JP4408925B2 - インパルス伝送方法、インパルス伝送システム、送信器および受信器 - Google Patents

Description

本発明は、所定の時間幅のインパルスでデータを送受信するインパルス伝送方法、インパルス伝送システム、そのような伝送システムを構成する送信器および受信器に関し、特にインパルス伝送における変調効率を高め、伝送可能なデータ容量を向上する技術に関する。

インパルス伝送は、極めてパルス幅の小さいパルス信号を伝送媒体とする伝送方法であり、有線および無線伝送で行われる。本発明は、有線および無線伝送のいずれにも適用可能であるが、以下の説明では無線伝送を例として説明する。

インパルス無線伝送は、極めてパルス幅の小さいＲＦパルスを伝送媒体とする無線伝送であり、広帯域無線通信システムへの適用が期待されている。

従来のインパルス無線伝送では、図１に示すように、パルス１個の有無で情報（データ）を伝送するＯＮ／ＯＦＦ変調が基本技術である。１個のパルスが占める時間Ｔを１スロットと呼ぶ場合、スロット内のパルスの有無が情報媒体となる。類似のバイナリ型変復調には、ＯＮ／ＯＦＦ変調のほかに、パルスの極性（＋／−）または位相（０°／１８０°）をデータ１、データ０に応じて反転させる変調技術がある。これらのパルス変調技術を用いた場合、単位時間に送ることができる最大ビットレートは１／Ｔとなる。必要な周波数帯域幅は１／Ｔであるから、最大ビットレートと必要な周波数帯域幅の比として定義される変調効率は１となる。

一方、インパルス信号を使用せずに搬送波を使用する搬送波無線伝送方式では、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなど、変調効率をそれぞれ最大２、４、８と高めることの可能な多値変調技術が採用されている。インパルス無線伝送には、変調効率を搬送波無線伝送と同程度に高めるという要求がある。

インパルス無線伝送において、変調効率を高めるために検討されている多値変調技術の代表的なものは、パルス位置変調(PPM:Pulse Position Modulation)方式である。ＰＰＭ変調技術に関しては、例えば特許文献１に記載されている。ＰＰＭ変調は、データ系列に応じた遅延時間分だけパルスの発生を遅らせることを特徴とする。ここでは、遅延時間の基本単位である基本遅延時間をＰＰＭ量子化時間と称する。

２値ＰＰＭ変調の例を図２に示す。ＰＰＭ変調では、パルス発生時間を遅延させるので、すべてのデータ系列を伝送するために確保すべき時間（シンボル長）が遅延時間分だけ伸びる。図２に示すＰＰＭの例では、４組のデータ系列（（０，０）、（０，１）、（１，０）、（１，１））を伝送するのに、パルススロットＴに加えて（３／４）・Ｔを確保することが必要となる。そのため、シンボル長はＴ・（７／４）に伸びる。この結果、最大伝送ビットレートは、２×（１／Ｔ・（７／４））＝１．１４／Ｔとなり、変調効率の改善は、ＯＮ／ＯＦＦ変調に対して小さい。

また、３値ＰＰＭの場合、データ系列（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３）に対して、τ×（２^２・ｎ_１＋２^１・ｎ_２＋ｎ_３）だけパルス発生時期を遅らせる。ここで、τ＝Ｔ／２^３である。つまり、パルススロットを８分割し、データ系列（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３）の状態に応じてパルス発生時刻を変える。そのため、シンボル長はＴ・（１５／８）に伸び、最大伝送ビットレートは、３×（１／Ｔ・（１５／８））＝１．６／Ｔとなる。このように、変調効率の改善は、ＯＮ／ＯＦＦ変調に対して、２倍にもならない。

特表２００３−５２１１４３号公報 特開２００１−１１１６３４号公報

ＰＰＭ変調方式に関する変調効率をより一般化して説明する。従来のｎ値ＰＰＭでは、１シンボル時間を「ＲＦ継続波(Wave Packet)１個の時間Ｔ」と、その前後に配置される「連続無信号群の合計時間（２^ｎ−１）・τ」の和と定義している。従って、１シンボル時間は次の式（１）で表される。

