JP4571777B2 - 圧電駆動装置を備えたレーザ波長制御ユニット - Google Patents

Description

発明の詳細な説明

（技術分野）
本出願は、２０００年２月９日に出願された米国特許出願第０９／５０１，１６０号、２０００年６月１９日に出願された第０９／５９７，８１２号、２０００年１０月６日に出願された第０９／６８４，６２９号、２００１年２月２７日に出願された第０９／７９４，７８２号の一部継続出願である２００１年１２月２１日に出願された米国特許出願第１０／０２７，２１０号に基づく優先権を主張するものである。本発明はレーザに関し、より詳細には、レーザの波長シフトを補正することに関する。

（背景技術）
集積回路製造用の光源
ガス放電エキシマレーザの重要な用途は、集積回路製造用の高品質な光源を与えることである。これらの光源は、半導体ウェーハ製造工程においてフォトレジストに選択的に露光するために、ステッパ機械及びスキャナ機械によって使用される。こうした製造工程においては、ステッパ及びスキャナ機械の光学系は、狭帯域波長をもつ特定のレーザビーム用に設計される。エキシマレーザの出力ビームは、典型的には、「中心」波長（「線中心」波長と呼ばれる）の周辺にほぼガウス分布状に分布した非常に狭帯域の波長から構成される。フッ化クリプトン（ＫｒＦ）及びフッ化アルゴン（ＡｒＦ）エキシマレーザにおいては、所望の狭帯域幅の波長を生じさせるために、出力ビームが「狭線幅化」される。レーザの中心線波長は、時間と共にドリフトし、そのため通常は、レーザ波長を検出し、該波長を所望の範囲内に制御するために、フィードバック・ネットワークが使用される。

従来の波長制御
レーザの波長を検出し調節するのに用いられるフィードバックネットワークの一形式においては、格子とエタロンの各々が、レーザから放出された光のほんの一部を受け入れる。格子から反射された光のバンドの空間的位置が、レーザビームの中心線波長を或る程度決める。エタロンは、レーザ光による相殺的及び建設的干渉に起因する暗い及び明るいレベルの同心円バンドをもつ干渉縞を生じさせる。同心円バンドは、中心の明るい部分を取り囲む。同心円バンドの１つの直径は、レーザの中心線波長を、０．０１−０．０３ｐｍといった精密な程度まで求めるのに用いられる。

測定された波長値を用いてレーザ波長を調整するための種々のフィードバック方法が良く知られている。典型的には、調整は、レーザ出力を狭線幅化するのと同じ装置で行われる。この装置は、狭線幅化パッケージ（ＬＮＰ）又は狭線幅化モジュールと呼ばれる。エキシマレーザの狭線幅化及び調整のために典型的に用いられる技術は、レーザの発射キャビティの背部に、それを通してレーザビームの一部がＬＮＰの中に通される窓部を設けることである。そこでビームの一部がプリズムビーム拡大器によって拡大され、格子に向けられ、該格子が、レーザの広いスペクトルのうちの狭い選択された一部を反射させて、放電チャンバの中に返し、そこでレーザが増幅される。レーザは、典型的には、ビームが格子を照射する角度を変化させることによって調整される。これは、格子の位置を調節するか又はビーム経路内にミラー調節部を設けることによって行うことができる。ビームの波長は、各パルス毎に測定され、誤差信号が計算され、誤差が最小になるように格子又はミラーを位置決めするためのフィードバック信号として用いられる。これらの従来の波長制御技術は、平均波長値を比較的長期間にわたって所望の範囲内に維持する際に非常に効果的である。しかしながら、これらは、約３から３０ミリ秒の短時間、もしくは約１−３ミリ秒又はそれ以下のごく短時間においては、あまり効果的ではない。従来の波長フィードバック制御技術は、数ミリ秒の応答時間を有し、これは、波長のシフトを検出し、照射角を調節するのに必要な時間であった。

波長チャープ
集積回路製造用の光源として用いられるエキシマレーザの典型的な作動モードは、「バースト」モード作動として知られている。このモードにおいては、レーザビームは、例えば０．１２５秒に２０００Ｈｚ（この場合）のパルスレートで２５０パルスの「バースト」によって、シリコンウェーハ上の染料スポットを照射する。次いで、レーザが約０．２秒間「オフ」にされ、その間に平板印刷機械が光学部品を動かし、それにより次のバーストが次の染料スポットを照射する。この手順はウェーハの全ての染料スポットが照射されるまで続き、その後に、レーザが約１分間オフにされ、その間に新しいウェーハが装填される。図１は、１０００Ｈｚで作動するレーザからのパルスバーストの間における、中心線波長シフトを表わすグラフ１０である。具体的には、図１は、約３５ミリ秒間にわたる所望の出力波長からの、約＋０．１ｐｍから約−０．０９ｐｍまでの波長シフトを示す。この種の波長シフトは、波長「チャープ」と呼ばれる。これらのチャープは、非常に予測可能である場合が多く、多くのパルスバーストの各々の間において同じ時（常にバーストの開始時）に起こる。図１に示されるように、波長チャープ後に、出力波長は、迅速に及び見たところ不規則に起こるが最大の大きさは約０．０５ｐｍより小さい波長シフトに落ち着く。本出願人らは、パルスバーストの開始点付近のこの波長チャープは、主にレーザの所望の放電領域内の音響的外乱の変化に起因するものであると考えている。変化パターンは、レーザガスの温度に影響される。これらのシフトは、２、３ミリ秒から数ミリ秒までの範囲の時間にわたって起こる。通常の波長補正技術は、これらの各パルスバーストの開始点付近の大きい急激な波長シフトを適切に補正するものではない。

振動
通常の従来の波長補正技術も、バーストの間中の細かく非常に速く起こる（高周波数の）波長シフトを適切に補正するものではない。高周波数の波長シフトは、主にＬＮＰ自体を含むレーザの光学部品の振動によって引き起こされると考えられる。振動型シフトのほとんどは、主に、レーザの回転ファンとそのモータ駆動装置と、レーザの周期的放電によるものと考えられる。振動モードは、ＬＮＰとその部品を含む種々のレーザ構造体の共振状態によって増幅されうる。

エネルギーチャープ
バーストモードで作動するエキシマレーザはまた、波長チャープと類似したパルスエネルギーチャープを生じる。パルスエネルギーチャープを最小にするために、従来の方法が開示されている。こうした方法の１つは、本発明者らの共同研究者による論文に記載されており、「Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｋｒｙｐｔｏｎ Ｆｌｕｏｒｉｄｅ Ｅｘｃｉｍｅｒ Ｌａｓｅｒ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｌｉｔｈｏｇｒａｐｈｙ，ＳＰＩＥ Ｖｏｌ．１６７４」、Ｏｐｔｉｃａｌ／Ｌａｓｅｒ Ｍｉｃｒｏｌｉｔｈｏｇｒａｐｈｙ Ｖ，（１９９２）４７３−４８４のｐ４８０を参照されたい。
必要とされるのは、ガス放電レーザの波長を、短い時間及び非常に短い時間にわたって、数マイクロ秒から約５ミリ秒までの範囲に制御する装置である。

（発明の開示）
本発明は、高速波長補正を備えた放電レーザを提供するものである。高速波長補正装置は、少なくとも１つの圧電駆動装置と、高速波長測定システムと、高速のフィードバック応答時間を含む。好ましい実施形態においては、本装置は、数ミリ秒の低速の時間枠、約１から５ミリ秒までの中速の時間枠、及び数十マイクロ秒の非常に高速の時間枠における波長の制御をもたらす。好ましい技術は、調整ミラーを用いてレーザ波長を調整するための、比較的低速のステッパモータと比較的高速の圧電駆動装置との組合せを含む。ステッパモータと圧電駆動装置との組合せによって低速及び中速波長制御を与えるための好ましい制御技術を説明する（非常に高速の波長モニタを用いる）。非常に高速の波長制御は、圧電駆動装置と組み合わされた圧電式ロードセルによってもたらされる。好ましい実施形態は、（１）波長測定に基づく高速フィードバック制御と、（２）高速の振動制御と、（３）ロードセルと能動的ダンピングモジュールを用いる能動的ダンピングと、（４）ヒストリカル・バースト・データに基づくフィードフォワード・アルゴリズムを用いる過渡的反転とを与える。好ましい実施形態は、フィードフォワード・アルゴリズムを現在の条件に適応させる。別の好ましい実施形態は、調整ミラーの位置を測定して、波長の予調整と能動的波長調整を可能にする。

