JP4556025B2 - 直接波到来方向推定装置 - Google Patents

Description

この発明は、コヒーレント波の直接波の到来方向を推定する直接波到来方向推定装置に関するものである。

屋内および地下街等の電波がマルチパスを経由して伝搬する環境下では、複数の反射波が様々な方向から到来する。この場合、反射波と直接波とは、位相が異なるだけのコヒーレント波となる。

このようなコヒーレント波からなる反射波および直接波の到来方向を推定する方法として各波の遅延時間を用いる方法が知られている（特許文献１）。この方法は、目的対象物に設置された発信装置から発信された電波を受信し、その受信した電波に基づいて目的対象物の方向、即ち、直接波の到来方向を推定する方法である。

発信装置は、電波をＰＮ符号系列を用いてスペクトラム拡散して発信する。発信装置から発信された電波は、直接伝搬して方向検出装置へ到達し、または障害物によって反射されて方向検出装置へ到達する。従って、方向検出装置は、発信装置からの直接波と反射波とが混在した電波を受信する。

そして、方向検出装置は、受信した受信電波を復調し、その復調した復調信号を連続的に遅延させながら、各復調信号にＰＮ符号系列を乗算する。これによって、復調信号に含まれる直接波に対応する拡散信号成分と、反射波に対応する拡散信号成分とがそれぞれ逆拡散され、複数の復調信号が時系列に配列された受信信号が得られる。

直接波は、発信装置から方向検出装置まで直進するため、遅延時間が最も短く、反射波は、発信装置から方向検出装置までの間で障害物によって反射されて方向検出装置へ到達するため、直接波よりも遅延時間が長い。

従って、時系列に配列された受信信号のうち、最初に現れた信号成分が直接波に対応する成分であり、その次に現れた信号成分が反射波に対応する成分である。

方向検出装置は、時系列に配列された受信信号の各成分の大きさを電圧に変換し、その変換した電圧に基づいてブザー等の音を発する。方向検出装置が目的対象物の方向を向いているとき、直接波の信号成分が最大強度になるので、直接波に対応するブザー音も最大になる。

そこで、方向検出装置の設置方向を各種変更して発信装置からの電波を受信し、ブザー音が最大になる方向検出装置の設置方向を直接波の到来方向と推定する。

このように、従来の直接波の到来方向推定方法は、直接波と反射波との遅延時間の違いを用いる。
特開平１１−８３９７０号公報

しかし、特許文献１に記載された到来方向推定方法では、電波をスペクトラム拡散して送信するとともに、受信電波を復調した復調信号をスペクトラム逆拡散して受信信号を得る必要があり、演算が複雑になるという問題がある。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、簡単な演算によりコヒーレント波からなる直接波の到来方向を推定可能な直接波到来方向推定装置を提供することである。

この発明によれば、直接波到来方向推定装置は、アレーアンテナと、第１から第３の推定手段とを備える。アレーアンテナは、複数のアンテナ素子からなる。第１の推定手段は、アレーアンテナが第１の位置に存在するとき、送信源から放射された電波の直接波とＬ−１（Ｌは２以上の整数）個の反射波とを含むＬ個の到来波に対応するＬ個の第１の到来角を空間平均法を用いて推定し、その推定したＬ個の第１の到来角を成分とする第１の推定到来角を保持する。第２の推定手段は、アレーアンテナが第１の位置と異なる第２の位置に存在するとき、Ｌ個の到来波に対応するＬ個の第２の到来角を空間平均法を用いて推定し、その推定したＬ個の第２の到来角を成分とする第２の推定到来角を保持する。第３の推定手段は、第１の推定到来角と第２の推定到来角とを成分ごとに対応付け、各対応付けた第１の到来角と第２の到来角との差分の絶対値を演算してＬ個の到来角度差を取得し、取得したＬ個の到来角度差のうち最大の到来角度差が得られたときの第１および第２の到来角をそれぞれ第１および第２の位置における直接波の到来方向と推定する。

好ましくは、第２の推定手段は、Ｌ個の到来角度差の全てが基準値よりも小さいとき、アレーアンテナが第２の位置と異なる第３の位置に存在するときのＬ個の第２の到来角を推定し、その推定したＬ個の第２の到来角を成分とする第２の推定到来角を保持する。

好ましくは、アレーアンテナは、給電素子と、可変容量素子が装荷された２Ｌ−１本の無給電素子と、２Ｌ−１本の無給電素子に装荷された可変容量素子の容量を制御する制御回路とを含む。

好ましくは、アレーアンテナは、２Ｌ本のアンテナ素子からなる。

この発明による直接波到来方向推定装置においては、２つの位置の各々においてＬ個の到来波の到来角が推定される。そして、２つの位置において推定されたＬ個の推定到来角の成分同士の角度差が演算され、その演算されたＬ個の角度差のうち、最大の角度差が得られるときの到来角が直接波の到来方向と推定される。つまり、この発明においては、各位置に到来する直接波の到来角は、反射波の到来角よりも大きいことを利用して直接波の到来方向が推定される。

従って、この発明によれば、ＰＮ符号系列を用いてスペクトラム拡散を演算する必要がなく、簡単な演算によりコヒーレント波からなる直接波の到来方向を推定できる。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による到来方向推定装置の概略図である。図１を参照して、実施の形態１による到来方向推定装置１００は、アレーアンテナ１０と、指向性切換手段２０と、方向推定手段３０とを備える。

