JP4374714B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、同期整流回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期整流回路を利用したスイッチング電源は、計測装置を始めとする種々の装置で直流電源装置として用いられている。図８は、この形式の従来のスイッチング電源装置の一つであるＣｕｋ方式コンバータの回路図である。Ｑ１は主スイッチングトランジスタ、ＳＲ１は同期整流トランジスタである。同期整流トランジスタＳＲ１をオフとしたまま、主トランジスタＱ１をオンとし、出力変圧器Ｔ１の一次巻線に接続された一次側回路１１に直流電圧ＩＮを印加して電流を流すと、出力変圧器Ｔ１の二次巻線に接続された二次側整流回路１２に電流が流れ、二次側整流回路１２の出力端子ＯＵＴに接続された負荷Ｌ１に負荷電流を供給すると共に主コンデンサＣ１を充電する。
【０００３】
所定のタイミングでトランジスタＱ１をオフにすると、出力変圧器Ｔ１の二次巻線で電流方向が逆転するので、その旨が二次側整流回路１２の整流電流を検出、監視する電流検出回路ＣＳ１及び電流監視回路ＣＭ１によって検出され、同期整流トランジスタＳＲ１をオンにする。出力電圧検出部ＶＳ１は、出力端子ＯＵＴの電圧を計測し、その電圧値をフォトカプラＰＨＣを介して一次側制御回路Ｕ１にフィードバックする。一次側制御回路Ｕ１は、出力端子電圧ＯＵＴが所定値に維持されるように、主トランジスタＱ１のオン・オフを制御する。
【０００４】
上記動作において、同期整流トランジスタＳＲ１は、二次側整流回路１２の電流（検出値）が適当なスレッショルド以上になればオンに駆動され、適当なスレッショルド以下になればオフに駆動される。一次側制御回路Ｕ１は、同期整流トランジスタＳＲ１がターンオフして出力変圧器Ｔ１の電圧が変化するのを補助巻線の端子電圧ＺＣで検出し、このタイミングでトランジスタＱ１をターンオンさせる。本コンバータは、出力電圧が所定値に制御されるように、ターンオフのタイミングが調整される、可変周波数制御タイプの自励形コンバータである。一次側制御回路Ｕ１と電流監視回路ＣＭ１のコンパレータＣＭＰ１とは、ハンドジェイクの関係で協調して動作している。
【０００５】
上記従来のコンバータでは、ライントランジェント等の外来ノイズで回路が誤動作し、主トランジスタＱ１と同期整流トランジスタＳＲ１とが同時にオンとなり、過大なサージ電流が流れる異常状態が発生する場合があった。また、一旦、この異常状態が発生すると、これによって二次的に引き起こされるサージ電流で、再び同期整流トランジスタＳＲ１が誤動作をするという悪循環に陥り、出力が極めて不安定になるという事態も生じていた。
【０００６】
図９は、従来の同期整流回路を含むスイッチング電源装置の別の例である、フライバックコンバータと呼ばれるスイッチング電源装置を示す。この電源装置は、特開平７−７９２８号公報に記載されている。このコンバータでは、主トランジスタＱ２がオンする際に、同期整流トランジスタＳＲ２をオフとして二次側整流回路１４の電流を阻止し、主トランジスタＱ２がオフした際に、同期整流トランジスタＳＲ２をオンとすることによって、出力変圧器Ｔ２に蓄えられたエネルギーによって負荷Ｌ２に電流を供給する。ここで、同期整流トランジスタＳＲ２の制御では、この整流回路１４を流れる電流の方向をコンパレータＣＭＰ４によって検出し、電流が順方向の場合にのみ同期整流トランジスタＳＲ２をオンさせる。
【０００７】
図１０は、上記コンバータを固定周波数制御で動作させ、主トランジスタＱ２と同期整流トランジスタＳＲ２とを逆位相でスイッチングさせた際の波形を示し、（ａ）及び（ｂ）は夫々負荷電流が大きい場合（重負荷）、及び、小さい場合（軽負荷）を示す。また、Ｑ２は主トランジスタのオン・オフの状態を示し、ＳＲ２は、同期整流トランジスタを流れる電流波形を示している。
【０００８】
図１０（ａ）のように、連続モードでコンバータを動作させると、主トランジスタＱ２がターンオンする時点で同期整流トランジスタＳＲ２がオンであるため、双方のトランジスタが同時にオンとなる期間が発生する。この場合、同時にオンとなる際に急峻なサージ電流が発生するため、トランジスタが破壊することがある。
【０００９】
また、同図（ｂ）に示すように、軽負荷時には同期整流トランジスタＳＲ２を逆流する電流が増加し、この場合には二次側整流回路１４のエネルギーの一部が一次側回路１３に回生し、無駄な整流損失が増加する欠点がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記従来技術における欠点に鑑み、本発明は、主トランジスタＱ１、Ｑ２と同期整流トランジスタＳＲ１、ＳＲ２とが同時にオンして過大なサージが発生する等の異常状態が発生した場合には、これを速やかに検出し、同期整流トランジスタの動作を停止させることによって、動作が安定なコンバータを提供することを目的とする。
【００１２】
また、本発明は、上記目的を達成した上で、特に過電流等の異常事態が発生した場合には、該異常状態からの復帰に際して適当な時間をかけて同期制御トランジスタをソフトスタートさせることで、誤動作の悪循環を断ち切ることができるようにすること、及び、スイッチング電源装置の起動にあたって装置を安定に起動することをも目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成るために、本発明の第１の視点のスイッチング電源装置は、出力変圧器の一次側巻線に接続されスイッチングによって前記出力変圧器に電源を供給する主トランジスタと、前記出力変圧器の二次側巻線に接続された二次側整流回路内で同期整流を行う同期整流トランジスタと、前記主トランジスタと前記同期整流トランジスタとの同時オンで発生するサージを検出する過電流検出器と、該過電流検出器によって過電流が検出された際に前記同期整流トランジスタの動作を停止する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１４】
本発明の第１の視点のスイッチング電源装置によると、二次側整流回路を流れる過電流によって、装置の異常状態を検出し同期整流トランジスタの動作を停止するので主トランジスタ及び同期整流トランジスタの双方がオンして異常状態が発生してもその異常状態が速やかに回復する。
