JP4584943B2

JP4584943B2 - 多重送信アンテナを使用するデータ伝送の方法および装置

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Publication number: JP4584943B2
Application number: JP2007027477A
Authority: JP
Inventors: アール．カルダーバンク，アーサー; セシャドリ，ナムビラジャン; タロク，ヴァヒド; エフ．ナギュイブ，アイマン
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1996-04-26
Filing date: 2007-02-07
Publication date: 2010-11-24
Anticipated expiration: 2017-04-25
Also published as: JP2007184954A; US7298794B2; JP4034824B2; EP0906669A1; CA2252664A1; US20130243126A1; US9780922B2; EP2280494A2; EP2280494A3; US20050201481A1; US20150326352A1; US20090024906A1; EP2184864A2; US8694876B2; JP2002504276A; US9083508B2; US6889355B1; EP0906669A4; CA2252664C; WO1997041670A1

Description

本発明は、概して、通信システムの分野に関し、特にセルラー無線のような無線通信の分野に関する。

アンテナ・ダイバーシティは、マルチパス歪みフェージングの影響を低減するため、移動セルラー無線を含む通信システムで使用される技術である。アンテナ・ダイバーシティは受信機に２つかそれ以上（ｎ≧２）のアンテナを備えることによって得られる。これらのｎ個のアンテナは、適切に配置された場合、異なった形でフェージングを被るｎ個のチャネルを包含する。１つのチャネルが深いフェージングにある、すなわちマルチパス干渉の相殺効果による強い振幅と位相の損失を被っている場合、これらのチャネルの別のものが同時に同じ効果を被ることは少ない。これらの独立したチャネルによって提供される冗長性によって、受信機がフェージングの有害な影響を回避できることが多い。

また、アンテナ・ダイバーシティの利益は、受信機ではなく基地または送信局に多重送信アンテナを提供することによって移動受信機に提供される。その場合受信機は１つのアンテナを使用し、伝送チェーンの受信機側で費用と複雑さを抑える。

多重送信アンテナは様々な方法で基地局に提供される。ある可能な既知の技術の概略図が図１で示される。おそらく最も単純には、図１（ａ）で概略的に示されているように、２つのアンテナが出力段に提供され、情報信号ｄ_ｋが、時間または周波数において重なり合うことなく２つの整合されたアンテナ素子の間で切り換えられる。もちろんこれは、送信機が各送信アンテナに対応するチャネルに関して受信機からのフィードバックを必要とするという欠点を有する。このスキームはチャネルが急速に変化する場合良好に動作しない。

米国特許第５，４７９，４４８号で説明され、図１（ｂ）で概略的に示される変形では、スイッチ・ダイバーシティの上記の欠点は、ダイバーシティの利益を提供するチャネル・コードを使用することによって除去される。最大ダイバーシティの上限は基地局のアンテナ素子の数によって定められ、受信機が１つのアンテナを備えていると仮定すれば使用されるチャネル・コードの最小ハミング距離に等しい。この特許で説明されたシステムは、ＦＤＤ（周波数分割二重化）およびＴＤＤ（時間分割二重化）の両方によるシステムに適用される。

米国特許第５，４７９，４４８号のシステムの例示としての実施形態は、長さがｎ≧２個の記号（シンボル）（ｎは、送信機によって使用されるアンテナの数）で最小ハミング距離が２≦ｄ_ｍｉｎ≦ｎのチャネル・コードを利用する基地局を含む。このチャネル・コードが使用されｋ個の情報ビットを符号化する。基地局送信機のｎ個のアンテナは、ｎ個のアンテナでダイバーシティ受信を提供する際、従来行われていたように数種類の波長によって分離される。チャネル・コード記号ｃ_ｉがｉ番目のアンテナによって送信され、ｋ個のビットを表す。受信機では、従来の最尤チャネル・コード復号器がｄ_ｍｉｎのダイバーシティの利点を提供する。

米国特許第５，４７９，４４８号の好適実施形態では、異なったアンテナからの伝送信号が時間的に分離される。これはデータ転送速度の低下に帰結し、帯域幅を犠牲にする。データ転送速度の低下はアンテナの数（またはコードの長さ）に等しい。

A.Wittneben 、「デジタルＳＩＭＵＬＣＡＳＴ用基地局変調ダイバーシティ（Base Starion Modulation Diversity for Digital SIMULCAST）」、第４１回米国電気電子通信学会車両技術会議会報、８４８〜８５３ページ（41^ＳＴIEEE Vehicular Technology SocietyConference Proceedings,pp.843-853）で開示され、図１（ｃ）で示されるように、２つの中の１つが遅延素子またはタップを有する２つのアンテナへの２つの経路に情報信号を分割することによって、伝送帯域幅は図１（ｂ）のダイバーシティ装置に対して改善される。すなわち、ある所与の瞬間にアンテナＢに現れる信号は前の瞬間にアンテナＡに現れたのと同じ信号である。２つの信号は同時に伝送され、受信局で復元されて処理され、望ましい情報信号を隔離する。

［発明の概要］
１つの態様でこれらと他の通信技術を改善する本発明は、多重送信アンテナを使用するデータ伝送のシステムと方法に関する。
本発明は、１つの態様で、送信機と受信機の複雑さおよび費用を大きく増大することなく利用可能なチャネル帯域幅の有効利用を増大するデータ伝送のシステムと方法に関する。

本発明は、別の態様で、伝送データへのチャネル・コードを利用して誤りの可能性を低減し受信頑強性を増大するデータ伝送のシステムと方法に関する。
本発明は、別の態様で、縦続誤り訂正コードを含み、さらにビット誤り率と他の伝送性能を改善するデータ伝送のシステムと方法に関する。

本発明は、別の態様で、多重レベル・コード化を含み、復号化の複雑さを低減するデータ伝送のシステムと方法に関する。
本発明は、別の態様で、広範な条件下で多重アンテナ装置のダイバーシティの利益を維持するデータ伝送のシステムと方法に関する。

本発明では、他の利点と共に、米国特許第５，７４９，４４８号で説明された時間分離が除去され、コード化データは、遅延を伴うときも伴わないときもあるが、異なった送信アンテナから平行して同時に伝送される。ダイバーシティと共にデータ転送速度の増大が達成される。

比較のために、米国特許第５，７４９，４４８号（第６段２１〜２９行、第７段３５〜４４行および６３〜６７行、第８段１〜１６行）で説明されるコードは２つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用するダイバーシティ２を提供する。これらの開示されたコードの帯域幅効率はそれぞれ、１ビット／記号（シンボル）、１．５ビット／記号および２ビット／記号である。

同じコードを適用するが新しい伝送装置を適用する、以下に説明される本発明を使用すると、帯域幅効率はそれぞれ２、３および４ビット／記号に倍増する。さらに、ダイバーシティと他の基準を考慮してなされる他の実施形態では、本発明を実現するためにアンテナ線路上の遅延素子を必要とせず、さらにコード化利得が得られる。

［好適実施形態の詳細な説明］
Ａ．引用による援用
この出願で参照されるデジタル信号処理の様々な概念は、例えば、デジタル通信および他の技術で周知であるので、ここで詳細に説明する必要はない。これらの概念には、制限なしに、複合変調およびコード化、および最尤復号化が含まれる。これらの概念は、例えば、すべて引用によって本出願の記載に援用する、１９８４年６月２６日付けのA.Gersho他に対して発行された米国特許第４，４５７，００４号、１９８４年１２月１８日付けのJ.E.Mazoに対して発行された米国特許第４，４８９，４１８号、１９８５年５月２８日付けのL.Weiに対して発行された米国特許第４，５２０，４９０号、１９８６年６月２４日付けのG.D.Forney,Jrに対して発行された米国特許第４，５９７，０９０号、１９９１年７月２日付けのL.Weiに対して発行された米国特許第５，０２９，１８５号、 A.Wittneben、「デジタルＳＩＭＵＬＣＡＳＴ用基地局変調ダイバーシティ」、第４１回米国電気電子通信学会車両技術会議会報、８４８〜８５３ページおよび、Seshadriに対して発行された米国特許第５，４７９，４４８号で説明されている。

Ｂ．実施形態で使用される例示としてのハードウェア
説明を明瞭にするために、本発明の例示としての実施形態は個別の機能ブロックを含むものとして提示される。当業技術分野で周知のように、これらのブロックが表す機能は、ソフトウェアを実行可能なハードウェアを含むが、それに制限されない共有または専用ハードウェア（プロセッサ）の使用を通じて提供される。例示としての実施形態には、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェアと、以下で論じられる演算を行うソフトウェアが含まれる。本発明の超大規模集積（ＶＬＳＩ）ハードウェアが、ハイブリッドＤＳＰ／ＶＬＳＩ実施形態と同様に構成される。

Ｃ．例示としての実施形態への導入
従来のアンテナ・ダイバーシティ受信の中心的な概念は、異なったアンテナで受信された信号は、高い確率で、異なった瞬間にフェージングを被ると言うことである。すなわち、受信機は異なった受信信号を結合または選択して歪みの少ない送信信号を復元する。

本発明は、遅延を伴うかまたは伴わずに、送信機で多重アンテナを利用することによってダイバーシティの利益を提供する。図２（ａ）および図３に示される第１の例示としての実施形態は長さＭ_１の情報シーケンスを長さＭ_２の２つの情報シーケンスにマップする。特に、ｋ個の入力ビット（ｋがＭ_１を分割すると仮定する）がグループ毎に第１および第２コード記号にマップされる。２つのコード記号が使用され、２つのコード・シーケンスを形成するが、そこでは各シーケンスが長さＭ_１／ｋ＝Ｍ_２であり、第１コード・シーケンスは第１コード記号からなり、第２コード・シーケンスは第２コード記号からなる。その後これら２つのコード・シーケンスが使用され、当業技術分野で周知のように従来の位相シフト・キーイングを使用して搬送波を位相変調し、その過程で２つの変調信号が生成される。また、直交振幅変調または何らかの他の変調スキームが使用されることもある。