アレーアンテナ１０は、アンテナ素子１〜９と、バラクタダイオード１１〜１８とを含む。アンテナ素子１〜９は、ｘ軸、ｙ軸およびｚ軸からなるｘｙｚ直交座標におけるｚ軸に沿ってｘ−ｙ平面（所定平面）に配置される。

図２は、図１に示すｘ−ｙ平面におけるアンテナ素子１〜９の平面配置図である。図２を参照して、アンテナ素子１〜９は、アンテナ素子５を中心にして正方形に配置される。すなわち、アンテナ素子１〜９は、アンテナ素子５を中心にして２次元矩形対称に配置される。

再び、図１を参照して、アンテナ素子５は、給電素子であり、アンテナ素子１〜４，６〜９は、無給電素子である。バラクタダイオード１１〜１８は、それぞれ、アンテナ素子１〜４，６〜９と接地ノードとの間に接続される。これによって、無給電素子であるアンテナ素子１〜４，６〜９には、可変容量素子であるバラクタダイオード１１〜１８がそれぞれ装荷される。

このように、アレーアンテナ１０は、１本の給電素子（アンテナ素子５）と、８本の無給電素子（アンテナ素子１〜４，６〜９）とからなる９本のアンテナ素子が給電素子を中心にして２次元矩形対称に配置された構造からなる。

指向性切換手段２０は、バラクタダイオード１１〜１８にそれぞれ制御電圧セットＣＶＬ１〜ＣＶＬ８を供給し、アレーアンテナ１０の指向性を切換える。バラクタダイオード１１〜１８は、それぞれ、制御電圧ＣＶＬ１〜ＣＶＬ８によって容量（リアクタンス値）が変化する。指向性切換手段２０は、各バラクタダイオード１１〜１８におけるリアクタンス値が“ｈｉ”（最大値）または“ｌｏ”（最小値）になるように各制御電圧ＣＶＬ１〜ＣＶＬ８の電圧値を決定し、制御電圧セットＣＶＬ１〜ＣＶＬ８をバラクタダイオード１１〜１８へ供給する。

この場合、指向性切換手段２０は、バラクタダイオード１１〜１８におけるリアクタンス値ｘ_ｍ１〜ｘ_ｍ８のセットｘ_ｍが表１に示すように変化するように制御電圧セットＣＶＬ１〜ＣＶＬ８をバラクタダイオード１１〜１８へ供給する。

リアクタンス値ｘ_ｍ１〜ｘ_ｍ８の全てが“ｈｉ”であるとき（ｍ＝０）、アレーアンテナ１０は、全方位に感度があるオムニパターンに近いパターンからなるビームパターンＢＰＭ０を有する。また、リアクタンス値ｘ_ｍ１が“ｌｏ”であり、リアクタンス値ｘ_ｍ２〜ｘ_ｍ８が“ｈｉ”であるとき（ｍ＝１）、アレーアンテナ１０は、０度の方向（図１に示すｘ軸の正方向を０度の方向とする）に指向性があるビームパターンＢＰＭ１を有する。

さらに、リアクタンス値ｘ_ｍ２が“ｌｏ”であり、リアクタンス値ｘ_ｍ１，ｘ_ｍ３〜ｘ_ｍ８が“ｈｉ”であるとき（ｍ＝２）、アレーアンテナ１０は、４５度の方向に指向性があるビームパターンＢＰＭ２を有する。

以下、同様にして、各リアクタンス値ｘ_ｍ３〜ｘ_ｍ８が“ｌｏ”であり、それ以外のリアクタンス値が“ｈｉ”であるとき（ｍ＝３〜８）、アレーアンテナ１０は、９０度、１３５度、１８０度、２２５度、２７０度および３１５度の方向に指向性があるビームパターンＢＰＭ３〜ＢＰＭ８を有する（図２参照）。

このように、指向性切換手段２０は、無給電素子であるアンテナ素子１〜４，６〜９に装荷されたバラクタダイオード１１〜１８のリアクタンス値ｘ_ｍ１〜ｘ_ｍ８を変えることによってアレーアンテナ１０の指向性を切換える。

方向推定手段３０は、アレーアンテナ１０の給電素子であるアンテナ素子５と接続され、アレーアンテナ１０のビームパターンが図２に示すビームパターンＢＰＭ１〜ＢＰＭ８に切換えられたときの受信信号ｙ_ｍ（ｔ）をアンテナ素子５から受ける。そして、方向推定手段３０は、受信信号ｙ_ｍ（ｔ）に基づいて、後述する方法によってアレーアンテナ１０に到来するコヒーレント波からなる直接波の到来方向を推定する。

この発明においては、図１に示すｘ−ｙ平面内における方角を示す方位角を有するコヒーレント波を到来方向推定の対象とする。図３は、方位角の定義を示す図である。

図３を参照して、方位角φは、ｘ−ｙ平面においてｘ軸の正の方向を０度とする角度と定義される。

Ｌ（Ｌは正の整数）個のコヒーレント波がアレーアンテナ１０に到来している環境を考える。Ｌ個のコヒーレント波の各々が、方向（φ_ｋ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｌ）から複素振幅ｓ_ｋ（ｔ）で到来する場合、リアクタンス値セットｘ_ｍ（＝ｘ_ｍ１〜ｘ_ｍ８）で得られる受信信号ベクトル＜Ｙ（ｔ）＞は、次式によって表わされる。