【００１５】
上記第１の視点の発明の好ましい構成では、前記同期整流トランジスタの動作の停止中には、前記同期整流トランジスタが内蔵するボディーダイオードによって整流を行う。或いは、これに代えて、同期整流トランジスタに並列にダイオードを接続して該並列ダイオードによって整流を行ってもよい。
【００１６】
前記制御装置は、過電流が検出された際に、該過電流から回復してから所定時間経過後に前記同期整流トランジスタの動作を開始することも本発明の好ましい態様である。この場合、特に安定な動作が得られる。
【００１７】
また、前記制御装置は、二次側整流回路の出力電圧が所定値以上に達した後に前記同期整流トランジスタの動作を開始することも本発明の第１の視点の発明の好ましい態様である。起動時に得に安定な動作が得られる。
【００１８】
また、本発明の第２の視点のスイッチング電源装置は、出力変圧器の一次側巻線に接続されスイッチングによって前記出力変圧器に電源を供給する主トランジスタと、前記出力変圧器の二次側巻線に接続された二次側整流回路内で同期整流を行う同期整流トランジスタと、前記主トランジスタと前記同期整流トランジスタとの同時オンで発生するサージを検出する電流検出器と、該電流検出器によって検出された電流と所定のしきい値とを比較するコンパレータと、該コンパレータの出力に基づいて前記同期整流トランジスタをオン・オフ制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明の第２の視点のスイッチング電源装置によると、二次側整流回路を流れる電流のターンオフ電流が所定値に制御できるので、二次側から一次側に貫流するエネルギーが減少する。
【００２０】
上記第２の視点の発明の好ましい例では、前記コンパレータの出力を遅延させる遅延回路を更に備え、該遅延回路の出力によって前記同期整流トランジスタを制御する。この場合、所望によってターンオフ電流を更に制御できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し本発明の実施形態例に基づいて本発明を更に詳細に説明する。なお、理解を容易にするために、各図において同様な作用を有する要素には同じ符号を付して示した。
【００２２】
実施形態例１
図１に本発明の第１の実施形態例に係るスイッチング電源装置を示す。本実施形態例のスイッチング電源装置（コンバータ）１０は、エネルギートランスファーコンデンサＣｅ２の端子電圧から制御電源ＶＥを生成する制御電源発生回路ＶＧの構成が図８に示した従来のスイッチング電源装置の電源発生回路とは異なり、また、コンパレータＣＭＰ２を含む過電流検出回路ＯＬＰと、過電流検出回路ＯＬＰの出力に基づいて同期整流トランジスタＳＲ１のスタートを制御するソフトスタート回路Softと、抵抗Ｒ５、Ｒ６を含む低電圧誤動作防止回路（不足電圧検出回路）ＵＶＬＯとを備える点において、上記従来のスイッチング電源装置とは異なる。
【００２３】
制御電源発生回路ＶＧは、トランジスタＱ３、コンデンサＣ２及びツェナーダイオードＤ１から成り、エネルギートランスファーコンデンサＣｅ２から、二次側整流回路１２の出力電圧ＯＵＴとほぼ比例する電圧が入力され、一定電圧に制御された電圧ＶＥを出力する。低電圧誤動作防止回路ＵＶＬＯは、抵抗Ｒ５、Ｒ６及びＰＮＰトランジスタＱ４からなり、制御電源発生回路ＶＧの出力である制御電圧ＶＥを監視している。
【００２４】
電流検出回路ＣＳ１は、エネルギートランスファコンデンサＣｅ２に接続されたＬＲＣの直列回路から成り、その出力電圧端子Ｖｓに二次側整流回路１２の電流に比例する電圧を出力する。
【００２５】
抵抗Ｒ１、Ｒ２及びコンパレータＣＭＰ１を含む電流監視回路ＣＭ１は、電流検出回路ＣＳ１の出力電圧Ｖｓに基づいて、同期整流トランジスタＳＲ１のための制御信号を生成し、バッファＢＦ１を経由して同期整流トランジスタＳＲ１のゲートにその制御信号を与える。
【００２６】
過電流検出回路ＯＬＰのコンパレータＣＭＰ２の反転端子は、電流検出回路ＣＳ１の出力端子Ｖｓに接続され、非反転端子には、抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧された基準電圧が入力される。過電流検出のためのスレッショルドは抵抗Ｒ３、Ｒ４で調整される。コンパレータＣＭＰ２で設定されるスレッショルドは、通常動作時の電流値よりも高い値に設定してある。コンパレータＣＭＰ２の出力は、ソフトスタート回路Ｓｏｆｔ及びバッファトランジスタＢＦ１を経由して同期整流トランジスタＳＲ１のゲートに与えられる。
【００２７】
図２は上記実施形態例のスイッチング電源装置における定常動作状態での動作波形を示す。本図では、例えばスイッチング電源装置の動作周波数が数十ｋＨｚであり、負荷のスイッチングが数十Ｈｚで行われる場合を示している。ＶＤは二次側整流回路１２の平滑前の電圧波形を、ＶＳは電流検出回路ＣＳ１の出力電圧の波形を、Ｖｇは同期整流トランジスタＳＲ１のゲート電圧波形を夫々示している。
【００２８】
過大なサージ電流が流れる異常状態になると、同図に示すように、ＶＳが過大な電圧値となるので、この旨は電流検出回路ＣＳ１を介して過電流検出回路ＯＬＰのコンパレータＣＭＰ２で検出される。コンパレータＣＭＰ２によって異常状態が発生したと判断されると、その出力が直ちにバッファトランジスタＢＦ１に伝えられ、同期整流トランジスタＳＲ１のゲート電圧ＶｇをＬレベルとして、同期整流トランジスタＳＲ１をオフさせる。この際には、同期整流トランジスタＳＲ１は、内蔵するボディーダイオードにてダイオード整流動作を行う。なお、同期整流トランジスタＳＲ１に、ボディーダイオードとは別に並列ダイオードを接続してもよい。
【００２９】
異常状態が消滅すると、コンパレータＣＭＰ２の出力が反転するが、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ３によって定まる時定数で規定される一定期間ｔ１内は、トランジスタＱ５及びＱ６の作用によって、バッファトランジスタＢＦ１の入力電圧がクランプされ、同期整流動作はホールドされる。所定時間が経過して、十分に安定になったところで、同期整流トランジスタＳＲ１は、再び同期整流動作を開始する。