その後２つの変調信号が２つの送信アンテナを使用して送信される。第１の例示としての実施形態では、１つの記号間隔のタイミング・オフセット（周期Ｔの遅延素子またはタップ）が２つの信号間に導入される。受信機は、ノイズによって乱された２つのアンテナから送信された信号の減衰したバージョンの合計を受信する。第２の例示としての実施形態では、１つのアンテナ・チャネルでの遅延の使用は除去される。

２つのコード化信号は同時に送信されるので、帯域幅の不利益を受けることはない。しかし、記号間干渉が発生するが、これは最尤シーケンス検出または他の当業技術分野で周知の技術を使用して受信機で解決される。すでに言及したように、ダイバーシティを提供するための遅延の導入は当業技術分野で周知である。しかし、遅延ダイバーシティ装置の不可分の一部としてコード化を使用することや、ダイバーシティおよび他の基準に準拠するコードを使用して何らかの遅延素子を除去することは知られていない。

本発明の例示としての実施形態の説明に進む前に、第１の例示としての実施形態のチャネル・モデルと実施形態の誤り性能に関する概念が提示される。

Ｄ．チャネル・モデル伝送フォーマット
第１の例示としての実施形態の分析
本発明の第１の例示としての実施形態が動作する総合的な伝送環境は、各々が例示として独立した低速（静的）レイリー・フェージングを被るｎ個の別個のチャネルを含むものとして見られる（本発明の原理は他の種類のフェージング・チャネルにも同様に適用可能であることを理解されたい）。ｉ番目のチャネルのインパルス応答は次式によって与えられるが、

ここで、ω_ｏは角搬送波周波数であり、ｚ_ｉは静的複合フェード値であるが、その位相は［−π，π］について均一に分散された確率変数であり、その大きさは次式によってレイリー分散される。

情報シーケンスＩはｋ個の情報ビットの下位シーケンスにグループ分けされる。

ここで、上付文字は下位シーケンスの番号である。各下位シーケンスはチャネル・コードを使用してチャネル配列のｎ個のチャネル記号にマップされる。信号配列（コンステレーション）のいくつかの例が図４に示される。信号配列にマップされたコード・シーケンスは、

各要素ｃ_ｉ ^ｊは信号配列に属する点である。コード・シーケンスは以下に示すような行列に配置される。

行列の第１横列は平方根ナイキスト・フィルタｐ（ｔ）を使用して形成され、変調されてアンテナ１を使用して送信されるパルスである。行列の第２横列は、平方根ナイキスト・フィルタｐ（ｔ−Ｔ）（１記号間隔だけ遅延されたｐ（ｔ））を使用して形成されたパルスである。行列のｉ番目の横列は、平方根ナイキスト・フィルタｐ（ｔ−（ｉ−１）Ｔ）（（ｉ−１）記号間隔だけ遅延されたｐ（ｔ））を使用して送信される。受信機では、当業技術分野で周知の復調、受信機フィルタリングおよびサンプリングを経た受信信号は、次式によって与えられるが、

ここで、η_ｉは付加的白色ガウス形ノイズとしてモデル化される外部ノイズである。

復号化は、当業技術分野で周知の最尤復号化技術またはその次善の変形を使用する従来の方法でなされる。

Ｅ．第１の例示としての実施形態
図３は、本発明の第１の例示としての実施形態によるデジタル無線通信システム送信機の例示としての装置を示す。送信機は音声信号源１０１からアナログ音声信号を受信し、アンテナ１１６ａ、ｂで送信するためにこの信号を処理する。送信機はソース符号器１０４、チャネル符号器１０６、配列マッパー１０８ａ、ｂ、一時記憶バッファ１１０ａ、ｂ、パルス整形器１１２ａおよびｂ、および変調器１１４ａ、ｂを含む。無線信号の送信に関連する電力増幅は説明を明瞭にするため図３から省略されている。

音声信号源１０１は、符号化され、例えば、移動受信機に送信されるべきアナログ音声信号を提供する。この音声信号はソース符号器１０４によって従来のアナログ・デジタル変換によりデジタル信号に変換される。ソース符号器１０４は、アナログ音声信号を表すデジタル信号をチャネル符号器１０６への出力として提供する。ソース符号器１０４は何らかの従来の音声符号器によって実現される。

チャネル符号器１０６は、ソース符号器１０４から複数のビットを含むＰＣＭ（パルス・コード変調）デジタル信号を受信する。チャネル符号器１０６は従来のチャネル・コードを使用してＰＣＭデジタル信号をコード化する。適切に構成されているならば、どんなチャネル・コードもこの目的のために利用される。

本発明の第１の例示としての実施形態のために構成されたコードは基地局のアンテナの数が２であることを想定している。長さｎ＝２の複合記号（記号毎の２つの記号（シンボル）×２つの成分（同相および直交）は４次元（４−Ｄ）に等しい）の以下の例示としてのコードは最小ハミング距離ｄ_ｍｉｎ＝２を有する。

チャネル・コード

情報ビット記号１記号２
００００
０１１２
１１２１
１０３３

このコードを使用して、符号器１０６は一度に２つの情報ビットをコード化して４つの符号語を生成する。生成された符号語は各々２つの記号を含む（上記で記号１および記号２と表示された縦列を参照されたい）。各記号は図４（ａ）で表された４−ＰＳＫ配列に属する。すなわち、コード記号当たりの１情報ビットのコード化率はこのコードによって提供される。以下論じられるように、記号１はアンテナ１１６ａによって送信され、記号２はアンテナ１１６ｂによって送信される。

符号器１０６によって生成された各符号語の第１記号は配列マッパー１０８ａへの入力として提供され、各符号語の第２記号はマッパー１０８ｂに提供される。

配列マッパー１０８ａ、ｂは符号器１０６から受信された記号に対応する複素数値出力を生成する。この出力の実数部がアンテナ１１６ａ、ｂで送信される変調信号の同相成分を決定する。同様に、この出力の虚数部が変調信号の直角成分を決定する。配列マッパー１０８ａ、ｂは当業技術分野で周知の従来のマッパーである。それらはルックアップテーブルまたは論理要素の直接結合として実現される。マッパー１０８ａ、ｂはそれぞれ各受信符号語の第１および第２記号に対して動作し、バッファ１１０ａおよびｂに複素数値出力を提供する。

バッファ１１０ａおよびｂはマッパー１０８ａ、ｂから受信された複素数値の一時記憶装置を提供し、例示としてこうした数値を１００保存する。バッファ１１０ａへの複素数入力は従来の平方根ナイキスト送信フィルタを使用してパルス整形され（１１２ａ参照）、バッファ１１０ｂへのそれは同じ平方根ナイキスト送信フィルタを使用してパルス整形されるが、そのインパルス応答は１記号間隔だけ遅延される（１１２ｂ参照）。その後パルス整形された出力は変調器１１４ａおよび１１４ｂによって変調され、アンテナ１１６ａおよび１１６ｂを使用して送信される。付加的フィルタリングおよび電力増幅段は説明を明瞭にするために図示されない。

Ｆ．第１の例示としての実施形態の他のチャネル・コード
上記で説明された第１実施形態は、コード化効率を向上させるために、第１に開発されたものと異なったチャネル・コードを使用することがある。例えば、以下のコード長さ２、ｄ_ｍｉｎ＝２が、図４（ｂ）に示される８−ＰＳＫ配列から形成される。このコードは３ビット／記号の効率を有する。

情報データ記号１記号２

０００００
００１１５
０１１２２
１１１３７
１００４４
１０１５１
１１０６６
１１１７３

符号語の別個の組み合わせは少なくとも２つの位置で異なっている。

別のコード化の実現においては、４．０ビット／記号のコード化効率が提供される。ｄ_ｍｉｎ＝２を達成し、コードのブロック長さが２に等しいという制約内にあるためには、少なくとも１６の符号語を有する必要がある。一方、１６−ＰＳＫ（図４（ｃ）参照）が２のダイバーシティ利益が提供される最小配列である。４Ｄ−１６ＰＳＫコードが以下に示される。

情報データ記号１記号２

００００００
０００１２２
００１０４４
００１１６６
０１００８８
０１０１１０１０
０１１０１２１２
０１１１１４１４
１０００１７
１００１３９
１０１０５１１
１０１１７１３
１１００９１５
１１０１１１１
１１１０１３３
１１１１１５５

Ｇ．実施形態の例示としての復号器
図５は、本発明の上記の第１の例示としての実施形態による例示としての受信機３００を示す。受信機３００はアンテナ３０１から伝送信号を受信し、出力としてアナログ音声を生成する。受信機３００は、無線周波−ベースバンド・フロントエンド３０５、受信バッファ３０７、チャネル復号器３１０および音声復号器３２０を含む。

無線周波−ベースバンド・フロントエンド３０５は一般的な復調出力（すなわち、受信された記号）を受信バッファ３０７に提供する。フロントエンド３０５には、例えば、一般的な無線周波−中間周波変換、受信フィルタリングおよび、チントおよび搬送波回復回路が含まれる。

