JP4369497B2

JP4369497B2 - ダイレクト・デジタル・シンセサイザおよびそれを用いた核磁気共鳴装置

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Publication number: JP4369497B2
Application number: JP2007131832A
Authority: JP
Inventors: ミンソク朴; 道哉岡田; 修哉萩原; 秀樹田中
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2007-05-17
Filing date: 2007-05-17
Publication date: 2009-11-18
Anticipated expiration: 2027-05-17
Also published as: JP2008286635A; US20080284470A1; US8239433B2

Description

本発明は、位相一貫性(phase coherency)を保つ周波数スイッチングが可能なダイレクト・デジタル・シンセサイザ（Direct Digital Synthesizer、以下ＤＤＳ）およびそれを用いた核磁気共鳴装置（Nuclear Magnetic Resonance Instrument、以下ＮＭＲ装置）に関する。

ＮＭＲ装置は、強い静磁場の中に置かれた分子に高周波の交流磁場を測定しようとする照射し、該分子内の核スピンに摂動を与え、該核スピンの応答を測定する装置である。

交流磁場は、一定の周波数を位相および振幅を持つパルスを基本単位とする。ＮＭＲ装置を用いた実験では、周波数や位相、振幅の異なる一連のパルスを、前記分子に照射する。このような一連のパルスを、パルス・シーケンスと呼ぶ。パルス・シーケンスは、実験の目的に応じて核スピンの状態を制御することを目的に、ＮＭＲ研究者により注意深く設計されるものであり、非特許文献１でその例を見ることができる。パルス・シーケンスの数は既に数百を上回っており、ＮＭＲ研究の進展と共に日々増え続けている。

ＮＭＲ装置の高周波送信部（以下、送信部）は、パルス・シーケンスに応じて、数マイクロ秒以下の時間で周波数や位相、振幅を変えた高周波パルスを生成する。高速で且つ高精度な動作が必要な送信部において、ＤＤＳの導入は大きなブレーク・スルーであった。ＤＤＳはディジタル技術を用いた信号生成・変調用の集積回路であり、出力信号を高速且つ高分解能で変調できる。ＤＤＳに関しては多くの文献があり、例えば非特許文献２がその一つである。高速且つ高分解能の変調を特徴とするＤＤＳの一例が、Analog Devices社のAD9956であり。非特許文献３によれば、AD9956は僅か10ナノ秒の時間でDC〜200MHｚの帯域の信号を1.42マイクロHzの周波数分解能と0.02度の位相分解能で変調できる。従来のアナログ回路に比べるとＤＤＳの性能は数桁高い。アナログ回路は、0.1〜１Hzの周波数分解能と数度の位相分解能を持ち、変調には数十〜数百マイクロ秒が必要であった。

ＮＭＲ装置の送信部にＤＤＳを利用する上で１つの問題は、周波数変調における位相一貫性の維持であった。図２は位相一貫性の問題点を示し、Ａの如く周波数をF1からF2に変えて再びF1に戻す場合に、ＤＤＳの出力波形はＢの如く周波数の境目で位相連続的に変化する。しかし、ＮＭＲ装置では位相情報が重要なため、Ｃのように位相一貫性を保った波形が必要である。位相一貫性とは、図２のＣとＤとＥを比べると分かり易い。図２のＤとＥは各々F1とF2の周波数を保つ２つの仮想的な出力波形であり、図２のＣは出力周波数がF1の時にはＤの波形に、出力周波数がF2の時にはＥの波形を持つ。

ＮＭＲでは、図２のＣの如く同じ周波数を持つパルスの間で位相一貫性を保つ必要があるが、ＤＤＳの波形はＢのように位相一貫性を保つことができなかった。この問題に対する１つの明快な解決方法が特許文献１に提案された。特許文献１によれば、１つのＤＤＳに複数の位相集積器（Phase Accumulator、以下ＰＡ）を実装し、ＰＡ毎に１つの出力周波数を割り当てるとする。各周波数における位相一貫性は割り当てられたＰＡにより維持される。複数のＰＡの中から出力に使うＰＡを変えることで、ＤＤＳの出力周波数を変える。特許文献１に開示された技術は、ＤＤＳを用いた周波数変調と位相一貫性の維持の両方を満足させることができた。

特許第３８５５２３７号 Stefan Berger、Siegmar Braun、「200 And More ＮＭＲ Experiments: A Practical Course」、Wiley-VCH、2004年「A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis」、Analog Devices、1999年「AD9956データシートRev.A」、Analog Devices、2004年

