JP4424318B2 - 漏電遮断器 - Google Patents

Description

この発明は、電路の漏洩電流が所定値以上になったとき、この電路を開放する漏電遮断器に関し、詳しくはその機能の駆動源となる電源電圧の生成の改良に関するものである。

現在、流通している漏電遮断器のほとんど全ては、この漏電遮断器に内蔵された、例えば集積回路で構成された漏電検出回路にて、零相変流器で検出された信号のレベル判定を行い、所定値を超えれば、やはり、漏電遮断器に内蔵された電磁石装置に対し駆動信号を出力させ、電路を開放する方式を採用している。然るに、これら漏電検出回路、および電磁石装置には、動作電力が必要となるが、この動作電力は、漏電遮断器の内部（例えば、電路電圧ＡＣ４００Ｖ）から採り、所定の電圧（例えば、ＤＣ１２Ｖ）に降下させ、供給されている。このとき、３極用漏電遮断器では、３極（便宜上、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相とする。すなわち、Ｓ相が中極に相当する。）のうち、外側２極、すなわち、Ｒ−Ｔ相間から採るのが一般的であり、このことが、３極用漏電遮断器を単相電路に使用する場合の制約条件である、Ｒ−Ｔ相間への接続となっている（例えば、特許文献１参照）。

ところで、この漏電遮断器に限らず、配電機器の国際化、いわゆるグローバル・スタンダード化が言われて久しい。具体的には、ＩＥＣ（国際規格）６０９４７−２ ＡｎｎｅｘＢに準拠した漏電遮断器が求められているが、旧来のＪＩＳ（日本工業規格）Ｃ８３７１（すなわち、日本独自の規格）との違いの一つに、三相電路のある一相が欠相したとしても、漏電機能は正常に動作しなければならない、ということが挙げられている。したがって、前述したように、Ｒ−Ｔ相間から電圧を採っている場合、Ｓ相の欠相では問題ないが、Ｒ相、もしくはＴ相が欠相したときは、直ちに漏電機能を喪失してしまう。

この漏電機能喪失を防ぐために、動作電力を、三相電路の各相から採ったのち、整流回路にて整流し、所定の電圧に降下させて得ることが知られている。この方式によれば、ある一相が欠相したとしても、残る二相で動作電力を生成することができるので、漏電機能は正常に動作し続ける。また、単相電路に使用する場合、必ずしもＳ相を空ける必要がない、つまり、Ｒ−Ｓ相間、あるいはＳ−Ｔ相間に接続することが可能という、波及効果もある（例えば、特許文献２参照）。

特開２００２−７８１８７号公報（第４頁左欄第６行〜第１３行、第１図） 特開２００５−１５８５５９号公報（第５頁第１５行〜第１７行、第１〜２図）

これら特許文献１および２からも明らかなように、前述した集積回路で構成された漏電検出回路からの出力がサイリスタ（特許文献１では図１の符号１４２、特許文献２では図２の記号ＴＨ）をターンオンさせ、電磁石装置（特許文献１では図１の符号１４１、特許文献２では図２の記号ＴＣ）を励磁させることで、その漏電遮断器の電路を開放することは周知の通りであるが、このとき漏電検出回路の出力は、その電路の漏洩に同期、すなわち、零相変流器で検出された信号のレベル判定が所定値を超えている限り信号を出し続け、所定値を下回ると、その出力を停止（いわゆるリセット）することが一般的である。このことは、所定値を超えている限り、サイリスタを介して、電磁石装置に電流が流れ続けることを意味するが、実際には、前述した通り、この電磁石装置の励磁により電路が開放、すなわち、電磁石装置への電力供給が断たれるので、例えば、電磁石装置の焼損といった問題が起こらないことは明白である。

