocity sensor is also used in a device that prevents camera shake.

図１２は、従来の角速度センサの構成を示すブロック図である。図１２に示すように、発振回路４は、圧電振動子１の一方の駆動電極２ａの出力電流を電流／電圧変換回路（Ｉ−Ｖ変換回路）１１で交流電圧に変換し、さらにバッファ増幅器１２、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）１３、自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）１０、利得可変増幅器１４およびバッファ増幅器１５により位相および利得を調整した出力電圧Ｖoutを、圧電振動子１の他方の駆動電極２ｂに供給する構成となっている。   FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional angular velocity sensor. As shown in FIG. 12, the oscillation circuit 4 converts the output current of one drive electrode 2a of the piezoelectric vibrator 1 into an AC voltage by a current / voltage conversion circuit (IV conversion circuit) 11, and further, a buffer amplifier 12 , A low-pass filter (LPF) 13, an automatic gain control circuit (AGC circuit) 10, a variable gain amplifier 14, and a buffer amplifier 15, the output voltage Vout adjusted in phase and gain is applied to the other drive electrode 2 b of the piezoelectric vibrator 1. It is configured to supply.

検出回路５は、圧電振動子１に角速度が加わったときに検出電極３ａ，３ｂに発生する逆相の電流をそれぞれ電流／電圧変換回路２１，２２で電圧に変換し、それら電圧の差分を差動増幅器２３により増幅し、さらに位相回路２５および同期検波回路２４により直流電圧に変換し、ローパス・フィルタ２６を介して角速度に応じた直流電圧の検出信号Ｓoutを出力する構成となっている。同期検波回路２４は、バッファ増幅器１２の交流の出力電圧Ｖaを参照信号として検波をおこなっている。   The detection circuit 5 converts the negative phase currents generated in the detection electrodes 3a and 3b when the angular velocity is applied to the piezoelectric vibrator 1 into voltages by the current / voltage conversion circuits 21 and 22, respectively, and calculates the difference between the voltages. Amplified by the dynamic amplifier 23, further converted into a DC voltage by the phase circuit 25 and the synchronous detection circuit 24, and outputs a DC voltage detection signal Sout corresponding to the angular velocity via the low-pass filter 26. The synchronous detection circuit 24 performs detection using the AC output voltage Va of the buffer amplifier 12 as a reference signal.

図１３は、自動利得制御回路１０の構成を示す回路図である。図１３に示すように、自動利得制御回路１０は、バッファ増幅器１２の交流の出力電圧Ｖaを増幅する非反転増幅器１９、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbを直流電流Ｉ1に変換する整流回路１６、電源電圧の変化や温度変化があっても常に一定の基準電流Ｉ2を流す基準電源回路１７、およびＩ1とＩ2との電流差に基づく制御電圧Ｖeを利得可変増幅器１４に供給する比較手段１８により構成されている。 FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of the automatic gain control circuit 10. As shown in FIG. 13, the automatic gain control circuit 10 includes a non-inverting amplifier 19 that amplifies the AC output voltage Va of the buffer amplifier 12, and a rectifier circuit 16 that converts the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 into a DC current I 1. A reference power supply circuit 17 that always supplies a constant reference current I 2 even when there is a change in power supply voltage or a temperature change, and a comparison that supplies a control voltage Ve based on the current difference between I 1 and I 2 to the variable gain amplifier 14 It is constituted by means 18.

水晶振動子などの圧電振動子は、励振するための駆動電流を一定にすると振動速度が一定に保たれることが知られている。前述の通り圧電振動子を用いた角速度センサでは、コリオリ力Ｆ＝２ｍｖωなので、発振回路４による圧電振動子１の振動速度ｖの変動をなくし、一定の速度で振動させれば、角速度ωを精度よく検出することができる。すなわち、振動速度ｖは圧電振動子１の駆動電極２ａからの出力電流（駆動電流）に比例し、電流／電圧変換回路１１の交流電圧に比例し、さらにこの交流電圧を増幅した出力電圧Ｖbに比例するので、この出力電圧Ｖbを一定にすれば、圧電振動子１を流れる駆動電流を一定にできる。これにより圧電振動子１は一定の振動速度ｖで振動するので、精度のよい角速度センサを構成することができる。   It is known that a piezoelectric vibrator such as a quartz vibrator keeps a vibration speed constant when a driving current for exciting is made constant. As described above, in the angular velocity sensor using the piezoelectric vibrator, the Coriolis force F = 2 mvω. Can be detected well. That is, the vibration speed v is proportional to the output current (drive current) from the drive electrode 2a of the piezoelectric vibrator 1, is proportional to the AC voltage of the current / voltage conversion circuit 11, and further, the output voltage Vb is obtained by amplifying the AC voltage. Since the output voltage Vb is constant, the drive current flowing through the piezoelectric vibrator 1 can be constant. As a result, the piezoelectric vibrator 1 vibrates at a constant vibration speed v, so that an accurate angular velocity sensor can be configured.

整流回路１６は、主にダイオード３１で構成されている。図１４にダイオードの順電圧と順電流との関係を示すように、一般にダイオードは温度特性を有する。そのため、周囲の温度が高くなるほど、あるいは低くなるほど、ダイオード３１、すなわち整流回路１６の出力電流Ｉ1の誤差が大きくなり、比較手段１８から出力される制御電圧Ｖeの誤差が大きくなる。 The rectifier circuit 16 is mainly composed of a diode 31. As shown in FIG. 14, the relationship between the forward voltage and forward current of a diode generally has a temperature characteristic. Therefore, as the ambient temperature increases or decreases, the error of the output current I 1 of the diode 31, that is, the rectifier circuit 16, increases, and the error of the control voltage Ve output from the comparison unit 18 increases.

制御電圧Ｖeの誤差が大きくなると、自動利得制御回路１０による利得制御に誤差が生じ、利得可変増幅器１４で正確に増幅されなくなり、それによって圧電振動子１に安定した駆動電流を供給することができなくなるので、角速度センサの検知感度に温度変化によるばらつきが生じる。そこで、整流用ダイオード３１の順方向電圧の温度係数を相殺するために、図１３に示す自動利得制御回路１０では、基準電源回路１７に温度補償用のダイオード３２が設けられている（たとえば、特許文献１参照。）。   When the error of the control voltage Ve increases, an error occurs in the gain control by the automatic gain control circuit 10 and the gain is not accurately amplified by the variable gain amplifier 14, whereby a stable driving current can be supplied to the piezoelectric vibrator 1. Therefore, the detection sensitivity of the angular velocity sensor varies due to temperature changes. Therefore, in order to cancel the temperature coefficient of the forward voltage of the rectifying diode 31, the automatic gain control circuit 10 shown in FIG. 13 is provided with a temperature compensating diode 32 in the reference power supply circuit 17 (for example, a patent). Reference 1).