受信バッファ３０７はフロントエンド３０５から受信された記号を保存する。バッファ３０７は、受信機がバッファ１１０ａ、ｂ中のデータの重ね合わされたものを受信するため１つのバッファだけが必要であること以外は、第Ｄ節で説明され図３で提示された例示としての送信機のバッファ１１０ａ、ｂに類似している。チャネル復号器２１０はバッファ３０７から復調記号出力を受信し、復号化情報ビットを音声復号器３２０に提供する。例示としての復号器３１０は図６で提示される流れ図によって動作する。

図６に示されるように、受信バッファ３０７からの記号はメモリ３１１ａ、ｂに保存されたすべての可能な有効符号語との距離を計算する際に使用される。例えば、バッファ３１１ｂからの第１符号語と共に得られるが、１記号間隔だけ遅延された３１１ａからの第１符号語がそれぞれチャネル利得α１およびα２と線形結合される。この結合された出力とバッファ３０７の受信された記号との距離が計算される。これはバッファ３１１ａおよび３１１ｂの各符号語についてなされる（３１２参照）。正当な符号語の組み合わせは受信されたシーケンスに最も近いものである（３１３参照）。復号化された符号語の組み合わせはその後コード化情報を含むビットのストリングにマップされる（３１４参照）。この全数探索は、当業技術分野に熟練した者に周知のビタビ・アルゴリズムまたはその変形を使用して効率的に行われる。

音声復号器３２０はデジタル音声情報のアナログ音声へのマッピングを提供する従来の装置である。復号器３２０は上記で図５に関連して論じられたソース符号器１０４の逆の動作を提供する。

上記の議論の観点から、１つのアンテナを使用する本発明のダイバーシティの利益は多重受信アンテナの使用によって向上することを理解されたい。この利点は、各受信アンテナ用のフロントエンドと受信バッファの組み合わせによって実現される。

図７は、２つの受信アンテナ３０１ａ、ｂのためのこの拡張による受信機の例を提示する。図示するように、各アンテナに関連する第１および第２バッファから受信された記号は直接チャネル復号器に提供される。これらは上記で説明されたものと同様の方法で復号器によって処理され、伝送信号に対する決定がなされる。

Ｈ．第２の例示としての実施形態：序論
本発明では、本発明の上記の第１の例示としての実施形態とそのコード化の実現はコード化技術とアンテナ送信線路の遅延素子に依存して、ダイバーシティを維持し、より単純な周知のダイバーシティ・スキームに対して追加コード化利得を達成する。しかし、この例示としての実施形態は遅延が異なったコード化ストリームに導入されるという制限を除去することによってさらに改善される。アンテナが使用され、１つのチャネル・コードによって情報データを符号化することによって作成されるｎ個の平行データ・ストリームを送信する場合性能を最大化するための基準を導出する。すなわち、コードの性能はある行列のランクと行列式によって決定されることが示される。これらの行列は所与のチャネル・コードの符号語から構成される。これらの基準に基づく行列が使用され、高データ転送速度無線通信のためのチャネル・コードを設計する。こうしたコードは空時コードと呼ばれ、格子形構造を有するため容易に符号化される。こうしたコードは最尤シーケンス基準を使用して容易に復号化される。２または４個のアンテナによって動作するために構成された４ＰＳＫ、８ＰＳＫおよび１６ＱＡＭに基づくコードの例が与えられる。動作の結果が示され性能を証明する。

Ｉ．チャネル・モデル伝送フォーマット：
第２の例示としての実施形態の分析
第２の例示としての実施形態とそのコード化インプリメンテーションが動作する伝送チャネル全体は、各々が例示として独立した低速（静的）レイリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）またはリシアン（Ｒｉｃｉａｎ）・フェージングを被り（ここでも本発明の原理と本実施形態が他のクラスまたはフェージング・チャネルに同様に適用可能であることが認識されるべきである）、一般に上記で第１の例示としての実施形態について説明したようなインパルス応答、フェードおよび他の特性を有するｎ個の別個のチャネルを含むものと見られる。

Ｊ．第２の例示としての実施形態
図８は、本発明の第２の例示としての実施形態によって構成された通信システムを提示する。図示されるシステムは一般に図３に示される第１の例示としての実施形態と同様であり、前の実施形態と共通の構成要素には信号源１０１、アンテナ１１６ａ、ｂ、符号器１０４およびチャネル符号器１０６、および配列マッパー１０８ａ、ｂを含む同様の番号が付けられる。第２の例示としての実施形態におけるパルス整形器１１２ｂ’は、遅延Ｔを提供するよう構成されていないが、パルス整形器１１２ａ’と同じであることに留意されたい。

チャネル符号器１０６はソース符号器１０４から複数のビットを含むＰＣＭデジタル信号を受信する。チャネル符号器１０６は、以下解明される設計基準を満足するよう構成されたチャネル・コードを使用してＰＣＭデジタル信号をコード化する。

第２の例示としての実施形態用に構成されたコードは、基地局のアンテナの数が２であることを想定している。伝送速度２ビット／秒／Ｈｚの４−ＰＳＫ格子形コードが図９で例示としての目的のために提供される。このコードを使用して、符号器１０６は一度に２つの情報ビットをコード化し、格子形図の分岐のラベルを生成する。分岐は符号器の状態と入力データに依存し、かつ符号器の新しい状態を決定する。例えば、符号器が図９の状態３にあると仮定する。すると入力ビット００、０１、１０および１１に対して、対応する分岐ラベルはそれぞれ３０、３１、３２および３３である。すると符号器の新しい状態はそれぞれ０、１、２および３である。各分岐ラベルは２つの記号を含む（上記の分岐ラベルを参照されたい）。各記号は図４（ａ）で提示された４−ＰＳＫ配列に属する。従って、例えば出力３１に対応して、位相値３π／２およびπ／２ラジアンが使用され、搬送波を位相変調する。従って、使用されるチャネル毎の２つの情報ビットのコード化率がこのコードによって提供される。以下論じられるように、記号１はアンテナ１１６ａによって送信され、記号２はアンテナ１１６ｂによって送信される。

一般に上記で第１の例示としての実施形態について論じられたように、符号器１０６によって生成された各符号語の第１記号は配列マッパー１０８ａへの入力として提供され、符号語の第２記号はマッパー１０８ｂに提供される。

Ｋ．第２の例示としての実施形態の他の例示チャネル・コード
上記で説明した第２の例示としての実施形態が、コード化効率を向上させるために他のチャネル・コードを利用することがある。こうしたコードは後で最終的に計算される性能基準によって設計される。説明のための例が提供される。より多くの状態を有する符号器を構成することによってこうしたコードの性能を改善することができる。発明者は（確立された基準を使用して）異なった数の状態を有するコードを設計した。４−ＰＳＫと８−ＰＳＫの場合のシミュレーションの結果が含まれ、２および１個の受信アンテナについてこれらのコードの性能が卓越していることを実証する。

Ｌ．第２の例示としての実施形態における復号化
第２の例示としての実施形態は受信機３００と図１０に例示としての関連復号器回路を利用するが、これは一般に第１の例示としての実施形態について説明された図５で示されたものと同様である。図１０で示されるように、バッファ３０７から記号を受信するよう構成された回路は、第２実施形態の非遅延コード化を行うよう適用される。例えば、遅延が適用されないため、第２の例示としての実施形態によって複合化が行われる場合、図６に示す遅延素子３１５は組み込まれない。

Ｍ．第２の例示としての実施形態の性能基準
この節では、第２の例示としての実施形態で使用されるコードの設計の性能基準が確立される。

基地局がｎ個のアンテナを備え、移動ユニットがｍ個のアンテナを備える移動通信システムを考察する。データが符号器によって符号化される。符号化されたデータは直並列装置を通過し、データのｎ個のストリームに分割される。データの各ストリームはパルス整形器への入力として使用される。その後各整形器の出力は変調器を使用して変調される。１≦ｉ≦ｎの場合、各時点で変調器ｉは送信アンテナ（Ｔｘアンテナ）ｉを使用して送信される信号である。

再び、ｎ個の信号が異なった送信アンテナから各々同時に送信され、これらの信号がすべて同じ送信周期Ｔを有すると仮定する。各受信アンテナの信号は、ｎ個の送信信号のフェージングを受けたバージョンの重なり合いのノイズを含むバージョンである。

受信機では、復調器が各受信アンテナ１≦ｊ≦ｍの受信信号に基づいて決定統計を行う。ｉ番目のアンテナからの送信間隔ｔの送信記号がｃ_ｔ ^ｉであり、時間間隔ｔの受信アンテナｊでの受信ワードがｄ_ｔ ^ｊであると仮定すると、次式となる。

係数α_ｉ ^ｊが、まず、平均

であり、次元毎の分散が０．５、

であり、ここで、

である、定常複素数ガウス確率過程の独立したサンプルとしてモデル化される。これは、異なったアンテナから送信された信号は個別のフェージングを被るという仮定と同等である（α_ｉ ^ｊが依存形である場合は後で扱われる）。また、η_ｔ ^ｊは、次元毎の両側電力スペクトル密度Ｎ０／２を伴うゼロ平均複素数白色ガウス処理の個別のサンプルである。α_ｉ ^ｊは１フレームの間一定であり、１つのフレームから別のフレームへと変化する（フラット・フェージング）と仮定される。

発明者は、この伝送シナリオの元でコードを構成する設計基準を導出した。このタスクのために必要な数学的背景と使用される記数法がまず概観される。ｘ＝（ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_ｋ）と（ｙ_１，ｙ_２，．．．，ｙ_ｋ）がｋ次元複素数空間Ｃ^ｋにおける複素数ベクトルであるとする。ｘとｙの内積は