（発明を実施するための最良の形態）
波長シフト
図２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄは、それぞれ、レーザからの４つの一連のパルスバーストにわたる波長シフトを示すグラフ１６、１８、２０及び２２である。グラフ１６、１８、２０及び２２は、特定のレーザからの波長チャープの波長ドリフトの形状又はパターンが、バースト間で非常に類似していることを明らかにしている。６０パルスについて平均されたデータが、グラフ１６、１８、２０及び２２に実線で示されている。これらのデータは、バーストの最初の３０ｍｓの間の大きな比較的予測可能な波長チャープと、バーストの全体を通した比較的不規則な小さめの波長シフトを示している。

従来のステッパモータによるチャープ補正
図３のグラフ２６は、従来のステッパモータを用いて出力波長が補正されたレーザからのパルスバーストにわたる波長シフトを示す。グラフ２６の丸で囲まれた部分２８は、図１のグラフ１０の丸で囲まれた部分１２に対して、レーザの波長チャープ周期の間の波長ドリフトの大きさが大きく減少することを明示している。具体的には、グラフ２６に示された波長チャープ期間の間の最大波長シフトの大きさは約０．０５ｐｍであり、それに比べて、チャート１６−２２（図２Ａ−２Ｄ）に示された未補正例は、ほぼ±０．２ｐｍである。
ステッパモータ制御線２９は、レーザを調整するためのミラー位置の調整を制御するステッパモータが、バーストの開始時にフル・ステップアップされ、その後、約４パルスにおいて１／２だけステップダウンされ、その後に約３６パルスにおいてさらに１／２だけステップダウンされることを示す。

第１の好ましい実施形態
本発明の第１の好ましい実施形態の重要な特徴が、図４に示されている。この実施形態は、集積回路製造用の光源として有用なＫｒＦエキシマレーザシステムを示す。このシステムは、２つの細長い電極(図示せず）の間のモータ駆動ファン(図示せず）によって循環されるレーザガスを収容するレーザチャンバ３４を含み、該電極の間で、レーザ・コントローラ１０２が制御するパルスパワー・システム３６によって、４，０００Ｈｚまでのレートで放電が行われる。出力カプラ３８によって定められた共振キャビティとＬＮＰ４０が、レーザビーム４２を生成する。非常に高速の波長計１０４によってレーザビーム４２の一部が監視され、パルスエネルギー測定値がレーザ・コントローラ１０２に与えられ、パルスパワー・ユニット３６がフィードバック制御されて、パルスパワーが所望の限度内に維持される。波長計１０４はまた、レーザビームの中心線波長を測定してＬＮＰプロセッサにフィードバック信号を与え、該ＬＮＰプロセッサは、フィードバック信号を用いて、ステッパモータ８２とＰＺＴ駆動装置８０（図４Ａに示す）を制御して調整ミラー１４の位置を調節し、出力ビームの中心線波長を所望の限度内に制御するために、格子１６上へのレーザビームの拡大部分の照射角を制御する。この好ましい実施形態はまた、高周波数振動（主にファンとそのモータと放電に起因する）を検出して、ＬＮＰプロセッサ１０６にフィードバック信号を与えるＰＺＴロードセル８９（図４Ａに示す）を含み、ＬＮＰプロセッサ１０６は、対応する高周波数の制御信号をＰＺＴ駆動装置８０に与えて、高周波数振動によってもたらされる小さな高周波数波長シフトを減衰させるようにプログラムされる。この好ましい実施形態の重要な特徴については後で詳細に説明する。

高速波長計
サンプリングされた出力ビームの一部
図５は、好ましい波長計ユニット１２０、絶対波長基準較正ユニット１９０、及び波長計プロセッサ１９７のレイアウトを示す。これらのユニットの光学装置は、パルスエネルギー、波長、及び帯域幅を測定するものである。これらの測定値は、フィードバック回路によって、パルスエネルギーと波長を所望の限度内に維持するために用いられる。装置は、レーザのオペレータによって指定されたときに、レーザシステム制御プロセッサ１０２からのコマンドの原子基準源を参照することによって、それ自体を較正する。
図４及び図５に示されるように、レーザの出力ビーム４２は、部分反射ミラー１７０を横切り、部分反射ミラー１７０は、出力ビームとしてビームエネルギーの約９５．５％を通過させ、パルスエネルギー、波長、及び帯域幅測定用に約４．５％を反射させる。

パルスエネルギー
反射されたビームの約４％は、ミラー１７１によって、非常に高速の光ダイオード６９を備えたエネルギー検出器１７２に反射され、光ダイオード６９は、４，０００から６，０００パルス毎秒の速度で生じる個々のパルスのエネルギーを測定することができる。パルスエネルギーは約５ｍＪであり、検出器６９の出力は、特別なアルゴリズムを用いるコンピュータ・コントローラに送られ、該コンピュータ・コントローラは、レーザの充電電圧を調節し、個々のパルスのエネルギーと「パルスウィンドウ」と呼ぶパルス群の集成されたエネルギーを制御するために格納されたパルスエネルギー・データに基づいて、次のパルスのパルスエネルギーを正確に制御する。（パルス・ウィンドウは、典型的にはパルスバーストの中に普通に含まれる一連のパルスである。例えば、パルス・ウィンドウは、６０の連続したパルスとすることができる。スライディング・ウィンドウは、最新のパルスを含むようにスライドされる指定数のパルスのパルス・ウィンドウである。）

線形光ダイオードアレイ
線形光ダイオード・アレイ１８０の感光性表面が、図６に詳細に示されている。このアレイは、１０２４個の別個の光ダイオード集積回路と、それに関連するサンプル及びホールド読出し回路からなる集積回路チップである。光ダイオードは、２５．６ｍｍ（約１インチ）の全長にわたって２５マイクロメートル間隔でおかれる。光ダイオードの各々は、長さ５００マイクロメートルである。
このような光ダイオードアレイは、幾つかの供給源から入手可能である。好ましい供給業者は、ハママツ社である。好ましい実施形態においては、本出願人らは、ＦＩＦＯに基づき４×１０⁶ピクセル／秒までの速度で読み取ることができるモデルＳ３９０３−１０２４Ｑを使用しており、完全な１０２４ピクセル走査は、４，０００Ｈｚか又はそれ以上の速度で読み取ることができる。ＰＤＡは、２×１０⁶ピクセル／秒の動作用に設計されるが、本出願人らは、より高速ですなわち４×１０⁶ピクセル／秒で実行するためにオーバクロックさせることができることを見出した。４，０００Ｈｚより高いパルス速度においては、本出願人らは、同じＰＤＡを使用するが、（各走査に対してピクセルの６０％が普通に読み取られるというように）一部のみを使用する。

粗波長測定
ミラー１７１を通過するビームの約４％が、ミラー１７３によって反射されて、スリット１７７を通してミラー１７４に反射され、ミラー１７５に反射されてミラー１７４に返され、エシェル格子１７６の上に反射される。ビームは、４５８．４ｍｍの焦点距離を有するレンズ１７８によって平行にされる。格子１７６から反射されてレンズ１７８の後ろに通過した光は、ミラー１７４から再び反射され、次いでミラー１７９から反射されて、１０２４ピクセルの線形光ダイオードアレイ１８０の左側の、図６Ａの上側部分に示されるようなピクセル６００からピクセル９５０までの領域に合焦される（ピクセル０−５９９は精密波長及び帯域幅測定用に確保される）。光ダイオードアレイ上へのビームの空間的位置は、出力ビームの相対的表示波長の粗測度である。例えば、図６Ａに示すように、約１９３．３５０ｐｍの波長範囲の光が、ピクセル７５０とその付近に合焦される。

粗波長の計算
波長計モジュール１２０の粗波長光学系は、光ダイオードアレイ１８０の左側に約０．２５ｍｍ×３ｍｍの矩形の像を生成する。１０ないしは１１の照射された光ダイオードが、受光した照射光の強さに比例して信号を生成し、該信号が波長計コントローラ１９７のプロセッサによって読み取られ、デジタル化される。この情報と補間アルゴリズムを用いて、コントローラ１９７が像の中心位置を計算する。
この位置（ピクセル単位で測定された）は、２つの較正係数を用いて粗波長値に変換され、位置と波長との間に直線関係があるとみなされる。これらの較正係数は、後述するような原子波長基準源を参照することによって求められる。例えば、像位置と波長との間の関係は、以下のアルゴリズムとなり得る。
λ＝（２．３ｐｍ／ピクセル）Ｐ＋１９１，６２５ｐｍ
ここで、Ｐ＝粗像中心位置である。
或いは、必要であれば“＋（）Ｐ²といった二次項を加えることによって、さらに精度を足すことができる。