特開２００２−１７４５２０号公報JP 2002-174520 A

しかしながら、従来の発振回路では、図１３に示すように温度補償用のダイオード３２を設けても、整流用ダイオード３１の順方向電圧の温度係数を十分に相殺することができない。そのため、自動利得制御が十分に機能せず、すなわち、圧電振動子１を流れる駆動電流が周囲の温度によってばらついてしまい、圧電振動子１の振動速度が一定でなくなってしまう。それが原因で所望の検知精度、たとえば周囲の温度変動に対する検知精度のばらつきが±１％以内におさまるような高精度の角速度センサが得られないという問題点がある。   However, in the conventional oscillation circuit, even if the temperature compensating diode 32 is provided as shown in FIG. 13, the temperature coefficient of the forward voltage of the rectifying diode 31 cannot be sufficiently canceled out. Therefore, the automatic gain control does not function sufficiently, that is, the drive current flowing through the piezoelectric vibrator 1 varies depending on the ambient temperature, and the vibration speed of the piezoelectric vibrator 1 is not constant. For this reason, there is a problem in that a high-accuracy angular velocity sensor in which a variation in detection accuracy with respect to a desired detection accuracy, for example, a variation in detection accuracy with respect to ambient temperature fluctuations is within ± 1% cannot be obtained.

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させることができる発振回路と、この発振回路を用いた高精度の角速度センサを提供することを目的とする。   In order to eliminate the above-described problems caused by the prior art, the present invention provides an oscillation circuit that can stably vibrate a piezoelectric vibrator without being affected by ambient temperature fluctuations, and a high-frequency circuit using this oscillation circuit. An object of the present invention is to provide an accurate angular velocity sensor.

上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１に記載の発明にかかる発振回路は、駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電流を出力する整流回路と、前記整流回路の出力電流と所定の基準電流とを比較し、前記整流回路の出力電流の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、を備え、前記整流回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする。   In order to solve the above-described problems and achieve the object, an oscillation circuit according to an embodiment of the present invention includes a drive electrode, and a piezoelectric vibrator that vibrates by an alternating drive voltage applied to the drive electrode. A current / voltage conversion circuit that converts an output current of the drive electrode into a voltage and outputs an AC voltage; and a rectification circuit that rectifies the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit and outputs a DC current; A comparator that compares the output current of the rectifier circuit with a predetermined reference current and outputs a control voltage in accordance with fluctuations in the output current of the rectifier circuit, and based on the control voltage output from the comparator A gain control circuit that controls a drive voltage applied to the drive electrode of the piezoelectric vibrator, and the rectifier circuit performs a rectification operation in synchronization with the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit. Characterized in that it comprises a chromatography bets circuit.

この請求項１に記載の発明によれば、ゲート回路のオン／オフにより交流電圧を直流電流に変換し、この直流電流と基準電流との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、周囲の温度に変動があっても、圧電振動子には変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給される。   According to the first aspect of the present invention, the AC voltage is converted into a direct current by turning on / off the gate circuit, and the gain of the oscillation circuit is controlled based on the difference between the direct current and the reference current. Even if the ambient temperature fluctuates, a constant driving current with extremely small fluctuation is supplied to the piezoelectric vibrator.

また、請求項２に記載の発明にかかる発振回路は、駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記整流回路の出力電圧の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、を備え、前記整流回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, there is provided an oscillation circuit including a drive electrode, a piezoelectric vibrator that vibrates by an alternating drive voltage applied to the drive electrode, and an output current of the drive electrode that is converted into a voltage. A current / voltage conversion circuit that outputs an AC voltage, a rectification circuit that rectifies the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit and outputs a DC voltage, an output voltage of the rectification circuit, and a predetermined reference A comparison means for comparing the voltage and outputting a control voltage in accordance with a change in the output voltage of the rectifier circuit; and a voltage applied to the drive electrode of the piezoelectric vibrator based on the control voltage output from the comparison means And a gain control circuit that controls a drive voltage, wherein the rectifier circuit includes a gate circuit that performs a rectification operation in synchronization with the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit.

この請求項２に記載の発明によれば、ゲート回路のオン／オフにより交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧と基準電圧との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、周囲の温度に変動があっても、圧電振動子には変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給される。   According to the second aspect of the invention, the AC voltage is converted into a DC voltage by turning on / off the gate circuit, and the gain of the oscillation circuit is controlled based on the difference between the DC voltage and the reference voltage. Even if the ambient temperature fluctuates, a constant driving current with extremely small fluctuation is supplied to the piezoelectric vibrator.

また、請求項３に記載の発明にかかる発振回路は、請求項１または２に記載の発明において、前記ゲート回路が、全波整流動作をおこなうことを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the oscillation circuit according to the first or second aspect, the gate circuit performs a full-wave rectification operation.

また、請求項４に記載の発明にかかる発振回路は、請求項３に記載の発明において、前記ゲート回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなる第１のトランスミッションゲートと、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときにハイインピーダンスとなり、第２の極性のときに導通状態となる第２のトランスミッションゲートと、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧の極性を反転して前記第２のトランスミッションゲートの入力に供給する反転手段と、を備えたことを特徴とする。   An oscillation circuit according to a fourth aspect of the invention is the oscillation circuit according to the third aspect, wherein the gate circuit is configured such that the alternating voltage output from the current / voltage conversion circuit has a first polarity. A first transmission gate that is in a conductive state and has a high impedance when in the second polarity, and a high impedance when the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit has the first polarity, A second transmission gate that is conductive when it has a polarity; and an inverting means that inverts the polarity of the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit and supplies the inverted polarity to the input of the second transmission gate. It is characterized by having.

この請求項３，４に記載の発明によれば、整流回路が半波整流動作をおこなう場合に比べて、脈流を平滑化するためのコンデンサの容量を小さくすることができるので、このコンデンサの小型化を図ることができる。   According to the third and fourth aspects of the present invention, the capacity of the capacitor for smoothing the pulsating current can be reduced as compared with the case where the rectifier circuit performs the half-wave rectification operation. Miniaturization can be achieved.

また、請求項５に記載の発明にかかる発振回路は、請求項１または２に記載の発明において、前記ゲート回路が、半波整流動作をおこなうことを特徴とする   An oscillation circuit according to a fifth aspect of the present invention is the oscillation circuit according to the first or second aspect, wherein the gate circuit performs a half-wave rectification operation.

また、請求項６に記載の発明にかかる発振回路は、請求項５に記載の発明において、前記ゲート回路が、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなるトランスミッションゲートを備えたことを特徴とする。   An oscillation circuit according to a sixth aspect of the present invention is the oscillation circuit according to the fifth aspect, wherein the gate circuit has a first polarity when the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit is a first polarity. A transmission gate that is in a conductive state and has a high impedance when in the second polarity is provided.

この請求項５，６に記載の発明によれば、整流回路が全波整流動作をおこなう場合に比べて、整流回路の構成を簡素にすることができる。   According to the fifth and sixth aspects of the invention, the configuration of the rectifier circuit can be simplified as compared with the case where the rectifier circuit performs a full-wave rectification operation.

