JP4562142B2

JP4562142B2 - 光受信器

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Publication number: JP4562142B2
Application number: JP2006177364A
Authority: JP
Inventors: 裕之福山; 浩一村田; 道広平田; 公一佐野
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2006-06-27
Filing date: 2006-06-27
Publication date: 2010-10-13
Anticipated expiration: 2026-06-27
Also published as: JP2008010991A

Description

本発明は、光差動位相変調（以下、光ＤＰＳＫと称す。）信号を送受する光伝送装置の小型化に寄与する、光受信用増幅器およびそれを用いた光受信器の構成技術に関する。

図２５は光ＤＰＳＫ信号用の光受信器の従来例（非特許文献１）を示す図である。同図において、５００Ａは光受信用増幅器であり、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器５０１、差動出力端子５０２Ａ，５０２Ｂ、ＤＣブロック５０３、増幅器５０４、およびダイオード５０５を備える。２００は遅延時間調整手段であり、変調信号発生器２０１、遅延時間誤差検出手段（同期検波器）２０２、遅延時間設定手段（ヒータ駆動器）２０３を備える。３００はマッハ−ツェンダ干渉計であり、光遅延手段３０１、光信号入力端子３０２、現在の信号が１ビット前の信号と同位相時に大きな光出力が生じる光信号出力端子３０３、現在の信号が１ビット前の信号と逆位相時に大きな光出力が生じる光信号出力端子３０４を備える。このマッハ−ツェンダ干渉計３００は、２つのアームの遅延時間差が概ね入力光信号のボーレートの逆数であり、遅延時間調整手段２００によってその遅延時間差を微調整することにより、出力ポートである光信号出力端子３０３，３０４に相補的光信号を出力する。４００Ａは光電気変換手段であり、フォトダイオードＰＤ３，ＰＤ４を備える。

上記した光受信器の光入力端子３０２に位相変調された光信号が入射すると、マッハ−ツェンダ干渉計３００の作用により、光遅延手段３０１によって１ビット分の送信時間だけ遅延した光信号の位相と現在の光信号の位相に依存して、位相が同位相の場合には、フォトダイオードＰＤ３にのみ光が入射し、逆位相の場合にはフォトダイオードＰＤ４にのみ光が入射される。フォトダイオードＰＤ３，ＰＤ４は光入力を電流に変換し、その電流値の差が線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器５０１に入力される。線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器５０１は、フォトダイオードＰＤ３，ＰＤ４の電流出力を増幅し、電圧出力に変換して差動出力端子５０２Ａ，５０２Ｂに出力する。こうした各部品の作用により、送信器で送出したデータを、差動出力端子５０２Ａ，５０２Ｂから得ることができる。

このとき、最良の受信感度を得るためには、マッハ−ツェンダ干渉計３００の２つのアームの位相差を高精度で制御する必要がある。図２７の(a)は、光入力端子３０２に入力された光２値ＤＰＳＫ信号に対して振幅を動径方向にとり、現在の位相と１ビット前の位相との差を偏角方向に取って極座標表示したもので、図２５の構成の光受信器の場合には、Ｘ軸（実軸）への射影成分が光受信器の出力と比例する。図２７の(b)に光受信器の出力波形を示す。図２８の(a)は、マッハ−ツェンダ干渉計３００の２つのアームの位相差に対する出力振幅（ダイオード５０５の出力振幅）の変化を示したもので、位相差がない場合に最大の振幅が得られ、位相差が＋π／２、−π／２になると出力が得られなくなることを示している。つまり、光２値ＤＰＳＫ信号の場合に最良の受信感度が得るためには、マッハ−ツェンダ干渉計３００の２つのアームの位相差がなくなるよう調整する機構を付与することが望ましい。

そのため図２５の従来の光受信器には、光受信用増幅器５００ＡにＤＣブロック５０３、増幅器５０４、およびダイオード５０５が備えられ、また遅延時間調整手段２００が備えられている。遅延時間調整手段２００の変調信号発生器２０１が発生した変調信号は、遅延時間設定手段２０３を介して光遅延手段３０１に入力され、マッハ−ツェンダ干渉計３００の２つのアームの位相差を変調する。光遅延手段３０１で遅延時間を変化させるためには、光導波路の熱光学効果が利用されることが多く、光遅延手段３０１にヒーターを付与し、遅延時間設定手段２０３としてヒーター駆動器を用いて制御する。こうして、マッハ−ツェンダ干渉計３００の２つのアームの位相差を変調すると、光受信器の出力は図２７の(b)のようになり、出力振幅が変調されるようになる。

光受信用増幅器５００ＡのＤＣブロック５０３は、フォトダイオードＰＤ４の出力から直流成分を取り除いて交流成分のみを取り出して増幅器５０４に出力し、増幅器５０４はＤＣブロック５０３の出力を増幅する。ダイオード５０５は増幅器５０４の出力を包路線検波して出力信号の振幅に比例した電圧値を得て、これを振幅情報として遅延時間調整手段２００に出力する。遅延時間調整手段２００の遅延時間誤差検出手段２０２は、光受信用増幅器５００Ａから入力した振幅情報信号と変調信号発生器２０１が発生した変調信号とにより同期検波する。