しかし、特許文献１の技術は、パルス・シーケンスで使える周波数の数が大きく制限される。特許文献１の技術では、ＰＡ毎に出力周波数を割り当てるため、パルス・シーケンスで使える出力周波数はＤＤＳに実装したＰＡの数と一致する。ＮＭＲ研究の進展と共にパルス・シーケンスの数が日々増え続けている現状を考慮すると、仮にＮＭＲ装置を製作する時点では余裕を持った数のＰＡを実装したとしても、ＮＭＲ装置の寿命内にパルス・シーケンスに必要な周波数の数がＰＡの数を越すことは容易に予想できる。更に悪い場合は、ＮＭＲ装置に実装されたＰＡの数がパルス・シーケンスの研究そのものを偏った方向に導くことである。即ち、ＮＭＲ装置で使える周波数の数が少ないがために、周波数変調を用いるパルス・シーケンスの研究がためらわれる恐れさえある。

本発明の目的は上記従来技術の問題点に鑑み、位相一貫性を維持しながら出力できる周波数の数を大幅に増やしたＤＤＳ及びそれを用いたＮＭＲ装置を提供することにある。

本発明は、位相集積部と位相／振幅変換部を有するダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ダイレクト・デジタル・シンセサイザ、以下ＤＤＳ）において、２の乗数の固定位相増分で動作する複数の位相集積器と、周波数設定値の各ビットを制御信号として出力する制御器と、前記制御器の制御信号が１の場合は前記位相集積器の出力を出力し、また前記制御信号が０の場合は０を出力する複数のスイッチと、前記複数のスイッチの出力を加算する加算器を備えたことを特徴とする。

本発明のＤＤＳおよびそれを用いたＮＭＲ装置によれば、位相一貫性を維持しながら出力できる周波数の数を大幅に増やすことができる効果がある。

位相増分を２^ｎに固定したＮ個のＰＡと、各ＰＡの出力を選択的に加算回路に連結するＮ個のスイッチ回路と、周波数設定値の２進ビット表現を利用して前記スイッチ回路の選択を制御する制御回路と、前記複数のスイッチ回路の出力を加算する加算回路を設けることで、位相一貫性を維持しながら出力できる周波数の数を２^Ｎ個に増やした。

図１は本発明のＤＤＳ（ダイレクト・デジタル・シンセサイザ）を用いるＮＭＲ装置の簡単な構成を示すブロック図である。強い静磁場を発生する静磁場発生手段２の中に、高周波の交流磁場を与える高周波交流磁場手段（プローブ）４を収納した筐体３を挿入する。高周波交流磁場手段４は高周波ケーブルにより高周波調整回路５を介し筐体３の端部で外部ケーブルと接続される。

測定の際には、先ず測定試料１を高周波交流磁場手段４の近傍に置く。測定を開始すると、ＮＭＲ装置の全体制御部６からＤＤＳを用いたパルス生成部７にパルス・シーケンスのデータを送る。パルス生成部７が出力したパルス信号は、高周波送信部のフロントエンド８で増幅され、送受切替回路９に入力される。高周波送信部のフロントエンド８は、必要に応じて周波数のアップ／ダウン・コンバージョンも行う機能と、高周波受信部１０に受信用の参照信号を出力する機能をも有する。送受切替回路９は調整回路５を、フロントエンド８と連結するか、或いは高周波受信部１０と連結する機能を持つ。送受切替回路９の連結状態は制御部６が出力する制御信号により制御される。

先ず調整回路５とフロントエンド８が連結され、フロントエンド８が出力したパルス信号が交流磁場手段４により測定試料１に照射される。試料の応答は、交流磁場手段４により検出される。検出された応答信号を高周波受信部１０に送るため、送受切替回路９は調整回路５と高周波受信部１０を連結する。応答信号は高周波受信部１０で受信処理を受け、制御部６でユーザに提供される。

図３は、本発明によるＤＤＳの実施例１を示すブロック図である。ＤＤＳは、上位システムからＮビットの周波数設定値（Frequency Tuning Word）ＦＴＷと、Pビットの位相設定値（Phase Tuning Word）PTWの入力を受ける。ＤＤＳは、また、ディジタル回路が動作するための周期信号となる参照クロック信号（Reference Clock）CLKの入力も上位システムから受ける。

本ＤＤＳの特徴は位相合成ユニット（Phase Synthesis Unit）PSU２０にある。PSU２０は、ＦＴＷのビット数Ｎに対応したＮ個のＰＡ２１−１〜２１−Ｎを有する。２１−１〜２１−Ｎの各ＰＡは、数１に示す固定位相増分値M(1)〜M(N)で動作する。