また、請求項７に記載の発明にかかる角速度センサは、上記請求項１〜６のいずれか一つに記載された発振回路と、前記圧電振動子に設けた検出電極により該圧電振動子に生じたコリオリ力による応力を電荷として検出し、前記電流／電圧変換回路の出力電圧、または前記圧電振動子の前記駆動電極に印加される前記駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、を備えたことを特徴とする。   An angular velocity sensor according to a seventh aspect of the invention is generated in the piezoelectric vibrator by the oscillation circuit according to any one of the first to sixth aspects and a detection electrode provided in the piezoelectric vibrator. The stress due to the Coriolis force is detected as a charge, and synchronous detection is performed with the output voltage of the current / voltage conversion circuit or the drive voltage applied to the drive electrode of the piezoelectric vibrator, and a detection signal corresponding to the angular velocity is obtained. And a detection circuit for outputting.

この請求項７に記載の発明によれば、発振回路から圧電振動子に、周囲の温度に変動があっても、変動の極めて小さい一定の駆動電流が供給されるので、圧電振動子の振動速度が一定に保たれる。   According to the seventh aspect of the present invention, since a constant driving current with a very small fluctuation is supplied from the oscillation circuit to the piezoelectric vibrator even when the ambient temperature fluctuates, the vibration speed of the piezoelectric vibrator is reduced. Is kept constant.

本発明にかかる発振回路によれば、圧電振動子に周囲の温度に変動があっても、変動の極めて小さい一定の駆動電流を供給することができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子を安定して振動させることができるという効果を奏する。   According to the oscillation circuit of the present invention, even if the ambient temperature fluctuates in the piezoelectric vibrator, a constant driving current with extremely small fluctuation can be supplied, so that it is not affected by the ambient temperature fluctuation. The piezoelectric vibrator can be vibrated stably.

また、本発明にかかる角速度センサによれば、圧電振動子の振動速度を一定に保つことができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、角速度を高精度に検知することができるという効果を奏する。   Further, according to the angular velocity sensor of the present invention, the vibration velocity of the piezoelectric vibrator can be kept constant, so that the angular velocity can be detected with high accuracy without being affected by ambient temperature fluctuations. Play.

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる発振回路、およびその発振回路を用いた角速度センサの好適な実施の形態を詳細に説明する。なお、以下の実施の形態の説明において、図１２および図１３と同じ構成については同一の符号を付す。   Exemplary embodiments of an oscillation circuit according to the present invention and an angular velocity sensor using the oscillation circuit will be explained below in detail with reference to the accompanying drawings. In the following description of the embodiment, the same components as those in FIGS. 12 and 13 are denoted by the same reference numerals.

図２は、本発明にかかる発振回路の構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、発振回路は、圧電振動子１、電流／電圧変換回路１１、利得が１である第１のバッファ増幅器１２、ローパス・フィルタ１３、利得可変増幅器１４、第２のバッファ増幅器１５、および自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）４０を備えている。また、自動利得制御回路４０は、非反転増幅器１９、整流回路４６、基準電源回路４７および比較手段１８を備えている。さらに、整流回路４６は、ゲート回路４１および制御回路４２を備えている。   FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of the oscillation circuit according to the present invention. As shown in FIG. 2, the oscillation circuit includes a piezoelectric vibrator 1, a current / voltage conversion circuit 11, a first buffer amplifier 12 with a gain of 1, a low-pass filter 13, a variable gain amplifier 14, and a second buffer amplifier. 15 and an automatic gain control circuit (AGC circuit) 40. The automatic gain control circuit 40 includes a non-inverting amplifier 19, a rectifier circuit 46, a reference power supply circuit 47, and a comparison unit 18. Further, the rectifier circuit 46 includes a gate circuit 41 and a control circuit 42.

電流／電圧変換回路１１の入力端子は、圧電振動子１の一方の駆動電極２ａに接続されている。電流／電圧変換回路１１は、一方の駆動電極２ａの出力電流を電圧に変換する。電流／電圧変換回路１１の出力端子は、バッファ増幅器１２の入力端子に接続されている。第１のバッファ増幅器１２の出力端子は、ローパス・フィルタ１３の入力端子に接続されている。ローパス・フィルタ１３は、発振の位相条件を成立させ、かつ第１のバッファ増幅器１２の出力電圧Ｖaの高周波成分を除去する。   An input terminal of the current / voltage conversion circuit 11 is connected to one drive electrode 2 a of the piezoelectric vibrator 1. The current / voltage conversion circuit 11 converts the output current of one drive electrode 2a into a voltage. The output terminal of the current / voltage conversion circuit 11 is connected to the input terminal of the buffer amplifier 12. The output terminal of the first buffer amplifier 12 is connected to the input terminal of the low-pass filter 13. The low-pass filter 13 establishes an oscillation phase condition and removes a high-frequency component of the output voltage Va of the first buffer amplifier 12.

ローパス・フィルタ１３の出力端子は、利得可変増幅器１４の入力端子に接続されている。利得可変増幅器１４は、自動利得制御回路４０から供給される制御電圧Ｖeに基づいて制御された利得でもって、ローパス・フィルタ１３から供給される電圧を増幅する。利得可変増幅器１４の出力端子は、第２のバッファ増幅器１５の入力端子に接続されている。第２のバッファ増幅器１５の出力端子は、圧電振動子１の他方の駆動電極２ｂに接続されている。したがって、他方の駆動電極２ｂには、第２のバッファ増幅器１５の出力電圧Ｖoutが供給される。   The output terminal of the low-pass filter 13 is connected to the input terminal of the variable gain amplifier 14. The variable gain amplifier 14 amplifies the voltage supplied from the low-pass filter 13 with a gain controlled based on the control voltage Ve supplied from the automatic gain control circuit 40. The output terminal of the variable gain amplifier 14 is connected to the input terminal of the second buffer amplifier 15. The output terminal of the second buffer amplifier 15 is connected to the other drive electrode 2 b of the piezoelectric vibrator 1. Therefore, the output voltage Vout of the second buffer amplifier 15 is supplied to the other drive electrode 2b.

自動利得制御回路４０の詳細な構成については、図１を参照しながら説明する。図１は、自動利得制御回路４０の構成の一例を示す回路図である。   The detailed configuration of the automatic gain control circuit 40 will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the automatic gain control circuit 40.

非反転増幅器１９の非反転入力端子は、第１のバッファ増幅器１２の出力端子に接続されている。したがって、非反転増幅器１９の非反転入力端子には、第１のバッファ増幅器１２の出力電圧Ｖaが供給される。非反転増幅器１９の反転入力端子は、帰還抵抗４３を介して非反転増幅器１９の出力端子に接続されているとともに、入力抵抗４４の一端に接続されている。入力抵抗４４の他端は接地されている。非反転増幅器１９の出力端子は、整流回路４６に接続されている。   The non-inverting input terminal of the non-inverting amplifier 19 is connected to the output terminal of the first buffer amplifier 12. Therefore, the output voltage Va of the first buffer amplifier 12 is supplied to the non-inverting input terminal of the non-inverting amplifier 19. The inverting input terminal of the non-inverting amplifier 19 is connected to the output terminal of the non-inverting amplifier 19 through the feedback resistor 43 and to one end of the input resistor 44. The other end of the input resistor 44 is grounded. The output terminal of the non-inverting amplifier 19 is connected to the rectifier circuit 46.