ただし、＜Ｗ＞は、等価ウェイト行列であり、＜ａ（φ_ｋ）＞は、入射波の到来方向を示すモードベクトルであり、ｎ（ｔ）は、熱雑音であり、Ｔは、転置を表わす。また、熱雑音ｎ（ｔ）は、平均が０であり、分散がσ^２である。

なお、この明細書においては、表記＜Ａ＞は、行列ＡまたはベクトルＡを意味する。したがって、表記＜Ｗ＞は、式（１）における行列Ｗを表わし、表記＜ａ（φ_ｋ）＞は、式（１）におけるベクトルａ（φ_ｋ）を表わす。

方向推定手段３０は、指向性切換手段２０によってアレーアンテナ１０の指向性が順次切換えられたとき、式（１）に示す受信信号ベクトル＜Ｙ（ｔ）＞をアレーアンテナ１０のアンテナ素子５から受信する。そして、方向推定手段３０は、受信信号ベクトル＜Ｙ（ｔ）＞に基づいて、後述する方法によって、Ｌ個のコヒーレント波間の相関を示す相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を演算する。

この発明においては、空間平均法を用いて相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を演算する。図４は、図１に示すアレーアンテナ１０におけるサブアレーの概念図である。図４を参照して、アンテナ素子１〜９からなるアレーアンテナ１０を平行移動可能な４つのサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に分割する。サブアレーＳＡ１は、正方形配置されたアンテナ素子１，２，４，５からなり、サブアレーＳＡ２は、正方形配置されたアンテナ素子２，３，５，６からなり、サブアレーＳＡ３は、正方形配置されたアンテナ素子５，６，８，９からなり、サブアレーＳＡ４は、正方形配置されたアンテナ素子４，５，７，８からなる。したがって、４つのサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４の各々は、給電素子５を含む４本のアンテナ素子からなり、サブアレーＳＡ１〜ＳＡ４は、相互に平行移動可能である。

このように、この発明においては、各サブアレーが給電素子５を含み、かつ、平行移動可能なようにアンテナ素子１〜９を４つのサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に分割する。

アンテナ素子１〜９が４つのサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に分割されると、４つのサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に基づいて、空間平均法を適用して相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を演算する。この場合、空間平均法を適用する方法として２つの方法がある。１つ目の方法は、順方向空間平均法であり、２つ目の方法は、順方向／逆方向空間平均法である。以下、この２つの空間平均法を適用して相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を演算し、その演算した相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞に基づいて到来方向を推定する方法について説明する。

［順方向空間平均法を適用する場合］
順方向空間平均法は、各サブアレーＳＡ１〜ＳＡ４における部分相関行列を演算して４つのサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に対する４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ４}＞を求め、その求めた４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ４}＞を平均して相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を求める方法である。

サブアレーＳＡ１の受信信号ベクトルを＜Ｙ_１（ｔ）＞とすると、サブアレーＳＡ１は、アンテナ素子１，２，４，５からなるので、受信信号ベクトル＜Ｙ_１（ｔ）＞は、次式によって表わされる。

同様にして、サブアレーＳＡ２〜ＳＡ４の受信信号ベクトル＜Ｙ_２（ｔ）＞〜＜Ｙ_４（ｔ）＞は、それぞれ、次の式（３）〜式（５）によって表わされる。

そうすると、サブアレーＳＡ１の部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ１}＞は、次式によって表わされる。

ただし、Ｈは、エルミート転置を表わす。また、Ｅ［・］は、エルゴート性を仮定した時間平均である。

同様にしてサブアレーＳＡ２〜ＳＡ４の部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ２}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ４}＞は、それぞれ、次の式（７）〜式（９）によって表わされる。

そして、４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ４}＞の平均を演算して次式によって相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を求める。

このように、空間平均法を適用することによって、１個のコヒーレント波に縮退した到来波をＬ個のコヒーレント波に分解できる。

式（６）〜式（９）によって表わされる部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ４}＞は、サブアレーＳＡ１をサブアレーＳＡ２、サブアレーＳＡ３およびサブアレーＳＡ４の順に平行移動させたとき、すなわち、サブアレーＳＡ１を１つの方向（時計回り）に平行移動させたときの部分相関行列である。したがって、サブアレーＳＡ１を１つの方向に平行移動させたときの４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ４}＞の平均を演算することを順方向空間平均法という。

よって、式（１０）によって演算される相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞は、順方向空間平均法を適用して得られた相関行列である。

なお、順方向空間平均法は、サブアレー１を時計回りに平行移動させたときの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ４}＞を平均する場合のみならず、サブアレー１を反時計回りに平行移動させたときの４つの部分相関行列を平均する場合も含む。すなわち、順方向空間平均法は、サブアレーＳＡ１をサブアレーＳＡ４、サブアレーＳＡ３およびサブアレーＳＡ２の順に平行移動させたときの４つの部分相関行列を演算し、その演算した４つの部分相関行列を平均する場合も含む。

相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞が演算されると、相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞に固有値分解を施してＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）スペクトラムＰ_{ＭＵＳＩＣ}（φ）を次式によって演算する。