図２８の(a)は光受信用増幅器５００Ａの出力振幅の特性を、(b)は同期検波の特性を示したものである。図２８の(b)は、ちょうど図２８の(a)の出力振幅のグラフを微分した形状をしており、同期検波出力は位相差がない場合に０となり、位相差が不足していれば正の値、位相差が超過していれば負の値を出力する。この遅延時間誤差検出手段２０２の出力を、遅延時間設定手段２０３を介して光遅延手段３０１に入力すると、動作点はマッハ−ツェンダ干渉計３００の２つのアームの位相差がない状態に収束し、出力振幅が大きく最良の受信感度が得られている状態を安定して保持することができる。

一方、図２６は光受信器の別の従来例（非特許文献２）を示す図である。同図において、５００Ｂは光受信用増幅器であり、線型トランスインピーダンス増幅器５０６、出力端子５０２、ＤＣブロック５０３、増幅器５０４、およびダイオード５０５を備える。４００Ｂは光電気変換手段であり、フォトダイオードＰＤ１，ＰＤ２、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５を備える。他は図２５の光受信器と同じである。非特許文献２の中では、マッハ−ツェンダ干渉計を制御する電気回路構成の詳細について述べられていないので、図２５の構成から共通に適用可能な技術を抽出し、図２６の中に示した。

本従来例では、フォトダイオードＰＤ２が発生した光電流を抵抗Ｒ１５に流すことにより、出力電流信号を電圧の形で取り出して、光受信用増幅器５００ＢのＤＣブロック５０３の入力としている。ＤＣブロック５０３から遅延時間調整手段２００に至る構成は、図２５に示した従来の光受信器と同様の構成となっており、上述の動作原理が本従来例にもそのまま成立し、光受信器の出力振幅が大きく保たれ、最良の受信感度が得られている状態を安定して保持することが可能となっている。

L．Becouarn,et al.,"Investigation on a stabilised DPSK receiver at 10Gb/s with a 5111km-long transmission"THE 31st EUROPEAN CONFERENCE ON OPTICAL COMMUNICATION,Vol.1,Paper Mo3.2.1,P.9-10,2005 E.A.Swanson,et al.,"High Sensitivity Optically Preamplified Direct Detection DPSK Receiver with Active Delay-Line Stabilization"IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS,Vol.6,No.2,P.263-265,Feb.1994

今日の基幹中継系光伝送装置では、波長多重（ＷＤＭ）による大容量化が図られており、伝送装置中に波長多重された通信チャネルの数だけ、図２５もしくは図２６に示す光受信器が備えられている。一般にＷＤＭで多重化される波長は数十波以上に及び、大容量の光伝送装置を実現するために、光受信器の小型化が強く要請されている。

しかしながら、前述した光受信器の従来例の構成によれば、フォトダイオードＰＤ２あるいはＰＤ３の出力信号の振幅をモニタするためにＤＣブロック５０３を用いる必要がある。このＤＣブロック５０３は、通常巨大な容量が用いられており、小型化や集積化が困難な個別部品となっている。また、このＤＣブロック５０３は、フォトダイオードＰＤ２あるいはＰＤ４と増幅器５０４との間に挿入されているため、増幅器５０４やダイオード５０５を線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器５０１あるいは線型トランスインピーダンス増幅器５０６と共に集積化することが困難となり、増幅器５０４およびダイオード５０５として個別部品を利用せざる得なくなっている。この結果、従来の光受信器の小型化は困難なものとなっており、大容量光伝送装置の小型化にあたって著しい障害となっている。

本発明は、こうした問題を解決するためになされたもので、光受信器を構成する上で必要な個別部品点数を削減し、その光受信器を小型化する上で有用な光受信用増幅器の構成を開示し、大容量光伝送装置の小型化を可能とする小型の光受信用増幅器およびこれを用いた光受信器を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、請求項１にかかる発明の光受信器は、２つのアームの遅延時間差が概ね入力光信号のボーレートの逆数であり、かつ前記遅延時間差を微調整する遅延時間調整手段を具備し、かつ相補的信号を出力する２つの出力ポートを有するマッハ−ツェンダ干渉計と、前記マッハ−ツェンダ干渉計の２つの出力ポートからの光出力をそれぞれ受信し、互いに独立した出力端子を有する第１および第２のフォトダイオードと、前記第１のフォトダイオードの電流出力と第２のフォトダイオードの電流出力が、それぞれ差動入力端子の非反転入力および反転入力に接続され、差動入力端子から入力された電流を、システムの入力範囲において線型に増幅して差動信号を出力する線型トランスインピーダンス増幅器と、前記線型トランスインピーダンス増幅器の非反転出力と反転出力の双方の信号振幅の最大値もしくは最小値を検出して保持することにより、前記線型トランスインピーダンス増幅器の出力の振幅値に応じた出力を発生する振幅検出器と、前記線型トランスインピーダンス増幅器の出力を入力として、出力端子に出力する出力段増幅器と、前記出力端子の直流電圧オフセットを減じるよう前記線型トランスインピーダンス増幅器を制御するオフセット制御手段とを備え、前記振幅検出器への入力信号取り出し位置は前記オフセット制御手段によるオフセット制御フィードバックループ内であり、かつ前記出力段増幅器の前であり、前記振幅検出器の出力が、前記遅延時間調整手段に帰還されていることを特徴とする。