【００３０】
図３は、上記実施形態例のコンバータにおける電源起動時の動作波形を示している。低電圧誤動作防止回路ＵＶＬＯは、制御電源発生回路ＶＧの出力ＶＥが低い状態では、ゲート電圧ＶｇをＬレベルとして同期整流トランジスタＳＲ１がオフ状態を保持するように制御し、整流電流が安定し、従って電圧ＶＳが十分に安定した時点で、同期整流トランジスタＳＲ１のスイッチングを始めるように制御する。
【００３１】
以上のように、本実施形態例のコンバータでは、同期整流トランジスタＳＲ１のスイッチング動作は、回路が十分に安定した状態でのみ行われ、制御が不安定な時点ではダイオード整流を行うので、コンバータの動作の信頼性が向上する。また、広いアプリケーションでの適用が可能となる。
【００３２】
更に、たとえ外来ノイズで誤動作して、主トランジスタＱ１と同期整流トランジスタＳＲ１とが同時にオンとなって過大なサージ電流が発生する異常状態が発生しても、誤動作が繰り返す悪循環には至らず、異常状態から自動的に復帰できる。
【００３３】
実施形態例２
図４は、本発明の第２の実施形態例に係るスイッチング電源装置を示す。同図のスイッチング電源装置１０Ａは、同期整流トランジスタＳＲ１の制御回路部分を集積化して集積制御回路Ｕ３とした点において、第１の実施形態例の構成と異なる。
【００３４】
集積制御回路Ｕ３の構成を図５に示した。集積制御回路Ｕ３は、トランスファコンデンサＣｅ２から得られた電圧Ｖｃｃから所定の基準電圧Ｖｒｅｆ１、分圧電圧Ｖｒｅｆ２を生成する基準電圧発生部Ｖｒｅｆと、基準電圧Ｖｒｅｆ１を分圧して所定のスレッショルド電圧ＺＣ、Ｓ／Ｓを生成する図示しない分圧部と、電圧Ｖｒｅｆ２と二次側整流回路１２の出力電圧に比例する電圧Ｖｃｃとを比較するコンパレータＣＭＰ５と、二次側整流回路１２の整流電流に比例する電圧ＣＳを所定のスレッショルドＺＣと比較するコンパレータＣＭＰ６と、二次側整流回路１２の整流電流に比例する電圧ＣＳを所定のスレッショルドＣｔｈと比較し過電流を検出するコンパレータＣＭＰ７と、ソフトスタートのための遅延を与えるタイマＴＩＭＥＲと、各コンパレータの出力のＡＮＤをとる論理積ゲートＡＮＤと、論理積ゲートＡＮＤの出力を増幅するバッファＢＦ２とを有する。
【００３５】
本実施形態例のスイッチング電源装置は、第１の実施形態例と比較すると、その機能は同じであるが、基準電圧源Ｖｒｅｆ、３つのコンパレータ、分圧部、タイマー及びバッファによって構成できるので、集積化に優れた利点を有する。特に、パッケージとして低コストな汎用の８ｐｉｎパッケージを使用すると、高い付加価値を得ることができる。また、動作電流、過電流及び不足電圧の夫々についてスレッショルドを自由に設定できるので、適用可能な範囲が広く、小型化及び低コスト化が可能である。
【００３６】
実施形態例３
図６は、本発明をフライバックコンバータに適用した例である。二次側整流回路１４の電流を検出するカレントトランス（電流変成器）ＣＴの二次側がコンパレータＣＭＰ３の非反転端子に接続されており、その出力電圧Ｖ１が遅延回路Ｄ１に入力されている。コンパレータＣＭＰ３のスレッショルド電圧はＶｔｈであり、コンパレータＣＭＰ３は変成器ＣＴの出力電圧Ｖ１とスレッショルドＶｔｈとを比較し、その比較結果を遅延回路Ｄ１を経由して同期整流トランジスタＳＲ２のゲートに与え、同期整流トランジスタＳＲ２を駆動する。一次側制御回路Ｕ２は、同期整流トランジスタＳＲ２のオフ状態を、出力変圧器Ｔ２の補助巻線の端子ＺＣで検出して、主トランジスタＱ２をターンオンさせる。これによって、可変周波数タイプの自励形コンバータを構成している。
【００３７】
図７は、図６のコンバータの動作波形を示すタイミングチャートであり、同図（ａ）は重負荷時を、（ｂ）は軽負荷時を示す。本実施形態例のスイッチング電源装置２０は、可変周波数制御で境界モードに近い動作をする。同図（ｂ）に示すように、軽負荷時には重負荷時に比して動作周波数が上昇する。同図では、主トランジスタＱ２の制御回路Ｕ２が、動作周波数の上限を制限するように構成される場合を示しており、この時は不連続モードとなる。
【００３８】
同期整流トランジスタＳＲ２に流れる電流に比例した電圧Ｖ１が、コンパレータＣＭＰ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈを越えると、コンパレータＣＭＰ３の出力がＶ２となり、この電圧Ｖ２によって整流回路１４に流れる電流の期間が検出される。この期間は、遅延回路Ｄ１の遅れ分だけ延長された、電圧ＳＲのハイレベルの期間として、同期整流トランジスタＳＲ２のゲートに与えられる。
【００３９】
ここで、同期整流トランジスタＳＲ２のターンオフ時の電流ピークｉｐは、下記のように表現される。
ip∝Ｖｔｈ−ｋ＊Ｖｏ＊Ｄ１／Ｌｓ
ｋはカレントトランスＣＴで決まる定数、ＶｏはコンバータＣＭＰ３の出力電圧、Ｌｓは出力変圧器Ｔ２の二次巻線のインダクタンスである。
【００４０】
上式から明らかなように、出力電圧Ｖｏを一定に制御すると、負荷電流の如何に拘わらずｉｐは常に一定の値となる。つまり、電流ピークｉｐを一定値に制御できる。
【００４１】
一次側の主トランジスタＱ２がターンオフすると、出力変圧器Ｔ２に蓄えられたエネルギーが、同期整流トランジスタＳＲ２のボディーダイオードを順方向にバイアスし、そのボディーダイオードがオンする。同期整流トランジスタＳＲ２の順方向電流は、カレントトランスＣＴとコンパレータＣＭＰ３とで検出、監視され、同期整流トランジスタＳＲ２のチャネル部をターンオンさせる。同期整流トランジスタＳＲ２の電流が次第に減少し、カレントトランスＣＴの二次側出力がコンパレータＣＭＰ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈにまで達すると、同期整流トランジスタＱ２はターンオフする。
【００４２】
スレッショルド電圧Ｖｔｈと、遅延回路Ｄ１による遅れとは、同期整流トランジスタＱ２のターンオフ時の電流ピーク値ｉｐが逆方向の適当な値となるように設定されている。同期整流トランジスタＱ２のターンオフ時には、同期整流トランジスタＱ２のボディーダイオードには電流が流れない。これによって、変圧器Ｔ２の巻線を経由しての電力リカバリの問題は回避される。