１シンボル時間＝Ｔ＋（２^ｎ−１）・τ （１）
ここで、ｎは多重度であり、τはＰＰＭ量子化時間である。ＰＰＭ位置数２^ｎが総情報量（＝総状態数）となる。従来のＰＰＭ変調効率は、次の式（２）で表される。

変調効率＝（ｎ／Ｔ＋（２^ｎ−１）・τ）／（１／Ｔ）
＝ｎ／（１＋（２^ｎ−１）・τ／Ｔ） （２）
これによれば、実効ビットレートがＯＮ／ＯＦＦ変調方式の（１／Ｔ）に対して多重度分ほど向上しないという問題があった。インパルス伝送においては、変調効率のより一層の向上が求められている。

本発明は、変調効率を一層の向上したインパルス伝送方法、伝送システム、送信器および受信器の実現を目的とする。

上記目的を実現するため、本発明のインパルス伝送方法およびシステムでは、インパルス信号の時間幅ＴのＮ（２≦Ｎ）倍以上の時間幅を１シンボル時間とし、時間幅Ｔを所定の整数で除した値を基本遅延時間（量子化時間τ）とし、１シンボル時間内に、ｋ（０≦ｋ≦Ｎ）個のインパルス信号を、１シンボル時間の開始から基本遅延時間の整数倍だけ遅延させて配置する組合せでデータを表す。

本発明は、インパルス無線伝送に適用可能である。

本発明のインパルス伝送システムは、送信器と受信器とを備え、送信器は、送信データを、上記の組合せに基づいてインパルス信号を含む送信信号に変換して出力し、受信器は、送信信号を受信し、受信した送信信号の１シンボル時間内におけるインパルス信号の配置の組合せからデータを再生する。

本発明のインパルス伝送方法および伝送システムによれば、従来のインパルス伝送方法および伝送システムに比べて、同一周波数帯において１．２５倍から２倍の変調効率でデータを伝送可能である。

まず本発明の原理を説明する。本発明は、１シンボル時間がインパルス信号の時間幅ＴのＮ（２≦Ｎ）倍以上であればよく、例えば、１シンボル時間＝３．４Ｔという場合も可能であるが、ここでは説明を簡単にするために、１シンボル時間はインパルス信号の時間幅Ｔの整数倍であるとして説明を行う。

図３Ａおよび図３Ｂは、本発明のインパルス伝送方式を説明する図であり、図３Ａは本発明のインパルス伝送方式における１シンボル長（Ｎ・Ｔ）を示し、図３Ｂは１シンボル長がインパルス信号の時間幅の３倍（３スロット）である場合の信号例を示す図である。

図３Ａに示すように、時間幅Ｔの継続波(Wave packet)のＮ波分に相当する時間Ｎ・Ｔを１シンボル時間と定義する。従って、１シンボル時間は次の式（３）で表される。

１シンボル時間＝Ｎ・Ｔ （３）
図３Ｂに示すように、１シンボル時間内での状態の生成は、量子化時間τで１シンボル時間内にｋ（０≦ｋ≦Ｎ）個の波（インパルス信号）を配置することにより行う。

一方、１シンボル時間は、
（１）ｋ個の継続波の時間ｋＴと、
（２）ｋ個の継続波の前後および間の（ｋ＋１）個の領域に配置される「連続無信号群の合計時間（Ｎ−ｋ）Ｔ」と、の和として、次の式（４）でも表される。

１シンボル時間＝ｋＴ＋（Ｎ−ｋ）Ｔ （４）
ここで、「連続無信号群の合計時間（Ｎ−ｋ）Ｔ」を量子化時間τで除した（Ｎ−ｋ）／（Ｔ／τ）を、サブスロット数と呼ぶ。このサブスロット数を（ｋ＋１）の領域に配置する組合せの数が、ｋ個の継続波の状態数となる。そして、ｋ＝０からｋ＝Ｎまでの各々について状態数を算出し、それを合計した値が総状態数となる。総状態数Ｓ_{ＴＯＴＡＬ}を一般的な数式で表すと、式（５）に成る。