ただし、モードベクトル＜ａ_ｓｕｂ（φ）＞は、［ａ_１（φ），・・・，ａ_４（φ）］^Ｔであり、＜Ｅ_Ｎ＞は、相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を固有値分解したときの雑音の固有ベクトル［ｅ_Ｌ＋１，・・・，ｅ_４］である。

［順方向／逆方向空間平均法を適用する場合］
順方向／逆方向空間平均法は、サブアレーＳＡ１をサブアレーＳＡ２、サブアレーＳＡ３およびサブアレーＳＡ４の順に平行移動させたときの４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ＿ｆ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ＿ｆ４}＞の平均からなる順方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｆ＞と、サブアレーＳＡ１をサブアレーＳＡ４、サブアレーＳＡ３およびサブアレーＳＡ２の順に平行移動させたときの４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ＿ｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ＿ｂ４}＞の平均からなる逆方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｂ＞とを演算し、その演算した順方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｆ＞と逆方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｂ＞との平均を演算して相関行列＜Ｒ_ｘｘ＞を求める方法である。

４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ＿ｆ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｓｕｂ＿ｆ４}＞は、上述した式（６）〜式（９）によって表わされるので、順方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｆ＞は、上述した式（１０）によって表わされる。

次に、逆方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｂ＞の求め方について説明する。

アンテナ素子１〜９の全体への逆方向入力ベクトルを＜Ｙ_ｂ（ｔ）＞とすると、逆方向入力ベクトル＜Ｙ_ｂ（ｔ）＞は、次式によって表わされる。

ただし、＊は、複素共役を表わす。また、行列＜Ｊ＞は、次式によって表わされるｍ次の正方行列である。

式（１２）の逆方向入力ベクトル＜Ｙ_ｂ（ｔ）＞は、式（１）の受信信号ベクトル＜Ｙ（ｔ）＞に比べて、各到来信号の位相関係が異なるだけで同類・同形と見なせる。この位相関係を空間平均の位相平均化に利用して逆方向入力ベクトル＜Ｙ_ｂ（ｔ）＞による相関行列も空間平均の要素に組み込む。

式（１２）に示される逆方向入力ベクトル＜Ｙ_ｂ（ｔ）＞をサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に分割し、上述した式（６）〜式（９）と同じ方法によって、４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ４}＞を演算し、その演算した４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ４}＞を平均して逆方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｂ＞を演算する。

サブアレーＳＡ１の逆方向入力ベクトルを＜Ｙ_ｂ１（ｔ）＞とすると、サブアレーＳＡ１は、アンテナ素子１，２，４，５からなるので、逆方向入力ベクトルを＜Ｙ_ｂ１（ｔ）＞は、次式によって表わされる。

同様にして、サブアレーＳＡ２〜ＳＡ４の逆方向入力ベクトル＜Ｙ_ｂ２（ｔ）＞〜＜Ｙ_ｂ４（ｔ）＞は、それぞれ、次の式（１５）〜式（１７）によって表わされる。

そうすると、サブアレーＳＡ１の部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ１}＞は、次式によって表わされる。

同様にしてサブアレーＳＡ２〜ＳＡ４の部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ２}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ４}＞は、それぞれ、次の式（１９）〜式（２１）によって表わされる。

そして、４つの部分相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ１}＞〜＜Ｒ_{ｘｘ＿ｂ＿ｓｕｂ４}＞の平均を演算して次式によって逆方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｂ＞を求める。

順方向部分相関行列＜Ｒ_ｘｘ＿ｆ＞＝＜Ｒ_ｘｘ＞であるので、順方向／逆方向空間平均法を適用した場合の相関行列＜Ｒ_ｘｘ ^ｆｂ＞は、次式によって表わされる。

このように、空間平均法を適用することによって、１個のコヒーレント波に縮退した到来波をＬ個のコヒーレント波に分解できる。

そして、上述した方法によって求めた相関行列＜Ｒ_ｘｘ ^ｆｂ＞に固有値分解を施してＭＵＳＩＣスペクトラムを演算することによって、順方向／逆方向空間平均法を適用した場合の到来方向を推定できる。

順方向／逆方向空間平均法を適用することによって、サブアレーＳＡ１をサブアレーＳＡ２、サブアレーＳＡ３およびサブアレーＳＡ４の順に平行移動させ、さらに、サブアレーＳＡ１をサブアレーＳＡ４、サブアレーＳＡ３およびサブアレーＳＡ２の順に平行移動させるので、部分相関行列を演算するサブアレーの数が実質的に増加し、推定可能な到来方向の数を増加させることができる。

上記においては、アレーアンテナ１０のアンテナ素子１〜９を、各々が４本のアンテナ素子からなる４つのサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に分割して空間平均法を適用する場合について説明したが、他の方法によってアンテナ素子１〜９をサブアレーに分割してもよい。

図５は、直接波の到来方向を推定する原理を説明するための図である。アレーアンテナ１０は、測定地点１に設置された場合、発信源Ｓから直接波ＷＶ１を受け、反射波ＷＶ２を受ける。反射波ＷＶ２は、発信源Ｓの鏡像点Ｓ’からの直接波に相当するので、図５においては、アレーアンテナ１０は、鏡像点Ｓ’から反射波ＷＶ２を直接受信するように図示している。

この場合、アレーアンテナ１０は、アレーアンテナ１０の法線方向（図１に示すｙ軸方向）に対して角度θ_１を成す方向から直接波ＷＶ１を受け、アレーアンテナ１０の法線方向に対して角度θ_２を成す方向から反射波ＷＶ２を受ける。