一方、この漏電遮断器に限らず、配線用遮断器の設置にあたっては、通常、（特許文献１の図２を参酌して）紙面上、上方が電源側、下方が負荷側となる（以下、これを正接続と称す）が、例えば、配電盤内の母線との関係から、上下逆、つまり、上方が負荷側、下方が電源側とした（以下、これを逆接続と称す）ほうが、使い勝手、あるいは美観の点からも好ましいこともある。この場合、漏電遮断器においては、仮に漏洩検出によって電路を開放したとしても、漏電検出回路を含めた電子回路には、依然として電源（特許文献１では図１の右側の符号１０Ａが電源側、特許文献２では図２の符号３Ｂが電源側）が印加され続けることになる。そこで、この印加継続による、電磁石装置を含めた電子部品の熱的耐量を考慮する必然性が生じることとなる。

ところが、特許文献２からも明らかなように、整流回路（符号４１）が全波整流であるがために、サイリスタの電流が零点を通過することがなく、このサイリスタは導通を継続してしまう。然るに、電路開放による漏洩停止、すなわち、サイリスタのゲート供給を断ったとしても、依然、サイリスタは導通を続け、その結果、電磁石装置には電流が流れ続けるため、この電磁石装置の焼損を招いてしまう。したがって、従来の漏電遮断器では、逆接続を禁止する旨を製品に標記するか、あるいは、逆接続を容認するならば、例えば、電路接点と連動するスイッチを電力線と整流回路間に設け、当該漏電遮断器の「開」時には、このスイッチもＯＦＦさせ、電力供給を中断させるなどの対策が求められ、いずれにしろ、使い勝手の悪さ、あるいはコストアップが避けられなかった。特に、このコストアップに関しては、特許文献２に示すように三相電路の各相から電力が供給される場合、最低でも２個のスイッチが必要（前述した、欠相時でも動作可能なことに起因）となり、その影響は無視できないほど大きい。なお、「サイリスタの導通継続に起因する全波整流」を採用する理由は、この全波整流から得た安定した直流電圧を、集積回路に印加したいがためであることは言うまでもない。

尤も、電磁石装置そのものに、流れ続ける電流に耐え得るだけの容量を持たせておけば、敢えて電力供給を中断させる必要は、焼損に限って言えば、ない。しかしながら、このケース、つまり、漏電遮断を行った逆接続の漏電遮断器では、依然として電磁石装置は励磁状態を保ったままなので、この漏電遮断器を再投入しようとしても、その都度、（漏電）遮断してしまい、投入ができない、という問題に直面してしまう。したがって、当該漏電遮断器の再投入のためには、この漏電遮断器の上位に位置する、例えば配線用遮断器を「開」にすることで、結局は、電力供給の中断が余儀なくされるが、この場合、この配線用遮断器の他の健全なブランチにも影響を及ぼすことは必至で、特に電力の無瞬断化を考えた場合、得策とは言い難い。また、電磁石装置の熱的耐量アップは、この装置そのものの大形化につながるため、漏電遮断器の小形化の阻害要因にもなってしまう。

この電磁石装置の大形化は、これまで述べた「逆接続」に限った問題ではなく、「正接続」においても起こり得る。例えば、特許文献２に示す電磁石装置の励磁電流は、直流電流であるがゆえに、その大きさは比較的小さい。よって、この小さい直流電流で励磁、すなわち、当該漏電遮断器の電路接点を開放するに至るパワーを得るためには、アンペアターンを増加せねばならず、剰えそれは、巻線数のアップ、ひいてはこの装置の大形化を意味する。仮に、電磁石装置の外形を、漏電遮断器の小形化に適するように収めようとするならば、それ相応の電流が供給できる電源回路が必要となるが、この場合、この電源回路の規模が大きくなるのはもとより、励磁時と非励磁時（いわゆる待機時）の消費電流の差が大きいことによる、この差分の電力消費を電源回路が担えるように、この電源回路を構成する各素子の熱的耐量を上げねばならず、結果的に、電子回路の容積が増加してしまい、「漏電遮断器の小形化」という当初の目的が達成されないことになる。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、三相電路の各相から動作電力を得つつ、この動作電力の供給を入り切りするスイッチなどの部品を追加することなく逆接続を可能とした、小形の漏電遮断器を得ることを目的とするものである。