によって与えられるが、ここで、ｙ_ｉはｙ_ｉの複素数共役を示す。任意の行列Ａについて、Ａ^＊はＡのエルミート（共役転置行列）を示すものとする。

周知の線形代数から、Ａ＝Ａ^＊の場合、かつその場合のみｎ×ｎＡはエルミートである。任意の１×ｎ複素数ベクトルｘについてｘＡｘ^＊≧０の場合、Ａは負でない定符号である。ＶＶ^＊＝Ｉ（Ｉは単位行列）である場合、かつその場合のみｎ×ｎ行列Ｖはユニタリである。ＢＢ^＊＝Ａの場合ｎ×１行列Ｂはｎ×ｎ行列Ａの平方根である。線形代数からの以下の結果も使用される。
・固有値λに対応するｎ×ｎ行列Ａの固有ベクトルｖは、ある複素数λについてｖＡ＝λｖであるような単位ユークリッド長さの１×ｎベクトルである。固有値ゼロに対応するＡの固有ベクトルの数はｎ−ｒ（ｒはＡのランク）である。
・平方根Ｂである任意の行列Ａは負でない定符号である。
・任意の負でない定符号エルミート行列Ａについて、ＢＢ^＊＝Ａとなるような下位三角正方行列が存在する。
・エルミート行列Ａについて、Ａの固有ベクトルは、Ｃ^ｎ（ｎ次元の複素数空間）にわたり、固有ベクトルＡからなるＣ^ｎの正規直交基底が容易に構成される。
・ＶＡＶ^＊＝Ｄとなるようなユニタリ行列Ｖと実数対角行列Ｄが存在する。Ｖの横列はＡの固有ベクトルによって与えられるＣ^ｎの正規直交基底である。
・Ｄの対角要素は、Ａ計数多重度の固有値λ_ｉ（ｉ＝１，２．．．，ｎ）である。
・エルミート行列の固有値は実数である。
・負でない定符号エルミート行列の固有値は負でない。
ｉ．独立フェード計数の場合

信号配列の各要素が、配列要素の平均エネルギーが１になるように選択された基準化因子

によって縮小されるものと仮定する。すなわち、設計基準は配列に依存せず、４−ＰＳＫ、８−ＰＳＫおよび１６−ＱＡＭに等しく適用される。

が伝送されたと仮定して、
受信機が、誤って信号

を優先して判断する可能性を検討する。

理想的なチャネル状態情報（ＣＳＩ）を想定すると、ｃが送信され、復号器でｅを優先して判断される可能性はほぼ次式に近似するが、

ここで、

である。
これはまさにガウス末尾関数への標準近似である。
Ω_ｊ＝（α_１ ^ｊ，．．．，α_ｎ ^ｊ）と設定すると、（５）は次式のように書き直されるが、

ここで、Ａ（ｃ，ｅ）の要素におけるｐｑは、１≦ｐ、ｑ≦ｎの場合、Ａ_ｐｑ＝ｘ_ｐ・ｘ_ｑでありｘ_ｐ＝

である。すなわち、

である。Ａ（ｃ，ｅ）はエルミートであるので、ＶＡ（ｃ，ｅ）Ｖ^＊＝Ｄであるようなユニタリ行列Ｖと実数対角行列Ｄが存在する。Ｖの横列はＡの固有ベクトルによって与えられるＣ^ｎの完全正規直交基底である。さらに、Ｄの対角要素はＡ計数多重度の固有値λ_ｉ，ｉ＝１，２，．．．，ｎである。行列

は明らかにＡ（ｃ，ｅ）の平方根である。すなわち、Ａ（ｃ，ｅ）の固有値は負でない実数値である。
ω_ｊ＝Ω_ｊＶ^＊であり、かつω_ｊ=（β_１ ^ｊ，．．．，β_ｎ ^ｊ）とすると、次式である。

次に、α_ｉ ^ｊが、平均Ｅα_ｉ ^ｊであり、Ｋ_ｉ ^ｊ＝｜ΣＥα_ｉ ^ｊ｜^２である複素数ガウス過程のｉ．ｉ．ｄ．サンプルであることを想起されたい。Ｋ^ｊ＝（Ｅα_１ ^ｊ，．．．Ｅα_ｎ ^ｊ）であり、ｖ_ｗがＶのｗ番目の横列を示すものとする。

Ｖはユニタリであるので、｛ｖ_１，ｖ_２，．．．，ｖ_ｎ｝はＣ^ｎの正規直交基底であり、β_ｉ ^ｊは次元毎の分散が０．５で平均がＫ^ｊ・ｖ_ｉの独立複素数ガウス確率変数である。Ｋ_ｉ，_ｊ＝｜Ｅβ_ｉ ^ｊ｜^２＝｜Ｋ^ｊ・ｖ_ｉ｜^２とする。すなわち｜β_ｉ ^ｊ｜はｐｄｆを伴う独立リシアン分布であり、｜β_ｉ ^ｊ｜≧０の場合、

であるが、ここで、Ｉ_０（・）は第１種のゼロ次修正ベッセル関数である。

すなわち、誤りの平均可能性の上限を計算するには、単に｜β_ｉ ^ｊ｜の独立リシアン分布について

を平均し、次式に到達すればよい。

いくつかの特殊な場合が次に考察される。

レイリー・フェージングの場合：この場合すべてのｉとｊに対してＫ_ｉ ^ｊ＝０であり、ｆｏｒｔｉｏｒｉとしてＫ_ｉ，_ｊ＝０である。すなわち、不等式（１０）は次式のように書かれる。

ｒが行列Ａのランクを示すとすれば、Ａのカーネルは次元ｎ−ｒを有し、Ａの正確なｎ−ｒ固有値はゼロである。Ａのゼロ以外の固有値をλ_１、λ_２、．．．、λ_ｒとすれば、不等式（１１）から次式が導かれる。

すなわちｍｒのダイバーシティと（λ_１λ_２．．．λ_ｒ）^１／ｒの利得が達成される。λ_１λ_２．．．λ_ｒが、Ａの原理ｒ×ｒ余因子の行列式の合計であることを想起されたい。さらに、Ａ（ｃ，ｅ）とＢ（ｃ，ｅ）のランクは等しい。すなわち上記の分析から、以下の設計基準に到達する。

レイリー空時コードの設計基準
・ランクの基準：最大ダイバーシティｍｎを達成するために、行列Ｂ（ｃ，ｅ）は任意の符号語ｃおよびｅについてフルランクでなければならない。Ｂ（ｃ，ｅ）が別個の符号語の２個の要素からなる集合について最小ランクｒを有する場合、ｒｍのダイバーシティが達成される。

・行列式の基準：ｒｍのダイバーシティの利益が我々の目標であると仮定する。別個の符号語ｅおよびｃのすべての組み合わせについて得られたＡ（ｃ，ｅ）＝Ｂ（ｃ，ｅ）Ｂ^＊（ｃ，ｅ）のすべてのｒ×ｒ原理余因子の行列式の合計の平方根の最小値がコード化利得に対応するが、ここで、ｒはＡ（ｃ，ｅ）のランクである。設計の際、任意の符号語ｅおよびｃに対するこの量に特に留意されたい。設計の目標はこの合計をできる限り大きくすることである。ｎｍのダイバーシティが設計の目標であるならば、別個の符号語ｅおよびｃのすべての組み合わせについて得られたＡ（ｃ，ｅ）の行列式の最小値を最大にしなければならない。
充分に高い信号対ノイズ比では、それは次式によって不等式（１０）の右辺に近似する。

すなわち、ｒｍのダイバーシティと

の利得が達成される。すなわち、以下の設計基準は、信号対ノイズ比が大きい場合リシアン空時コードに有効である。

リシアン空時コードの設計基準
・ランクの基準：この基準はレイリー・チャネルについて与えられたものと同じである。
・利得の基準：Λ（ｃ，ｅ）がＡ（ｃ，ｅ）のｒ×ｒ原理余因子のすべての行列式の合計を示すものとするが、ここで、ｒはＡ（ｃ，ｅ）のランクである。別個の符号語ｃおよびｅについて得られた積

の最小値を最大にしなければならない。

・性能は少なくとも不等式（１１）の右辺と同程度であるため、レイリー空時コードに対する利得基準も同様に使用できることが示されたことに留意されたい。

ｉｉ．依存形フェード係数の場合
次にフェード係数が依存形である場合が検討される。リシアンの場合は同様の方法で処理されるため、レイリー・フェージングだけが考察される。このため、次のｍｎ×ｍｎ行列を考察するが、

ここで、０はすべて０のｎ×ｎ行列を示す。Ω＝（Ω１，．．．Ωｍ）とすれば、（７）は次式のように書き表される。

ΘはΩの相関を示すものとする。Θがフルランク(full rank) であると仮定する（これは物理的に許容可能な仮定である）。負でない定符号正方エルミート行列である行列Θは、その平方根としてフルランクｎｍ×ｎｍ下位三角行列を有する。Θの対角要素は１であるので、Ｃの横列は長さ１である。Ω＝ｖＣ^＊によって

を定義すると、ｖの成分が、次元毎の分散が０．５の非相関複素数ガウス確率変数の成分であることが容易に見られる。ｖの成分の平均はａ_ｉ ^ｊの平均と行列Ｃから容易に計算できる。特にａ_ｉ ^ｊの平均は平均ゼロであるので、ε_ｉ ^ｊも同様である。
（１５）によって、次式の結論に達する。