一方、アレーアンテナ１０は、測定地点２に設置された場合、アレーアンテナ１０の法線方向に対して角度θ_１’を成す方向から直接波ＷＶ１’を受け、アレーアンテナ１０の法線方向に対して角度θ_２’を成す方向から反射波ＷＶ２’を受ける。

そして、角度θ_１と角度θ_１’との角度差Δθ_１＝ａｂｓ（θ_１−θ_１’）は、角度θ_２と角度θ_２’との角度差Δθ_２＝ａｂｓ（θ_２−θ_２’）よりも必ず大きくなる。これは、反射波ＷＶ２，ＷＶ２’の発信源である鏡像点Ｓ’は、直接波ＷＶ１，ＷＶ１’の発信源Ｓよりも必ず遠くに位置し、θ_１＞θ_２、かつ、θ_１’＞θ_２’が成立するからである。なお、ａｂｓ（θ_１−θ_１’）は、（θ_１−θ_１’）の絶対値を意味する。

そうすると、測定地点１において推定したアレーアンテナ１０への到来角度θ_１，θ_２と、測定地点２において推定したアレーアンテナ１０への到来角度θ_１’，θ_２’とのそれぞれ対応する角度θ_１，θ_１’；θ_２，θ_２’の角度差Δθ_１（＝ａｂｓ（θ_１−θ_１’）），Δθ_２（＝ａｂｓ（θ_２−θ_２’））を演算し、その演算した角度差Δθ_１，Δθ_２のうち、最大の角度差が得られたときの角度θ_１，θ_１’がそれぞれ直接波ＷＶ１，ＷＶ１’の到来角度（＝到来方向）となる。

そして、各測定地点１，２における到来角度θ_１，θ_２；θ_１’，θ_２’は、上述した空間平均法を用いたＭＵＳＩＣ法によって推定される。

従って、この発明においては、方向推定手段３０は、上述した空間平均法を用いたＭＵＳＩＣ法によって測定地点１における到来角度θ_１，θ_２を推定し、その推定した到来角度（θ_１，θ_２）を記憶する。

その後、アレーアンテナ１０を測定地点１から測定地点２へ移動させる。そして、方向推定手段３０は、上述した空間平均法を用いたＭＵＳＩＣ法によって測定地点２における到来角度θ_１’，θ_２’を推定し、その推定した到来角度（θ_１’，θ_２’）を記憶する。

引き続いて、方向推定手段３０は、角度差Δθ_１（＝ａｂｓ（θ_１−θ_１’）），Δθ_２（＝ａｂｓ（θ_２−θ_２’））を演算し、その演算した角度差Δθ_１，Δθ_２のうち、最大の角度差が得られたときの角度θ_１，θ_１’をそれぞれ直接波ＷＶ１，ＷＶ１’の到来角度（＝到来方向）と推定する。

図５においては、直接波と１つの反射波とがアレーアンテナ１０に到来する場合について説明したが、直接波と、Ｌ−１（Ｌは正の整数）個の反射波とからなるＬ個のコヒーレント波がアレーアンテナ１０に到来する場合についても、同様にして直接波の各測定地点１，２における到来方向θ_１，θ_１’を推定できる。

図６は、直接波の到来方向を推定する動作を説明するためのフローチャートである。一連の動作が開始されると、アレーアンテナ１０が測定地点１に設置され、到来方向推定装置１００は、上述した空間平均法によるＭＵＳＩＣ法を用いてコヒーレント波に対する到来方向推定を行ない、各々の到来波の方向を｛θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌ｝と推定する（ステップＳ１）。

その後、アレーアンテナ１０を測定地点２へ移動させる。そして、到来方向推定装置１００は、同様にして、測定地点２におけるコヒーレント波に対する到来方向を｛θ_１’，θ_２’，・・・，θ_Ｌ’｝と推定する（ステップＳ２）。

引き続いて、到来方向推定装置１００は、測定地点１と測定地点２で推定した到来方向の角度差｛Δθ_１＝ａｂｓ（θ_１−θ_１’），Δθ_２＝ａｂｓ（θ_２−θ_２’），・・・，Δθ_Ｌ｝をそれぞれ演算する（ステップＳ３）。

そして、到来方向推定装置１００は、演算した各角度差｛Δθ_１，Δθ_２，・・・，Δθ_Ｌ｝が分解能よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ４）。各角度差が分解能よりも大きくないとき、アレーアンテナ１０が測定地点２と異なる場所へ変更され（ステップＳ５）、上述したステップＳ２〜Ｓ４が繰り返し実行される。

一方、ステップＳ４において、各角度差が分解能よりも大きいと判定されると、到来方向推定装置１００は、ステップＳ３において演算した角度差｛Δθ_１，Δθ_２，・・・，Δθ_Ｌ｝から最大の角度差を抽出し、その抽出した最大の角度差Δθ_ｍａｘが得られたときの角度θ_ｊ，θ_ｊ’（ｊは１〜Ｌのいずれか）をそれぞれ測定地点１，２における直接波の到来方向と推定する（ステップＳ６）。これによって、一連の動作は終了する。