この発明に係る漏電遮断器においては、三相電路の３本の電力線が挿通され、上記三相電路の漏洩電流を検出する零相変流器と、この零相変流器で検出された信号のレベル判定を行う漏電検出回路と、この漏電検出回路の出力に応動して開閉機構部を作動させる電磁石装置と、上記開閉機構部の作動により開離される電路接点とを備え、上記電磁石装置は、上記三相電路の３本の電力線より整流回路を介して、動作電力の供給を受けるとともに、上記整流回路は半波整流であり、かつ、上記電磁石装置が上記半波整流の次段に接続されており、さらに、上記漏電検出回路は、上記電磁石装置の次段に接続された電源回路より動作電力の供給を受けるとともに、上記電源回路は、第１の定電圧回路、第２の定電圧回路、および平滑コンデンサで構成され、さらにまた、上記第１の定電圧回路を構成するスイッチング素子が電界効果トランジスタであり、上記電界効果トランジスタに対する突入電流保護用の抵抗の抵抗値と、上記平滑コンデンサの容量値で決定される時定数が、該漏電遮断器の動作時間を下回っているように構成したものである。

この発明は以上説明したように、使用者のニーズに合致した、具体的には、国際規格にマッチするとともに、接続方向が制約されない、小形で汎用性の高い漏電遮断器を提供することができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における３極用漏電遮断器の内部接続図、図２は図１における整流回路の出力電圧波形を示す図である。また、図３は、図１における電源回路の詳細図である。

図１において、３極用漏電遮断器（以下、漏電遮断器と称す）７１は、取り付けられる電路の電源側用に電源側端子６１、および負荷側用に負荷側端子６２が設けられるとともに、これら両端子を繋ぐ電力線６３が、この電力線６３を流れる電流を入り切りする電路接点６４を介して、それぞれ３組設けられている。なお、この電力線６３は、便宜上、図中、上側から下側にむけてＲ、Ｓ、Ｔの符号を付すこととする。電力線６３は、電路接点６４の負荷側（紙面上、右側）に配設された零相変流器６５に挿通されており、この零相変流器６５からは、電力線６３を流れる電流のバランスが崩れたとき、すなわち、電路から大地に対し漏洩電流が発生した場合、そのレベルに比例した信号が出力される。なお、両端子は、識別し易いよう、電源側、および負荷側と名付けたが、本発明の目的と照らし合わせた場合、電源側端子６１に負荷が、負荷側端子６２に電源が、それぞれ接続されてもよいことは言うまでもない（この場合、零相変流器６５の配設箇所は電路接点６４の電源側となる）。

零相変流器６５からの信号は、漏電検出回路１に図示しない電圧変換回路を経て送られる。この漏電検出回路１では、送られてきた電圧の高さ、あるいは幅を判別し、それらが、所定のレベルを超えたと判断したとき、サイリスタ２のゲートへ信号を送ることで、このサイリスタ２のアノード−カソード間が導通する。この導通により、電磁石装置３が励磁され、例えば、図示しないロッドが吸引することで、詳述しないが、電路接点６４を開放し、漏洩電流による火災、あるいは人身事故を未然に防いでいる。なお、漏電検出回路１は集積回路で構成される点、およびこの漏電検出回路１からのサイリスタ２のゲート信号供給は、漏電遮断器７１の正接続、あるいは逆接続の如何に拘わらず、漏洩電流の消滅とともにリセットされる点は、背景技術、および発明が解決しようとする課題の項で述べたように周知の通りである。