整流回路４６は、ゲート回路４１を構成する第１のトランスミッションゲート５１および第２のトランスミッションゲート５６と、制御回路４２を構成する第１の反転増幅器５３、インバータ５４および反転手段である第２の反転増幅器５５と、４個の抵抗５２，５７，５８，５９を備えている。第１のトランスミッションゲート５１の入力端子は、非反転増幅器１９の出力端子に接続されている。   The rectifier circuit 46 includes a first transmission gate 51 and a second transmission gate 56 that constitute the gate circuit 41, a first inverting amplifier 53 that constitutes the control circuit 42, an inverter 54, and a second inversion that is an inverting means. An amplifier 55 and four resistors 52, 57, 58, 59 are provided. The input terminal of the first transmission gate 51 is connected to the output terminal of the non-inverting amplifier 19.

したがって、第１のトランスミッションゲート５１の入力端子には、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbが供給される。第１のトランスミッションゲート５１の出力端子は、第１の抵抗５２の一端に接続されている。第１のトランスミッションゲート５１のオン抵抗は、第１の抵抗５２に対して無視し得る程度に小さい（たとえば、１／１０００程度）。したがって、第１の抵抗５２に流れる電流Ｉ1Aは、出力電圧Ｖaの変化に忠実に追従して変化し、温度変化の影響を受けない。便宜上、第１のトランスミッションゲート５１の出力電圧をＶc1とする。 Therefore, the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 is supplied to the input terminal of the first transmission gate 51. The output terminal of the first transmission gate 51 is connected to one end of the first resistor 52. The on-resistance of the first transmission gate 51 is negligibly small with respect to the first resistance 52 (for example, about 1/1000). Therefore, the current I 1A flowing through the first resistor 52 changes following the change of the output voltage Va faithfully and is not affected by the temperature change. For convenience, the output voltage of the first transmission gate 51 and Vc 1.

また、第２の反転増幅器５５の反転入力端子は、入力抵抗５８の一端に接続されている。この入力抵抗の他端は、非反転増幅器１９の出力端子に接続されている。また、第２の反転増幅器５５の反転入力端子は、帰還抵抗５９を介して第２の反転増幅器５５の出力端子に接続されている。第２の反転増幅器５５の非反転入力端子は接地されている。第２のトランスミッションゲート５６の入力端子は、第２の反転増幅器５５の出力端子に接続されている。   The inverting input terminal of the second inverting amplifier 55 is connected to one end of the input resistor 58. The other end of this input resistor is connected to the output terminal of the non-inverting amplifier 19. The inverting input terminal of the second inverting amplifier 55 is connected to the output terminal of the second inverting amplifier 55 via the feedback resistor 59. The non-inverting input terminal of the second inverting amplifier 55 is grounded. The input terminal of the second transmission gate 56 is connected to the output terminal of the second inverting amplifier 55.

したがって、第２のトランスミッションゲート５６の入力端子には、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性を反転させた電圧が供給される。第２のトランスミッションゲート５６の出力端子は、第２の抵抗５７の一端に接続されている。第２のトランスミッションゲート５６のオン抵抗は、第２の抵抗５７に対して無視し得る程度に小さい（たとえば、１／１０００程度）。したがって、第２の抵抗５７に流れる電流Ｉ1Bは、出力電圧Ｖａの変化に忠実に追従して変化し、温度変化による影響を受けない。第１の抵抗５２および第２の抵抗５７のそれぞれの他端は、比較手段１８に接続されている。便宜上、第２のトランスミッションゲート５６の出力電圧をＶc2とする。 Therefore, a voltage obtained by inverting the polarity of the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 is supplied to the input terminal of the second transmission gate 56. The output terminal of the second transmission gate 56 is connected to one end of the second resistor 57. The on resistance of the second transmission gate 56 is negligibly small with respect to the second resistance 57 (for example, about 1/1000). Therefore, the current I 1B flowing through the second resistor 57 changes following the change of the output voltage Va faithfully and is not affected by the temperature change. The other ends of the first resistor 52 and the second resistor 57 are connected to the comparison means 18. For convenience, the output voltage of the second transmission gate 56 to Vc 2.

また、第１の反転増幅器５３の反転入力端子は、非反転増幅器１９の出力端子に接続されている。したがって、第１の反転増幅器５３の反転入力端子には、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbが供給される。第１の反転増幅器５３の非反転入力端子は接地されている。   The inverting input terminal of the first inverting amplifier 53 is connected to the output terminal of the non-inverting amplifier 19. Therefore, the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 is supplied to the inverting input terminal of the first inverting amplifier 53. The non-inverting input terminal of the first inverting amplifier 53 is grounded.

第１の反転増幅器５３の出力端子は、第１のトランスミッションゲート５１のローアクティブの制御端子、第２のトランスミッションゲート５６のハイアクティブの制御端子、およびインバータ５４の入力端子に接続されている。インバータ５４の出力端子は、第１のトランスミッションゲート５１のハイアクティブの制御端子および第２のトランスミッションゲート５６のローアクティブの制御端子に接続されている。   The output terminal of the first inverting amplifier 53 is connected to the low active control terminal of the first transmission gate 51, the high active control terminal of the second transmission gate 56, and the input terminal of the inverter 54. An output terminal of the inverter 54 is connected to a high active control terminal of the first transmission gate 51 and a low active control terminal of the second transmission gate 56.

基準電源回路４７は、抵抗６１および基準電圧源６２を備えている。基準電圧源６２は、電源電圧の変化や温度変化等に対して不変の一定電圧Ｖrefを発生する。基準電圧源６２の負極は、接地電位よりも低い所定の負電位（Ｖ−）の印加点に接続されている。基準電圧源６２の正極は、抵抗６１の一端に接続されている。抵抗６１の他端は、比較手段１８に接続されている。便宜上、基準電源回路４７の出力電圧をＶdとする。なお、負電位Ｖ−が電源電圧の変化や温度変化等に対して不変の一定電圧である場合には、基準電圧源６２を省略してもよい。特に限定しないが、たとえば負電位Ｖ−は−２．５Ｖである。   The reference power supply circuit 47 includes a resistor 61 and a reference voltage source 62. The reference voltage source 62 generates a constant voltage Vref that is invariant to changes in power supply voltage, temperature changes, and the like. The negative electrode of the reference voltage source 62 is connected to an application point of a predetermined negative potential (V−) lower than the ground potential. A positive electrode of the reference voltage source 62 is connected to one end of the resistor 61. The other end of the resistor 61 is connected to the comparison means 18. For convenience, the output voltage of the reference power supply circuit 47 is Vd. Note that the reference voltage source 62 may be omitted when the negative potential V− is a constant voltage that does not change with respect to a change in power supply voltage, a temperature change, or the like. Although not particularly limited, for example, the negative potential V− is −2.5V.

比較手段１８は、オペアンプからなる積分器７１、整流回路４６から出力された脈流を平滑化するための帰還コンデンサ７２、および帰還抵抗７３を備えている。積分器７１の反転入力端子は、整流回路４６の第１の抵抗５２および第２の抵抗５７と、基準電源回路４７の抵抗６１のそれぞれの他端に接続されている。積分器７１の非反転入力端子は、接地されている。   The comparison means 18 includes an integrator 71 composed of an operational amplifier, a feedback capacitor 72 for smoothing the pulsating current output from the rectifier circuit 46, and a feedback resistor 73. The inverting input terminal of the integrator 71 is connected to the other ends of the first resistor 52 and the second resistor 57 of the rectifier circuit 46 and the resistor 61 of the reference power supply circuit 47. The non-inverting input terminal of the integrator 71 is grounded.