図７は、図６に示すステップＳ１の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。一連の動作が開始されると、指向性切換手段２０は、制御電圧セットＣＶＬ１〜ＣＶＬ８をバラクタダイオード１１〜１８に供給する。そして、アレーアンテナ１０は、指向性を０度方向、４５度方向、９０度方向、１３５度方向、１８０度方向、２２５度方向、２７０度方向および３１５度方向に順次切換えてコヒーレント波を受信し（ステップＳ１１）、その受信した受信信号ｙ_１（ｔ），ｙ_２（ｔ），・・・をアンテナ素子５から方向推定手段３０へ出力する。

方向推定手段３０は、アレーアンテナ１０から受けた受信信号ｙ_１（ｔ），ｙ_２（ｔ），・・・，ｙ_ｍ（ｔ）を式（１）に代入して受信信号ベクトル＜Ｙ（ｔ）＞を生成する（ステップＳ１２）。

そして、方向推定手段３０は、アレーアンテナ１０のアンテナ素子１〜９を平行移動可能な複数のサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４に分割し、その分割した複数のサブアレーＳＡ１〜ＳＡ４における複数の部分相関行列を演算する（ステップＳ１３）。

その後、方向推定手段３０は、複数の部分相関行列に空間平均法を適用して相関行列を演算する（ステップＳ１４）。この場合、方向推定手段３０は、上述した順方向空間平均法および順方向／逆方向空間平均法のいずれかを適用して相関行列を演算する。

方向推定手段３０は、相関行列を演算すると、その演算した相関行列に固有値分解を施してＭＵＳＩＣスペクトラムを演算し、ＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいてコヒーレント波の到来方向を推定する（ステップＳ１５）。そして、一連の動作は終了する。

上述したように、この発明による到来方向の推定方法は、２つの測定地点の各々において、空間平均法を用いたＭＵＳＩＣ法によって直接波およびｎ個の反射波のアレーアンテナ１０へのＬ個の到来角度｛θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌ｝，｛θ_１’，θ_２’，・・・，θ_Ｌ’｝を推定し、２つの測定地点におけるＬ個の到来角度｛θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌ｝，｛θ_１’，θ_２’，・・・，θ_Ｌ’｝のそれぞれ対応する角度の角度差｛Δθ_１＝ａｂｓ（θ_１−θ_１’），Δθ_２＝ａｂｓ（θ_２−θ_２’），・・・，Δθ_Ｌ｝を演算し、その演算した角度差のうち最大の角度差が得られたときの角度θ_ｊ，θ_ｊ’を直接波の到来角度と推定する。

従って、従来の推定方法のように、スペクトラム拡散方式による複雑な演算を行なわずに直接波の到来方向を推定できる。

なお、測定地点１において図６のステップＳ１（＝図７のステップＳ１１〜ステップＳ１５）に従って到来波の到来角度θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌを推定する方向推定手段３０は、「第１の推定手段」を構成する。

また、測定地点２において図６のステップＳ２（＝図７のステップＳ１１〜ステップＳ１５）に従って到来波の到来角度θ_１’，θ_２’，・・・，θ_Ｌ’を推定する方向推定手段３０は、「第２の推定手段」を構成する。

更に、図６のステップＳ３，Ｓ４，Ｓ６に従って直接波の到来方向を推定する方向推定手段３０は、「第３の推定手段」を構成する。

更に、指向性切換手段２０は、無給電素子１〜４，６〜９に装荷された可変容量素子１１〜１８の容量を制御する「制御回路」を構成する。

更に、
［実施の形態２］
図８は、実施の形態２による到来方向推定装置の概略図である。実施の形態２による到来方向推定装置２００は、アレーアンテナ２１０と、方向推定手段２２０とを備える。

アレーアンテナ２１０は、アンテナ素子＃１〜＃Ｍ（Ｍは、正の整数）からなる。アンテナ素子＃１〜＃Ｍは、等間隔ｄで直線状に配列される。

方向推定手段２２０は、アレーアンテナ２１０の入力ベクトル＜Ｘ（ｔ）＞に基づいて、後述する方法によって直接波の到来方向を推定する。

図９は、図８に示すアレーアンテナ２１０におけるサブアレーの概念図である。サブアレーＳＢＡ−１〜ＳＢＡ−Ｎ（Ｎ＝Ｍ−Ｋ＋１、Ｋは正の整数）の各々は、Ｋ本のアンテナ素子からなる。より具体的には、サブアレーＳＢＡ−１は、アンテナ素子＃１〜＃Ｋからなり、サブアレーＳＢＡ−２は、アンテナ素子＃２〜＃Ｋ＋１からなり、以下、同様にして、サブアレーＳＢＡ−Ｎは、アンテナ素子＃Ｍ−Ｋ＋１〜＃Ｍからなる。

Ｌ個のコヒーレント波がアレーアンテナ２１０に到来する環境を想定すると、アレーアンテナ２１０に到来するＬ個のコヒーレント波の複素振幅＜Ｆ（ｔ）＞は、次式によって表される。

式（２４）において、α_ｉ（ｉは正の整数）は、第ｉ波の第１波に対する減衰および位相遅れを表す複素定数である。

そして、サブアレーＳＢＡ−１の入力ベクトル＜Ｘ_１（ｔ）＞は、次式によって表される。

但し、ベクトル＜Ｎ_１（ｔ）＞は、サブアレーＳＢＡ−１の内部雑音ベクトルである。この場合、第ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）番目のサブアレーＳＢＡ−ｎの入力ベクトル＜Ｘ_ｎ（ｔ）＞は、次式によって表される。