同じことが、Ａ（ｃ，ｅ）がＣ^＊Ｙ（ｃ，ｅ）Ｃによって置換された独立フェージングの場合にも言える。すなわち、Ｃ^＊Ｙ（ｃ，ｅ）Ｃのランクは最大化されなければならない。Ｃはフルランクであるので、これはランク［Ｙ（ｃ，ｅ）］＝ｍｒａｎｋ［Ａ（ｃ，ｅ）］を最大化することに帰結する。すなわち、独立フェード係数について与えられたランクの基準はこの場合でも同様に保持される。

ａ_ｉ ^ｊはゼロ平均であるので、ε_ｉ ^ｊも同様である。すなわち、独立フェード係数の場合と同様の議論によって、Ｃ^＊Ｙ（ｃ，ｅ）Ｃの行列式が最大化されなければならないという結論に達する。これは、ｄｅｔ（Θ）ｄｅｔ（Ｙ（ｃ，ｅ））＝ｄｅｔ（Θ）［ｄｅｔ（Ａ（ｃ，ｅ））］^ｍに等しい。この観点から、独立フェード係数の場合に与えられた行列式の基準が同様に保持される。

同様の議論から、ランクの基準はリシアンの場合についても有効であり、リシアン・チャネル用に設計されたコードは、フェード係数が依存形であってもレイリー・チャネル用と同様に機能することになる。利得の基準を得るためには、ε_ｉ ^ｊの平均を計算し、独立リシアン・フェード係数の場合に与えられた利得の基準を適用しなければならない。当業技術分野に熟練した者に認識されるように、これは簡単明瞭だが、退屈な計算である。

Ｎ．空時コード構造
この節では、前節の結果が使用され、本発明の第２実施形態による、ｎ個の送信アンテナと（必要に応じて）受信アンテナのダイバーシティを利用する無線通信システムのコードを設計する。

設計されるコードは格子形コード、または格子形表示を有するブロック・コードである。ブロック・コードへの一般化は簡単明瞭であるので、格子形コードの例が当業技術分野に熟練した者に提供される。

ｉ．格子形コード
第２の例示としての実施形態で適用されるコードの設計では、時間ｔにおける各遷移分岐が、すべての１≦ｔ≦１について配列アルファベットＱからのｎ個の記号ｑｔ^１ｑ_ｔ ^２．．．ｑ_ｔ ^ｎのシーケンスによって標識付けされるという特性を有するものが参照される。符号器の経路がこの遷移分岐を通過する何れかの時点で、すべての１≦ｉ≦ｎについて記号ｑ_ｔ ^ｉがアンテナｉを経由して送信される。

格子形コードの符号化は、各フレームの始めと終わりで符号器が既知の状態にあることが必要な点以外は簡単明瞭である。復号化の方法が次に示される。α_ｉ ^ｊのチャネル推定を想定すれば、ｉ＝１，２，．．．，ｎ，ｊ＝１，２，．．．，ｍが復号器に利用可能である。ｒ_ｔ ^ｉが時間ｔにおいて受信アンテナｉで受信された信号であると仮定すると、復号器は、ラベルｑ_ｔ ^１ｑ_ｔ ^２．．．ｑ_ｔ ^ｎを有する時間ｔにおける任意の遷移分岐について、次式の分岐距離を計算する。

次にビタビ・アルゴリズムが使用され、累積距離が最も低い経路を計算する。

上記の格子形コードは、空間的および時間的ダイバーシティ技術を結合したものであるので空時コードと呼ばれる。さらに、その空時コードが上記で論じられた多重アンテナ通信システムについてｒｍのダイバーシティ利得を保証する場合、それはｒ空時コードであると言われる。

４−ＰＳＫ配列のための４状態コードが図９で与えられる。さらに例示するために、図１１では８−ＰＳＫ配列のための８状態コードが提供され、図１２（ａ）、図１２（ｂ）および図１３では、それぞれ４−ＰＳＫ配列のための８、１６および３２状態コードが提供される。図１４では、１６−ＱＡＭ配列のための１６状態コードも提供される。

図１１、図１２（ａ）、図１２（ｂ）、図１３および図１４のすべてのコードについてダイバーシティを保証する設計規則は以下である。
・同じ状態から離れる遷移は第２記号が異なる。
・同じ状態に達する遷移は第１記号が異なる。
ｒ≧２に関するｒ空時：例として、４送信アンテナ移動通信システム用４空時コードが構成される。符号器への入力が、Ｚ_４＝｛０，１，２，３｝における整数ｉに対応する２進数の長さ２のブロックである。格子の状態は、１＜＝ｉ＜＝３についてｓ_ｉがＺ_４にある３個の要素すべてからなる集合に対応する。状態（ｓ_１，ｓ_２，ｓ_３）で入力データｉを受信する際、符号器は４−ＰＳＫ配列の（ｉ，ｓ_１，ｓ_２，ｓ_３）要素を出力し（図４（ａ）参照）状態（ｉ，ｓ_１，ｓ_２）に移動する。１および２個の受信アンテナに対するこのコードの性能が図１５に与えられる。

Ｏ．チャネル推定と補間
本発明の上記２つの例示としての実施形態では、復号化に必要なチャネル状態情報は既知であると想定されていた。しかし、実際には受信機はチャネル状態情報を推定しなければならない。又、受信機はチャネルの変化につれてこの情報を更新しなければならない。図１６に示されるように、これは、プローブまたはパイロット記号Ｐを周期的に伝送することによって達成されるが、Ｐのアイデンティティは通信装置の送信および受信側で知られている。

パイロット記号を伝送する際、受信機はフェード係数の推定を導出する。受信機はチャネル補間スキームを使用してデータのフレーム全体にわたるチャネル状態を推定する。補間の結果は、当業技術分野に熟練した者に周知の復号化技術を使用する空時復号器によって使用される。

発明者は、高移動性環境では、チャネル推定と補間の不正確は、空時復号器によるデータ出力のフレーム中の少数の誤りを生じるだけであることを観測した。こうした少数の誤りは、当業技術分野で周知の何らかの外部ブロック・コードを使用して訂正される。
ここでは、縦続空時コード化と呼ばれるコード化戦略と共に、本発明による空時コードを使用する無線モデムの実現例が説明される。

Ｐ．基本モデム・アーキテクチャ
この節では本発明による空時コード化変調に基づくモデムの基本的機能が説明される。例示の目的で、北米デジタル・セルラー規格ＩＳ−１３６のチャネル化が想定される。しかし、同じモデム・アーキテクチャは、当業技術分野に熟練した者に周知の小さな修正によって、他のチャネル化および／または何らかの他の適用業務に容易に適合する。

ＩＳ−１３６におけるフレーム構造の簡単な概観は以下の通りである。各３０ｋＨｚの無線チャネルで、ＩＳ−１３６規格は毎秒２５フレームのデータを定義し、その各々がさらに６つのタイムスロットに下位区分される。各タイムスロットの時間は６．６６７ｍｓで、１６２の変調記号を伝える（変調記号速度は２４，３００記号／秒である）。

ｉ）．送信機
図１７は、空時コード化を利用し、２個の送信アンテナを備えた送信機のブロック図を示す（同じアーキテクチャを２個より多いアンテナに拡張することは簡単である）。情報源からのビット・ストリーム（音声またはデータ）が空時符号器に供給される。空時符号器は各々ｂ個の情報ビットを１つの変調記号にグループ分けするが、そこでは変調記号毎のビット数ｂは、Ｍ−ＱＡＭまたはＭ−ＰＳＫ配列のどちらかであると想定される、使用される配列に依存する。空時符号器は上記で言及した基準によって構成された空時コードを使用する。

ｂ個の情報ビットの各グループは空時符号器の出力で２つの変調記号を生成する。変調記号の各ストリームはブロック・インタリーバを使用してインタリーブされる。２つのバーストが同様の方法でインタリーブされると想定される。その後オーバヘッド、同期およびパイロット記号が各インタリーバの出力に追加され、バーストを形成する。各バーストは、当業技術分野に熟練した者に周知の何らかの適切なパルス整形を使用してパルス整形され、対応するアンテナから送信される。

ｉｉ）．タイムスロット構造
例示の目的で、図１６は、送信機が２個の送信アンテナを備えＩＳ−１３６チャネル化を遵守する場合のスロット構造を示す。すでに言及したように、このスロット構造は容易に拡張され、他のチャネル化と何らかの数の送信アンテナに適合する。

各タイムスロットでは、各アンテナから１つの、２つのバーストが送信される。ＩＳ−１３６北米デジタル・セルラー規格の場合のように、変調記号速度は２４，３００記号／秒であり、各バーストは１６２記号からなると想定される。各バーストは、受信機でタイミングと周波数同期のために使用される１４の記号同期シーケンスＳ_１およびＳ_２で開始される。さらに、送信機は、受信機でチャネル推定のために使用される６つの２つの記号からなるパイロット・シーケンスＰ_１およびＰ_２を挿入する。受信機で受信される信号は２つの送信されたバーストの重ね合わせであり、受信機で２つのバーストを分離するためには、パイロット・シーケンスＰ_１およびＰ_２と共に２つのシーケンスＳ_１およびＳ_２を直交シーケンスとして定義する必要がある。同期およびパイロット記号は記号毎に情報記号と同じエネルギーを有すると想定される。さらに、同期およびパイロット・シーケンスのためにπ／４シフトされたＤＱＰＳＫ変調が使用される。従って各バーストは１３６の情報記号を有する。従ってブロック・インタリーバは１７×８ブロック・インタリーバである。

iii）．受信機
図１８は、本実施形態による２個の受信アンテナを備えた移動受信機の対応するブロック図を示す。各受信アンテナについて、整合フィルタリングの後、受信機は出力サンプルを２つのストリームに分割する。