精密波長測定
精密波長及び帯域幅測定のためにエタロン分光器を用意する。図５に示すようにミラー１７３を通過したビームの約９５％が、ミラー１８２に反射され、レンズ１８３を通って、エタロン組立体１８４への入力におけるディフューザ上にあたる。エタロン１８４を出たビームが、エタロン組立体の焦点距離４５８．４ｍｍのレンズによって合焦され、図５に示すように２つのミラーに反射された後に、線形光ダイオードアレイ１８０の中央及び右側に干渉縞を生成する。分光器は、ほぼリアルタイムで波長と帯域幅を測定しなければならない。レーザの繰り返し率は４，０００Ｈｚから６，０００Ｈｚまでとされるので、経済的でコンパクトな処理電子装置を用いて所望の性能を達成するためには、適度に正確であるが計算の多いアルゴリズムを用いることが必要とされる。したがって、計算アルゴリズムは、好ましくは浮動小数点計算ではなく整数を用いるべきであり、数学的演算は、好ましくは計算効率の良いものにすべきである（平方根、サイン、ログ等）。

次に、この好ましい実施形態に用いられる好ましいアルゴリズムの具体的な詳細について説明する。図５Ｂは、図示のように５つのピークをもつ曲線であり、線形光ダイオードアレイ１８０によって測定されたときの典型的なエタロン干渉縞信号を表わす。中心ピークは、その他のものより高さが低く描かれている。エタロンに入る光の波長が異なれば、中心ピークは上下することになり、時にはゼロに向かう。この態様は、中心ピークを波長測定に不適切なものにする。その他のピークは、波長の変化に応じて中心ピークに向かってくるか又は離れていき、これらのピーク位置は、波長を求めるのに用いることができ、それらの幅は、レーザの帯域幅を測定するのに用いられる。図５Ｂに、それぞれデータ・ウィンドウと表記された２つの領域が示されている。データ・ウィンドウは、中心ピークに最も近い縞が解析に常に用いられるように配置される。しかしながら、波長の変化によって縞が中心ピークに近くなり過ぎたときには（それにより歪みが生じて結果に誤差が生じることになる）、第１ピークはウィンドウの外側にされるが、第２の最も近いピークは、ウィンドウの内側にされ、ソフトウェアが制御モジュール１９７のプロセッサに第２ピークを使用させる。逆に、波長シフトによって最新のピークが中心ピークから遠ざかってデータウィンドウの外側に移動したときには、ソフトウェアが内側の縞をデータウィンドウの中にジャンプさせる。

４，０００Ｈｚから６，０００Ｈｚまでの範囲の繰返し率における各パルスの帯域幅の非常に高速の計算に係る好ましい実施形態は、図７に定義されたハードウェアを使用する。このハードウェアは、アリゾナ州フェニックス所在のモトローラ社によって供給されたモデルＭＰＣ８２３のマイクロプロセッサ４００と、カリフォルニア州サンジョーズ所在のＡｌｔｅｒａ社によって供給されたモデルＥＰ６０１６ＱＣ２４０のプログラム可能論理デバイス４０２と、実行及びデータメモリバンク４０４と、テーブル形式の光ダイオードアレイ・データの一時的な保存用の超高速ＲＡＭ４０６と、メモリバッファとして動作する第３の４×１０２４ピクセルＲＡＭメモリバンク４０８と、アナログ・デジタル変換器４１０とを含む。

米国特許第５，０２５，４４６号、及び米国特許第５，９７８，３９４号に説明されているように、従来のデバイスは、中心線波長と帯域幅を求めるために、エタロン１８４と光ダイオードアレイ１８０によって生成された干渉縞を表わす大量のＰＤＡデータピクセル強度データを解析する必要があった。これは、波長及び帯域幅の各計算毎にエタロン縞を探して作図し、約４００ピクセルの強度値を解析しなければならなかったので、コンピュータプロセッサをもってしても比較的時間のかかる処理であった。本発明の好ましい実施形態は、波長情報を計算するプロセッサと平行して動作する、重要な縞を見つけるためのプロセッサを設けることによって、このプロセスの速度を大きく上昇させることができる。基本的な技術は、図７に示すようなプログラム可能論理デバイス４０２を使用して、ピクセルデータが生成されたときにＰＤＡピクセルデータから縞データテーブルを連続的に生成することである。論理デバイス４０２はまた、縞データの組のうちのどれが、対象となる縞データを表わすのかを識別する。したがって、中心波長と帯域幅の計算が必要とされるときには、マイクロプロセッサが、対象となる識別されたピクセルからデータを単純にピックアップし、中心波長と帯域幅の必要とされる値を計算する。このプロセスは、マイクロプロセッサの計算時間を約１０分の１に減らすものである。

中心波長と帯域幅を計算するプロセスにおける特定のステップは、以下のようなものである。
１）２．５ＭＨｚで作動するように同期されたＰＤＡ１８０においては、ＰＤＡ１８０は、プロセッサ４００によって、４，０００Ｈｚの走査レートでピクセル１から６００までのデータを集め、１００Ｈｚのレートでピクセル１から１０２８までを読み取るように方向付けられる。
２）ＰＤＡ１８０によって生成されたアナログピクセル強度データが、アナログ・デジタル変換器４１０によってアナログ強度値からデジタル８ビット値（０から２５５まで）に変換され、デジタルデータが、光ダイオードアレイ１８０の各ピクセルにおける強度を表わす８ビット値として、ＲＡＭバッファ４０８に一時的に保存される。
３）プログラム可能論理デバイス４０２は、縞を探すために、ＲＡＭバッファ４０８から送り出されたデータをほとんどリアルタイム基準で継続的に解析して、ＲＡＭメモリ４０６における全てのデータを保存し、各パルスの全ての縞を識別し、各パルスについての縞のテーブルを作成し、該テーブルをＲＡＭ４０６に保存し、更なる解析のために各パルスの２つの縞のベストな組を識別する。論理デバイス４０２が使用する技術は、以下のようなものである。
Ａ）ＰＬＤ４０２が、最小ピクセル強度値をトラックしながら、バッファ４０８から出てきた各ピクセル値を解析して強度閾値を超えたかどうかを判断する。閾値を超えた場合には、これは縞ピークがやってくるという兆候である。ＰＬＤは、閾値を超えた最初のピクセルを「立ち上がり」ピクセル数として識別し、「立ち上がり」ピクセルの直前のピクセルの最小ピクセル値を保存する。このピクセルの強度値は、縞の「最小」として識別される。
Ｂ）次いで、ＰＬＤ４０２は、後続するピクセル強度値を監視して、縞のピークを探す。これは、強度が閾値強度より低く降下するまで、最も高い強度値をトラックし続けることによってなされる。
Ｃ）閾値を下回る値をもつピクセルが見つかったときに、ＰＬＤは、それを「立下り」ピクセル数として識別し、その最大値を保存する。次いで、ＰＬＤは、立下りピクセル数から立ち上がりピクセル数を引くことによって、縞の「幅」を計算する。
Ｄ）立ち上がりピクセル数、最大縞強度、最小縞強度、及び縞の幅の４つの値が、ＲＡＭメモリバンク４０６の縞区分の円テーブルに保存される。各パルス毎に１５個までの縞を表わすデータを保存することができるが、ほとんどのパルスは、２つのウィンドウに２から５までの縞しか生成しない。
Ｅ）ＰＬＤ４０２はまた、各パルス毎に、各パルスに対する「最良な」２つの縞を識別するようにプログラムされる。これは、完全に０から１９９までのウィンドウの中にある最後の縞と、完全に４００から５９９までのウィンドウの中にある最初の縞とを識別することによってなされる。

パルスの後に（１）ピクセルデータの収集と、（２）パルスの縞の円テーブルの作成と、のために必要とされる総体的な時間は、僅か約２００マイクロ秒である。この技術の重要な時間節約の利点は、縞データが読み出され、デジタル化され、保存される際に、縞の探索が行われることである。特定のパルスにおいて２つの最良の縞が識別されると、マイクロプロセッサ４００が、ＲＡＭメモリバンク４０６からの２つの縞の領域における生ピクセルデータを確保して、該データから帯域幅と中心波長を計算する。

パルスエネルギーのフィードバック制御
上述のような各パルスのパルスエネルギーの測定に基づいて、後続するパルスのパルスエネルギーが、所望のパルスエネルギーと、同様に所望の指定のパルス数の総積分数を保つように制御され、全ては米国特許第６，００５，８７９号の「Ｐｕｌｓｅ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ Ｅｘｃｉｍｅｒ Ｌａｓｅｒ」に記載されており、該特許は引用によりここに組み入れられる。