【００４３】
電流ｉｐは、主トランジスタＱ２の出力寄生容量の放電を助長し、主トランジスタＱ２のターンオン損失を低減させる。同期整流トランジスタＳＲ２がオフすると、出力変圧器Ｔ２の逆起電圧が変化し、バイアス巻線の端子電圧ＺＣが変化する。一次側制御回路Ｕ２は、この電圧ＺＣを検出し、主トランジスタＱ２をターンオンさせる。このため、主トランジスタＱ２と同期整流トランジスタＳＲ２とが同時にオンとなる期間は存在しない。一次側制御回路Ｕ２は、主トランジスタＱ２の電流があるピーク値に達したところで、主トランジスタＱ２をターンオフさせる。ピーク値は、出力を安定化するように制御される。
【００４４】
上記実施形態例のコンバータでは、コンバータの入力電圧、負荷電流、動作周波数とは無関係に、常に一定の同期整流トランジスタＳＲ２のターンオフ時の逆方向電流ピーク値が得られるため、整流トランジスタＱ２からの電力リカバリの問題がなく、主トランジスタのターンオン損失が少ない、このため、ノイズ特性が良好で低損失なコンバータを実現できる。
【００４５】
以上、本発明をその好適な実施形態例に基づいて説明したが、本発明の同期整流回路を有するスイッチング電源装置は、上記実施形態例の構成にのみ限定されるものではなく、上記実施形態例の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。
【００４６】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明のスイッチング電源装置によると、主トランジスタと同期整流トランジスタとが同時にオンする等によって発生する異常状態を検出すると、同期整流トランジスタをオフとし、ダイオードによる整流を採用することにより、コンバータにおける過電流が生じない。
【００４７】
また、ソフトスタートを採用し、過電流等の異常事態が検出されなくなってから所定期間は同期整流トランジスタを動作させないことにより、同期整流トランジスタがオン・オフを繰り返す等の不安定な動作を防止できる。
【００４８】
更に、二次側整流回路の出力電圧の不足を検出すると、その間は同期整流トランジスタを動作させない構成を採用することにより、コンバータの起動時に生じがちな不安定な動作を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図２】図１のスイッチング電源装置における負荷応答時の動作波形図。
【図３】図１のスイッチング電源装置における起動時の動作波形図。
【図４】本発明の第２の実施形態例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図５】図４に示した集積制御装置の構成を示す論理回路図。
【図６】本発明の第３の実施形態例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図７】図６のスイッチング電源装置の動作波形図。
【図８】第１の従来例のスイッチング電源装置の回路図。
【図９】第２の従来例のスイッチング電源装置の回路図。
【図１０】図９のスイッチング電源装置の動作波形図。
【符号の説明】
１０：スイッチング電源装置
１１：一次側回路
１２：二次側整流回路
ＣＳ１：電流検出回路
ＣＭ１：電流監視回路
ＶＧ：制御電源発生回路
ＵＶＬＯ：低電圧誤動作防止回路
ＯＬＰ：過電流検出回路
Ｓｏｆｔ：ソフトスタート回路
Ｑ１〜Ｑ６：トランジスタ
ＳＲ１：同期整流トランジスタ
Ｕ１、Ｕ２：一次側制御回路
Ｕ３：集積制御回路
ＶＳ１：二次電圧検出回路
ＰＨＣ：フォトカプラ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃｅ２：コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ８：抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、同期整流回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期整流回路を利用したスイッチング電源は、計測装置を始めとする種々の装置で直流電源装置として用いられている。図８は、この形式の従来のスイッチング電源装置の一つであるＣｕｋ方式コンバータの回路図である。Ｑ１は主スイッチングトランジスタ、ＳＲ１は同期整流トランジスタである。同期整流トランジスタＳＲ１をオフとしたまま、主トランジスタＱ１をオンとし、出力変圧器Ｔ１の一次巻線に接続された一次側回路１１に直流電圧ＩＮを印加して電流を流すと、出力変圧器Ｔ１の二次巻線に接続された二次側整流回路１２に電流が流れ、二次側整流回路１２の出力端子ＯＵＴに接続された負荷Ｌ１に負荷電流を供給すると共に主コンデンサＣ１を充電する。
【０００３】
所定のタイミングでトランジスタＱ１をオフにすると、出力変圧器Ｔ１の二次巻線で電流方向が逆転するので、その旨が二次側整流回路１２の整流電流を検出、監視する電流検出回路ＣＳ１及び電流監視回路ＣＭ１によって検出され、同期整流トランジスタＳＲ１をオンにする。出力電圧検出部ＶＳ１は、出力端子ＯＵＴの電圧を計測し、その電圧値をフォトカプラＰＨＣを介して一次側制御回路Ｕ１にフィードバックする。一次側制御回路Ｕ１は、出力端子電圧ＯＵＴが所定値に維持されるように、主トランジスタＱ１のオン・オフを制御する。
【０００４】
上記動作において、同期整流トランジスタＳＲ１は、二次側整流回路１２の電流（検出値）が適当なスレッショルド以上になればオンに駆動され、適当なスレッショルド以下になればオフに駆動される。一次側制御回路Ｕ１は、同期整流トランジスタＳＲ１がターンオフして出力変圧器Ｔ１の電圧が変化するのを補助巻線の端子電圧ＺＣで検出し、このタイミングでトランジスタＱ１をターンオンさせる。本コンバータは、出力電圧が所定値に制御されるように、ターンオフのタイミングが調整される、可変周波数制御タイプの自励形コンバータである。一次側制御回路Ｕ１と電流監視回路ＣＭ１のコンパレータＣＭＰ１とは、ハンドジェイクの関係で協調して動作している。
【０００５】