本発明によれば、光受信用増幅器にＤＣブロックが不要となるので、光受信器を構成する上で必要な大型の個別部品点数が削減でき、光受信器の小型化が容易になるので、大容量光伝送装置を小型化することができる。また、線型トランスインピーダンス増幅器の出力を差動出力とし、振幅検出器をその差動出力を入力する差動入力のタイプにした場合は、その出力に得られる振幅情報が適切な値に短時間で収束し、また、その出力信号に含まれる高周波の雑音成分の一部が互いに相殺されて信号対雑音比が改善するという利点がある。

[第１の実施例]
図１は、本発明の第１の実施例の光受信用増幅器１００Ａを示す図である。図１において、１１１は光電流の入力端子、１２１は出力端子、１３１は振幅情報出力端子、１４１は線型トランスインピーダンス増幅器、１５１は振幅検出器である。

線型トランスインピーダンス増幅器１４１は、入力端子１１１から入力する電流信号を線型に増幅して出力端子１２１に出力する。振幅検出器１５１は、線型トランスインピーダンス増幅器１４１の出力振幅をモニタして、出力される信号の振幅情報を振幅情報出力端子１３１に出力する。振幅情報出力端子１３１からの出力は、図２５に示した従来例と同様に、遅延時間調整手段２００に入力され、光遅延手段３０１による遅延量を適正値に制御する。従来例とは異なり、図１に示す本実施例中にはＤＣブロック等の大型の部品が含まれていないので、回路の小型化や集積化に適した構成となっている。

図１４は線型トランスインピーダンス増幅器１４１の回路構成の例を示したものである。同図において、Ｑ１〜Ｑ３はバイポーラトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ３は抵抗、Ｉ１は電流源である。同図では、バイポーラトランジスタによる構成例を示したが、電界効果型トランジスタでも同様の回路構成により線型トランスインピーダンス増幅器を構成することができる。

振幅検出器１５１からの振幅情報出力によって、光遅延手段３０１による遅延量が適正に制御されるためには、線型トランスインピーダンス増幅器１４１が変調信号発生器２０１によって生じる信号振幅の変調が出力飽和によって損なわれないよう、線型に動作している必要がある。しかし、トランジスタは耐圧限界を有しており、また、トランジスタ回路は有限の値の電源電圧で動作するので、いかなる入力においても線型に動作するような増幅器を構成することはできない。従って線型トランスインピーダンス増幅器１４１は、システムの入力範囲において線型動作することが本発明における重要な構成要件となっている。

また、図１５から図１７は、振幅検出器１５１の回路構成の例を示す図である。同図において、１５１１は入力バッファ増幅器、１５１２は出力バッファ増幅器、Ｄ１はダイオード、Ｃ１は電圧保持容量、ＦＥＴ１はダイオード接続の電界効果トランジスタ、Ｑ４はバイポーラトランジスタである。図１５および図１６の回路は、信号振幅の最小値を容量Ｃ１により保持するよう構成され、図１７の回路は信号振幅の最大値を容量Ｃ１により保持するよう構成されており、いずれの構成でも入力振幅をモニタして、振幅の大きさを示す振幅情報を出力できる。

図１６において、電界効果トランジスタＦＥＴ１の代わりに、バイポーラトランジスタの３端子のうち、２端子を短絡してダイオードとしたものを用いてもよい。また、図１７のバイポーラトランジスタＱ４の代わりに、エンハンスメント型電界効果型トランジスタを用いてもよい。更に、各図中の電圧保持容量Ｃ１は、出力バッファ増幅器１５１２の入力容量が充分大きければ省略することができる。図１５のようにダイオードＤ１を用いた場合や、図１６のように電界効果トランジスタＦＥＴ１の２つの端子を短絡してダイオードとして用いる場合には、ダイオードに順方向電流が流れる向きと、出力バッファ増幅器１１５２の入力バイアス電流の向きをそろえるよう設計する。

図２および図３は、本発明の第１の実施例の光受信用増幅器１００Ａの変形例の光受信用増幅器１００Ｂ，１００Ｃを示す図である。図中、１４２は線型差動出力トランスインピーダンス増幅器、１４３は線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器、１１１Ａ、１１１Ｂは差動入力端子、１２１Ａ，１２１Ｂは差動出力端子であり、その他の符号は図１と共通であるので説明を省略する。

図２および図３の変形例は、図１における実施例の線型トランスインピーダンス増幅器１４１を変更したのみであり、振幅検出器１５１によって、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２または線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の出力振幅をモニタして、出力される信号の振幅の大きさを示す振幅情報を出力端子１３１に出力し、光遅延手段３０１による遅延量を適正値に制御するという動作に変わりはない。図２および図３に示す実施例中にもＤＣブロック等の大型の部品が含まれていないので、回路の小型化や集積化に適した構成となっていることがわかる。

なお、図２および図３の変形例においては、振幅検出器１５１は、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２または線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の反転出力の振幅をモニタしているが、非反転出力の振幅をモニタしても同様の効果が得られる。