電磁石装置３には当然ながら動作電力が必要となるが、これは、この電磁石装置３を整流回路４の次段に接続、すなわち、２組のダイオードのうち、１組は直列接続された２個のダイオードの接続点をＳ相に、もう１組は、アノード側をＲ相に、カソード側をＴ相に、それぞれ接続し、さらに電力線６３に接続しない側は、アノード側、およびカソード側を接続した、半波整流から得ている。また、この半波整流出力（図２（ａ）参照）を、後述する電源回路５に印加し、この電源回路５で降圧、および平滑した、例えばＤＣ５Ｖを、漏電検出回路１の動作電力としている。したがって、特許文献２と同様、どの相で欠相が起こったとしても、整流回路４からは絶えず出力される（図２（ｂ）参照）ので、漏電機能に支障をきたすことがない。なお、本発明の本質を鑑みた場合、整流回路４の各ダイオードの電力線６３との接続点は、電路接点６４の図１紙面上、左側でも構わないが、この左側には、図示しないが、電路接点６４の「開」動作の際、発生するアークを消弧する装置などが配設されている関係上、図１の通り、電路接点６４の右側としている。

このように、どの相が欠相したとしても、漏電機能喪失を招くことがないのはもとより、電磁石装置３には半波整流が印加されるため、逆接続の漏電遮断器７１が漏電遮断したとしても、この漏電遮断後の半波整流出力の零電位により、サイリスタ２がターンオフするため、電力供給継続によるその消費は、待機時同様、電源回路５が担うので、電磁石装置３の熱的耐量は短時間定格のみ着目すればよく、また、この電磁石装置３の接続位置を整流回路４の次段にしたことで、いわゆる大電流供給が可能となることと相俟って、電磁石装置３への電圧形の採用、およびこの電圧形による装置の簡素化・小形化が可能となる。さらに、この電磁石装置３を電源回路５に至る、いわゆる電源ラインに接続したことで、待機時はインダクタンス分として作用するので、電力線６３を介して流入するサージを吸収できる、という波及効果も期待できる。なお、電磁石装置３を整流回路４の前段に接続しない理由は、その接続した相の欠相で電磁石装置３が不動作に陥ることを回避するにほかならない。

ところで、発明が解決しようとする課題の項でも述べたように、漏電検出回路１には安定した直流電圧が求められるが、これまでの説明で明らかなように、本発明のポイントは、漏電遮断器７１が逆接続であっても、電磁石装置３を焼損させないために、整流回路４に半波整流を採用したことにある。この安定した直流電圧と焼損防止という、言わば相反する効果を、如何にして両立させたかを、電源回路５の詳細図である図３に基き、引き続き説明する。

図３に示すように、電源回路５は、第１の定電圧回路５１、第２の定電圧回路５２、および平滑コンデンサ５３により構成されている。ここで、半波整流から安定した直流電圧を得るために、平滑コンデンサ５３の容量は上げておく（例えば、当社従来品に対し２倍）必要がある。また、第１および第２の定電圧回路５１、５２のスイッチング素子には、それぞれ電界効果トランジスタ５１ａ、汎用トランジスタ（以下、トランジスタとする）５２ａを使用しているが、このうち電界効果トランジスタ５１ａを使用することが、平滑コンデンサ５３の容量アップと絡めて、前述した「効果の両立」のポイントとなるので以下に詳しく説明する。

漏電遮断器は、前述したように、漏洩電流による万一の人身事故を未然に防ぐために、その動作時間も厳しく規定されている（例えば、前出のＩＥＣ６０９４７−２ ＡｎｎｅｘＢの場合、定格感度電流の５倍の漏洩時には４０ｍＳ以内）。そのため、詳述はしないが、漏電検出回路１は、この基準を満足するよう構成されており、その結果、待機時からの漏洩発生に対し規定通り動作している（この動作を、Ｏ（Ｏｐｅｎの略）動作と称す）。一方、言うまでもないが、漏洩は待機時から徐々に発生するだけとは限らず、例えば、漏洩する条件が整ってしまった電路に対し、この電路に配設された漏電遮断器を「閉」動作させた場合も、同様に規定通り動作することが求められる（この動作を、ＣＯ（Ｃｌｏｓｅ−Ｏｐｅｎの略）動作と称す）。ここで問題視しなけばならないのは、いくら漏電検出回路１を基準通り構成させたとしても、この漏電検出回路１の電力供給源に時間遅れがあってはならない、ということである。平滑コンデンサ５３の容量アップがクローズアップされる理由はここにある。