第１ストリームは情報記号に対応する受信サンプルを含む。第２ストリームはパイロット記号に対応する受信サンプルを含む。これらのサンプルは最初に送信アンテナ１から伝送されたバーストのパイロット・シーケンスと相関され、送信アンテナ１から対応する受信アンテナへの（パイロット位置の）チャネルの推定を得る。また、サンプルの同じ集合が送信アンテナ２から伝送されたバーストのパイロット・シーケンスと相関され、送信アンテナ２から対応する受信アンテナへの（パイロット位置の）チャネルの推定を得る。これらの推定はその後補間され、前に定義された距離による最尤復号化のために必要なチャネル状態情報の推定を形成する。補間フィルタは、当業技術分野に熟練した者に周知の多くの方法で設計される。最適な補間のためには、ドップラー散布度ｆ_ｄ、周波数オフセットｆ_０および信号対ノイズ比ＳＮＲの数値毎に異なった補間フィルタを使用するべきである。しかし、このアプローチは実際に実現するためには非常に複雑になる。様々なアプローチがここで提示される。その第１のものはすべての可能な範囲の動作をカバーする頑強なフィルタを使用することであるが、これはドップラーおよび／または周波数オフセットの数値が低い場合性能のわずかな劣化につながる。

第２のアプローチは、動作範囲を異なった領域に分割し、各領域毎にその領域のある動作点について最適な補間器を設計し、そのフィルタを全体で使用することである。チャネル推定からチャネル相関を観測するか、または記号誤り率を観測することによって、受信機は補間用に使用するフィルタを決定することができる。

さらに、何らかのバーストについてチャネルを推定する際、そのバーストのパイロット記号だけが使用される。これは、チャネルを推定するために次のバーストを待つ必要が回避されるため、全体的なシステムの遅延を最小にする。２つのデータ・ストリームはその後デインタリーブされ、ベクトル・ビタビ復号器に供給される。

ｉｖ）．基本モデム性能
この節では、上記で説明された基本モデムとタイムスロット構造のシミュレーション結果が提示される。さらに、使用されたパルス整形はロールオフ因数０．３５の平方根二乗コサイン・ナイキスト・パルスである。受信機ではオーバーサンプリング因数８が想定される。

図１９は、完全なタイミングと周波数の同期を想定する異なった数値のドップラー散布度ｆ_ｄに対する上記のモデムのフレーム誤り率（ＦＥＲ）Ｐ_Ｆ性能を示す。静的な場合、比較のためのＣＳＩの完全な知識が想定される。Ｐ_Ｆ対ＳＮＲ（または記号エネルギー対ノイズ比）Ｅｓ／Ｎ_ｏのグラフが描かれる。理想的なＣＳＩに対して、１４．７５ｄＢのＥｓ／Ｎ_ｏでＦＥＲが０．１であることが見られる。しかし、６０ｍｐｈの車両速度に対応する１７０Ｈｚのドップラー散布度ｆ_ｄに対して、ｔ２０．５ｄＢのＥ_ｓ／Ｎ_ｏで０．１のＦＥＲが達成される。ｆ_ｄ＝１２０Ｈｚの場合、この数値は１７．１ｄＢまで低下する。ＦＥＲは高いＥ_ｓ／Ｎ_ｏで最大となることも注目される。一般に、理想的なＣＳＩの場合と比較した必要なＥ_ｓ／Ｎ_ｏの増大とＦＥＲの最大化は、チャネル推定の誤りによる。

Ｑ．第３の例示としての実施形態−縦続空時コード化
図２０は、異なった数値のＥ_ｓ／Ｎ_ｏについてｆ_ｄ＝１７０Ｈｚのフレーム毎の記号誤りの数の分布を示す。誤っているフレームのほぼ９０％である比較的高い数値のＥ_ｓ／Ｎ_ｏ（＞１５ｄＢ）では、誤りは５以下の記号誤りによる。こうした誤りの大部分は、リード・ソロモン（ＲＳ）コードのような当業技術分野に熟練した者に周知の何らかのブロック・コードによって空時コードを縦続することにより回復される。この全体的なコード化戦略は縦続空時コード化と呼ばれ、図２１および図２２に示される。望ましい誤り訂正能力とコードの速度、および使用される配列によって、使用されるブロック・コードの次元は各ＲＳ記号について変調記号の整数倍を生じるようなものである。この方法で、他のバーストを待つ必要なしに即時にバーストを復号化し、それによって復号化の遅延を最小にすることが可能である。さらに、この方法では、ＳＴ復号器の出力の記号誤りがあっても、１つのＲＳコード記号にしか影響しない。

Ｒ．縦続空時コード化によるモデム性能
発明者は、リード・ソロモン・コードによって縦続された空時コードによって上記で説明されたモデムをシミュレートした。このシミュレーションでは、ＧＦ（２^８）に対して３つの異なった短縮ＲＳコードが使用された。ＲＳと呼ばれる第１コードは、１バイトの誤りを訂正する短縮（６８，６６）コードである。６６のＧＦ（２^８）記号が、ビット・ストリームを各８ビットの６６のグループに区分することによって最初に生成される。出力された６８のＧＦ（２^８）記号はその後、リード・ソロモン記号１つ毎に２チャネル記号の１３６の１６−ＱＡＭ記号に区分され、ＳＴ符号器に供給される。ＲＳ３と呼ばれる第２コードは３バイトの誤りを訂正する短縮（６８，６２）コードであり、ＲＳ５と呼ばれる第３コードは、５バイトの誤りを訂正する短縮（６８，５８）コードである。このシミュレーションでは、±Ｔ／１６のタイミング・エラーと２００Ｈｚの周波数オフセットｆ_０が想定される。

図２３は、ｆ_ｄ＝１７０Ｈｚに対してタイミング・エラーと周波数オフセットが存在する場合の縦続空時コード化によるＦＥＲ性能を示す。この図から、ＳＴコードだけの場合０．１のＰＦを達成する場合２３ｄＢのＥ_ｓ／Ｎ_ｏが必要なことが見られる。しかし、ＳＴコードが、例えばＲＳ３と縦続される場合、必要なＥ_ｓ／Ｎ_ｏは１７．５ｄＢであり、ＳＴコードだけの場合に対して５．５ｄＢの利得が得られる。しかし、この場合、（３０ｋＨｚチャネル毎の）正味ビット・レートは８１．６ｋビット／秒から７４．４ｋビット／秒に低減される。ＲＳ５が使用される場合、Ｐ_Ｆ＝０．１を得るために必要なＥ_ｓ／Ｎ_ｏは１６．５ｄＢに低下するが、これは理想的なＣＳＩが利用可能な場合より１．７５ｄＢ高いだけに過ぎない。この場合、正味ビット・レートは６９．６ｋビット／秒となる。

Ｓ．第４の例示としての実施形態−多重レベル構造空時コード
本発明の第２実施形態で説明された空時コードの中には多重レベル構造を有するものがある。時には、特に送信アンテナの数が多い場合、実際の通信システムでこの構造を利用することが望ましい。これは復号化の複雑さを低減する大きな利点を有する。多重レベルコード構造と関連する復号化技術は当業技術分野で周知である。それらは空時コード化と結合され、多重レベル空時コード化と呼ばれる新しい技術の発明を引き起こす。

一般性を損なうことなく、信号配列Ｑ_０が

の信号点からなると想定される。ｆレベルのコード化が使用されると想定される。このｆレベルのコード化に関連して、次式の下位集合

に基づく区分が選択されるが、Ｑ_ｊの要素の数はすべての０≦ｊ≦ｆ−１について

に等しい。こうした区分は、Ｑ_０は、各々がの要素を有し、剰余類の１つがＱ_１であるようなＱ_０におけるＱ_１の剰余類と呼ばれる結合

の互いに素な集合であることを意味する。Ｑ_０におけるＱ_１の剰余類を考慮して、各剰余類は、各々が

の要素を有する

の互いに素な集合に分割される。Ｑ_１の

の下位集合はＱ_１におけるＱ_２の剰余類と呼ばれる。Ｑ_１におけるＱ_２の剰余類の集合はＱ_２を含まなければならない。すなわち、Ｑ_０におけるＱ_２の剰余類と呼ばれる

の要素を伴うＱ_０の

の下位集合が存在する。Ｑ_０におけるＱ_２の剰余類の集合にはＱ_２が含まれる。この手順は、すべての０≦ｋ＜ｊ≦ｆ−１についてＱ_ｋにおけるＱ_ｊの剰余類に到達するまで繰り返される。ｊ＝０,１,...ｆ−２についてｒ_ｆ−１＝ｂ_ｆ−１であり、ｒ_ｊ＝ｂ_ｊ＋１−ｂ_ｊであるとする。すなわちＱ_ｊはすべてのｊ＝０，１，．．．ｆ−２についてＱ_ｊ＋１の

の剰余類を含む。

入力データが、Ｋ＝Ｋ_０＋．．．Ｋ_ｆ−１ビット毎に、ｆレベルに対応する符号器０，１，．．．，ｆ−１を使用して符号化される。すべての符号器が格子形表示を有する必要がある。各時間ｔに、ｊ番目の符号器と入力データによって、ｊ番目の符号器の格子の分岐が選択され、Ｂ_ｔ ^１（ｊ），Ｂ_ｔ ^２（ｊ），．．．，Ｂ_ｔ ^ｎ（ｊ）によって示されるｒ_ｊビットのｎのブロックによってラベルを付けられる。その後ブロックＢ_ｔ ^ｉ（０），．．．，Ｂ_ｔ ^ｉ（ｆ−１）は次の方法で信号配列中の点を選択する。