中心線波長の制御
本発明の好ましい実施形態においては、中心線波長を制御し、中心線誤差（ＣＬＥ）を減らすために、幾つかの技術が組み合わされる。これらの技術の全ては、ミラー１４のピボット位置を制御するために、圧電駆動装置８０を使用するものである。この技術は、（１）高速フィードバック制御、（２）振動の検出及び打ち消し、（３）能動的ダンピング、及び（４）高速過渡的反転を含む。この技術は、後で詳しく説明する。

波長の高速フィードバック制御
波長の計測値と、引用によりここに組み入れられる米国特許第５，９７８，３９４号に記載される技術のような従来より知られている技術とを用いて、レーザ波長を、フィードバック構成で制御することができる。本発明者らは、波長を調整するための技術を開発し、この技術は、調整ミラーの非常に高速の動きをもたらすために、圧電駆動装置を用いるものである。これらの技術の幾つかは、２０００年６月３０日付けの「Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ａ Ｌａｓｅｒ」と題する米国特許出願第０９／６０８，５４３号（米国特許第６，７２１，３４０号）に記載されており、該特許出願は引用によりここに組み入れられる。図４Ａ及び４Ｂは、その特許出願から抜粋したものであり、この技術の主な要素を示す。圧電スタックは、非常に高速のミラー調整に用いられ、より広い低速の調整は、レバーアームを作動させる従来のステッパモータによってもたらされる。圧電スタックは、レバーアームの支点の位置を調節する。

高速ミラー調整
図４、４Ａ及び４Ｂは、ミラー１４の非常に高速の調節を可能にする配置を示すものである。この実施形態は、上述のステッパモータ駆動システムと比べて大幅に速度が上昇されるが、パルス間の調整のためにはあまり十分に速いものではない。上述のように、以前のミラー位置決め方法は、問題外の２０００Ｈｚでパルス間の波長補正をするためミラー１４を動かすのに約７ｍｓを要するものであった。この以前の技術においては、レバーアームがピボット軸線の周りをピボット運動して、ステッパ位置移動に比べてミラー移動の１から２６．５までの減少をもたらす。従来のステッパは、１／２インチ（１２．７ｍｍ）の全移動と、６０００ステップを有し、それにより各ステップは約２ミクロンの距離である。１−２６．５の減少においては、１つのステップがミラーを約７５ｎｍ動かし、これは典型的にレーザ波長を、約０．１ｐｍ変化させる。図４Ａに示された高速作動技術においては、レバーアームのピボット位置に圧電スタック８０が付加される。好ましい圧電スタックは、ドイツのＷａｌｄｂｒｏｎｎ所在のＰｈｙｓｉｋ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｅ社によって供給されたモデルＰ−８４０．１０である。

図８は、本発明のこの好ましい実施形態の詳細な特徴を示す図である。ミラー１４の位置の大きな変化は、ステッパモータによって２６．５から１までのレバーアーム８４を介してもたらされる。この場合には、圧電駆動装置８０の端部におけるダイヤモンド・パッドが、レバーアーム８４の支点における接触球形ツーリングボールに設けられる。レバーアーム８４の上部とミラーマウント８６との間の接触は、レバーアーム上のダウピンと、８５で示されるようなミラーマウントに取り付けられた４つの球形ボールベアリング（そのうちの２つのみの一部が示されている）によってもたらされる。圧電駆動装置８０は、圧電マウント８０ＡによってＬＮＰフレームに取り付けられ、ステッパ・モータは、ステッパモータ・マウント８２Ａによってフレームに取り付けられる。ミラー１４は、そのうち１つだけが図８に示されている３つのアルミニウム球を用いて三点取り付け状態でミラー・マウント８６に取り付けられる。ミラーを球に対して保持するために、３つのばね１４Ａが圧縮力をかける。この実施形態は、ＬＮＰ内部の環境から圧電駆動装置を隔離するために、ドラム湾曲部８８を備えたベローズ８７を含む。この隔離は、圧電要素へのＵＶ損傷を防ぎ、圧電材料からガスが出ることによって起こりうる汚染を回避させる。この実施形態はまた、後で詳しく説明するように高周波数振動フィードバック信号を与えるために、ＰＺＴスタック８０の上部の付近に取り付けられたロードセル８９を含む。
このスタックは、２０ボルトの作動電圧変化をもつ約３．０ミクロンの直線状調整をもたらす。この範囲は、ステッパモータの約±２０ステップ（４０絶対ステップ）に等しい。

スタックは、０．１ミリ秒以内の制御信号に応答し、システムは、更新された信号に４０００Ｈｚの周波数で応答することができる（０．２５ミリ秒間隔）。波長計は、各パルスの前に、前のパルスからのデータに基づいてフィードバック信号を与えるのに十分なほど速いことが好ましい。或いは、フィードバックデータは、(先行したパルスではなく）先行したパルスの前の１つ又はそれ以上のパルスに基づいたものとすることができ、最新のパルスの後の第３のパルスでさえも、４ｋＨｚにおける波長計算にかかる多くの時間に、７ミリ秒の待ち時間があった従来設計に対し７倍の改善をもたらす。したがって、より速いフィードバック制御を提供することができる。単純なフィードバック制御アルゴリズムの例を図９に示す。このアルゴリズムにおいては、波長は、各パルス毎に測定され、最後の４つの、及び最後の２つのパルスの平均波長が計算される。平均値のどちらかの、目標波長からの偏差が０．０２ｐｍより小さい場合には、調整は行われない。目標波長からの両方の偏差が０．０２ｐｍより大きい場合には、圧電スタック８０によってミラー組立体に対して調整が行われて、波長補正がもたらされる。２つの平均のどちらを用いるかは、最後の調整からどれ位の時間が経過したかによって決まる。圧電スタックは、スタックがその範囲の３０から７０パーセント接近する際にステッパモータをステッピングすることによって、その制御範囲内に維持される（或いは３０から７０パーセントの範囲値の代わりに４４から５５パーセントといった他の範囲を用いることができる）。ステッパモータは、ステップを完了させるのに約７ｍｓを要するので、アルゴリズムは、ステッパモータのステップの間に幾つかの圧電調整を行うことができる。或いは、図９のアルゴリズムの代わりに、図１１の「Ｌ」領域について説明するように、従来の比例アルゴリズムを用いることができる。図１１のアルゴリズムは、「高速過渡反転」と題する項において説明する。しかしながら、レーザが繰り返し初期のＣＬＥ過渡（図１に示す３０のパルス過渡のような）を経験する「バースト」モードで作動するときには、ヒストリカル・バースト・パターンに基づく第１過渡反転とフィードバック制御との組合せが典型的に最善の結果を与えることが好ましい。

振動制御
この好ましい実施形態は、主に回転ファン及びそのモータ駆動装置と放電とに起因する、レーザ装置（特に光学部品）の振幅の小さい高周波数の振動型外乱による中心線波長シフトのフィードバック制御を与える。この好ましい実施形態においては、圧電式ロードセル８９（ほぼ０．２５インチ直径×０．０２インチ）が、図８に示すように、ＰＺＴスタック８０の上部付近に配置される。ロードセルは、米国特許第５，６５６，８８２号に記載されるようにパッケージされることが好ましい（該特許は引用によりここに組み入れられる）。ロードセルは、球形接触部９０とドラム特徴８８との間に配置される。
この実施形態においては、圧電セラミックセンサの２つの主要な側部への電気的接触は、絶縁銅トレースによって達成される。或いは、圧電セラミック材料のベア部品は、ロードセルとして幾つかの電気的接続手段（例えば３０ＡＷＧ銅線）と共に圧電セラミック材料の導電性表面に用いることができる。球形の接触部９０、ドラム湾曲部８８、及びステッパモータレバー８４並びに圧電セラミック・スタックを通してＲ_maxホルダにかかる力を測定するために、ロードセンサが用いられる。これらの力は、上述の振動型の外乱から得られた力を含む。
ＰＺＴロードセル８９は、ＰＺＴスタック８０によってかかる力に応答して、もしくはＲ_maxホルダ８４か又は接続構造体における振動に応答して、数十ボルトを生じる。ＰＺＴロードセル８９によって生成された信号レベルは、力又は振動にほぼ比例する。センサはおよそ１００ｋＨｚを上回る周波数における力か又は振動を容易に測定することができる。センサは、０．０１ニュートン（０．００２２５ポンド力）程の小さい力を検出することができる。