式（２６）の行列＜Ｂ＞は、次式によって表されるＬ字の対角行列である。

また、式（２６）におけるベクトル＜Ｎ_ｎ（ｔ）＞は、第ｎ番目のサブアレーＳＢＡ−ｎの内部雑音ベクトルである。

従って、第ｎ番目のサブアレーＳＢＡ−ｎの相関行列Ｒ_ｘｘ ^ｎは、次式によって表される。

空間平均として一様空間平均法を採用した場合、平均相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ａｖ}＞は、次式によって表される。

このように、空間平均法を適用することによって、１個のコヒーレント波に縮退した到来波をＬ個のコヒーレント波に分解できる。

平均相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ａｖ}＞が演算されると、平均相関行列＜Ｒ_{ｘｘ＿ａｖ}＞から固有ベクトル［ｅ_１，ｅ_２，・・・，ｅ_Ｋ］を求め、その求めた固有ベクトル［ｅ_１，ｅ_２，・・・，ｅ_Ｋ］のうちの雑音部分空間の正規直交規定ベクトル［ｅ_Ｌ＋１，ｅ_Ｌ＋２，・・・，ｅ_Ｋ］を用いると、ＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ（θ）は、次式によって表される。

そして、ＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ（θ）においてＬ個のピークが現れる角度θ_１，θ_２，・・・，θ_ＬがＬ個の到来波の到来角度（＝到来方向）になる。

実施の形態２においては、方向推定手段２２０は、アレーアンテナ２１０が図５に示す測定地点１に設置された状態で、上述した方法によってＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ（θ）を演算し、その演算したＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ（θ）に基づいて直接波ＷＶ１および反射波ＷＶ２の到来角度θ_１，θ_２を推定する。

そして、方向推定手段２２０は、アレーアンテナ２１０が測定地点２に設置された状態で、上述した方法によってＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ（θ）’を演算し、その演算したＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ（θ）’に基づいて直接波ＷＶ１’および反射波ＷＶ２’の到来角度θ_１’，θ_２’を推定する。

その後、方向推定手段２２０は、実施の形態１における方法と同じ方法によって測定地点１，２における直接波ＷＶ１，ＷＶ１’の到来方向θ_１，θ_１’を推定する。

この場合、方向推定手段２２０は、図６に示すフローチャートに従って直接波ＷＶ１，ＷＶ１’の到来角度θ_１，θ_１’を推定する。

上述したように、実施の形態１においては、無給電素子１〜４，６〜９に装荷されるバラクタダイオード１１〜１８の容量を変えることによって指向性を切換え可能なアレーアンテナ１０を用いて直接波ＷＶ１，ＷＶ１’の到来角度θ_１，θ_１’を推定することについて説明し、実施の形態２においては、直線状に配列されたＭ本のアンテナ素子＃１〜＃Ｍからなるアレーアンテナ２１０を用いて直接波ＷＶ１，ＷＶ１’ の到来角度θ_１，θ_１’を推定することについて説明した。

そして、直接波ＷＶ１，ＷＶ１’の到来角度θ_１，θ_１’の推定においては、直接波ＷＶ１，ＷＶ１’と１つの反射波ＷＶ２，ＷＶ２’とがアレーアンテナ１０，２１０に到来する場合について説明したが、実際には、２回反射による反射波および３回反射による反射波等が存在し、一般的には、直接波ＷＶ１，ＷＶ１’と、Ｌ−１個の反射波とが互いに完全に相関したＬ個のコヒーレント波からなる到来波がアレーアンテナ１０，２１０に到来する。

従って、Ｌ個のコヒーレント波の各到来角度θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌを推定可能なようにアレーアンテナ１０，２１０のアンテナ素子数を決定する必要がある。

アレーアンテナ１０，２１０のアンテナ素子数をＭ本とし、サブアレーのアンテナ素子数をＫ本とした場合、各到来角度θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌを正確に推定するには、Ｎ＝Ｍ−Ｋ＋１≧Ｌが成立する必要がある。つまり、サブアレーの個数Ｎがコヒーレント波の個数Ｌ以上であることが必要である。Ｌ個のコヒーレント波を別個独立に受信可能なサブアレーが存在しないとＬ個のコヒーレント波の到来角度θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌを推定できないからである。

また、ＭＵＳＩＣ法を適用する場合、Ｋ≧Ｌ＋１が成立する必要がある。従って、この２つの不等式が成立するには、Ｍ＝Ｎ＋Ｋ−１≧Ｌ＋Ｋ−１≧２Ｌが成立する必要がある。

その結果、アンテナ素子数Ｍは、予想される到来波数Ｌの２倍の素子数が必要である。

そうすると、図１に示すアレーアンテナ１０は、一般的には、１本の給電素子と、バラクタダイオードが装荷された２Ｌ−１本の無給電素子とからなり、図８に示すアレーアンテナ２２０は、一般的には、２Ｌ本のアンテナ素子からなる。

実施の形態１においては、アレーアンテナ１０は、無給電素子１〜４，６〜９を給電素子５の周囲に２次元矩形形状に配置した構成からなると説明したが、この発明においては、これに限らず、アレーアンテナ１０は、無給電素子を給電素子の周囲に円形配置した構成からなっていてもよい。