そこで、第１の定電圧回路５１のスイッチング素子には、前述したように、汎用トランジスタではなく、電界効果トランジスタ５１ａを使用し、漏電検出回路１のための直流電圧の立ち上がりを早めている。これは、ゲートをＯＮする電圧が数十ボルト程度さえあれば、ドレイン−ソース間に流れる電流を、接続される負荷に応じて制御できる、という電界効果トランジスタ特有の機能を活用したにほかならない。したがって、この電界効果トランジスタ５１ａに対する（後述する）突入電流保護用の抵抗５１ｂ（数百Ω程度）と平滑コンデンサ５３のＣＲ積で決定される時定数が、漏電遮断器に求められる動作時間を下回るように、各素子の定数を設定すれば、前述した「効果の両立」が図れることになる。

以下、直流電圧の生成過程を説明する。漏電遮断器７１を「閉」動作させると、図２（ａ）に示す電圧（このピーク値は、当然ながら電力線６３のピーク値と同等）が、抵抗５１ｃと定電圧ダイオード５１ｄに印加されるが、この電圧が、前述した「ゲートをＯＮする電圧」を上回ると、平滑コンデンサ５３の電位をソース−ＧＮＤ間に立ち上げるため、ドレイン−ソース間のインピーダンスを低くするよう、電界効果トランジスタ５１ａ自身が制御を始める。このときのソース−ＧＮＤ間電圧が漏電検出回路１の直流電圧（または直流電圧の素）となるが、これは定電圧ダイオード５１ｄの電圧値から電界効果トランジスタ５１ａのゲートＯＮ電圧（数ボルト程度）を引いた値となるため、使用する電界効果トランジスタのゲートＯＮ電圧、および得たい直流電圧値に応じて、定電圧ダイオード５１ｄの定数を決定してやればよい。なお、前述したドレイン−ソース間の低インピーダンス化に伴い、突入電流が流れることになるが、これは、抵抗５１ｂが直列に接続されているため、この抵抗５１ｂが負担することで、電界効果トランジスタ５１ａの破壊を防いでいる。

こうして得られたソース−ＧＮＤ間電圧であるが、さらに安定化させたい場合には、第２の定電圧回路５２の活用、すなわち、抵抗５２ｂと定電圧ダイオード５２ｃで決定される電圧をトランジスタ５２ａのベースへ供給すれば、なお好ましい。このとき、ソース−ＧＮＤ間電圧に脈流が認められる場合、この脈流による最低電圧が、定電圧ダイオード５２ｃの電位を下回らないように、抵抗５２ｂの値を決定する必要がある。また、トランジスタ５２ａのベース電圧（約０．７Ｖ）、および得たい直流電圧値に応じて、定電圧ダイオード５２ｃの定数を決定することは、前述した第１の定電圧回路５１の定電圧ダイオード５１ｄの場合と同様である。

このように、整流回路４への半波整流採用に伴う、平滑コンデンサ５３の容量アップがあっても、第１の定電圧回路５１のスイッチング素子に電界効果トランジスタ５１ａを使用することで、動作時間を基準値内に収めることができる。また、前述した半波整流採用によって、従来の全波整流と比較して、電圧および電流はともに、実効値換算で約２０％の低減、さらには発熱（電圧×電流）に関しては約３６％（１−（０．８×０．８）より）の低減となり、各電子部品の熱的耐量を下げることが可能となる。さらに、電界効果トランジスタ５１ａへの、例えば過渡的な雷サージ（一般的に７ｋＶ）電圧を、ＣＲフィルターによって、電界効果トランジスタの絶対最大定格電圧内に収め、その破壊を防止しているが、このＣＲフィルターを、抵抗５１ｂとコンデンサ５１ｅで構成、すなわち、コンデンサ５１ｅを追加するだけで実現させている。これらの効果の積み重ねにより、電子回路の規模を極力抑えたので、前述した電磁石装置３の小形化と相俟って、各規格に準拠した、小形で使い勝手のよい漏電遮断器を使用者に提供することが可能となった。