図１８は線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２の構成例、図１９は線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の構成例を示したものである。図１８において、１４２１はトランスインピーダンス増幅器、Ｑ５〜Ｑ１０はバイポーラトランジスタ、Ｒ４〜Ｒ７は抵抗、Ｉ２〜Ｉ５は電流源である。また、図１９において、Ｑ１１〜Ｑ１６はバイポーラトランジスタ、Ｒ８〜Ｒ１３は抵抗、Ｉ６〜Ｉ９は電流源である。いずれもバイポーラトランジスタによる構成例を示したが、図１４に示す線型トランスインピーダンス増幅器１４１の場合と同じく、電界効果型トランジスタでも同様の回路構成により線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２または線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３を構成することができる。また、図１に示した実施例と同様の理由により、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２および線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３がシステムの入力範囲において線型動作することが、本発明における重要な構成要件となっている。

[第２の実施例]
図４は、本発明の第２の実施例の光受信用増幅器１００Ｄを示す図である。同図において、１６１は出力段増幅器を表しており、その他の符号は図１と共通であるため説明を省略する。図１の構成とは、線型トランスインピーダンス増幅器１４１の出力が、出力段増幅器１６１を介して出力端子１２１に接続されており、振幅検出器１５１の入力が、線型トランスインピーダンス増幅器１４１と出力段増幅器１６１の接続点から取られている点が異なっている。

図１４のトランスインピーダンス増幅器１４１の回路構成例において、Ｐ点に振幅検出器１５１の入力を接続すると、入力端子ＩＮとＰ点との間を線型トランスインピーダンス増幅器１４１、Ｐ点と出力端子ＯＵＴとの間を出力段増幅器１６１とみなすことができ、図４に示す本実施例の光受信用増幅器１００Ｄとなる。本実施例も、構成中にＤＣブロック等の大型の部品を含まないので、従来の光受信器の構成に比べ回路の小型化や集積化に適した構成となっている。

本実施例の場合には、図１４のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例の中で、入力端子ＩＮとＰ点の間に位置する線型トランスインピーダンス増幅器１４１がシステムの入力範囲において線型動作すれば、Ｐ点における信号振幅の大きさを示す振幅情報が振幅検出器１５１によって出力端子１３１に出力されるので、第１の実施例と同様に、遅延時間調整手段２００により光遅延手段３０１による遅延量を適正に制御することが可能になる。言い換えれば、本実施例においては、図１４に示したトランスインピーダンス増幅器全体がシステムの入力範囲において線型動作する必要はなく、Ｐ点と出力端子ＯＵＴの間にある出力段増幅器１６１はシステムの入力範囲において線型動作するのでも、飽和特性を有するのでも支障はなく、第１の実施例と比較すると、回路を設計する自由度が向上するという利点がある。

図５は、本発明の第２の実施例の光受信用増幅器１００Ｄの変形例の光受信用増幅器１００Ｅを示す図である。本図において、１６２は差動出力出力段増幅器、その他の符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。図５の光受信用増幅器１００Ｅは、図１の構成の光受信用増幅器１００Ａとは異なり、線型トランスインピーダンス増幅器１４１の出力が、差動出力出力段増幅器１６２を介して差動出力端子１２１Ａ，１２１Ｂに接続されており、振幅検出器１５１の入力が、線型トランスインピーダンス増幅器１４１と差動出力出力段増幅器１６２の接続点から取られている。

図１８のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例において、Ｐ点に振幅検出器１５１の入力を接続すると、入力端子ＩＮとＰ点との間を線型トランスインピーダンス増幅器１４１、Ｐ点と出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとの間を差動出力出力段増幅器１６２とみなすことができ、図５に示す本実施例の光受信用増幅器１００Ｅとなる。本実施例も、構成中にＤＣブロック等の大型の部品を含まないので、回路の小型化や集積化に適した構成となっている。

本実施例の場合にも、図１８のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例の中で、入力端子ＩＮとＰ点の間に位置する線型トランスインピーダンス増幅器１４１（１４２１）がシステムの入力範囲において線型動作すれば、Ｐ点における信号振幅の大きさを示す振幅情報が振幅検出器１５１によって出力端子１３１に出力されるので、第１の実施例の光受信用増幅器１００Ａと同様に、遅延時間調整手段２００により光遅延手段３０１による遅延量を適正に制御することが可能になる。

つまり、本実施例においても、図１８に示したトランスインピーダンス増幅器全体がシステムの入力範囲において線型動作する必要はなく、Ｐ点と差動出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢの間にある出力段増幅器はシステムの入力範囲において線型動作するのでも、飽和特性を有するのでも支障はなく、第１の実施例と比較すると、回路を設計する自由度が向上するという利点がある。

図６は、本発明の第２の実施例の光受信用増幅器１００Ｄの更に変形例の光受信用増幅器１００Ｆを示す図である。本図において、１６３は差動入出力出力段増幅器を表しており、その他の符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。図６の光受信用増幅器１００Ｆは、図２の構成の光受信用増幅器１００Ｂとは異なり、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２の差動出力が、差動入出力出力段増幅器１６３を介して差動出力端子１２１Ａ，１２１Ｂに接続されており、振幅検出器１５１の入力が、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２と差動入出力出力段増幅器１６３の反転側の差動接続点から取られている。

図１８のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例において、Ｒ点に振幅検出器１５１の入力を接続すると、入力端子ＩＮとＱ点およびＲ点との間を線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２、Ｑ点およびＲ点と差動出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとの間を差動入出力出力段増幅器１６３とみなすことができ、図６に示す本実施例の光受信用増幅器１００Ｆとなる。本実施例も、構成中にＤＣブロック等の大型の部品を含まないので、回路の小型化や集積化に適した構成となっている。