ブロックＢ_ｔ ^ｉ（０）はＱ_０におけるＱ_１の剰余類Ｑ_１’を選択する。ブロックＢ_ｔ ^ｉ（１）はＱ_１におけるＱ_２の剰余類Ｑ_２’を選択する等々。最後にブロックＢ_ｔ ^ｉ（ｆ−１）は最後のステップで選択されたＱ_ｆ−１のＱ’_ｆ−１剰余類の点を選択する。選択された点はその後１≦ｉ≦ｎについてｉ番目のアンテナを使用して送信される。その後多重レベル復号化が当業技術分野で周知の方法でなされる。

ｊ次レベルの符号器が時間ｔで

の状態を有すると仮定する。上記で説明した多重レベルコードは、時間ｔで

の状態を伴う空時コードＣとして見ることができる。Ｃの状態は、符号器０，１，．．．，ｆ−１の状態のｆ個の要素からなる集合

に対応する。各符号器ｊが０≦ｊ≦ｆ−１について状態ｓ_ｔ ^ｊから状態ｓｊｔ＋１に移行する場合、状態

と

の間の分岐ラベルがアンテナ１，２，．．．，ｎを経由して送信される記号の集合である。この方法で、多重空時コードは、単純化された復号化を可能にする多重レベル構造を有する正則空時コードとして見ることができる。この単純化された復号化の代償は性能の損失である。また、前に導出された設計基準は空時コードＣにも適用される。また、この設計基準は各レベルで異なったダイバーシティを提供する各符号器０≦ｊ≦ｆ−１の格子に適用されることもある。

上記の例示としての実施形態の議論が例で示される。１６−ＱＡＭ配列と図２４の集合区分を使用する４ビット／秒／ＨＺの伝送を検討する。各時間に入力ビットは２つのビットの２つのブロックにグループ分けされる。２つのビット入力データの第１および第２ブロックはそれぞれ第１および第２符号器に入力されるが、それらの格子は図２５で与えられる。この格子の各分岐はデータの２つのビットの２つのブロックによってラベルを付けられる。これらの２つのビットは番号０、１、２および３によって表される。ゼロ番目と第１の符号器によってそれぞれラベルａ_１ａ_２およびｂ_１ｂ_２を有する分岐を選択する際、信号の点４ａ_１＋ｂ_１および４ａ_２＋ｂ_２がアンテナ１および２を経由して送信される。同等の１６状態空時格子形コードが図２６で与えられる。

Ｔ．第５の例示としての実施形態：スマート貪欲コード
スマート貪欲コードは、本発明の実現に特に関係のある空時コードのクラスである。このコードは、受信機からのフィードバックなしにチャネルで発生しうる急速な変化を特に利用することができる。この考え方は、チャネルで発生しうる急速な変化が設計基準によって考慮されるようなハイブリッド基準を使用してコードを構成することである。この観点から、急速フェージング・チャネルの場合について分析が提供される。

ｉ）急速フェージングの分析
これに関連して、基地局のｎ個のアンテナと移動局のｍ個のアンテナを有する移動通信システムのモデルが改良される。データがチャネル・コードを使用して符号化される。他の実施形態と同様、符号化されたデータは直並列装置を通過し、データのｎ個のストリームに分割される。データの各ストリームはパルス整形器への入力として使用される。その後各整形器の出力は変調器を使用して変調される。各時間の変調器ｉの出力は、１≦ｉ≦ｎについて送信アンテナ（Ｔｘアンテナ）ｉを使用して送信される。ここでも、ｎ個の信号が各々異なった送信アンテナから同時に送信され、これらの信号はすべて同じ送信周期Ｔを有する。各受信アンテナの信号は、ｎ個の送信信号のフェージングを受けたバージョンの重ね合わせのノイズを含むバージョンである。信号配列の各要素は、配列要素の平均エネルギーが１になるように選択された基準化因子

によって縮小されるものと仮定する。

受信機では、復調器が各受信アンテナ１≦ｊ≦ｍの受信信号に基づいて決定統計を行う。ｃ_ｔ ^ｉが送信間隔ｔでｉ番目の送信アンテナから送信された記号を示し、ｄ_ｔ ^ｊが受信アンテナｊの受信ワードを示すものとする。すると、

となる。これは異なったアンテナから送信された信号が個別のフェージングを被るという仮定と同等である。係数α_ｔ ^ｉ（ｔ）は、平均ゼロで次元毎の分散が０．５の定常複素数ガウス確率過程のサンプルとしてモデル化される。また、η_ｔ ^ｊは、次元毎の両側空間密度がＮ_０／２であるゼロ平均複素数白色ガウス過程の独立したサンプルである。静的フェージングの場合、α_ｉ ^ｊ（ｔ）は１フレームの間一定で、あるフレームと別のフレームで独立であると仮定して、設計基準が確立された。フェージングが急速である場合、係数α_ｉ ^ｊ（ｔ），ｔ＝１，２，・・・，ｌ，ｉ＝１，２，・・・，ｎ，ｊ＝１，２，・・・，ｍは平均ゼロで次元毎の分散が０．５の複素数ガウス過程の独立したサンプルであり、別の設計基準が以下のように確立される。
ｔ＝１，２，・・・，ｌ，ｉ＝１，２，・・・，ｎ，ｊ＝１，２，・・・，ｍに対する係数α_ｉ ^ｊ（ｔ）が復号器に既知であると仮定すると、

を送信し、
復号器で、

を優先して決定する可能性は、

にほぼ近似するが、但し、

である。これはガウス末尾関数への標準近似である。

であり、Ｃ_（ｔ）が、ｐ番目の横列とｑ番目の縦列の要素が（ｃ_ｔ ^ｐ
−ｅ_ｔ ^ｐ）（ｃ_ｔ ^ｑ−ｅ_ｔ ^ｑ）に等しいｎ×ｎ行列を示すものとする。すると、

であることが分かる。行列Ｃ（ｔ）はエルミートなので、Ｃ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）Ｄ（ｔ）Ｖ^＊（ｔ）となるようなユニタリ行列Ｖ（ｔ）と対角行列Ｄ（ｔ）が存在する。ここで、Ｄ_ｉｉ（ｔ）、１≦ｉ≦ｎによって示されるＤ（ｔ）の対角要素はＣ（ｔ）計数多重度の固有値である。Ｃ（ｔ）はエルミートであるので、これらの固有値は実数である。

であるとすれば、ｉ＝１，２，．．．，ｎ，ｊ＝１，２，．．．，ｍ，ｔ＝１，２，．．．，ｌに対してλ_１ ^ｊ（ｔ）は平均ゼロで次元毎の分散が０．５の独立複素数ガウス変数であり、

である。これを（１９）および（２０）と結合し、｜λ_１ ^ｊ（ｔ）｜のレイリー分布について平均すると、

に到達する。行列Ｃ（ｔ）が次に検討される。Ｃ（ｔ）の縦列は、

のすべて異なる倍数である。すなわち、Ｃ（ｔ）はｃ_ｔ ^１ｃ_ｔ ^２・・・ｃ_ｔ ^ｎ≠ｅ_ｔ ^１ｅ_ｔ ^２・・・ｅ_ｔ ^ｎの場合ランク１を有し、そうでない場合ランク・ゼロを有する。従ってリスト
Ｄ_１１（ｔ），Ｄ_２２（ｔ），・・・，Ｄ_ｎｎ（ｔ）
中のｎ−１要素はゼロであり、このリスト中の唯一可能なゼロでない要素は｜ｃ_ｔ−ｅ_ｔ｜^２である。（２１）によって、

であると結論付けられる。Ｖ（ｃ，ｅ）が｜ｃ_ｔ−ｅ_ｔ｜≠０となるような時間インスタンスの集合を示し、｜Ｖ（ｃ，ｅ）｜がｖ（ｃ、ｅ）の要素の数を示すものとする。従って、（２２）から、

となる。従って、ｍ｜Ｖ（ｃ，ｅ）｜のダイバーシティが達成される。（Ｅ_ｓ／４Ｎ_０）^{−ｍＶ（ｃ，ｅ）}の係数を検討することによって、望ましい設計基準が導かれる。以下、この基準が前に与えられた静的フラット・フェージングの場合の基準と結合されて、ハイブリッド基準に達する。

Ｕ．スマート貪欲空時コードのハイブリッド設計基準
距離／ランクの基準：急速フェージング環境でダイバーシティ υｍを達成するために、任意の２つの符号語ｃおよびｅについて、ストリングｃ_ｔ ^１ｃ_ｔ ^２・・・ｃ_ｔ ^ｎとｅ_ｔ ^１ｅ_ｔ ^１・・・ｅ_ｔ ^ｎは、少なくとも１≦ｔ≦ｎの数値υについて異なっていなければならない。さらに、

であるとする。Ｂ（ｃ，ｅ）が別個の符号語の組み合わせの集合全体にわたって最小ランクｒを有するならば、静的フラット・フェージング環境でｒｍのダイバーシティが達成される。

積／行列式の基準：Ｖ（ｃ，ｅ）が、ｃ_ｔ ^１ｃ_ｔ ^２・・・ｃ_ｔ ^ｎ≠ ｅ_ｔ ^１ｅ２_ｔ ^２・・・ｅ_ｔ ^ｎとなるような時間インスタンス１≦ｔ≦ｌの集合を示すものとし、