また、最大ビットレートＢ_ＭＡＸは次の式（６）で表される。

Ｂ_ＭＡＸ＝（ｌｏｇ_２Ｓ_{ＴＯＴＡＬ}）／ＮＴ （６）
また、変調効率η_ＭＡＸは次の式（７）で表される。

η_ＭＡＸ＝（ｌｏｇ_２Ｓ_{ＴＯＴＡＬ}）／Ｎ （６）
例えば、
ｋ＝０の場合、連続無信号群の配置状態数は１通りである。

ｋ＝１の場合、継続波の前に０、１、…、（Ｎ−１）（Ｔ／τ）のいずれかのサブスロットを配置できるから、ｍ＝０から（Ｎ−１）（Ｔ／τ）までの個数であり、状態数は（Ｎ−１）（Ｔ／τ）＋１となる。

ｋ＝２以上の場合、については、「１番目の継続波」の前の期間、「１番目の継続波」と「２番目の継続波」の間の期間、「２番目の継続波」と「３番目の継続波」の間の期間などに対する、サブスロット数の配置可能な状態をカウントすると状態数となり、式（５）の組合せに対応するｋを代入した状態数となる。

ここで、Ｎ＝３、Ｔ／τ＝８とした場合には、
ｋ＝０の状態数は１、
ｋ＝１の状態数は１７、
ｋ＝２の状態数は４５、
ｋ＝３の状態数は１
となり、総状態数は６４（６ビット相当）となる。パルススロットを３個使用するので、実効ビットレートは６／３・（１／Ｔ）＝２・（１／Ｔ）となる。

以上説明したように、本発明の変復調方式では、Ｎ＝３、（Ｔ／τ）＝８の場合、従来の３値ＰＰＭにおける（Ｔ／τ）＝８の場合の最大実効ビットレート１．６／Ｔに比べて、２／１．６＝１．２５倍の改善となる。ＯＮ／ＯＦＦ変調方式と比べれば、２倍の変調効率となる。

以下、本発明を８０−９０ＧＨｚ帯インパルス伝送システムに適用した実施形態を説明する。

図４は、本発明の実施形態の伝送システムの構成を示す図である。図４に示すように、伝送システムは、送信器１と、受信器２と、伝送経路３と、を備える。実施形態の伝送路は、無線伝送路であるが、有線伝送路の場合でも適用可能である。実施形態では、送信器１から受信器２に伝送経路３を介して、図３を参照して説明した前述の方法でインパルス信号を伝送する。伝送のデータビットレート１０Ｇｂｐｓ、スロット時間１００ｐｓ、スロット数Ｎ＝３、サブスロット周期τ＝Ｔ／８で、１シンボル長は３スロット、すなわち３００ｐｓである。

図５は、送信器１の構成を示す。

図５に示すように、送信器１は、入力１０Ｇｂｐｓデータを直列データから６ビット並列データに変換する直並列変換（ＳＰ変換）部１１と、ＳＰ変換された並列データからシンボル内に出力するパルス数ｋとパルス発生タイミングのための情報信号を発生する符号化部１２と、符号化部１２により発生された情報信号に基づいてパルス数信号を発生するパルス数信号発生部１３と、符号化部１２により発生された情報信号に基づいてタイミング制御信号を発生するタイミング制御信号発生部１４と、周波数１０ＧＨｚで３６０°×τ／Ｔ＝４５°ずつ位相の異なる８相の多相クロックを出力する多相クロック生成部１５と、スロットごとに、パルス数信号およびタイミング制御信号を用いて、８相の多相クロックの中から１つを選択するセレクタ１６と、セレクタ１６により選択されたクロック信号を用いて判値幅１０ｐｓの短パルスを生成する短パルス発生器１７と、短パルスをＲＦパルス信号に変換する８０−９０ＧＨｚ帯バンドパスフィルタと、ＲＦパルス信号を増幅する送信アンプ１９と、を有し、増幅されたＲＦパルス信号はアンテナを介して空中に放射される。

図６は直並列変換部１１の回路構成を示す図であり、図７は直並列変換部１１の回路動作を示すタイムチャートである。図６に示すように、直並列変換部１１は、シフトレジスタを構成する６個のフリップ・フロップＦ１０−Ｆ１５の組みと、ラッチを構成する６個のフリップ・フロップＦ２０−Ｆ２５の組みと、を有する。Ｃｌｋ６は、クロックＣｌｋを６分周して生成する。直並列変換部１１は、６個の１ビット直列入力データＤ０−Ｄ５を６ビットの並列データに変換する。出力される６ビットの並列データの各ビットの値がＡ０−Ａ５である。このような回路構成および動作は広く知られているので、説明は省略する。