本実施例の場合にも、図１８のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例の中で、入力端子ＩＮとＱ点およびＲ点との間に位置する線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２がシステムの入力範囲において線型動作すれば、Ｒ点における信号振幅の大きさを示す振幅情報が振幅検出器１５１によって出力端子１３１に出力されるので、第１の実施例の光受信用増幅器１００Ａと同様に、遅延時間調整手段２００により光遅延手段３０１による遅延量を適正に制御することが可能になる。

つまり、本実施例においても、図１８に示したトランスインピーダンス増幅器全体がシステムの入力範囲において線型動作する必要はなく、Ｑ点およびＲ点と差動出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとの間にある差動入出力出力段増幅器１６３はシステムの入力範囲において線型動作するのでも、飽和特性を有するのでも支障がなく、第１の実施例と比較すると、回路を設計する自由度が向上するという利点がある。

図７は、本発明の第２の実施例の光受信用増幅器１００Ｄの更に別の変形例の光受信用増幅器１００Ｇを示す図である。符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。図７は、図３の構成の光受信用増幅器１００Ｃとは異なり、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の差動出力が、差動入出力出力段増幅器１６３を介して差動出力端子１２１Ａ，１２１Ｂに接続されており、振幅検出器１５１の入力が、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３と差動入出力出力段増幅器１６３の反転側の共通差動接続点から取られている。

図１９のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例において、Ｒ点に振幅検出器１５１の入力を接続すると、差動入力端子ＩＮＡ，ＩＮＢとＱ点およびＲ点との間を線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３、Ｑ点およびＲ点と差動出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとの間を差動入出力出力段増幅器１６３とみなすことができ、図７に示す本実施例の光受信用増幅器１００Ｇとなる。本実施例も、構成中にＤＣブロック等の大型の部品を含まないので、回路の小型化や集積化に適した構成となっている。

本実施例の場合にも、図１９のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例の中で、差動入力端子ＩＮＡ，ＩＮＢとＱ点およびＲ点との間に位置する線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３がシステムの入力範囲において線型動作すれば、Ｒ点における信号振幅の大きさを示す振幅情報が振幅検出器１５１によって出力端子１３１に出力されるので、第１の実施例の光受信用増幅器１００Ａと同様に、遅延時間調整手段２００により光遅延手段３０１による遅延量を適正に制御することが可能になる。

つまり、本実施例においても、図１９に示したトランスインピーダンス増幅器全体がシステムの入力範囲において線型動作する必要はなく、Ｑ点およびＲ点と差動出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとの間にある差動入出力出力段増幅器１６３はシステムの入力範囲において線型動作するのでも、飽和特性を有するのでも支障がなく、第１の実施例と比較すると、回路を設計する自由度が向上するという利点がある。

図６および図７に示す実施例において、振幅検出器１５１の入力は、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２あるいは線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の反転出力に接続されているが、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２あるいは線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の非反転出力に接続しても全く同じ動作が得られる。上述の説明では、図１８および図１９において、Ｒ点に振幅検出器１５１の入力を接続したが、Ｑ点に振幅検出器１５１の入力を接続しても、全く同じ効果が得られる。

[第３の実施例]
図８および図９は、本発明の第３の実施例の光受信用増幅器１００Ｈ，１００Ｉを示す図である。両図において、１５２は差動入力振幅検出器を表しており、その他の符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。本実施例は、図２および図３の光受信用増幅器１００Ｂ，１００Ｃの構成とは異なり、振幅検出器１５１の代わりに差動入力振幅検出器１５２を用いており、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２または線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の差動出力端子１２１Ａ，１２１Ｂの両方の出力振幅をモニタして、出力される信号の振幅の大きさを示す振幅情報を出力端子１３１に出力し、光遅延手段による遅延量を適正値に制御する。

図２０から図２２は、図１５から図１７に示した振幅検出器１５１の入力を差動化した、差動入力振幅検出器１５２の構成例を示したものである。１５１３は差動入出力入力バッファ増幅器である。図２０から図２２では、差動入出力入力バッファ増幅器１５１３の差動出力端子に、２個のダイオードＤ２，Ｄ３、２個のダイオード接続電界効果トランジスタＦＥＴ２，ＦＥＴ３、２個のバイポーラトランジスタＱ１７，Ｑ１８を接続している。図１５から図１７に示した振幅検出器１５１の構成例と同様に、図２１においては、電界効果トランジスタＦＥＴ２，ＦＥＴ３の代わりに、バイポーラトランジスタの３端子のうち、２端子を短絡してダイオードとしたものを用いてもよい。また、図２２のバイポーラトランジスタＱ１７，Ｑ１８の代わりに、エンハンスメント型電解効果型トランジスタを用いてもよい。更に、各図中の電圧保持容量Ｃ１は、出力バッファ増幅器１５１２の入力容量が充分大きければ省略することができる。本実施例においても、構成中にＤＣブロック等の大型の部品が含まれていないので、回路の小型化や集積化に適した構成となっていることがわかる。

また、本実施例では、差動入力振幅検出器１５２を用いており、非反転入力から入力される信号成分と反転入力から入力される信号成分の両方を用いるため、振幅情報出力端子１３１から得られる振幅情報が適切な値に短時間で収束し、また、振幅情報出力端子１３１からの出力信号に含まれる高周波の雑音成分の一部が互いに相殺されて信号対雑音比が改善するという利点がある。