であるとする。急速フェージング環境で最大のコード化利得を達成するために、別個の符号語ｅおよびｃについて得られた積

の最小値を最大化しなければならない。静的フェージング・チャネルの場合、別個の符号語のすべての組み合わせについて得られたＡ（ｃ，ｅ）＝Ｂ（ｃ，ｅ）Ｂ^＊（ｃ，ｅ）すべてのｒ×ｒ主要剰余類の行列式の合計のｒ番目の根の最小値がコード化利得に対応するが、ここで、ｒはＡ（ｃ，ｅ）のランクである。

本発明のこの実施形態によるスマート貪欲コードの例示実現例の構成がいくつかの例によって示される。フレームの始めと終わりで符号器はゼロ状態にあると想定される。

例Ａ：０．５ビット／秒／Ｈｚの転送速度が必要であると仮定する。この例と図２７（ａ）の例示のように、ＢＰＳＫ配列が使用され、０が

を示し、１が

を示す。目的は低速および急速フラット・フェージング環境においてそれぞれ２および４のダイバーシティ利得を保証することである。Ｍ−ＴＣＭ構成を使用する以下のコードがこのダイバーシティ利得を保証する。符号器と入力ビットの状態に依存して任意の時間２ｋ＋１、ｋ＝０，１，２，・・・に符号器によって分岐が選択され、ラベルの第１および第２座標が、時間２ｋ＋１および２ｋ＋２にＴｘアンテナから同時に送信される。例えば、時間１に分岐ラベル１０１１が選択されるならば、記号１，０および１，１が、時間１および２に送信アンテナ１および２からそれぞれ送信される。

例Ｂ：ここでは１ビット／秒／Ｈｚの転送速度と静的および急速フラット・フェージング環境でそれぞれ２および３のダイバーシティ利得が望ましい。この例では、図２７（ｂ）に示されているように、４−ＰＳＫ配列が代替的に使用される。目的は低速および急速フラット・フェージング環境においてそれぞれ２および３のダイバーシティ利得を保証することである。Ｍ−ＴＣＭ構造を使用する以下のコードがこのダイバーシティ利得を保証する。時間ｔ＝３ｋ、ｋ＝０，１，２，．．．で、データの３つのビットが符号器に到着する。第１のビットが符号器の状態に依存して分岐を選択し、残りの２つのビットがｂ_ｔ ^１ｂ_ｔ ^２ｂ_ｔ＋１ ^１ｂ_ｔ＋１ ^２ｂ_ｔ＋２ ^１ｂ_ｔ＋２ ^２といった分岐の４つのラベルを選択する。その後ｂ_ｔ ^１、ｂ_ｔ＋１ ^１およびｂ_ｔ＋２ ^１が、それぞれ時間ｔ、ｔ＋１およびｔ＋２にアンテナ１を経由して送信される。同様に、ｂ_ｔ ^２、ｂ_ｔ＋１ ^２およびｂ_ｔ＋２ ^２が、それぞれ時間ｔ、ｔ＋１およびｔ＋２にアンテナ２を経由して送信される。

前と同様、発明者は上記のコードに基づいて設計された通信システムの性能をシミュレートした。高速および低速両方のフェージング環境において、優良な結果が得られた。

本発明のシステムおよび方法の上記の説明は例示としてであって、構造および実現における変形が当業技術分野に熟練した者に想起されるだろう。例えば、本発明は時間領域において説明されるが、周波数領域の類似物およびその変形も当業技術分野に熟練した者に容易に想起されるだろう。例えば、第２の例示としての実施形態で提示された空時コードはＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに容易に適用される。例示のために、ユーザＸが２つの送信アンテナを備えていると仮定する（ｎ個のアンテナへの一般化は当業技術分野に熟練した者には些細な問題である）。ユーザＸは２つの伝送アンテナによって使用するよう設計された空時コードを選択する。ユーザＸは２つのアンテナからのデータ伝送のために同様のＰＮシーケンスを使用できる。受信機側では、上記のシーケンスとの相関によって、各アンテナから送信された信号のフェージングを受けたバージョンの合計が与えられる。この観点から、空時コードの復号化が、本発明の第２実施形態で説明されたものと同様の方法で実行される。

また、ユーザＸが２つの送信アンテナからの送信用に別個のＰＮコードを使用することもある。２つのアンテナから送信するために使用されるＰＮシーケンスが互いに直交する場合、受信機で、第１および第２シーケンスとの相関によって、それぞれアンテナ１または２からの送信信号のノイズを含むバージョンが与えられ、受信機での復号化のために使用される。これは帯域幅の拡張という代償を有するが、データ転送速度を増大し、かつ／またはダイバーシティの利点を提供するために使用される。

一般に、２つの送信アンテナ用に２つの任意のＰＮシーケンスを選択することも可能である。受信機側でそれらのシーケンスを相関させることによって、復号化のために使用される送信信号の積のフェージングを受けたバージョンの合計が与えられる。

上記の議論は空時コード化のＤＳ−ＣＤＭＡの類似物を実証する。周波数領域における本発明の実施形態の類似物も容易に得られるが、ここでは論じない。

さらに、移動セルラーの実現例が説明されたが、本発明は他の通信環境にも適用される。従って、本発明は、以下の請求項によってのみ制限されることが企図される

（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、基地局の多重送信アンテナのいくつかの従来のアプローチの概略図を示す。（ａ）および（ｂ）は、本発明による多重送信アンテナ基地局の第１および第２実施形態の略ブロック図を示す。本発明の例示としての第１実施形態によって構成された無線通信システムの略ブロック図を示す。本発明の実現において使用される信号配列（コンステレーション）を示す。本発明の第１の例示としての実施形態に関連して構成された受信機の略ブロック図を示す。本発明の第１の例示としての実施形態によって構成された受信機で使用される復号化回路の略ブロック図を示す。図５で示されたものと同様であるが、２つのアンテナ要素を使用するよう適用された受信機の略ブロック図を示す。本発明の第２の例示としての実施形態によって構成された無線通信システムの略ブロック図を示す。本発明の第２の例示としての実施形態の実現において使用される４−ＰＳＫコードを示す。本発明の第２の例示としての実施形態によって構成された受信機で使用される復号化回路の略ブロック図を示す。本発明の第２の例示としての実施形態の実現において使用される８−ＰＳＫコードを示す。本発明の第２の例示としての実施形態の実現において使用される８および１６状態の４−ＰＳＫコードを示す。本発明の第２の例示としての実施形態の実現において使用される３２状態の４−ＰＳＫコードを示す。本発明の第２の例示としての実施形態の実現において使用される１６および１６状態の２空時ＱＡＭコードを示す。本発明の第２の例示としての実施形態による伝送の伝送性能を実証するデータを示す。本発明に関連して使用されるチャネル調査技術に関連するタイムスロット構造を示す。２つの送信アンテナを有し空時コード化を利用する送信機の概略図を示す。空時ベクトル・ビタビ復号器を有する受信機の概略図を示す。基本モデム構造のフレーム誤り率性能を示す。ドップラー周波数１７０Ｈｚのフレーム毎の記号誤りの数の推定分布を示す。本発明の第３の例示としての実施形態による縦続空時コード化を伴う送信機の概略図を示す。第３の例示としての実施形態によるリ−ド・ソロモン復号器と縦続された空時ベクトル・ビタビ復号器を有する受信機の概略図を示す。本発明の第３の例示としての実施形態の縦続空時コードの性能を示す。本発明の第４の例示としての実施形態による多重レベル空時コードの例で使用される１６ＱＡＭ配列の集合分割を説明する。異なったレベルの多重レベル空時コードに対する符号器の例を説明する。本発明の第４の例示としての実施形態によって構成された多重レベル空時コードの例に関する同等の空時コードを説明する。（ａ）および（ｂ）はそれぞれ、本発明の第５の例示としての実施形態によるＢＰＳＫおよび４−ＰＳＫ配列を使用して構成されたスマート貪欲コードを示す。

Claims

複数のｎ個のアンテナを使用してデジタル信号を送信する方法であって、
リード・ソロモン・コードである外部誤り訂正コードを使用して前記デジタル信号を符号化するステップと、
格子構造を有する内部空時コードを使用して前記外部誤り訂正コードの出力を符号化するステップと、
ｎ個の送信アンテナを使用して前記空時コードのコードシンボルを同時に送信するステップと、
チャネル状態を試験するためにある時間間隔中にパイロットシンボルシーケンスを送信するステップとを含む方法。
請求項１に記載の方法において、送信アンテナから送信された前記パイロットシンボルシーケンスが他のアンテナのパイロットシンボルシーケンスに対して直交する方法。
請求項１に記載の方法において、少なくとも１つのインタリーバを使用して前記符号化されたデータをインタリーブするステップをさらに含む方法。
複数のｎ個のアンテナを使用してデジタル信号を送信する装置であって、
リード・ソロモン・コードである外部誤り訂正コードを使用して前記デジタル信号を符号化し、格子構造を有する内部空時コードを使用して前記外部誤り訂正コードの出力を符号化する符号器ユニットと、
送信機ユニットであって、ｎ個のアンテナを使用して前記空時コードのコードシンボルを同時に送信し、ある時間間隔中に、チャネル状態を試験するパイロットシンボルシーケンスを送信する送信機ユニットとを含む装置。
請求項４に記載の装置において、送信アンテナから送信された前記パイロットシンボルシーケンスが他のアンテナから送信されたパイロットシンボルシーケンスと直交する装置。