図８Ａおよび図８Ｂは、並列データＡ０−Ａ５からパルス位置情報とパルス有無情報を発生する符号化部１２におけるエンコード処理の真理値表であり、図８Ａは並列データの最上位ビットＡ５＝０の部分を、図８ＢはＡ５＝１の部分を示す。Ｓ０Ｃ０からＳ０Ｃ２は、第０スロットにおけるパルス位置情報を示し、第０スロットの８つのサブスロットの中から一つを指定する。Ｓ０８は、第０スロットのパルスの有無情報を示す。Ｓ０８が”Ｈ”のとき第０スロットに先頭があるパルスを生成し、”Ｌ”のときには第０スロットに先頭があるパルスは生成しない。同様に、Ｓ１Ｃ０からＳ１Ｃ２は、第１スロットにおけるパルス位置情報を示し、第１スロットの８つのサブスロットの中から一つを指定する。Ｓ１８は、第１スロットのパルスの有無情報を示す。Ｓ１８が”Ｈ”のとき第１スロットに先頭があるパルスを生成し、”Ｌ”のときには第１スロットに先頭があるパルスは生成しない。Ｓ２Ｃ０からＳ２Ｃ２は、第２スロットにおけるパルス位置情報を示し、第２スロットのサブスロットの中から一つを指定する。Ｓ２８は、第２スロットのパルスの有無情報を示す。Ｓ２８が”Ｈ”のとき第２スロットに先頭があるパルスを生成し、”Ｌ”のときには第２スロットに先頭があるパルスは生成しない。

図９Ａから図９Ｊは、並列データＡ０−Ａ５から、図８Ａおよび図８Ｂに示した真理値表に基づき、Ｓ０Ｃ０，Ｓ０Ｃ１，Ｓ０Ｃ２，Ｓ０８，Ｓ１Ｃ０，Ｓ１Ｃ１，Ｓ１Ｃ２，Ｓ１８，Ｓ２８，Ｓ２Ｃ０，Ｓ２Ｃ１，Ｓ２Ｃ２を発生する回路構成を示す。これらの回路はゲート回路であり、当業者であれば容易に理解できるので、動作についての説明は省略する。

図１０Ａから図１０Ｅは、パルス数信号発生部１３を構成する回路を示す図である。これらの回路の動作は、当業者であれば容易に理解できるので、説明は省略する。

図１１は、パルス数信号発生部１３において、パルス有無情報Ｓ０８，Ｓ１８，Ｓ２８およびパルス位置情報Ｓ０Ｃ２，Ｓ１Ｃ２，Ｓ２Ｃ２から発生されるＴ０，Ｔ１，Ｔ２，Ｌｏａｄ_ｌｏｗの真理値表である。

Ｔ０からＴ２信号は、図１１の真理値表に基づいて生成される。パルス数信号発生部１３において発生されるＧａｔｅ信号は、パルスを発生するサブスロットがスロットの後半に位置する場合に、発生タイミングを半スロット分シフトさせるための制御信号であり、第０スロットではＴ０信号が”Ｈ”の時に半スロットシフトし、”Ｌ”の時にはシフトしない。同様に、第１スロットではＴ１信号が”Ｈ”の時に半スロットシフトし、”Ｌ”の時にはシフトせず、第２スロットではＴ２信号が”Ｈ”の時に半スロットシフトし、”Ｌ”の時にはシフトしない。Ｇａｔｅ信号は、タイミング制御信号発生部１４にも供給される。Ｌｏａｄ_ｌｏｗ信号は、所望の時間以外にパルス信号が出力するのを防止するために、意図的に非通過信号を挿入するための信号である。