図１０および図１１は、本発明の第３の実施例の光受信用増幅器１００Ｈ，１００Ｉの別の実施例の光受信用増幅器１００Ｊ，１００Ｋを示す図である。符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。本実施例は、図６および図７の構成の光受信用増幅器１００Ｆ，１００Ｇとは異なり、差動入力振幅検出器１５２の入力を、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２または線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３と差動入出力出力段増幅器１６３の差動接続点に接続しており、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２または線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の非反転出力と反転出力の両方の出力振幅をモニタして、出力される信号の振幅の大きさを示す振幅情報を出力端子１３１に出力し、光遅延手段３０１による遅延量を適正値に制御する。

図１８あるいは図１９のトランスインピーダンス増幅器の回路構成例において、Ｑ点およびＲ点に差動入力振幅検出器１５２の入力を接続すると、入力端子ＩＮとＱ点およびＲ点との間を線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２、あるいは差動入力端子ＩＮＡ，ＩＮＢとＱ点およびＲ点との間を線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３、Ｑ点およびＲ点と差動出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとの間を差動入出力出力段増幅器１６３とみなすことができ、図１０あるいは図１１に示す本実施例の光受信用増幅器１００Ｊ，１００Ｋとなる。本実施例も、構成中にＤＣブロック等の大型の部品を含まないので、回路の小型化や集積化に適した構成となっている。

本実施例においても、図８および図９で示した光受信用増幅器１００Ｈ，１００Ｉの場合と同様に、差動入力振幅検出器１５２は非反転入力から入力される信号成分と反転入力から入力される信号成分の両方を用いるため、振幅情報出力端子１３１から得られる振幅情報が適切な値に短時間で収束し、また、振幅情報出力端子１３１からの出力信号に含まれる高周波の雑音成分の一部が互いに相殺されて信号対雑音比が改善するという利点がある。

また、本実施例の場合には、図１８あるいは図１９に示したトランスインピーダンス増幅器全体がシステムの入力範囲において線型動作する必要はなく、入力端子ＩＮとＱ点およびＲ点との間に位置する線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４２、あるいは差動入力端子ＩＮＡ，ＩＮＢとＱ点およびＲ点との間に位置する線型差勤入出力トランスインピーダンス増幅器１４３がシステムの入力範囲において線型動作しさえすれば、Ｑ点およびＲ点と差動出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとの間にある差動入出力出力段増幅器１６３はシステムの入力範囲において線型動作するのでも、飽和特性を有するのでも支障がなく、図８および図９に示した光受信用増幅器１００Ｈ，１００Ｉと比較すると、回路を設計する自由度が向上するという利点がある。

[第４の実施例]
図１２および図１３は、本発明の第４の実施例の光受信用増幅器１００Ｌ，１００Ｍを示す図である。本図において、１７１はオフセット制御手段を表しており、その他の符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。光ＤＰＳＫの場合、入力は基本的に相補的であるので、理想的には光受信用増幅器の出力端子の直流電圧オフセットは発生しない。しかし、フォトダイオードやトランジスタの特性ばらつきによってオフセットが発生することがある。第３の実施例の説明において、単入力の振幅検出器１５１を用いた場合に比べ差動入力振幅検出器１５２を用いると利点があることを述べたが、差動入力振幅検出器１５２の入力においてＤＣオフセットが生じていると、効果が弱まるという問題が生じる。

図２９および図３０は、オフセット制御手段１７１の構成を示したものである。図２９において、１７１１は差動増幅器、Ｒ１６，Ｒ１７は抵抗、Ｃ２，Ｃ３は容量である。また、図３０において、１７１１は差動増幅器、Ｒ１８，Ｒ１９は抵抗、Ｃ４，Ｃ５は容量である。各抵抗値、容量値は、オフセット制御手段１７１によって帰還される信号が、光受信用増幅器１００Ｌ，１００Ｍが増幅する光受信信号とは干渉しないよう、オフセット制御手段１７１の帯域を低周波、例えば数十ＫＨｚ程度の範囲に狭めるよう選択する。また、差動増幅器１７１１の利得は、光受信用増幅器１００Ｌ，１００Ｍの差動出力端子１２１Ａ，１２１Ｂに現れる残留オフセットが許容量内に収まるよう、十分大きな値を選択する。

図３１は差動入出力出力段増幅器１６３の構成例である。図３１において、１６３１は差動増幅器、Ｑ１９，Ｑ２０はバイポーラトランジスタ、Ｒ２０，Ｒ２１は抵抗、Ｉ１０は電流源である。図２９，図３０に示したオフセット制御手段１７１の差動入力ＩＮＡ，ＩＮＢは、図３１に示したＳＡ点およびＳＢ点、もしくはＴＡ点およびＴＢ点にそれぞれ接続する。

図１２に示した光受信用増幅器１００Ｌでは、オフセット制御手段１７１の出力を、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２に接続する。例えば、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２が、図１８のような構成を有する場合には、オフセット制御手段１７１の差動出力ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢのいずれか一方を、図中のＶｒｅｆ端子に接続する。非反転出力ＯＵＴＡ、反転出力ＯＵＴＢのいずれを接続するかは、オフセット制御回路１７１によって発生する帰還が負帰還となるよう選択する。