能動的ダンピング
図８の実施形態においては、ロードセル８９は、構造的振動を減少させて線中心安定性を向上させるために、能動的ダンピングモジュール３２０とＰＺＴスタック８０と併せて用いられる。より具体的には、能動的ダンピングは、中心波長の誤差（典型的にはデータの３０パルス「ウィンドウ」から収集された波長データに基づいて計算され、この平均を、「３０パルス移動平均」と呼ぶ）を減らすために適用され、３０パルス移動標準偏差が計算される。図８Ａにおいては、ロードセンサ８９が電荷３３０を放出し、これは、加わる力又は振動に比例する。この電荷は、電荷を該電荷に比例した電圧に変換することによって信号を調整するのに用いられる電荷増幅器回路（信号調整器を備える）３３２に送り込まれる。こうした電荷増幅器回路の設計の詳細は、ＰＣＢ Ｐｉｅｚｏｔｒｏｎｉｃｓ Ｉｎｃ．の、「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ ｆｏｒ ＩＣＰ ａｎｄ Ｃｈａｒｇｅ Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｓｅｎｓｏｒ」と題するテクニカルサポート文書か、又はこれに類する振動センサ設計及び実装を扱う取扱説明書において見ることができる。

電圧信号３３１が、この場合はカリフォルニア州シミ・バレー所在のＩｎｎｏｖａｔｉｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ Ｉｎｃ．によって供給されたモデルＳＢＣ６７であるプロセッサ３３３に送り込まれる。このプロセッサは、アナログ入出力特性を特徴とする高性能の独立型デジタル信号プロセッサ・シングルボードコンピュータである。電圧信号３３１は、アナログ入力に送られる。このアナログ入力はデジタル信号に変換され、該信号は、しかるべきアルゴリズム（後述する）をもつプロセッサによって、デジタル出力信号を生成するのに用いられ、その後この信号は、アナログ出力信号３３４に変換される。この出力信号３３４は、ＬＮＰプロセッサ１０６から来た中心波長制御信号と（電気的に）合算され、コマンド信号としてＰＺＴスタックに適用される。

ソフトウェアフィルタ（フィードバック制御アルゴリズム）は、標準一次元ガウシアン手法を用いて設計し、圧電スタックアクチュエータ制御電圧が、スタックアクチュエータデバイス又は増幅器の限度を越えないことを保証することができる。フィードバック閉ループにおけるアクチュエータ電圧は、構造体の振動に関連するロードセンサ信号８９に対抗するように計算される。このケースでは、単一のアクチュエータ／センサの対と、制御されるべき小さなウェルスペースのあいた（周波数の）モードによって、狭帯域フィルタは、対象とされる固有周波数におけるゲインと位相の正しい組合せをもたらし、どこか他にフィードバックゲインを僅かにしか又は加えず、安定性を高める。こうした制御手法は、ポジティブ・ポジション・フィードバックと呼ばれる。この制御手法は、Ｆａｎｓｏｎ，Ｊ．Ｌ．とＣａｕｇｈｅｙ，Ｔ．Ｋ．の「Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ Ｌａｒｇｅ Ｓｐａｃｅ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ」、ＡＩＡＡジャーナル、１９９０年、第２８巻、ｐ７１７−７２４に詳細に説明されている。これらの手法はまた、位置アクチュエータへの力フィードバックの問題に適用される。制御設計は、特定の用途に合わせられるべきである。好ましい技術は、マサチューセッツ州ケンブリッジ所在のＡｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｅｘｐｅｒｔｓ社から市販されているＳｍａｒｔ ＩＤシステム識別ソフトウェアパッケージのようなソフトウェアパッケージを用いて、伝達関数データから状態空間プラントモデルを作成するものである。フィルタ（又はコントローラ）は、コンピュータ・シミュレーションと、Ｆａｎｓｏｎによって説明されたもの（上記参照）や、Ｗｉｌｌｉａｍ Ｓ．Ｌｅｖｉｎｅ編集の「Ｔｈｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｈａｎｄｂｏｏｋ」ＣＲＣプレス、１９９６年において与えられるような技術を用いて設計されることが好ましい。

本発明者らは、これらの外乱の要因を突き止めるために研究を行い、波長シフトの第１成分は、不規則となるように見える持続的外乱によって引き起こされることを見出した。これらの成分のほとんどは、ブロワーによってもたらされる。これは多くの共振を１５００Ｈｚにまで励振させ、非常に高い周波数において１つの大きな異常値を付加する。本発明者らの試験は、励振した周波数は、ブロワー速度の関数としては大きくシフトしないことを示した。しかしながら、種々の周波数における外乱の大きさは、ブロワ速度によって影響される。

レーザシステムのモード同定法は、システムのどの部品が振動するのかを判断するために、実験データと併せて用いた。モード同定法は、所与の周波数における振動の大まかな形状を求めるために、レーザシステムの異なる部分の変位のマッピングを含むものであった。加速度計、ひずみゲージ、ＰＺＴひずみセンサ、及びロードセルを用いて、対象とされる種々の周波数におけるシステムのモデル応答を構築した。検出された或る周波数（４４Ｈｚ、１７８Ｈｚ、５９０Ｈｚ及び９００−１０００Ｈｚなど）に対するシステムのモデル応答を求めた。本出願人らは、試験した特定のレーザにおいては、４４ＨｚモードがＬＮＰのカンチレバー振動を表わし、１７８Ｈｚの振動は、ＬＮＰのたわみ及びツイストに起因するものであったことを突き止めた。５９０Ｈｚモードは、ＬＮＰの複雑な動きを表わし、ＬＮＰ構造体の両側の部分は、反対方向に振動する（ブリージング運動）。このモードは、２６８２Ｈｚにおける構造的モードのエイリアジングされた周波数である。９００−１０００Ｈｚ範囲のモードのクラスターは、１１００−１２００Ｈｚの間に配置された構造モードのクラスターから下げてエイリアジングされたモードの組を表わす。このクラスターに位置する構造モードは、ステアリング・ミラーのローカルモードである。このモード群の位置は、ミラー組立体の特定の設計の関数として変化させることができる。

本出願人らは、中心波長分散の約５０％が、チャンバ内のブロワーによって不規則に励振されたおよそ１１００Ｈｚから１２００Ｈｚまでの間の構造的共振の組に起因したものであることを突き止めた。この実施形態においては、これらのモードは、ＰＺＴスタックによって、約２０ｋＨｚの高いサンプルレートで動作するＰＺＴスタック動力伝達系のロードセル８９によって、計測された力のフィードバックを通して、全体として能動的に制御される。このサンプリングレートは、上述の波長計から得られるフィードバック信号より約２０倍速い。能動的フィードバックのためには、普通は、制御されるモードの周波数より少なくとも約１０倍高いレートでサンプリングすることができるフィードバックセンサ信号をもつようにすることが望ましい。理想的には、誤差の中心波長と相関するより高い帯域幅測定信号を、フィードバック測定値として利用することができる。このポイントで、ＰＺＴロードセル信号がフィードバックに用いられる。

ＰＺＴロードセルは、非常に硬く、システムの小さい力によって課せられる要求に見合うのに十分に感度がよく、能動的ダンピングフィードバックのための高い帯域幅の「常時オン」信号を与える。「常時オン」特性はまた、光測定値のフィードバックを通して達成される外乱拒絶制御のようにではなく、バーストの開始時におけるコントローラの過渡的な動力学的挙動にかかわる問題をなくす。

上述のように、実行されるフィードバック制御策は、図８に示すようなロードセンサ８９とＰＺＴスタックアクチュエータから構成される。この高周波数フィードバック制御システムは、十分にクリーンなフィードバック及びフィードフォワード信号を得るように設計され、プロセッサによって合成された制御信号を、米国特許第５，６５６，８８２号に記載されるような技術を用いて補正アクチュエータ信号に変換するように設計されたプレ及びポスト増幅器を含むことが好ましい。アクチュエータは、外乱に反対するすなわち対抗するように働く力をミラーに対してぶつけ、その結果として、波長シフトを招く振動を減らす。

本出願人らが行った実際の試験は、このフィードバック振動制御が、波長誤差オートスペクトルを、０．０３７ｐｍＲＭＳから約０．０２９ｐｍＲＭＳまで約２０％減少させることを実証した。さらに、本出願人らが行った実際の試験は、このフィードバック振動制御が、移動ウィンドウの標準偏差を、０．０４８ｐｍから０．０３０ｐｍまで約３３％減らすことを実証した。
図１２と図１３Ａ及び１３Ｂは、図８の実施形態が内蔵されたレーザからの実際の試験データを示すものであり、この実施形態には能動的ダンピング振動制御が実装される。図１２のグラフは、能動的ダンピング制御ループの開閉によって、繰り返し率２１００で取得された波長誤差オートスペクトル（ｐｍ／Ｖスケールファクタを含まない）のプロットである。グラフ１３Ａ１、１３Ａ２、１３Ａ３、及び１３Ｂ１、１３Ｂ２、１３Ｂ３は、繰り返し率２１００Ｈｚにおける多数のバーストから計算された移動ウィンドウデータのプロットである。これらのグラフは、線中心誤差、目標波長からの平均波長偏差、及び平均標準偏差を示す。１３Ａのプロットは開ループであり、１３Ｂのプロットは閉ループである。チャートは、閉ループ構成において標準偏差が大きく減少することを示している。