パルス数信号発生部１３は、Ｇａｔｅ信号、Ｌｏａｄ_ｌｏｗ、Ｓ０８−Ｓ２８信号から窓信号Ｎｐｕｌｓｅを発生する。

図１２は、パルス有無情報Ｓ０８，Ｓ１８，Ｓ２８およびパルス位置情報Ｓ０Ｃ２，Ｓ１Ｃ２，Ｓ２Ｃ２に対する窓信号Ｎｐｕｌｓｅのタイムチャートを示す図である。矢印で示す部分は、図１０Ｅの最終段のセレクタで、Ｂを選択する期間で、他の部分はＡを選択する。また、※は図１０Ｅの最終段の１つ前のセレクタでＦｉｘ_Ｌを選択することを示す。

図１３は、タイミング制御信号発生部１４の回路構成を示す図である。タイミング制御信号発生部１４は、パルス位置情報Ｓ０Ｃ０，Ｓ０Ｃ１，Ｓ０Ｃ２，Ｓ１Ｃ０，Ｓ１Ｃ１，Ｓ１Ｃ２，Ｓ２Ｃ０，Ｓ２Ｃ１，Ｓ２Ｃ２から第０スロットから第２スロットでのパルス発生タイミングを決定するタイミング制御信号Ｃ０−Ｃ２を発生する。Ｇａｔｅ信号によりタイミング制御信号の発生時間が半スロット分変化する。この回路の動作は、当業者であれば容易に理解できるので、説明は省略する。

図１４は、８相の多相クロックを出力する多相クロック生成部１５の回路構成を示す図である。図示のように、多相クロック生成部１５は、８段の可変遅延インバータを直列に接続した可変遅延回路と、ローパスフィルタと、位相比較器と、基準発振器と、を有する遅延ロックループ（ＤＬＬ）回路である。この回路については広く知られているので、説明は省略する。

図１５は、タイミング制御信号Ｃ０−Ｃ２に基づいて、８相の多相クロックのいずれかを選択するセレクタ部の回路構成を示す図である。最終段には、Ｎｐｕｌｓｅに応じて出力をＯＮ／ＯＦＦするためのセレクタがさらに設けられている。この回路の動作説明も省略する。

図１６Ａは短パルス発生器１７の回路構成を示す図である。図示のように、ＡＮＤゲート回路を利用したパルス発生回路であり、図１６Ｂのタイムチャートに示すように、ＡＮＤゲート回路の２系統の入力信号を、遅延制御バッファＤＦ１、ＤＦ２を用いて遅延量を調整し、わずかなオーバーラップを生じるようにして短パルスを発生する。

図１７は、短パルスをＲＦパルス信号に変換するバンドパスフィルタの構成例を示す図である。このバンドパスフィルタ１８は、セラミック基板上にカップルドラインフィルタを４段従属接続したもので、８０−９０ＧＨｚを通過帯域とするフィルタを実現する。

次に、受信器２について説明する。

図１８は、受信器２の構成を示す図である。受信器２は、アンテナで受けたＲＦ信号を増幅する低雑音の受信アンプ２１と、ＲＦ信号を検波して包絡線信号を生成する検波器２２と、検波器２２の出力を十分に増幅するリミットアンプ２３と、多相クロック発生部２４と、フリップフロップ列２５と、クロックデータ再生回路（ＣＤＲ）２６と、ローパスフィルタ２７と、エッジ検出部２８と、復号部２９と、並直列変換部３０と、を備える。

受信アンプ２１、検波器２２およびリミットアンプ２３は、従来例と同じ構成なので説明は省略する。

ＣＤＲ２６は、受信したＲＦ信号からクロックを再生するための回路である。多相クロック発生部２４からの少なくとも一つの信号に対し、受信ＲＦ信号との同期を確立する。同期が確立できない間は、送信器１からは既知の信号列、例えば１０１０…などの信号が継続して送られ、同期確立後にデータ通信を開始する。

検波器２２の出力はリミットアンプ２３によりデータ遷移が急峻化され、フリップフロップ列２５の各フリップフロップおよびＣＤＲ２６に入力される。フリップフロップ列２５は、７個のフリップフロップを有し、ＣＤＲ２６のフリップフロップと合わせて合計８個のフリップフロップを使用し、多相クロック発生部２４からの８相のクロックをそれぞれのフリップフロップに入力し、各スロットごとにＲＦ信号をラッチする。スロット内にＲＦ信号が無い場合には、すべてのフリップフロップのラッチ結果は”Ｌ”であるが、スロット内にＲＦ信号がある場合には、いずれかのフリップフロップのラッチ結果は”Ｈ”になる。