図３２は、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２の別の構成例を示したものである。図中、１４２２は例えば図１８と同様の構成を有する線型差動出力トランスインピーダンス増幅器であり、１４２３は差動加算器を示している。本構成では、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２２の後段に差動加算器１４２３を備え、図２９もしくは図３０に示したオフセット制御手段１７１の出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢからの出力を入力するための入力端子ＣＮＴＡ，ＣＮＴＢを具備している。オフセット制御手段１７１の出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢをそれぞれ入力端子ＣＮＴＡ，ＣＮＴＢのいずれに接続するかは、オフセット制御回路１７１によってかかる帰還が負帰還となるように選択する。

図３３は、差動加算器１４２３の構成例を示したものである。図中、Ｑ２１〜Ｑ２４はバイポーラトランジスタ、Ｒ２２〜Ｒ２５は抵抗、Ｉ１１〜Ｉ１４は電流源である。入力端子ＩＮＡ，ＩＮＢから入力された光受信信号は、それぞれトランジスタＱ２１，Ｑ２２によって電流に変換される。一方、オフセット制御手段１７１からの出力が入力端子ＣＮＴＡ，ＣＮＴＢに入力され、それぞれトランジスタＱ２３，Ｑ２４によって電流に変換される。トランジスタＱ２１とＱ２３が変換した電流およびトランジスタＱ２２とＱ２４が変換した電流はそれぞれ加算され、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３によって電圧出力に変換される。このような動作によって加算操作が実現される。線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２２と同様に、システムの入力範囲において線型に動作するように回路パラメータを選択する必要がある。また、実際に図３２に示す線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２を構成するためには、入力に適切な電圧レベルシフト手段を付与することによって、入出力の電圧レベルを整合させる必要がある。

図１３に示した光受信用増幅器１００Ｍでは、オフセット制御手段１７１の出力を、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３に接続する。図３４は、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の別の構成例を示したものである。図中、１４３１は例えば図１９と同様の構成を有する線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器であり、１４２３は例えば図３３に示したものと同様の差動加算器である。本構成は、図３２の構成において、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２２を線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３１に置き換えたもので、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３１の後段に差動加算器１４２３を備え、オフセット制御手段１７１の出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢからの出力を入力するための入力端子ＣＮＴＡ，ＣＮＴＢを具備している。オフセット制御手段１７１の出力端子ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢをそれぞれ入力端子ＣＮＴＡ，ＣＮＴＢのいずれに接続するかは、オフセット制御手段１７１によって発生する帰還が負帰還となるように選択する。

本実施例では、光受信用増幅器の出力端子の直流電圧オフセットを減じるオフセット制御手段１７１を備えることにより、中間段に位置する差動入力振幅検出器１５２の入力においてＤＣオフセットが生じることを抑止し、第３の実施例の光受信増幅器１００Ｈ〜１００Ｋの説明において述べた利点が確実に得られるようになるという利点がある。

[第５の実施例]
本発明の第５の実施例の光受信用増幅器は、第１から第３の実施例による光受信用増幅器１００Ａ〜１００Ｋが、モノリシック集積化されているものであり、機能および作用において第１から第３の実施例との相違は無い。ただし、光受信用増幅器がモノリシック集積化されているので、光受信器を著しく小型化できるという利点がある。

[第６の実施例]
本発明の第６の実施例の光受信用増幅器は、第３の実施例による光受信用増幅器１００Ｈ〜１００Ｋがモノリシック集積化されており、かつ出力端子の直流電圧オフセットを減じるよう前記線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３を制御するオフセット制御手段１７１を備えたもので、機能および作用において第４の実施例との相違は無い。ただし、光受信用増幅器１００Ｈ〜１００Ｋがモノリシック集積化されているので、光受信器を著しく小型化できるという利点がある。本実施例において、最も小型化できるのは光受信用増幅器１００Ｈ〜１００Ｋとオフセット制御手段１７１がモノリシック集積化されている場合である。しかし、オフセット制御手段１７１には集積化が困難な巨大な容量を含む場合があるので、その場合には集積化が困難な容量を除いたオフセット制御手段を集積化すると光受信器を小型化する効果が大きい。

[第７の実施例]
図２３は、本発明の第７の実施例の光受信器を示す図である。同図において、１００Ｎは本発明による光受信用増幅器（１００Ｂ，１００Ｅ，１００Ｆ，１００Ｈ，１００Ｊ，１００Ｌ）を表しており、その他の符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。本実施例は、図２６に示した光受信器の従来例において符号５００Ｂで示される光受信用増幅器の範囲を、本発明による光受信用増幅器１００Ｎに置き換えた（但し、出力は差動形式に変形）ものであり、光受信用増幅器の内部の構成が回路の小型化や集積化に適した構成となっているため、光受信器の小型化が容易になる。

[第８の実施例]
図２４は、本発明の第８の実施例の光受信器を示す図である。同図において、１００Ｏは本発明による光受信用増幅器（１００Ｃ，１００Ｇ，１００Ｉ，１００Ｊ、１００Ｋ，１００Ｍ）を表しており、符号は既出の図面と共通であるため説明を省略する。本実施例は、図２５に示した光受信器の従来例において符号５００Ａで示される範囲を、本発明による光受信用増幅器１００Ｐに置き換えたものであり、光受信用増幅器の内部の構成が回路の小型化や集積化に適した構成となっているため、光受信器の小型化が容易になる。