上記従来のコンバータでは、ライントランジェント等の外来ノイズで回路が誤動作し、主トランジスタＱ１と同期整流トランジスタＳＲ１とが同時にオンとなり、過大なサージ電流が流れる異常状態が発生する場合があった。また、一旦、この異常状態が発生すると、これによって二次的に引き起こされるサージ電流で、再び同期整流トランジスタＳＲ１が誤動作をするという悪循環に陥り、出力が極めて不安定になるという事態も生じていた。
【０００６】
図９は、従来の同期整流回路を含むスイッチング電源装置の別の例である、フライバックコンバータと呼ばれるスイッチング電源装置を示す。この電源装置は、特開平７−７９２８号公報に記載されている。このコンバータでは、主トランジスタＱ２がオンする際に、同期整流トランジスタＳＲ２をオフとして二次側整流回路１４の電流を阻止し、主トランジスタＱ２がオフした際に、同期整流トランジスタＳＲ２をオンとすることによって、出力変圧器Ｔ２に蓄えられたエネルギーによって負荷Ｌ２に電流を供給する。ここで、同期整流トランジスタＳＲ２の制御では、この整流回路１４を流れる電流の方向をコンパレータＣＭＰ４によって検出し、電流が順方向の場合にのみ同期整流トランジスタＳＲ２をオンさせる。
【０００７】
図１０は、上記コンバータを固定周波数制御で動作させ、主トランジスタＱ２と同期整流トランジスタＳＲ２とを逆位相でスイッチングさせた際の波形を示し、（ａ）及び（ｂ）は夫々負荷電流が大きい場合（重負荷）、及び、小さい場合（軽負荷）を示す。また、Ｑ２は主トランジスタのオン・オフの状態を示し、ＳＲ２は、同期整流トランジスタを流れる電流波形を示している。
【０００８】
図１０（ａ）のように、連続モードでコンバータを動作させると、主トランジスタＱ２がターンオンする時点で同期整流トランジスタＳＲ２がオンであるため、双方のトランジスタが同時にオンとなる期間が発生する。この場合、同時にオンとなる際に急峻なサージ電流が発生するため、トランジスタが破壊することがある。
【０００９】
また、同図（ｂ）に示すように、軽負荷時には同期整流トランジスタＳＲ２を逆流する電流が増加し、この場合には二次側整流回路１４のエネルギーの一部が一次側回路１３に回生し、無駄な整流損失が増加する欠点がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記従来技術における欠点に鑑み、本発明は、主トランジスタＱ１、Ｑ２と同期整流トランジスタＳＲ１、ＳＲ２とが同時にオンして過大なサージが発生する等の異常状態が発生した場合には、これを速やかに検出し、同期整流トランジスタの動作を停止させることによって、動作が安定なコンバータを提供することを目的とする。
【００１２】
また、本発明は、上記目的を達成した上で、特に過電流等の異常事態が発生した場合には、該異常状態からの復帰に際して適当な時間をかけて同期制御トランジスタをソフトスタートさせることで、誤動作の悪循環を断ち切ることができるようにすること、及び、スイッチング電源装置の起動にあたって装置を安定に起動することをも目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成るために、本発明の第１の視点のスイッチング電源装置は、出力変圧器の一次側巻線に接続されスイッチングによって前記出力変圧器に電源を供給する主トランジスタと、前記出力変圧器の二次側巻線に接続された二次側整流回路内で同期整流を行う同期整流トランジスタと、前記主トランジスタと前記同期整流トランジスタとの同時オンで発生するサージを検出する過電流検出器と、該過電流検出器によって過電流が検出された際に前記同期整流トランジスタの動作を停止する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１４】
本発明の第１の視点のスイッチング電源装置によると、二次側整流回路を流れる過電流によって、装置の異常状態を検出し同期整流トランジスタの動作を停止するので主トランジスタ及び同期整流トランジスタの双方がオンして異常状態が発生してもその異常状態が速やかに回復する。
【００１５】
上記第１の視点の発明の好ましい構成では、前記同期整流トランジスタの動作の停止中には、前記同期整流トランジスタが内蔵するボディーダイオードによって整流を行う。或いは、これに代えて、同期整流トランジスタに並列にダイオードを接続して該並列ダイオードによって整流を行ってもよい。
【００１６】
前記制御装置は、過電流が検出された際に、該過電流から回復してから所定時間経過後に前記同期整流トランジスタの動作を開始することも本発明の好ましい態様である。この場合、特に安定な動作が得られる。
【００１７】
また、前記制御装置は、二次側整流回路の出力電圧が所定値以上に達した後に前記同期整流トランジスタの動作を開始することも本発明の第１の視点の発明の好ましい態様である。起動時に得に安定な動作が得られる。
【００１８】
また、本発明の第２の視点のスイッチング電源装置は、出力変圧器の一次側巻線に接続されスイッチングによって前記出力変圧器に電源を供給する主トランジスタと、前記出力変圧器の二次側巻線に接続された二次側整流回路内で同期整流を行う同期整流トランジスタと、前記主トランジスタと前記同期整流トランジスタとの同時オンで発生するサージを検出する電流検出器と、該電流検出器によって検出された電流と所定のしきい値とを比較するコンパレータと、該コンパレータの出力に基づいて前記同期整流トランジスタをオン・オフ制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明の第２の視点のスイッチング電源装置によると、二次側整流回路を流れる電流のターンオフ電流が所定値に制御できるので、二次側から一次側に貫流するエネルギーが減少する。
【００２０】
上記第２の視点の発明の好ましい例では、前記コンパレータの出力を遅延させる遅延回路を更に備え、該遅延回路の出力によって前記同期整流トランジスタを制御する。この場合、所望によってターンオフ電流を更に制御できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し本発明の実施形態例に基づいて本発明を更に詳細に説明する。なお、理解を容易にするために、各図において同様な作用を有する要素には同じ符号を付して示した。
【００２２】
実施形態例１