図１９は、エッジ検出部の回路構成を示す図である。ＣＤＲ２６およびフリップフロップ列２５の８個のフリップフロップの出力Ｑ０−Ｑ７を基準クロックｃｌｋでラッチする。次に隣り合うフリップフロップの出力の排他的論理和（ＥＸＯＲ）を算出する。データ遷移部のみＥＸＯＲ出力は”Ｈ”となるため、データの遷移点が判明する。７個のＥＸＯＲの出力と初段のフリップフロップの出力は、３段シフトレジスタにより、３スロット分のデータＥ００−Ｅ０７、Ｅ１０−Ｅ１７、Ｅ２０−Ｅ２７として蓄積される。

図２０Ａと図２０Ｂは、３スロット分のデータＥ００−Ｅ０７、Ｅ１０−Ｅ１７、Ｅ２０−Ｅ２７から送信データＡ０−Ａ５を復号する復号部２９におけるデコード処理の真理値表であり、図２０Ａは送信データの最上位ビットＡ５＝０の部分を、図２０ＢはＡ５＝１の部分を示す。

図２１Ａから図２１Ｆは、送信データＡ０−Ａ５を復号するデコード回路の回路構成を示す図である。これらの回路の動作は、当業者であれば容易に理解できるので、説明は省略する。

図２２は、復号部２９から出力される６ビットの並列データＡ０−Ａ５を直列データに変換する並直列変換部３０の回路構成を示す図である。図２３は、並直列変換部３０の動作を示すタイムチャートである。これらの回路の動作は、当業者であれば容易に理解できるので、説明は省略する。

以上、本発明の実施形態を説明したが、説明した実施形態以外に各種の変形例が可能であるのはいうまでもない。例えば、提示した回路は例であり、同じ機能を他の回路で実現可能である。また、伝送するデータの特性や伝送線路の特性などにより、最適な形態が異なるのは言うまでもない。

本発明は、実施形態で説明した無線伝送システムだけでなく、有線伝送にも適用できるのは言うまでもなく、送信器と受信器の距離が離れている場合だけでなく、装置内に組み込まれた部分の間の信号伝送や、記憶装置などに記憶する場合のデータ構造に本発明を適用して、データ処理部とデータ入出力部の間のデータ伝送に本発明を適用することも可能である。

従来のインパルス伝送方式を説明する図である。 従来のインパルス伝送方式の別の例を説明する図である。 本発明のインパルス伝送方式を説明する図である。 本発明のインパルス伝送方式を説明する図である。 本発明の実施形態のインパルス伝送システムの構成を示す図である。 実施形態のインパルス伝送システムの送信器の構成を示す図である。 実施形態の送信器の直並列変換部の構成を示す図である。 実施形態の送信器の直並列変換部の動作を示すタイムチャートである。 実施形態の送信器の符号化部の処理の真理値表を示す図である。 実施形態の送信器の符号化部の処理の真理値表を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態の符号化部の回路構成を示す図である。 実施形態のパルス数信号発生部の回路構成を示す図である。 実施形態のパルス数信号発生部の回路構成を示す図である。 実施形態のパルス数信号発生部の回路構成を示す図である。 実施形態のパルス数信号発生部の回路構成を示す図である。 実施形態のパルス数信号発生部の回路構成を示す図である。 実施形態のパルス数信号発生部の処理の真理値表を示す図である。 実施形態のパルス数信号発生部の動作を示すタイムチャートである。 実施形態のタイミング制御信号発生部の回路構成を示す図である。 実施形態の多相クロック発生部の回路構成を示す図である。 実施形態のセレクタの回路構成を示す図である。 実施形態の短パルス発生部の回路構成を示す図である。 実施形態の短パルス発生部の動作を示すタイムチャートである。 実施形態のバンドパスフィルタの構成を示す図である。 実施形態のインパルス伝送システムの受信器の構成を示す図である。 実施形態の受信器のエッジ検出部の構成を示す図である。 実施形態の受信器の復号部の処理の真理値表を示す図である。 実施形態の受信器の復号部の処理の真理値表を示す図である。 実施形態の復号部の回路構成を示す図である。 実施形態の復号部の回路構成を示す図である。 実施形態の復号部の回路構成を示す図である。 実施形態の復号部の回路構成を示す図である。 実施形態の復号部の回路構成を示す図である。 実施形態の復号部の回路構成を示す図である。 実施形態の受信器の並直列変換部の回路構成を示す図である。 実施形態の受信器の並直列変換部の動作を示すタイムチャートである。