高速過渡反転
本発明の好ましい実施形態は、高速過渡反転（フィードフォワード・アルゴリズムとも呼ぶ）を含む。これらの技術は、レーザのオペレータが、図１及び図２Ａ−Ｄに示されるような既知のバースト演算パターンに基づいて符号化できるアルゴリズムに関係する。或いは、このアルゴリズムは、レーザ制御が、上記のチャートに示されるようなバーストパターンを検出し、次いで、シフトを防ぐか又は最小限にするために、制御パラメータを修正して波長シフトを予測したミラー１４の調整をもたらすように適応可能である。

適応フィードフォワード技術は、１つ又はそれ以上の前のバーストからのデータから、ソフトウェアの中で所与の繰り返し率におけるチャープモデルを構築し、ＰＺＴスタックを用いてチャープの影響を反転させることに関係する。
チャープ反転を適正に設計するためには、２つの情報、すなわち（１）ＰＺＴスタックのパルス応答、及び（２）チャープの形状、が必要とされる。各繰り返し率において、ＰＺＴスタックのパルス応答によるチャープ波形の逆重畳は、一連の制御パルスを生み出し、これは、（しかるべき符号をもって）ＰＺＴスタックに適用されたときには、チャープを打ち消すことになる。この計算は、繰り返し率の組における挙動の調査を通して、オフラインで行うことができる。このデータ順序は、パルス数と繰り返し率によるインデックスの付いたテーブルに保存することができる。このテーブルは、演算の際に参照することができ、しかるべきデータセットを用いて適応フィードフォワード反転をもたらすことができる。繰り返し率が変化する各時間の演算開始時のほんの幾つかのデータバーストを用いて、ほとんどリアルタイムでチャープ形状モデルを得ることも可能であり、実際にはそうすることが好ましい。チャープ形状モデル、ともすればＰＺＴパルス応答モデルを、モデルとデータとの間の累積測定誤差に基づいて、連続的に又はＮ−バースト毎に更新する（例えば適応させる）ことができる。

試験結果
図９は、図８の実施形態に内蔵されたレーザからの実際の試験データを示す。グラフは、３０パルスウィンドウの平均の目標波長からの偏差のプロットである。偏差は、約０．０５ｐｍから約０．００５ｐｍまで減少される。

適応法則の導出
必然的に、レーザのライフタイムにわたって高速過渡における変動が存在する。上述のように、これには適応制御方法を用いることによって対応することができる。各バーストの後に、線中心誤差データが解析され、次のバーストの誤差を減らすように補正信号が調整される。このようにして、システムは、経時変化に対して継続的に適応される。図１４Ａは、このコンセプトを示すものである。バーストの間に、高速過渡反転アルゴリズムが、レーザパルスと同期された打ち消し波形を出力し、圧電駆動装置８０を駆動させるサーボコマンド信号に加えられる。バーストの終了時に、線中心誤差情報を用いて、打ち消し波形の変更を計算し、これが次のバーストに対する性能を向上させる。

反転信号は、２つの成分に分解される。図１４Ｂは、典型的な反転波形を示す。破線の左側の波形部分（ｕ［ｋ］）は、最初の幾つかのパルスのために印加された電圧を表わし、過渡事象を反転させる。破線の右側の残りの信号部分（ｕ_DC）は、初段のチャープ過渡事象の後に観測された一定のオフセット誤差を打ち消す。
適応法則は、以下の手法で導出される。一般に、線中心誤差ｅ［ｔ］は、２つの項、すなわち過渡事象ｄ［ｔ］と、高速過渡反転の効果ｙ［ｔ］とからなる。
ｅ［ｔ］＝ｄ［ｔ］−ｙ［ｔ］
ここで、ｔはパルス数である。

打ち消し波形の効果は、次式によって与えられる。

ここで、ｕ［ｔ］は、バーストの初期部分のための打ち消し波形であり、Ｕ_DCは、その他のバーストのために適用される一定の高速過渡反転信号であり、ｈ［ｔ］は、線中心誤差の（ＰＺＴスタックによる）パルス応答であり、ｇ［ｔ］は、ｕ［ｋ］の適用終了時からバーストの終了時までのインターバルの間に印加された単位電圧に対する線中心誤差の応答である。目的関数Ｊを最小になるように定めると、

ここで、Ｎは、バーストにおけるパルス数である。打ち消し波形についてのＪの導関数、ｕ［ｔ］、及びｕ_DCは、以下のように計算される。

適応法則は、目的関数Ｊを減少させるように作用する方向に常に進むように選択される。

ここで、適応パラメータμは、設計者によって、収束した性能のために収束レートを交換するように調節される。μの小さい値は、低速の収束レートのアルゴリズムを与えるが、安定性と、補正されていない外乱に対する感度を改善する。μの大きい値は、低い安定性と良くないノイズ感度の代償として、高速の収束を与える。量ｇ［ｔ]とｈ［ｔ］は、どちらもシステムのモデルから直接計算される、すなわち、システムに繰り返しパルス又はステップを適用し、その結果を平均することによって測定される。注目すべき重要なことは、ｇ［ｔ］とｈ［ｔ］は、同様にアクチュエータに電圧を印加する低い帯域幅サーボの効果を含まなければならないことである。ｇ［ｔ］とｈ［ｔ］についてのデータは、このサーボ閉ループによって取得されるべきである。

適応ゲインｇ［ｔ］及びｈ［ｔ］の取得は、システム間の動的変動に対応するように調節すべきである。一般に、このプロセスは、自動化することができ、工場には不可欠な現場使用の較正である。

この場合のダンピング（上述の）は、システムの僅かに減衰したモードに対して感度の良い図８に示すロードセル８９のような適切なセンサを用いることによって簡単に加えることができる。この電圧は、図１４Ｃに示すようなスタックに印加された付加的な電圧を計算するために、フィルタを通して送られる。フィルタの動的挙動は、僅かに減衰したモードがエネルギーをもつ周波数範囲のレート・フィードバックを適用するように設計される。

単一のステップにおける反転打消し
単一のステップにおいて打ち消し波形を計算することも可能である。上述の技術を用いると、システムノイズによって悪影響を及ぼされることがある。したがって、これは、安定性を維持するために反転プロセスを多少スローダウンさせることを必要とする。単一のステップにおいて打ち消し波形を計算することによって、ノイズ問題を回避することができ、反転をより迅速に収束させて性能を高めることができる。
線中心誤差は、前段のチャープと、ノイズと呼ぶその他の要因との組合せによって生じる。この実施形態においては、本発明者らはこれらの両方を同時に補正する。本発明者らは、上述のような誤差のチャープ部分を求め、ロードセル８９を監視することによって誤差のノイズ部分を推定する。これらの両方の入力においては、駆動電圧が各パルス毎に計算されて、線中心誤差が最小にされる。この解を、以下に数学的に説明する。これは、目的関数Ｊを最小になるように定め、ＰＺＴ駆動電圧ｕに関係する偏導関数をとり、ｕについて解くことによって、上述のように計算される。既に述べたように、打ち消されるチャープ信号ｄと、アクチュエータに対して制御電圧ｕを印加することによって得られた信号との間の誤差は、次式によって得られる。
ｅ＝ｄ−Ｈｕ
ここで、Ｈは、システムの測定されたインパルス応答である。最小にしようとしているこの誤差の二次コストは、
Ｊ＝（ｄ−Ｈｕ）^T（ｄ−Ｈｕ）＋ρｕ^Tｕ
ここで、式の右辺の第２項は、制御作用を不利にするために加えられた余分の重み項であり、アルゴリズムの多くの調整を改善する。