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２における、サイリスタを含む図３相当図である。図３との違いは、サイリスタ、および電界効果トランジスタを、２段で構成している点である。サイリスタ、あるいは電界効果トランジスタに限らず、これら素子は、漏電遮断器の電子回路に内蔵するに相応しい外形と、その外形から自ずと使用可能電圧が決まってしまう。すなわち、電路電圧が高い場合には、この実施の形態２で説明する電源回路を使用することが望ましい（よりわかり易く説明すると、実施の形態１が電路電圧ＡＣ１００−２００Ｖ系、実施の形態２が電路電圧ＡＣ１００−４００Ｖ系、となる）。なお、漏電検出回路１への直流電圧の生成過程に大きな違いはないので、ここでは、耐圧性能アップのため、２段にした素子に対する、主回路電圧の均等印加方法について説明する。

図４において、漏電遮断器７１を「閉」動作させると、実施の形態１と同様、図２（ａ）に示す電圧が、抵抗５１ｃ１・５１ｃ２と定電圧ダイオード５１ｄに印加されるが、このとき、抵抗５１ｃ１・５１ｃ２の抵抗値は同じである点、また、定電圧ダイオード５１ｄの電圧値は電路電圧に比べてはるかに小さい（実施の形態１で説明したように、平滑コンデンサ５３の両端電圧に電界効果トランジスタ５１ａ２のゲートＯＮ電圧（数ボルト程度）を加えた値に相当）点から、図中Ａ点の電位は、電路電圧のほぼ１／２となる。さらに（前述した通り）電界効果トランジスタ５１ａ１のゲートＯＮ電圧も、電路電圧に比べれば無視できるほど小さいので、図中Ｂ点の電位もまた、電路電圧のほぼ１／２となる。よって、サイリスタ２１・２２がターンオンしていない、いわゆる待機時では、このＢ点の電位が、そのまま、図中Ｃ点の電位（すなわち、サイリスタ２１のカソード電位）として現れることになる。したがって、電界効果トランジスタ５１ａ１・５１ａ２、およびサイリスタ２１・２２には、ほぼ同等の、かつ電路電圧の半分が印加されるため、電路電圧のＡＣ４００Ｖ系に伴う、例えば、素子の破壊などの恐れは一切ない。

この発明の実施の形態１における３極用漏電遮断器の内部接続図である。 図１における整流回路の出力電圧波形を示す図であり、（ａ）は正常時、（ｂ）は欠相時である。 図１における電源回路の詳細図である。 この発明の実施の形態２における電源回路の詳細図である。

符号の説明

１ 漏電検出回路、３ 電磁石装置、４ 整流回路、５ 電源回路、
５１ 第１の定電圧回路、５１ａ・５１ａ１・５１ａ２ 電界効果トランジスタ、
５２ 第２の定電圧回路、６３ 電力線、６４ 電路接点、６５ 零相変流器、
７１ 漏電遮断器。

Claims (1)

1. 三相電路の３本の電力線が挿通され、上記三相電路の漏洩電流を検出する零相変流器と、この零相変流器で検出された信号のレベル判定を行う漏電検出回路と、この漏電検出回路の出力に応動して開閉機構部を作動させる電磁石装置と、上記開閉機構部の作動により開離される電路接点とを備えた漏電遮断器において、
   上記電磁石装置は、上記三相電路の３本の電力線より整流回路を介して、動作電力の供給を受けるとともに、上記整流回路は半波整流であり、かつ、上記電磁石装置が上記半波整流の次段に接続されており、
   上記漏電検出回路は、上記電磁石装置の次段に接続された電源回路より動作電力の供給を受けるとともに、上記電源回路は、第１の定電圧回路、第２の定電圧回路、および平滑コンデンサで構成され、かつ、上記第１の定電圧回路を構成するスイッチング素子が電界効果トランジスタであり、
   上記電界効果トランジスタに対する突入電流保護用の抵抗の抵抗値と、上記平滑コンデンサの容量値で決定される時定数が、該漏電遮断器の動作時間を下回っていることを特徴とする漏電遮断器。

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