符号の説明

１ 送信器
２ 受信器
３ 伝送経路
１１ 直並列変換部
１２ 符号化部
１３ パルス数信号発生部
１４ タイミング制御信号発生部
１５、２４ 多相クロック発生部
１６ セレクタ
１７ 短パルス発生部
１８ バンドパスフィルタ
２８ エッジ検出部
２９ 復号部
３０ 並直列変換部

Claims (8)

1. 所定の時間幅のインパルス信号でデータを伝送するインパルス伝送方法であって、
   前記所定の時間幅のＮ（２≦Ｎ）倍以上の時間幅を１シンボル時間とし、
   前記所定の時間幅を所定の整数で除した値を基本遅延時間とし、
   前記１シンボル時間内に、ｋ（０≦ｋ≦Ｎ）個の前記インパルス信号を、前記１シンボル時間の開始から前記基本遅延時間の整数倍だけ遅延させて配置する組合せでデータを表すことを特徴とするインパルス伝送方法。
2. 前記インパルス信号は、無線信号として伝送されることを特徴とする請求項１に記載のインパルス伝送方法。
3. 前記１シンボル時間は、前記所定の時間幅の前記Ｎ倍であることを特徴とする請求項１に記載のインパルス伝送方法。
4. 所定の時間幅のインパルス信号を伝送し、
   前記所定の時間幅のＮ（２≦Ｎ）倍以上の時間幅を１シンボル時間とし、
   前記所定の時間幅を所定の整数で除した値を基本遅延時間とし、
   前記１シンボル時間内に、ｋ（０≦ｋ≦Ｎ）個の前記インパルス信号を、前記１シンボル時間の開始から前記基本遅延時間の整数倍だけ遅延させて配置する組合せでデータを表すインパルス伝送システムであって、
   送信データを、前記組合せに基づいて前記インパルス信号を含む送信信号に変換し、前記送信信号を出力する送信器と、
   前記送信信号を受信し、受信した送信信号の前記１シンボル時間内における前記インパルス信号の配置の組合せからデータを再生する受信器と、を備えることを特徴とするインパルス伝送システム。
5. 前記インパルス信号は、無線信号として伝送されることを特徴とする請求項４に記載のインパルス伝送システム。
6. 前記１シンボル時間は、前記所定の時間幅の前記Ｎ倍であることを特徴とする請求項４に記載のインパルス伝送システム。
7. 送信データを、所定の時間幅のインパルス信号を含む送信信号に変換して出力するインパルス送信器であって、
   前記所定の時間幅のＮ（２≦Ｎ）倍以上の時間幅を１シンボル時間とし、
   前記所定の時間幅を所定の整数で除した値を基本遅延時間とし、
   前記１シンボル時間内に、ｋ（０≦ｋ≦Ｎ）個の前記インパルス信号を、前記１シンボル時間の開始から前記基本遅延時間の整数倍だけ遅延させて配置する組合せで前記送信データを表すことを特徴とするインパルス送信器。
8. 所定の時間幅のインパルス信号を含む送信信号を受信し、受信した送信信号からデータを再生する受信器であって、
   前記所定の時間幅のＮ（２≦Ｎ）倍以上の時間幅を１シンボル時間とし、
   前記所定の時間幅を所定の整数で除した値を基本遅延時間とし、
   前記１シンボル時間内に、ｋ（０≦ｋ≦Ｎ）個の前記インパルス信号を、前記１シンボル時間の開始から前記基本遅延時間の整数倍だけ遅延させて配置する組合せでデータが表され、
   受信した送信信号の前記１シンボル時間内における前記インパルス信号の配置の組合せからデータを再生することを特徴とする受信器。

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