前の式を展開し、ｕについて導関数をとると、次式が与えられる。

制御信号について解くと、次式が与えられる。
ｕ＝（Ｈ^TＨ＋ρＩ）^-1Ｈ^Tｄ
スカラー項ρは、前の式において行われるべき反転の多数の調整を改善するように選択される。より簡単な反転解ｕ＝Ｈ^-1ｄは、Ｈとｄの両方のノイズの多い推定により、満足な結果を与えるものではなく、時には単数の解を与えることがある。同様に、基礎を成すプロセスは線形ではなく、このより複雑な反転技術の使用は、既に説明した適応アルゴリズムによって用いられたものと平行する。組み合わせて用いることにより、この直接反転は、打ち消し信号の最初の推測を与え、それにより真に「最善」の打ち消し波形を達成するのに要求される適応ステップがさらに少なくなる。

周期的外乱のための適応フィードフォワード
上述のように、本発明に係るエキシマレーザは、レーザから放出された光の波長をパルス単位で測定する波長計を含む。この測定された波長は、所望の目標値から引かれて、線中心誤差を与える。線中心誤差は、図４の１０６で示すようなコントローラによって処理され、該コントローラは電圧信号を生成し、該信号は、増幅されてレーザの狭線幅化パッケージ４０のＰＺＴスタック８０を駆動させるのに用いられる。スタックは、レーザから発射された光の波長を直接制御するように設計されたＬＮＭの内部で光学系を動かす。

パルス繰り返し率に関連するナイキスト周波数は、繰り返し率の半分であり、４０００Ｈｚのレーザにおいては２０００Ｈｚとなる。ＰＺＴコントローラ１０６の典型的な帯域幅は、この２０００Ｈｚのナイキスト周波数の１０％のオーダーである（すなわち、パルス繰り返し率の１／２０、即ち２００Ｈｚ）。これより速く起こる外乱は制御されず、線中心誤差に現れる。こうした高周波数誤差の要因の１つは、レーザチャンバを通してガスを循環させるのに用いられるブロワーに起因する音響外乱である。このブロワーは、多数（典型的には２３個）のブレードを備え、ブロワーが回転する際にこのブレードがチャンバの内部でガスを撹乱する。これは、チャンバに、ブロワーのブレード通過周波数と同期された波を起こす。これらの波は、レーザビームが狭線幅化パッケージに進入する方向を変え、それによりレーザの出力波長に現れる狭帯域誤差が生じる。典型的には、ブレード通過周波数は、ＰＺＴ波長フィードバック制御の達成可能な最も高い帯域幅の外側にある。したがって、制御は、これらの急速な外乱を阻止する力をほとんどもっていない。

ここで説明する新技術は、適応フィードフォワード制御を用いて外乱を打ち消すものである。ブレード通過周波数と同期された正弦波信号は、フィルタを通して送られて、ＬＮＰスタック電圧に加えられる。制御論理が、線中心誤差を監視し、ブロワーからの狭帯域外乱が打ち消されるまで、フィルタパラメータを調節する。フィルタ制御論理を導出する方法は良く知られている。例えば、ここではフィルタされたＬＭＳアルゴリズムを用いる。

ブロワー・ブレードの通過と同期された正弦波信号を得るためには、位相ロックループを用いることができる。典型的には、ブレード通過周波数と同期された信号は、直接得られるものではないが、ブロワーシャフトの回転と同期された信号は直接得ることができる。このトリックは、シャフト回転周波数からの周波数をブレード通過周波数にステップアップさせるために、位相ロックループを用いることである。出力信号は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）によって生成される。ＶＣＯの方形波出力は、ステップダウン・カウンタを通して送られ、該カウンタが、ＶＣＯの周波数を、ブロワーのブレード数に等しい値だけステップダウンさせる。この信号と、ブロワーシャフトと同期された方形波は、位相コンパレータを通して送られて、誤差信号が生成される。この信号は、フィルタされ、ＶＣＯにフィードバックされる。補償フィルタの動的挙動は、システムを安定する方向に、及び位相誤差をゼロにする方向に調節される。このシステムの出力は、必要に応じてブレード通過周波数と正弦同期される。

ＰＺＴの応答は、ブロワーブレード繰り返し率よりかなり速く、ＰＺＴは、必要であればブレード効果を打ち消すように反応することができる。ブレードの外乱は本質的に音響的なものであることから、その影響はレーザガスの温度と共に変化し、そのためこの技術をガスに適用するときには、温度を監視し、しかるべき補正ファクタを適用することが好ましい。

駆動前制御のためのミラー位置検出器
上述のように、中心線波長は、主にフィードバック制御システムにおいて、図４に示すように波長計１０４においてなされた中心線波長測定値を用いることによって制御される。この構成は、正確な結果をもたらすために、最近のヒストリカル・データを要求する。レーザが作動しないときにレーザの状態は変化するので、その波長が、休止期間の後に最初の幾つかのパルスについての定義を外れることがある。また、幾つかのケースにおいては、作動中にユーザが波長を変えたときに、新しい波長における最初の幾つかのパルスが定義を外れることがある。ミラーを予め駆動させるための従来の技術は、必要とされる波長調整を達成するために、ステッパモータ８２か又はＰＺＴ８０が必要とする動きを予測するものである。これはあまり正確なものではない。

この問題に対する解決策は、ミラー位置センサを設けることである。ミラー位置を検出する技術の１つは、本発明の出願人に譲渡された米国特許第６，１９２，０６４号に記載されており、該特許は引用によりここに組み入れられる。
別の好ましい位置センサ技術については後述する。

ＰＺＴ８０においては、印加される電圧は、要求される予駆動量と較正定数との関数である。較正定数はテストから導出され、ＰＺＴ電圧と中心波長との間の直線関係が確立される。望ましくないことに、ＰＺＴ電圧とＲｍａｘ位置（及び中心波長）との間の関係性は、ＰＺＴアクチュエータにおけるヒステリシスの存在により、直線とはならない。ＬＮＭに用いられるＰＺＴアクチュエータのヒステリシスは、＋／−１０％までの位置決め誤差をもたらす。０．８ｐｍ前駆動が動くことにおいては、次のバースト開始時における中心波長誤差は＋／−０．０８ｐｍである。中心波長誤差の平均とシグマについての仕様は、典型的には０．０５ｐｍの範囲であるので、１０パルススペック排他を用いて、前駆動により位置決め誤差の結果を回避する。１０パルス以内では、波長サーボは、各パルスの後に波長計によって与えられたデータを用いて、位置決め誤差を定義内にまで減らすことができる。位置センサは、前駆動中にＲ_max位置決め精度を改善するために、ＬＮＭに加えることができる。バーストの間でさえも位置データが絶えず入手可能であるときには、次のバーストの開始時における波長誤差に対するＰＺＴヒステリシスの大きな影響をなくすフィードバック制御の下で前駆動移動を行うことができる。この高レベルの性能は、システムを上記仕様に見合うようにする。

図１５のスケッチは、位置センサのありえる位置の１つを示す。後述する非接触位置センサタイプ（誘導性、容量性、又は光反射性）は、移動する対象物上のポイントに的をしぼる。理想的には、この「標的」は、アルミニウムＲ_maxホルダ上のどこかにある。センサ用の良好な標的を与えるためにＲ_maxホルダを改造することは有利となり得る。上記で示された位置センサ上の外されたリードは、電源装置に接続され、可能であれば、センサの供給元によって提供される幾つかの信号調整ハードウェアに接続されるか又は既存のレーザ電子装置に組み込まれる。適正に処理されたセンサ信号は、プロセッサ１０６か又はコントローラ１０２のような波長制御ユニットの１つに接続される。センサ本体は、ＬＮＰ（ＬＮＭ）壁に固定される。

位置センサの要求される範囲と分離度は、波長計の範囲と分解度から、又はレーザの光学的要求から計算することができる。波長計は、レーザ光の中心波長を測定するので、Ｒ_maxの位置と光波長との間の比例定数を計算しなければならない。
実証実験においては、ＰＺＴに対する７ボルトの入力によって、波長計の１ｐｍの波長シフトがもたらされる。
ＰＺＴへの６．７２Ｖのピーク・トゥ・ピーク低周波数正弦波入力は、レーザ干渉計出力に対する１．１２Ｖのピーク・トゥ・ピーク正弦波をもたらし、レーザは、ＰＺＴに最も近いＲ_maxの側方に向けられ、レーザ干渉計のゲインは、０．５マイクロメートル／ボルトに設定される。