帰還コンデンサ７２および帰還抵抗７３は、積分器７１の反転入力端子と出力端子との間に並列に接続されている。積分器７１は、第１の抵抗５２を流れる電流Ｉ1Aまたは第２の抵抗５７を流れる電流Ｉ1Bと、抵抗６１を流れる直流の基準電流Ｉ2とを比較し、この電流差を積分し、電流Ｉ1AとＩ1Bの合成電流が基準電流Ｉ2に対して所定の差となるように制御電圧Ｖeを生成する。この制御電圧Ｖeは、利得可変増幅器１４に供給される。 The feedback capacitor 72 and the feedback resistor 73 are connected in parallel between the inverting input terminal and the output terminal of the integrator 71. The integrator 71 compares the current I 1A flowing through the first resistor 52 or the current I 1B flowing through the second resistor 57 with the DC reference current I 2 flowing through the resistor 61, and integrates this current difference. The control voltage Ve is generated so that the combined current of the currents I 1A and I 1B has a predetermined difference with respect to the reference current I 2 . This control voltage Ve is supplied to the variable gain amplifier 14.

図３は、本発明にかかる発振回路の全波整流動作を説明するための波形図である。非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が正のときには、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ負および正となり、第１のトランスミッションゲート５１がオン状態となる。それによって、第１のトランスミッションゲート５１からは正の出力電圧Ｖc1のみが出力され、第１の抵抗５２に電流Ｉ1Aが流れる。このとき、第２のトランスミッションゲート５６は、ハイインピーダンスとなるので、第２の抵抗５７には電流が流れない。 FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the full-wave rectification operation of the oscillation circuit according to the present invention. When the polarity of the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 is positive, the output voltages of the first inverting amplifier 53 and the inverter 54 are negative and positive, respectively, and the first transmission gate 51 is turned on. As a result, only the positive output voltage Vc 1 is output from the first transmission gate 51, and the current I 1A flows through the first resistor 52. At this time, since the second transmission gate 56 has a high impedance, no current flows through the second resistor 57.

一方、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が負のときには、第１の反転増幅器５３の出力電圧およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ正および負となり、第２のトランスミッションゲート５６がオン状態となる。そして、第２の反転増幅器５５の出力電圧の極性は正となるので、第２のトランスミッションゲート５６から正の出力電圧Ｖc2のみが出力される。それによって、第２の抵抗５７に電流Ｉ1Bが流れる。このとき、第１のトランスミッションゲート５１は、ハイインピーダンスとなるので、第１の抵抗５２には電流が流れない。なお、図３において、Ｖ１はＶc1およびＶc2を全波整流した電圧波形のピーク値であり、一点鎖線はその実効値（Ｖ１／√２）を示す。 On the other hand, when the polarity of the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 is negative, the output voltage of the first inverting amplifier 53 and the output voltage of the inverter 54 are positive and negative, respectively, and the second transmission gate 56 is turned on. . Since the polarity of the output voltage of the second inverting amplifier 55 is positive, only the positive output voltage Vc 2 is output from the second transmission gate 56. As a result, a current I 1B flows through the second resistor 57. At this time, since the first transmission gate 51 has a high impedance, no current flows through the first resistor 52. Incidentally, in FIG. 3, V1 is the peak value of the voltage waveform obtained by full-wave rectifying the Vc 1 and Vc 2, dashed line shows the effective value of (V1 / √2).

図４は、利得可変増幅器１４の構成の一例を示す回路図である。図４に示すように、利得可変増幅器１４は、非反転増幅器８１、接合形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）８２、４個の抵抗８３，８４，８５，８６およびコンデンサ８７を備えている。比較手段１８の積分器７１から出力される制御電圧Ｖeは、入力抵抗８５を介して、可変抵抗となる接合形ＦＥＴ８２のゲート端子に入力される。接合形ＦＥＴ８２のソース端子は接地されている。接合形ＦＥＴ８２のゲート端子とドレイン端子との間には、抵抗８６およびコンデンサ８７が直列に接続されており、ドレインからゲートに対して局部的な帰還をかけて低ひずみ特性が得られるようにしている。接合形ＦＥＴ８２のドレイン端子は、抵抗８４を介して非反転増幅器８１の反転入力端子に接続されている。なお、接合形ＦＥＴ８２をＭＯＳＦＥＴで構成することも可能である。   FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the variable gain amplifier 14. As shown in FIG. 4, the variable gain amplifier 14 includes a non-inverting amplifier 81, a junction FET (field effect transistor) 82, four resistors 83, 84, 85, 86 and a capacitor 87. The control voltage Ve output from the integrator 71 of the comparison means 18 is input via the input resistor 85 to the gate terminal of the junction FET 82 that becomes a variable resistor. The source terminal of the junction FET 82 is grounded. A resistor 86 and a capacitor 87 are connected in series between the gate terminal and the drain terminal of the junction FET 82 so as to obtain a low distortion characteristic by applying local feedback from the drain to the gate. Yes. The drain terminal of the junction FET 82 is connected to the inverting input terminal of the non-inverting amplifier 81 via the resistor 84. Note that the junction FET 82 may be formed of a MOSFET.

非反転増幅器８１の非反転入力端子には、ローパス・フィルタ１３の出力電圧が供給される。非反転増幅器８１により増幅された出力電圧は、第２のバッファ増幅器１５の入力端子に供給される。非反転増幅器８１の反転入力端子と出力端子との間には帰還抵抗８３が接続されている。特に限定しないが、たとえば帰還抵抗８３の抵抗値は、接合形ＦＥＴ８２のドレイン端子に接続された抵抗８４の抵抗値の４倍である。図５は、利得可変増幅器１４の増幅特性の一例を示す特性図である。図５に示す例では、制御電圧Ｖeが負電位Ｖ−（たとえば、−２．５Ｖ）のときの利得はおおよそ１であり、制御電圧Ｖeが０Ｖのときの利得は５である。   The non-inverting input terminal of the non-inverting amplifier 81 is supplied with the output voltage of the low-pass filter 13. The output voltage amplified by the non-inverting amplifier 81 is supplied to the input terminal of the second buffer amplifier 15. A feedback resistor 83 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the non-inverting amplifier 81. Although not particularly limited, for example, the resistance value of the feedback resistor 83 is four times the resistance value of the resistor 84 connected to the drain terminal of the junction FET 82. FIG. 5 is a characteristic diagram showing an example of the amplification characteristic of the variable gain amplifier 14. In the example shown in FIG. 5, the gain when the control voltage Ve is a negative potential V− (for example, −2.5V) is approximately 1, and the gain when the control voltage Ve is 0V is 5.