[第９の実施例]
前記第１〜８の実施例において、線型トランスインピーダンス増幅器１４１、線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２、線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３は、単段の増幅器である必要は無く、複数段の増幅器を縦列接続したものでもよい。また、前記第１〜８の実施例において、出力段増幅器１６１、差動出力出力段増幅器１６２、差動入出力出力段増幅器１６３も、単段の増幅器である必要は無く、複数段の増幅器を縦列接続したものでもよい。更に、前記第１〜８の実施例において、振幅検出器１５１、差動入力振幅検出器１５２の入力に、線型増幅器、差動入出力線型増幅器が接続されていてもよい。

本発明の第１実施例の光受信用増幅器の構成を示すブロック図である。本発明の第１実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の第１実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の第２実施例の光受信用増幅器の構成を示すブロック図である。本発明の第２実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の第２実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の第２実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の第３実施例の光受信用増幅器の構成を示すブロック図である。本発明の第３実施例の光受信用増幅器の構成を示すブロック図である。本発明の第３実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の第３実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の第４実施例の光受信用増幅器の構成を示すブロック図である。本発明の第４実施例の光受信用増幅器の変形例の構成を示すブロック図である。トランスインピーダンス増幅器１４１の構成を示す回路図である。振幅検出器１５１の構成を示す回路図である。振幅検出器１５１の構成を示す回路図である。振幅検出器１５１の構成を示す回路図である。線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２の構成を示す回路図である。線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の構成を示す回路図である。差動入力振幅検出器１５２の構成を示す回路図である。差動入力振幅検出器１５２の構成を示す回路図である。差動入力振幅検出器１５２の構成を示す回路図である。本発明の第７実施例の光受信器の構成を示すブロック図である。本発明の第８実施例の光受信器の構成を示すブロック図である。光受信器の従来例の構成を示すブロック図である。光受信器の従来例の構成を示すブロック図である。光入力信号の極座標表示と光受信器の出力波形図である。マッハ−ツェンダ干渉計の２つのアームの位相差に対する出力振幅と同期検波出力の変化の特性図である。オフセット制御手段１７１の構成を示す回路図である。オフセット制御手段１７１の変形例の構成を示す回路図である差動入出力出力段増幅器１６３の構成を示す回路図である。線型差動出力トランスインピーダンス増幅器１４２の変形例の構成を示す回路図である。差動加算器１４２３の構成を示す回路図である。線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器１４３の変形例の構成を示す回路図である。

符号の説明

１００Ａ〜１００Ｏ：本発明による光受信用増幅器
１１１：入力端子、１１１Ａ，１１１Ｂ：差動入力端子
１２１：出力端子、１２１Ａ，１２１Ｂ：差動出力端子
１４１：線型トランスインピーダンス増幅器、１４２：線型差動出力トランスインピーダンス増幅器、１４３：線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器
１５１：振幅検出器、１５２：差動入力振幅検出器
１６１：出力段増幅器、１６２：差動出力出力段増幅器、１６３：差動入出力出力段増幅器
１７１：オフセット制御手段
２００：遅延時間調整手段、２０１：変調信号発生器、２０２：遅延時間誤差検出手段（同期検波器）、２０３：遅延時間設定手段（ヒータ駆動器）
３００：マッハ−ツェンダ干渉計、３０１：光遅延手段、３０２：光信号入力端子、３０３，３０４：光信号出力端子
４００，４００Ａ，４００Ｂ：光電気変換手段
５００Ａ，５００Ｂ：光受信用増幅器、５０１：線型差動入出力トランスインピーダンス増幅器、５０２：出力端子、５０２Ａ，５０２Ｂ：差動出力端子、５０３：ＤＣブロック、５０４：増幅器、５０５：ダイオード、５０６：線型トランスインピーダンス増幅器

Claims

２つのアームの遅延時間差が概ね入力光信号のボーレートの逆数であり、かつ前記遅延時間差を微調整する遅延時間調整手段を具備し、かつ相補的信号を出力する２つの出力ポートを有するマッハ−ツェンダ干渉計と、
前記マッハ−ツェンダ干渉計の２つの出力ポートからの光出力をそれぞれ受信し、互いに独立した出力端子を有する第１および第２のフォトダイオードと、
前記第１のフォトダイオードの電流出力と第２のフォトダイオードの電流出力が、それぞれ差動入力端子の非反転入力および反転入力に接続され、差動入力端子から入力された電流を、システムの入力範囲において線型に増幅して差動信号を出力する線型トランスインピーダンス増幅器と、
前記線型トランスインピーダンス増幅器の非反転出力と反転出力の双方の信号振幅の最大値もしくは最小値を検出して保持することにより、前記線型トランスインピーダンス増幅器の出力の振幅値に応じた出力を発生する振幅検出器と、
前記線型トランスインピーダンス増幅器の出力を入力として、出力端子に出力する出力段増幅器と、
前記出力端子の直流電圧オフセットを減じるよう前記線型トランスインピーダンス増幅器を制御するオフセット制御手段とを備え、
前記振幅検出器への入力信号取り出し位置は前記オフセット制御手段によるオフセット制御フィードバックループ内であり、かつ前記出力段増幅器の前であり、
前記振幅検出器の出力が、前記遅延時間調整手段に帰還されている
ことを特徴とする光受信器。