図１に本発明の第１の実施形態例に係るスイッチング電源装置を示す。本実施形態例のスイッチング電源装置（コンバータ）１０は、エネルギートランスファーコンデンサＣｅ２の端子電圧から制御電源ＶＥを生成する制御電源発生回路ＶＧの構成が図８に示した従来のスイッチング電源装置の電源発生回路とは異なり、また、コンパレータＣＭＰ２を含む過電流検出回路ＯＬＰと、過電流検出回路ＯＬＰの出力に基づいて同期整流トランジスタＳＲ１のスタートを制御するソフトスタート回路Softと、抵抗Ｒ５、Ｒ６を含む低電圧誤動作防止回路（不足電圧検出回路）ＵＶＬＯとを備える点において、上記従来のスイッチング電源装置とは異なる。
【００２３】
制御電源発生回路ＶＧは、トランジスタＱ３、コンデンサＣ２及びツェナーダイオードＤ１から成り、エネルギートランスファーコンデンサＣｅ２から、二次側整流回路１２の出力電圧ＯＵＴとほぼ比例する電圧が入力され、一定電圧に制御された電圧ＶＥを出力する。低電圧誤動作防止回路ＵＶＬＯは、抵抗Ｒ５、Ｒ６及びＰＮＰトランジスタＱ４からなり、制御電源発生回路ＶＧの出力である制御電圧ＶＥを監視している。
【００２４】
電流検出回路ＣＳ１は、エネルギートランスファコンデンサＣｅ２に接続されたＬＲＣの直列回路から成り、その出力電圧端子Ｖｓに二次側整流回路１２の電流に比例する電圧を出力する。
【００２５】
抵抗Ｒ１、Ｒ２及びコンパレータＣＭＰ１を含む電流監視回路ＣＭ１は、電流検出回路ＣＳ１の出力電圧Ｖｓに基づいて、同期整流トランジスタＳＲ１のための制御信号を生成し、バッファＢＦ１を経由して同期整流トランジスタＳＲ１のゲートにその制御信号を与える。
【００２６】
過電流検出回路ＯＬＰのコンパレータＣＭＰ２の反転端子は、電流検出回路ＣＳ１の出力端子Ｖｓに接続され、非反転端子には、抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧された基準電圧が入力される。過電流検出のためのスレッショルドは抵抗Ｒ３、Ｒ４で調整される。コンパレータＣＭＰ２で設定されるスレッショルドは、通常動作時の電流値よりも高い値に設定してある。コンパレータＣＭＰ２の出力は、ソフトスタート回路Ｓｏｆｔ及びバッファトランジスタＢＦ１を経由して同期整流トランジスタＳＲ１のゲートに与えられる。
【００２７】
図２は上記実施形態例のスイッチング電源装置における定常動作状態での動作波形を示す。本図では、例えばスイッチング電源装置の動作周波数が数十ｋＨｚであり、負荷のスイッチングが数十Ｈｚで行われる場合を示している。ＶＤは二次側整流回路１２の平滑前の電圧波形を、ＶＳは電流検出回路ＣＳ１の出力電圧の波形を、Ｖｇは同期整流トランジスタＳＲ１のゲート電圧波形を夫々示している。
【００２８】
過大なサージ電流が流れる異常状態になると、同図に示すように、ＶＳが過大な電圧値となるので、この旨は電流検出回路ＣＳ１を介して過電流検出回路ＯＬＰのコンパレータＣＭＰ２で検出される。コンパレータＣＭＰ２によって異常状態が発生したと判断されると、その出力が直ちにバッファトランジスタＢＦ１に伝えられ、同期整流トランジスタＳＲ１のゲート電圧ＶｇをＬレベルとして、同期整流トランジスタＳＲ１をオフさせる。この際には、同期整流トランジスタＳＲ１は、内蔵するボディーダイオードにてダイオード整流動作を行う。なお、同期整流トランジスタＳＲ１に、ボディーダイオードとは別に並列ダイオードを接続してもよい。
【００２９】
異常状態が消滅すると、コンパレータＣＭＰ２の出力が反転するが、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ３によって定まる時定数で規定される一定期間ｔ１内は、トランジスタＱ５及びＱ６の作用によって、バッファトランジスタＢＦ１の入力電圧がクランプされ、同期整流動作はホールドされる。所定時間が経過して、十分に安定になったところで、同期整流トランジスタＳＲ１は、再び同期整流動作を開始する。
【００３０】
図３は、上記実施形態例のコンバータにおける電源起動時の動作波形を示している。低電圧誤動作防止回路ＵＶＬＯは、制御電源発生回路ＶＧの出力ＶＥが低い状態では、ゲート電圧ＶｇをＬレベルとして同期整流トランジスタＳＲ１がオフ状態を保持するように制御し、整流電流が安定し、従って電圧ＶＳが十分に安定した時点で、同期整流トランジスタＳＲ１のスイッチングを始めるように制御する。
【００３１】
以上のように、本実施形態例のコンバータでは、同期整流トランジスタＳＲ１のスイッチング動作は、回路が十分に安定した状態でのみ行われ、制御が不安定な時点ではダイオード整流を行うので、コンバータの動作の信頼性が向上する。また、広いアプリケーションでの適用が可能となる。
【００３２】
更に、たとえ外来ノイズで誤動作して、主トランジスタＱ１と同期整流トランジスタＳＲ１とが同時にオンとなって過大なサージ電流が発生する異常状態が発生しても、誤動作が繰り返す悪循環には至らず、異常状態から自動的に復帰できる。
【００３３】
実施形態例２
図４は、本発明の第２の実施形態例に係るスイッチング電源装置を示す。同図のスイッチング電源装置１０Ａは、同期整流トランジスタＳＲ１の制御回路部分を集積化して集積制御回路Ｕ３とした点において、第１の実施形態例の構成と異なる。
【００３４】
集積制御回路Ｕ３の構成を図５に示した。集積制御回路Ｕ３は、トランスファコンデンサＣｅ２から得られた電圧Ｖｃｃから所定の基準電圧Ｖｒｅｆ１、分圧電圧Ｖｒｅｆ２を生成する基準電圧発生部Ｖｒｅｆと、基準電圧Ｖｒｅｆ１を分圧して所定のスレッショルド電圧ＺＣ、Ｓ／Ｓを生成する図示しない分圧部と、電圧Ｖｒｅｆ２と二次側整流回路１２の出力電圧に比例する電圧Ｖｃｃとを比較するコンパレータＣＭＰ５と、二次側整流回路１２の整流電流に比例する電圧ＣＳを所定のスレッショルドＺＣと比較するコンパレータＣＭＰ６と、二次側整流回路１２の整流電流に比例する電圧ＣＳを所定のスレッショルドＣｔｈと比較し過電流を検出するコンパレータＣＭＰ７と、ソフトスタートのための遅延を与えるタイマＴＩＭＥＲと、各コンパレータの出力のＡＮＤをとる論理積ゲートＡＮＤと、論理積ゲートＡＮＤの出力を増幅するバッファＢＦ２とを有する。
【００３５】