したがって、

表Ｉは、４つの変位センサタイプを示す。表の中で添付ファイルと呼んでいるものは、各センサについて詳細に説明するためのものである。表Ｉに示された選択肢から、Ｋａｍａｎ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎからの誘導性センサが、優先的要求に最も近づくものである。ＳＭＵ９０００／１５Ｎは、分解能が０．２５ｎｍで、レンジが２５マイクロメートルである用途に用いられ、レンジと分解能との取引において生じ得る自由度を実証することに注意されたい。ＳＭＵ９０００／１５Ｎの帯域幅は１０ｋＨｚであり、誘導性センサの動的分解能は、ヘルツ単位の信号の周波数の平方根に比例するレートで増加する（すなわち悪くなる）。
他の強制容量性センサの光学系は、ＡＤＥ（ａｄｅ．ｃｏｍ）とＬｉｏｎ Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ（ｌｉｏｎｐｒｅｃｉｓｉｏｎ．ｃｏｍ）によって提供される。双方の製造業者は、Ｋａｍａｎ社からの誘導性センサと比較できる製品を提供する。

センサ誤差補償
測定の精度に悪影響をもたらす補正すべきセンサ誤差の３つの要因がある。誤差の要因は、センサの非直線性と、熱不安定性／膨張と、小さいＴ_max角度近似誤差がある。センサの非直線性と、小さい角度近似誤差は、センサ較正手順を用いて互いに補償される。センサは、必要に応じてセンサの所望の範囲にわたる多くの較正点を用いて波長計に対して較正されることになる。高次の多項式曲線のあてはめ、又は多数の直線的に補間された点を用いることによって、Ｒ_MAXの運動学的挙動によって課されたセンサの非直線性が大きく減少することになる。表Ｉに列挙したセンサは、非常に高いセンシング再現性をもっているので、この手法で直線性のオーダーの向上を達成することができる。温度センサを付加し、現在の温度に基づいてセンサ信号を調節することによって、センサと対象物の熱変化による誤差を減らすことができる。

レーザシステム、又は他の資本設備の部品、或いは半導体、電子装置、光学系、又は医療市場のサブシステムにおける同じ又は類似のゴールに到達するために、本発明の他の多くの実施形態を開発することができる。例えば、制御のために他のセンサを用いることができる。考えられるセンサは、性能距離（レーザ波長の安定性の場合、波長とその標準偏差は例示的な性能距離である）と適当に又は十分に相関する。さらに、センサは、分解能、正確さ、感度、及び信号帯域幅を含む適切な特性をもつことも必要とされる。考えられる他のセンサは、レーザの構造体又は部品における歪を計測するための歪センサを含む。容量性、誘導性、及び光学的変位センサを含む種々の位置センサも考えられる。それが適切である場合には加速度センサも考えられる。さらに、光信号の高速測定が可能なセンサを、振動を減らすために用いることができ、それにより波長の安定性が向上される。

ステッパモータ又はＰＺＴスタックを交換すか又は増やすために他のアクチュエータも考えられる。これらは、電磁気及び誘導性モータと、回転圧電セラミックモータを含む。ミラー１４の代わりに又は加えて、ミラー１４以外の照射角制御ユニットを用いることができる。ステッパモータは、図８の駆動装置８０より大きな角度制御用に構成された第２の圧電駆動装置と交換することができる。例えば、第２の圧電駆動装置を用いて格子をピボット運動させることができ、ミラー１４を制御するための上述の制御部の幾つかを用いて、格子のピボット位置を制御することができる。格子はミラー１４よりかなり重いので、制御システムは、格子のより遅いピボット応答用に設計されることが好ましい。ステッパモータ（又はこれに類似の駆動装置）も、格子をピボット運動させるように構成することができる。１つ又はそれ以上のプリズムをピボット運動させて、格子に対する照射角を変化させることができる。ミラーの重量を減らすことによって、ミラーの応答速度を高めることができる。１つの好ましい技術は、現在はアルミニウムでできているミラーマウントに、軽量のセラミック材料を用いることである。

さらに、代替的なプロセッサ又は能動的ダンピングモジュールを用いることが考えられる。例えば、信号調整、パワー・エレクトロニクス、及びコントローラ処理、コントローラ実行、データロギングその他の必要性の全てを取り扱うように適切に設計された唯１つのシステムを用いて全ての処理を行うことができる。
したがって、特許請求範囲の請求項は、こうした変形及び修正の全てが本発明の真の精神及び範囲の中に含まれるようにその範囲内に包含するものである。

レーザからのパルス・バーストにわたる波長ドリフトの計測値の従来のグラフである。 レーザからの連続したパルス・バーストにわたる波長ドリフトの計測値の従来のグラフである。 レーザからの連続したパルス・バーストにわたる波長ドリフトの計測値の従来のグラフである。 レーザからの連続したパルス・バーストにわたる波長ドリフトの計測値の従来のグラフである。 レーザからの連続したパルス・バーストにわたる波長ドリフトの計測値の従来のグラフである。 低速応答ステッパ・モータを用いて波長出力が補正されたレーザからのパルス・バーストにわたる波長ドリフトの測定値のグラフである。 高速かつ精密な波長制御をもたらす提案された技術を示す図である。 高速かつ精密な波長制御をもたらす提案された技術を示す図である。 高速かつ精密な波長制御をもたらす提案された技術を示す図である。 波長を示す図である。 どのようにして波長を計算するのかを示す図である。 どのようにして波長を計算するのかを示す図である。 光ダイオードアレイの表面を示す図である。 格子とエタロンの像が図６の光ダイオードアレイの表面上にどのように現れるのかを示す図である。 波長計算ハードウェアの配置を示す図である。 高速ミラー駆動装置と制御モジュールを示す図である。 高速ミラー駆動装置と制御モジュールを示す図である。 フィードバック制御アルゴリズムのフローチャートを示す図である。 試験結果を示す図である。 フィードフォワード制御アルゴリズムのフローチャートを示す図である。 試験結果を示す図である。 試験結果を示す図である。 試験結果を示す図である。 好ましい実施形態の特徴を示す図である。 好ましい実施形態の特徴を示す図である。 好ましい実施形態の特徴を示す図である。 ミラー位置検出器を備えた実施形態を示す図である。

Claims (8)

1. レーザによって生成されるレーザビームの中心波長を制御する精密な波長制御部を備える放電レーザであって、
   Ａ）レーザチャンバと、
   Ｂ）前記チャンバの中に閉じ込められ、ビーム方向に長い寸法をもつ放電領域を定める距離だけ離間された細長いアノード及び細長いカソードを備える細長い電極構造体と、
   Ｃ）前記チャンバの中に収容されたレーザガスと、
   Ｄ）前記チャンバの中で前記放電領域を通して前記レーザガスを循環させるファンと、
   Ｅ）前記中心波長を測定する波長計と、
   Ｆ）調整ミラー及び該調整ミラーを駆動させる圧電駆動装置を備える波長調整機構と、
   Ｇ）前記波長計からの測定情報を用いて前記調整機構を制御する第１のフィードバック制御システムと、
   Ｈ）前記調整ミラーの振動を計測するロードセル手段と、
   Ｉ）前記ロードセルからの信号に基づいて前記調整機構を制御する第２のフィードバック制御システムと、
   を備え、前記第２のフィードバック制御システムが、前記ロードセルによる計測値に基づいて前記圧電駆動装置を制御する電子装置を備え、
   Ｊ）前記レーザのバーストモード作動に関連する過渡事象の波長を打ち消す又は最小にすることができる反転関数を計算するアルゴリズムを備えるように構成されたプロセッサをさらに備え、
   Ｋ）前記調整機構において、前記プロセッサは、初期に生じるチャープの形状を学習する学習アルゴリズムをもつようにプログラムされている、
   前記レーザ。
2. 前記調整機構が、ステッパモータを備えることを特徴とする請求項１に記載のレーザ。
3. 前記調整機構がさらに、外側スピンドルを有するステッパモータを備えることを特徴とする請求項１に記載のレーザ。
4. 前記調整機構がさらに、ピボット軸線の周りをピボット運動して前記外側スピンドルの直線的な動きを縮小させるレバーアームを備えることを特徴とする請求項３に記載のレーザ。
5. 前記調整機構が、波長の粗制御用のステッパモータと、波長の精密制御用の圧電式装置とを備えることを特徴とする請求項１に記載のレーザ。
6. 所望の範囲内の波長をもつレーザビームを生成するために、コンピュータプログラムが、前記調整ミラーに必要とされる調節を該プログラムに学習させる学習アルゴリズムを備えることを特徴とする請求項１に記載のレーザ。
7. 前記調整機構が、調整ミラーと、パルスバーストの前に前記調整ミラーの位置を調節して、バーストの初期の段階で生じるチャープを軽減させる調節機構を備えることを特徴とする請求項１に記載のレーザ。
8. 前記調節機構が、初期に生じるチャープの形状を学習する学習アルゴリズムをもつようにプログラムされたプロセッサを備えることを特徴とする請求項７に記載のレーザ。

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