ここまでは、比較手段１８が電流比較型のものである例について説明したが、比較手段１８が電圧比較型のものであってもよい。図６は、電圧比較型の比較手段９８を用いた構成の一例を示す回路図である。図６に示すように、電圧比較型の比較手段９８は、積分器７１の反転入力端子に接続された３個の抵抗５２，５７，６１を含む。   So far, the example in which the comparison unit 18 is of the current comparison type has been described, but the comparison unit 18 may be of the voltage comparison type. FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of the configuration using the voltage comparison type comparison means 98. As shown in FIG. 6, the voltage comparison type comparison means 98 includes three resistors 52, 57 and 61 connected to the inverting input terminal of the integrator 71.

つまり、この比較手段９８は、積分器７１、帰還コンデンサ７２、帰還抵抗７３、第１の抵抗５２、第２の抵抗５７および抵抗６１により構成されている。したがって、図６に示す構成では、第１の抵抗５２および第２の抵抗５７のない整流回路９６と、抵抗６１のない基準電源回路９７が用いられる。その他の構成および整流動作については、上述した電流比較型の比較手段１８を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。   That is, the comparison means 98 includes an integrator 71, a feedback capacitor 72, a feedback resistor 73, a first resistor 52, a second resistor 57, and a resistor 61. Therefore, in the configuration shown in FIG. 6, the rectifier circuit 96 without the first resistor 52 and the second resistor 57 and the reference power supply circuit 97 without the resistor 61 are used. Other configurations and the rectifying operation are the same as in the case where the current comparison type comparison means 18 described above is used, and thus the description thereof is omitted.

また、上述した例では全波整流型の整流回路が用いられているが、これに代えて、半波整流型の整流回路を用いてもよい。図７は、半波整流型の整流回路１０６を用いた構成の一例を示す回路図である。図７に示すように、半波整流型の整流回路１０６は、図１に示す全波整流型の整流回路４６から第２の反転増幅器５５、その第２の反転増幅器５５の入力抵抗５８と帰還抵抗５９、第２のトランスミッションゲート５６および第２の抵抗５７を取り除いた構成となっている。つまり、整流回路１０６は、第１のトランスミッションゲート５１、第１の抵抗５２、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４により構成されている。その他の構成については、上述した全波整流型の整流回路を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。   In the example described above, a full-wave rectification type rectifier circuit is used, but a half-wave rectification type rectifier circuit may be used instead. FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a configuration using the half-wave rectification type rectifier circuit 106. As shown in FIG. 7, the half-wave rectification type rectifier circuit 106 is fed back from the full-wave rectification type rectifier circuit 46 shown in FIG. 1 to the second inverting amplifier 55, the input resistance 58 of the second inverting amplifier 55, and feedback. The resistor 59, the second transmission gate 56, and the second resistor 57 are removed. That is, the rectifier circuit 106 includes the first transmission gate 51, the first resistor 52, the first inverting amplifier 53, and the inverter 54. Other configurations are the same as those in the case of using the above-described full-wave rectification type rectifier circuit, and thus description thereof is omitted.

図８は、整流回路１０６の半波整流動作を説明するための波形図である。図８に示すように、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が正のときには、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ負および正となり、第１のトランスミッションゲート５１がオン状態となる。それによって、第１のトランスミッションゲート５１からは正の出力電圧Ｖc1のみが出力され、第１の抵抗５２に電流Ｉ1Aが流れる。 FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the half-wave rectification operation of the rectifier circuit 106. As shown in FIG. 8, when the polarity of the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 is positive, the output voltages of the first inverting amplifier 53 and the inverter 54 are negative and positive, respectively, and the first transmission gate 51 is turned on. It becomes. As a result, only the positive output voltage Vc 1 is output from the first transmission gate 51, and the current I 1A flows through the first resistor 52.

それに対して、非反転増幅器１９の出力電圧Ｖbの極性が負のときには、第１の反転増幅器５３の出力電圧およびインバータ５４の出力電圧はそれぞれ正および負となり、第１のトランスミッションゲート５１は、ハイインピーダンスとなるので、第１の抵抗５２には電流が流れない。このように、第１のトランスミッションゲート５１からは半周期ずつしか電圧Ｖc1が出力されないので、その実効値（図８に二点鎖線で示す）は全波整流時の１／２、すなわちＶ１／２√２となる。 On the other hand, when the polarity of the output voltage Vb of the non-inverting amplifier 19 is negative, the output voltage of the first inverting amplifier 53 and the output voltage of the inverter 54 are positive and negative, respectively, and the first transmission gate 51 is high. Since impedance is provided, no current flows through the first resistor 52. Thus, since the voltage Vc 1 is output from the first transmission gate 51 only every half cycle, its effective value (indicated by a two-dot chain line in FIG. 8) is 1/2 that of full-wave rectification, that is, V1 / 2√2.

また、半波整流型の整流回路を用いるとともに、電圧比較型の比較手段を用いた構成としてもよい。図９は、半波整流型の整流回路と電圧比較型の比較手段を用いた構成の一例を示す回路図である。図９に示すように、整流回路１１６は、図７に示す半波整流型の整流回路１０６から第１の抵抗５２を取り除いた構成となっている。つまり、整流回路１１６は、第１のトランスミッションゲート５１、第１の反転増幅器５３およびインバータ５４により構成されている。   Further, a half-wave rectification type rectifier circuit may be used and a voltage comparison type comparison unit may be used. FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of a configuration using a half-wave rectification type rectifier circuit and a voltage comparison type comparison means. As shown in FIG. 9, the rectifier circuit 116 has a configuration in which the first resistor 52 is removed from the half-wave rectifier type rectifier circuit 106 shown in FIG. That is, the rectifier circuit 116 includes the first transmission gate 51, the first inverting amplifier 53, and the inverter 54.

また、電圧比較型の比較手段１０８は、第１のトランスミッションゲート５１の出力端子に接続された第１の抵抗５２と、基準電圧源６２の正極に接続された抵抗６１を含む。つまり、この比較手段１０８は、積分器７１、帰還コンデンサ７２、帰還抵抗７３、第１の抵抗５２および抵抗６１により構成されている。したがって、この構成では、抵抗６１のない基準電源回路９７が用いられる。整流動作については、上述した半波整流型の整流回路１０６を用いた場合と同じであるので、説明を省略する。   The voltage comparison type comparison means 108 includes a first resistor 52 connected to the output terminal of the first transmission gate 51 and a resistor 61 connected to the positive electrode of the reference voltage source 62. That is, the comparison means 108 includes an integrator 71, a feedback capacitor 72, a feedback resistor 73, a first resistor 52, and a resistor 61. Therefore, in this configuration, the reference power supply circuit 97 without the resistor 61 is used. The rectification operation is the same as that in the case of using the half-wave rectification type rectifier circuit 106 described above, and thus the description thereof is omitted.