本実施形態例のスイッチング電源装置は、第１の実施形態例と比較すると、その機能は同じであるが、基準電圧源Ｖｒｅｆ、３つのコンパレータ、分圧部、タイマー及びバッファによって構成できるので、集積化に優れた利点を有する。特に、パッケージとして低コストな汎用の８ｐｉｎパッケージを使用すると、高い付加価値を得ることができる。また、動作電流、過電流及び不足電圧の夫々についてスレッショルドを自由に設定できるので、適用可能な範囲が広く、小型化及び低コスト化が可能である。
【００３６】
実施形態例３
図６は、本発明をフライバックコンバータに適用した例である。二次側整流回路１４の電流を検出するカレントトランス（電流変成器）ＣＴの二次側がコンパレータＣＭＰ３の非反転端子に接続されており、その出力電圧Ｖ１が遅延回路Ｄ１に入力されている。コンパレータＣＭＰ３のスレッショルド電圧はＶｔｈであり、コンパレータＣＭＰ３は変成器ＣＴの出力電圧Ｖ１とスレッショルドＶｔｈとを比較し、その比較結果を遅延回路Ｄ１を経由して同期整流トランジスタＳＲ２のゲートに与え、同期整流トランジスタＳＲ２を駆動する。一次側制御回路Ｕ２は、同期整流トランジスタＳＲ２のオフ状態を、出力変圧器Ｔ２の補助巻線の端子ＺＣで検出して、主トランジスタＱ２をターンオンさせる。これによって、可変周波数タイプの自励形コンバータを構成している。
【００３７】
図７は、図６のコンバータの動作波形を示すタイミングチャートであり、同図（ａ）は重負荷時を、（ｂ）は軽負荷時を示す。本実施形態例のスイッチング電源装置２０は、可変周波数制御で境界モードに近い動作をする。同図（ｂ）に示すように、軽負荷時には重負荷時に比して動作周波数が上昇する。同図では、主トランジスタＱ２の制御回路Ｕ２が、動作周波数の上限を制限するように構成される場合を示しており、この時は不連続モードとなる。
【００３８】
同期整流トランジスタＳＲ２に流れる電流に比例した電圧Ｖ１が、コンパレータＣＭＰ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈを越えると、コンパレータＣＭＰ３の出力がＶ２となり、この電圧Ｖ２によって整流回路１４に流れる電流の期間が検出される。この期間は、遅延回路Ｄ１の遅れ分だけ延長された、電圧ＳＲのハイレベルの期間として、同期整流トランジスタＳＲ２のゲートに与えられる。
【００３９】
ここで、同期整流トランジスタＳＲ２のターンオフ時の電流ピークｉｐは、下記のように表現される。
ip∝Ｖｔｈ−ｋ＊Ｖｏ＊Ｄ１／Ｌｓ
ｋはカレントトランスＣＴで決まる定数、ＶｏはコンバータＣＭＰ３の出力電圧、Ｌｓは出力変圧器Ｔ２の二次巻線のインダクタンスである。
【００４０】
上式から明らかなように、出力電圧Ｖｏを一定に制御すると、負荷電流の如何に拘わらずｉｐは常に一定の値となる。つまり、電流ピークｉｐを一定値に制御できる。
【００４１】
一次側の主トランジスタＱ２がターンオフすると、出力変圧器Ｔ２に蓄えられたエネルギーが、同期整流トランジスタＳＲ２のボディーダイオードを順方向にバイアスし、そのボディーダイオードがオンする。同期整流トランジスタＳＲ２の順方向電流は、カレントトランスＣＴとコンパレータＣＭＰ３とで検出、監視され、同期整流トランジスタＳＲ２のチャネル部をターンオンさせる。同期整流トランジスタＳＲ２の電流が次第に減少し、カレントトランスＣＴの二次側出力がコンパレータＣＭＰ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈにまで達すると、同期整流トランジスタＱ２はターンオフする。
【００４２】
スレッショルド電圧Ｖｔｈと、遅延回路Ｄ１による遅れとは、同期整流トランジスタＱ２のターンオフ時の電流ピーク値ｉｐが逆方向の適当な値となるように設定されている。同期整流トランジスタＱ２のターンオフ時には、同期整流トランジスタＱ２のボディーダイオードには電流が流れない。これによって、変圧器Ｔ２の巻線を経由しての電力リカバリの問題は回避される。
【００４３】
電流ｉｐは、主トランジスタＱ２の出力寄生容量の放電を助長し、主トランジスタＱ２のターンオン損失を低減させる。同期整流トランジスタＳＲ２がオフすると、出力変圧器Ｔ２の逆起電圧が変化し、バイアス巻線の端子電圧ＺＣが変化する。一次側制御回路Ｕ２は、この電圧ＺＣを検出し、主トランジスタＱ２をターンオンさせる。このため、主トランジスタＱ２と同期整流トランジスタＳＲ２とが同時にオンとなる期間は存在しない。一次側制御回路Ｕ２は、主トランジスタＱ２の電流があるピーク値に達したところで、主トランジスタＱ２をターンオフさせる。ピーク値は、出力を安定化するように制御される。
【００４４】
上記実施形態例のコンバータでは、コンバータの入力電圧、負荷電流、動作周波数とは無関係に、常に一定の同期整流トランジスタＳＲ２のターンオフ時の逆方向電流ピーク値が得られるため、整流トランジスタＱ２からの電力リカバリの問題がなく、主トランジスタのターンオン損失が少ない、このため、ノイズ特性が良好で低損失なコンバータを実現できる。
【００４５】
以上、本発明をその好適な実施形態例に基づいて説明したが、本発明の同期整流回路を有するスイッチング電源装置は、上記実施形態例の構成にのみ限定されるものではなく、上記実施形態例の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。
【００４６】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明のスイッチング電源装置によると、主トランジスタと同期整流トランジスタとが同時にオンする等によって発生する異常状態を検出すると、同期整流トランジスタをオフとし、ダイオードによる整流を採用することにより、コンバータにおける過電流が生じない。
【００４７】
また、ソフトスタートを採用し、過電流等の異常事態が検出されなくなってから所定期間は同期整流トランジスタを動作させないことにより、同期整流トランジスタがオン・オフを繰り返す等の不安定な動作を防止できる。
【００４８】
更に、二次側整流回路の出力電圧の不足を検出すると、その間は同期整流トランジスタを動作させない構成を採用することにより、コンバータの起動時に生じがちな不安定な動作を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図２】図１のスイッチング電源装置における負荷応答時の動作波形図。