また、実施の形態１，２においては、空間平均法を用いたＭＵＳＩＣ法によって、各測定地点１，２における到来波ＷＶ１，ＷＶ２；ＷＶ１’，ＷＶ２’の到来角度θ_１，θ_２；θ_１’，θ_２’を推定すると説明したが、この発明においては、これに限らず、空間平均法を用いたＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）法によって、各測定地点１，２における到来波ＷＶ１，ＷＶ２；ＷＶ１’，ＷＶ２’の到来角度θ_１，θ_２；θ_１’，θ_２’を推定するようにしてもよいし、Ｌ個のコヒーレント波の到来角度を正確に推定可能な方法であれば、どのような方法を用いてもよい。

つまり、この発明は、２つの測定地点１，２における到来波ＷＶ１〜ＷＶＬ；ＷＶ１’〜ＷＶＬ’の到来角度θ_１〜θ_Ｌ；θ_１’〜θ_Ｌ’を何らかの方法によって推定し、その推定した到来角度θ_１〜θ_Ｌ；θ_１’〜θ_Ｌ’に基づいて角度差Δθ_１＝ａｂｓ（θ_１−θ_１’）〜Δθ_Ｌ＝ａｂｓ（θ_Ｌ−θ_Ｌ’）を演算し、角度差Δθ_１＝ａｂｓ（θ_１−θ_１’）〜Δθ_Ｌ＝ａｂｓ（θ_Ｌ−θ_Ｌ’）のうちの最大の角度差Δθ_ｉ＝ａｂｓ（θ_ｉ−θ_ｉ’）が得られたときの到来角度θ_ｉ，θ_ｉ’をそれぞれ各測定地点１，２における直接波の到来方向と推定するものであればよい。

なお、測定地点１において図６のステップＳ１に従って到来波の到来角度θ_１，θ_２，・・・，θ_Ｌを推定する方向推定手段２２０は、「第１の推定手段」を構成する。

また、測定地点２において図６のステップＳ２に従って到来波の到来角度θ_１’，θ_２’，・・・，θ_Ｌ’を推定する方向推定手段２２０は、「第２の推定手段」を構成する。

更に、図６のステップＳ３，Ｓ４，Ｓ６に従って直接波の到来方向を推定する方向推定手段２２０は、「第３の推定手段」を構成する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、簡単な演算によりコヒーレント波からなる直接波の到来方向を推定可能な直接波到来方向推定装置に適用される。

この発明の実施の形態１による到来方向推定装置の概略図である。 図１に示すｘ−ｙ平面におけるアンテナ素子の平面配置図である。 方位角の定義を示す図である。 図１に示すアレーアンテナにおけるサブアレーの概念図である。 直接波の到来方向を推定する原理を説明するための図である。 直接波の到来方向を推定する動作を説明するためのフローチャートである。 図６に示すステップＳ１の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２による到来方向推定装置の概略図である。 図８に示すアレーアンテナにおけるサブアレーの概念図である。

符号の説明

１〜９，＃１〜＃Ｍ アンテナ素子、１０，２１０ アレーアンテナ、１１〜１８ バラクタダイオード、２０ 指向性切換手段、３０，２２０ 方向推定手段、１００，２００ 到来方向推定装置、ＢＰＭ０〜ＢＰＭ８ ビームパターン、ＳＡ１〜ＳＡ６，ＳＢＡ−１〜ＳＢＡ−Ｎ サブアレー。

Claims (4)

1. 複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、
   前記アレーアンテナが第１の位置に存在するとき、送信源から放射された電波の直接波とＬ−１（Ｌは２以上の整数）個の反射波とを含むＬ個の到来波に対応するＬ個の第１の到来角を空間平均法を用いて推定し、その推定したＬ個の第１の到来角を成分とする第１の推定到来角を保持する第１の推定手段と、
   前記アレーアンテナが前記第１の位置と異なる第２の位置に存在するとき、前記Ｌ個の到来波に対応するＬ個の第２の到来角を空間平均法を用いて推定し、その推定したＬ個の第２の到来角を成分とする第２の推定到来角を保持する第２の推定手段と、
   前記第１の推定到来角と前記第２の推定到来角とを成分ごとに対応付け、各対応付けた第１の到来角と第２の到来角との差分の絶対値を演算してＬ個の到来角度差を取得し、前記取得したＬ個の到来角度差のうち最大の到来角度差が得られたときの前記第１および第２の到来角をそれぞれ前記第１および第２の位置における前記直接波の到来方向と推定する第３の推定手段とを備える直接波到来方向推定装置。
2. 前記第２の推定手段は、前記Ｌ個の到来角度差の全てが基準値よりも小さいとき、前記アレーアンテナが前記第２の位置と異なる第３の位置に存在するときの前記Ｌ個の第２の到来角を推定し、その推定したＬ個の第２の到来角を成分とする第２の推定到来角を保持する、請求項１に記載の直接波到来方向推定装置。
3. 前記アレーアンテナは、
   給電素子と、
   可変容量素子が装荷された２Ｌ−１本の無給電素子と、
   前記２Ｌ−１本の無給電素子に装荷された可変容量素子の容量を制御する制御回路とを含む、請求項１または請求項２に記載の直接波到来方向推定装置。
4. 前記アレーアンテナは、２Ｌ本のアンテナ素子からなる、請求項１または請求項２に記載の直接波到来方向推定装置。

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