図１０は、図７に示す構成を用いた発振回路（実施例）と、図１３に示す構成を用いた発振回路（従来例）とについて、自動利得制御回路１０，４０への入力電圧Ｖaの変化率の温度特性を比較して示す特性図である。図１０に示すように、実施例では−４０℃〜８０℃の温度域におけるＶa変化率は±１％未満である。それに対して、従来例の同じ温度域におけるＶa変化率は±５％である。したがって、実施例によれば、極めてＶa変化率の温度特性が小さいことがわかる。   FIG. 10 shows the input voltage Va to the automatic gain control circuits 10 and 40 for the oscillation circuit (example) using the configuration shown in FIG. 7 and the oscillation circuit (conventional example) using the configuration shown in FIG. It is a characteristic view which compares and shows the temperature characteristic of a change rate. As shown in FIG. 10, in the example, the Va change rate in the temperature range of −40 ° C. to 80 ° C. is less than ± 1%. On the other hand, the Va change rate in the same temperature range of the conventional example is ± 5%. Therefore, according to the example, it is understood that the temperature characteristic of the Va change rate is extremely small.

Ｖa変化率の温度特性が小さいということは、圧電振動子１の一方の駆動電極２ａから出力される電流の、周囲温度の変動による変化率が小さいということであり、周囲温度の影響を受けずに圧電振動子１が安定して振動するということである。なお、実施例では半波整流型の整流回路を用いているが、全波整流型の整流回路を用いた構成のＶa変化率の温度特性は、図１０に示す実施例の特性と同じであり、−４０℃〜８０℃の温度域において±１％未満である。   The fact that the temperature characteristic of the Va change rate is small means that the change rate due to the fluctuation of the ambient temperature of the current output from one drive electrode 2a of the piezoelectric vibrator 1 is small and is not affected by the ambient temperature. In other words, the piezoelectric vibrator 1 vibrates stably. In addition, although the embodiment uses a half-wave rectification type rectifier circuit, the temperature characteristic of the Va change rate in the configuration using the full-wave rectification type rectifier circuit is the same as that of the embodiment shown in FIG. In the temperature range of −40 ° C. to 80 ° C., it is less than ± 1%.

上述した種々の構成の発振回路を用いた角速度センサの概略構成は、図１１に示す通りである。すなわち、図１１において、発振回路４として上述した種々の構成の発振回路を用いる。検出回路５の構成は、図１２に示す通りである。図１１および図１２の検出回路５については、背景技術として説明したので、ここでは省略するが、同期検波回路２４の参照信号は、バッファ増幅器１５の出力電圧Ｖoutまたは利得可変増幅器１４の出力電圧を用いてもよい。この場合、出力電圧Ｖaよりも増幅が大きいので、安定で正確な検波ができる。   A schematic configuration of an angular velocity sensor using the oscillation circuits having various configurations described above is as shown in FIG. That is, in FIG. 11, the oscillation circuits having various configurations described above are used as the oscillation circuit 4. The configuration of the detection circuit 5 is as shown in FIG. Since the detection circuit 5 of FIGS. 11 and 12 has been described as the background art, it is omitted here, but the reference signal of the synchronous detection circuit 24 is the output voltage Vout of the buffer amplifier 15 or the output voltage of the variable gain amplifier 14. It may be used. In this case, since the amplification is larger than the output voltage Va, stable and accurate detection can be performed.

以上説明したように、実施の形態の発振回路によれば、トランスミッションゲート５１，５６のオン／オフにより交流電圧を直流電流または直流電圧に変換し、この直流電流または直流電圧と基準電流または基準電圧との差分に基づいて発振回路の利得が制御されるので、圧電振動子１に温度変動によるばらつきの極めて小さい駆動電流を供給することができる。したがって、周囲の温度変動の影響を受けずに、圧電振動子１を安定して振動させることができるという効果を奏する。また、このような発振回路を用いた角速度センサによれば、圧電振動子１の振動速度を一定に保つことができるので、周囲の温度変動の影響を受けずに、角速度を高精度に検知することができるという効果を奏する。   As described above, according to the oscillation circuit of the embodiment, the AC voltage is converted into a DC current or a DC voltage by turning on / off the transmission gates 51 and 56, and the DC current or DC voltage and the reference current or reference voltage are converted. Since the gain of the oscillation circuit is controlled based on the difference between them, a drive current with extremely small variation due to temperature fluctuations can be supplied to the piezoelectric vibrator 1. Therefore, there is an effect that the piezoelectric vibrator 1 can be vibrated stably without being affected by ambient temperature fluctuations. In addition, according to the angular velocity sensor using such an oscillation circuit, the vibration velocity of the piezoelectric vibrator 1 can be kept constant, so that the angular velocity can be detected with high accuracy without being affected by ambient temperature fluctuations. There is an effect that can be.

また、全波整流型の整流回路４６，９６を用いた場合には、半波整流型の整流回路を用いた場合に比べて、脈流を平滑化するための帰還コンデンサ７２の容量を小さくすることができるので、この帰還コンデンサ７２の小型化を図ることができる。したがって、角速度センサを小型化することができるという効果を奏する。一方、半波整流型の整流回路１０６，１１６を用いた場合には、全波整流型の整流回路を用いた場合に比べて、整流回路の構成を簡素化することができるという効果を奏する。   Further, when the full-wave rectification type rectifier circuits 46 and 96 are used, the capacitance of the feedback capacitor 72 for smoothing the pulsating current is made smaller than when the half-wave rectification type rectifier circuit is used. Therefore, the size of the feedback capacitor 72 can be reduced. Therefore, there is an effect that the angular velocity sensor can be reduced in size. On the other hand, when the half-wave rectification type rectification circuits 106 and 116 are used, the configuration of the rectification circuit can be simplified as compared with the case where the full-wave rectification type rectification circuit is used.

以上において本発明は、上述した実施の形態に限らず、種々変更可能である。たとえば、整流回路４６，９６，１０６，１１６は、トランスミッションゲートの交流の入力電圧に基づいてトランスミッションゲートがオン／オフすることによって、その入力電圧を整流する構成であれば、上述した構成に限らない。   As described above, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made. For example, the rectifier circuits 46, 96, 106, and 116 are not limited to the above-described configuration as long as the input voltage is rectified by turning the transmission gate on / off based on the AC input voltage of the transmission gate. .

以上のように、本発明にかかる発振回路、およびこれを用いた角速度センサは、車両の走行軌跡や航空機の飛行軌跡などの記録や、旋回時に発生するヨーレイトの検出に有用であり、特に、ロボットの姿勢制御やカーナビゲーションでの車両位置検知に適している。   As described above, the oscillation circuit according to the present invention and the angular velocity sensor using the oscillation circuit are useful for recording the traveling locus of the vehicle, the flying locus of the aircraft, and the like, and for detecting the yaw rate generated at the time of turning. Suitable for vehicle position detection in attitude control and car navigation.