【図３】図１のスイッチング電源装置における起動時の動作波形図。
【図４】本発明の第２の実施形態例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図５】図４に示した集積制御装置の構成を示す論理回路図。
【図６】本発明の第３の実施形態例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図７】図６のスイッチング電源装置の動作波形図。
【図８】第１の従来例のスイッチング電源装置の回路図。
【図９】第２の従来例のスイッチング電源装置の回路図。
【図１０】図９のスイッチング電源装置の動作波形図。
【符号の説明】
１０：スイッチング電源装置
１１：一次側回路
１２：二次側整流回路
ＣＳ１：電流検出回路
ＣＭ１：電流監視回路
ＶＧ：制御電源発生回路
ＵＶＬＯ：低電圧誤動作防止回路
ＯＬＰ：過電流検出回路
Ｓｏｆｔ：ソフトスタート回路
Ｑ１〜Ｑ６：トランジスタ
ＳＲ１：同期整流トランジスタ
Ｕ１、Ｕ２：一次側制御回路
Ｕ３：集積制御回路
ＶＳ１：二次電圧検出回路
ＰＨＣ：フォトカプラ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃｅ２：コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ８：抵抗
Claims (6)
- 出力変圧器の一次側巻線に接続されスイッチングによって前記出力変圧器に電源を供給する主トランジスタと、
前記出力変圧器の二次側巻線に接続された二次側整流回路内で同期整流を行う同期整流トランジスタと、
前記主トランジスタと前記同期整流トランジスタとの同時オンで発生するサージを検出する過電流検出器と、
該過電流検出器によって過電流が検出された際に前記同期整流トランジスタの動作を停止する制御回路とを備える
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記同期整流トランジスタのオフ状態を前記出力変圧器の補助巻線の端子で検出して前記主トランジスタをターンオンさせる
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 前記制御装置は、過電流が検出された際に、該過電流から回復してから所定時間経過後に前記同期整流トランジスタの動作を開始する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 前記制御装置は、二次側整流回路の出力電圧が所定値以上に達した後に前記同期整流トランジスタの動作を開始する、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 出力変圧器の一次側巻線に接続されスイッチングによって前記出力変圧器に電源を供給する主トランジスタと、
前記出力変圧器の二次側巻線に接続された二次側整流回路内で同期整流を行う同期整流トランジスタと、
前記主トランジスタと前記同期整流トランジスタとの同時オンで発生するサージを検出する電流検出器と、
該電流検出器によって検出された電流と所定のしきい値とを比較するコンパレータと、
該コンパレータの出力に基づいて前記同期整流トランジスタをオン・オフ制御する制御回路とを備える
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記コンパレータの出力を遅延させる遅延回路を更に備え、
該遅延回路の出力によって前記同期整流トランジスタをオン・オフ制御する
ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000106533A JP4374714B2 (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000106533A JP4374714B2 (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001292572A JP2001292572A (ja) | 2001-10-19 |
| JP4374714B2 true JP4374714B2 (ja) | 2009-12-02 |
Family
ID=18619685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000106533A Expired - Lifetime JP4374714B2 (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4374714B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101443760B1 (ko) | 2013-11-28 | 2014-09-29 | 동양하이테크산업주식회사 | 온-칩 마이크로-트랜스포머를 이용한 전원공급장치 |
| JP7018505B2 (ja) * | 2018-07-09 | 2022-02-10 | 日立Astemo株式会社 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
-
2000
- 2000-04-07 JP JP2000106533A patent/JP4374714B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001292572A (ja) | 2001-10-19 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060404 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090227 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090831 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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