本発明にかかる発振回路に用いられる全波整流型自動利得制御回路の構成の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of a structure of the full wave rectification type automatic gain control circuit used for the oscillation circuit concerning this invention. 本発明にかかる発振回路の構成の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of a structure of the oscillation circuit concerning this invention. 本発明にかかる発振回路の全波整流動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating the full wave rectification operation | movement of the oscillation circuit concerning this invention. 本発明にかかる発振回路に用いられる利得可変増幅器の構成の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of a structure of the variable gain amplifier used for the oscillation circuit concerning this invention. 図４に示す利得可変増幅器の増幅特性を示す特性図である。FIG. 5 is a characteristic diagram showing amplification characteristics of the variable gain amplifier shown in FIG. 4. 本発明にかかる発振回路に用いられる全波整流型自動利得制御回路の構成の他の例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other example of a structure of the full wave rectification type | mold automatic gain control circuit used for the oscillation circuit concerning this invention. 本発明にかかる発振回路に用いられる半波整流型自動利得制御回路の構成の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of a structure of the half-wave rectification type automatic gain control circuit used for the oscillation circuit concerning this invention. 本発明にかかる発振回路の半波整流動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating the half wave rectification operation | movement of the oscillation circuit concerning this invention. 本発明にかかる発振回路に用いられる半波整流型自動利得制御回路の構成の他の例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other example of a structure of the half-wave rectification type automatic gain control circuit used for the oscillation circuit concerning this invention. 本発明にかかる発振回路の電圧変化率の温度特性を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the temperature characteristic of the voltage change rate of the oscillation circuit concerning this invention. 角速度センサの原理を説明するための模式図である。It is a schematic diagram for demonstrating the principle of an angular velocity sensor. 従来の角速度センサの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional angular velocity sensor. 従来の角速度センサに用いられる自動利得制御回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the automatic gain control circuit used for the conventional angular velocity sensor. ダイオードの順電圧と順電流との関係を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the relationship between the forward voltage and forward current of a diode.

符号の説明Explanation of symbols

１ 圧電振動子
２ａ，２ｂ 駆動電極
４ 発振回路
５ 検出回路
１１ 電流／電圧変換回路
１８，９８，１０８ 比較手段
４０ 自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）
４１ ゲート回路
４６，９６，１０６，１１６ 整流回路
５１ 第１のトランスミッションゲート
５５ 反転手段（第２の反転増幅器）
５６ 第２のトランスミッションゲート
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Piezoelectric vibrator 2a, 2b Drive electrode 4 Oscillation circuit 5 Detection circuit 11 Current / voltage conversion circuit 18, 98, 108 Comparison means 40 Automatic gain control circuit (AGC circuit)
41 Gate circuit 46, 96, 106, 116 Rectifier circuit 51 First transmission gate 55 Inversion means (second inverting amplifier)
56 Second transmission gate

Claims (7)

駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、
前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、
前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電流を出力する整流回路と、
前記整流回路の出力電流と所定の基準電流とを比較し、前記整流回路の出力電流の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、
前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、
を備え、
前記整流回路は、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする発振回路。 A piezoelectric vibrator having a drive electrode and vibrating with an alternating drive voltage applied to the drive electrode;
A current / voltage conversion circuit that converts an output current of the drive electrode into a voltage and outputs an alternating voltage; and
A rectifier circuit that rectifies the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit and outputs a DC current;
Comparing means for comparing the output current of the rectifier circuit with a predetermined reference current, and outputting a control voltage in accordance with fluctuations in the output current of the rectifier circuit;
A gain control circuit for controlling a drive voltage applied to a drive electrode of the piezoelectric vibrator based on the control voltage output from the comparison unit;
With
The rectifier circuit includes a gate circuit that performs a rectification operation in synchronization with the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit. 駆動電極を有し、当該駆動電極に印加される交流の駆動電圧によって振動する圧電振動子と、
前記駆動電極の出力電流を電圧に変換して交流電圧を出力する電流／電圧変換回路と、
前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記整流回路の出力電圧の変動に応じて制御電圧を出力する比較手段と、
前記比較手段から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御する利得制御回路と、
を備え、
前記整流回路は、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧に同期して整流動作をおこなうゲート回路を備えることを特徴とする発振回路。 A piezoelectric vibrator having a drive electrode and vibrating with an alternating drive voltage applied to the drive electrode;
A current / voltage conversion circuit that converts an output current of the drive electrode into a voltage and outputs an alternating voltage; and
A rectifier circuit that rectifies the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit and outputs a DC voltage;
Comparing means for comparing the output voltage of the rectifier circuit with a predetermined reference voltage, and outputting a control voltage in accordance with fluctuations in the output voltage of the rectifier circuit;
A gain control circuit for controlling a drive voltage applied to a drive electrode of the piezoelectric vibrator based on the control voltage output from the comparison unit;
With
The rectifier circuit includes a gate circuit that performs a rectification operation in synchronization with the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit. 前記ゲート回路は、全波整流動作をおこなうことを特徴とする請求項１または２に記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 1, wherein the gate circuit performs a full-wave rectification operation. 前記ゲート回路は、
前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなる第１のトランスミッションゲートと、
前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときにハイインピーダンスとなり、第２の極性のときに導通状態となる第２のトランスミッションゲートと、
前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧の極性を反転して前記第２のトランスミッションゲートの入力に供給する反転手段と、
を備えたことを特徴とする請求項３に記載の発振回路。 The gate circuit is
A first transmission gate that is conductive when the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit has a first polarity and that has a high impedance when the second polarity;
A second transmission gate that is high impedance when the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit has a first polarity and is conductive when the second polarity;
Inverting means for inverting the polarity of the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit and supplying the inverted polarity to the input of the second transmission gate;
The oscillation circuit according to claim 3, further comprising: 前記ゲート回路は、半波整流動作をおこなうことを特徴とする請求項１または２に記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 1, wherein the gate circuit performs a half-wave rectification operation. 前記ゲート回路は、前記電流／電圧変換回路から出力される前記交流電圧が第１の極性のときに導通状態となり、第２の極性のときにハイインピーダンスとなるトランスミッションゲートを備えたことを特徴とする請求項５に記載の発振回路。   The gate circuit includes a transmission gate that is in a conductive state when the AC voltage output from the current / voltage conversion circuit has a first polarity and has a high impedance when the second voltage has a second polarity. The oscillation circuit according to claim 5. 上記請求項１〜６のいずれか一つに記載された発振回路と、
前記圧電振動子に設けた検出電極により該圧電振動子に生じたコリオリ力による応力を電荷として検出し、前記電流／電圧変換回路の出力電圧、または前記圧電振動子の前記駆動電極に印加される前記駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、
を備えたことを特徴とする角速度センサ。
The oscillation circuit according to any one of claims 1 to 6;
Stress due to Coriolis force generated in the piezoelectric vibrator is detected as a charge by the detection electrode provided in the piezoelectric vibrator, and applied to the output voltage of the current / voltage conversion circuit or the drive electrode of the piezoelectric vibrator. A detection circuit that performs synchronous detection with the drive voltage and outputs a detection signal corresponding to the angular velocity;
An angular velocity sensor comprising:
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2008101973A (en) * 2006-10-18 2008-05-01 Seiko Epson Corp Detector, gyro-sensor, electronic apparatus, and detector adjustment method
JP2010085319A (en) * 2008-10-01 2010-04-15 Nec Electronics Corp Sensor signal detection circuit, ratiometric correction circuit, and sensor device
JP2012189610A (en) * 2012-06-04 2012-10-04 Seiko Epson Corp Detecting device, gyro sensor, electronic equipment and adjusting method for detecting device
JP2018009916A (en) * 2016-07-15 2018-01-18 セイコーエプソン株式会社 Rectification circuit, driving circuit, physical quantity detection device, electronic apparatus, and movable body

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