例えば、２１−２のＰＡ(2)はM(2)＝２の固定位相増分で動作し、その出力p(2)はCLK毎に数２の如く変化する。Ｔは任意のCLK回数である。

一般にCLK回数Ｔにおける２１−ｎのＰＡ(n)の出力p(ｎ，Ｔ)は数３の如くなる。

ここで、Mod(x,a)は、ｘをａで除算した残り値を返す関数である。２１−１のＰＡ(1)〜２１−ＮのＰＡ(N)から出力されたｐ(1)〜ｐ（N）は、スイッチ２３−１のSW(1)〜２３−ＮのSW(N)に入力される。２３−１〜２３−Ｎの各スイッチは、制御器２２が出力する制御信号ｃ（１）〜ｃ（N）により制御される。例えば、スイッチ２３−１の出力は、ｃ（１）信号がHIGH状態ならｐ（１）になり、ｃ（１）信号がLOW状態ならゼロになる。２３−２〜２３−Ｎのスイッチもスイッチ２３−１と同じ動作をする。

制御器２２の出力ｃ（１）〜ｃ（N）はＦＴＷにより以下の如く決まる。先ずＮビットのＦＴＷ入力は、ビット毎に制御器２２の中にあるＮ個のレジスタに保持される。レジスタの値ｂ（1）〜b(N)は０若しくは１の値を持ち、数４の如くＦＴＷを２進数で表現した各桁の値である。

ここで、ｃ（１）〜ｃ（N）はｂ（１）〜ｂ（N）値と一致させればよい。スイッチ２３−１〜２３−Ｎの出力を以下で説明する。例えば、CLK回数Ｔにおけるスイッチ２３−２の出力ps(２，Ｔ)は、２１−２のＰＡ(２)の出力p(２、Ｔ)と制御器２２の出力ｃ（２）により、数５の如く決まる。

数５を一般化すると、２３−ｎのスイッチの出力ｐｓ（ｎ、Ｔ）は数６の如くなる。

加算器２４は、スイッチ２３−１〜２３−Ｎの出力ｐｓ（１、Ｔ）〜ｐｓ（N,T）を加算する。加算器２４の出力ｐｈ（Ｔ）は、数７の如くなる。

ここで、ｂ(n)は０若しくは１の値だけを持つため、数７は数８の如く書き改めることができる。

加算器２４の出力ｐｈがPSU20の出力であり、位相変調用の第２加算器１２でPTWと加算され位相／振幅変換ルックアップテーブル（Phase−Amplitude Conversion Look Up Table）ＰＡ−LUT１３に入力される。第２加算器１２の機能はPSU２０内の加算器２４と統合してもよい。第２加算器１２の出力はＰビットのデータであり、Ｐ≦Ｎである。Ｎビットのｐｈから上位Pビットのみ使われ、下位N−PビットはＰＡ−LUT１３内に実装するデータ量を減らすために切り捨てられる。切り捨て及び対称性などを利用してＰＡ−ＬＵＴ１３に実装するデータ量を減らす技術は非特許文献２に開示されている。ＰＡ-LUT１３は入力値と出力値の対を保持し、第２加算器１２から入力される位相情報に対応するＡビットの振幅データを出力する。Ａビットの振幅データは、ディジタル／アナログ変換器（Digital/Analog Converter）１４で出力信号ＯＵＴに変換され、ＤＤＳ外に出力される。Ｄ／Ａ１４はＤＤＳから削除し、別途のＤ／Ａ素子を使ってもよい。別途のＤ／Ａ素子を使う場合、ＰＡ−ＬＵＴ１３の出力がＤＤＳの出力となる。

図４はＰＡの出力とＤＤＳ出力の関係を説明するディジタル・フェーズ・フィール（Digital Phase Wheel）の概念図であり、Ｎ＝４でＰＡ(2)の例を示す。図４の円周上に配置された１６個の黒い点はＮ＝４のＰＡが出力できる０〜１５の値を表す。ＰＡ(2)の位相増分はM(2)＝２であるため、ＰＡ(2)の出力p(2)はCLK1回毎に２点ずつ進む。

ｐ（２）は1４の次に再び０に戻る。Ｎ＝４のＰＡが出力できる０〜１５の値に対応し、図３のＰＡ−ＬＵＴ１３は０度、22.5度、45度、・・・、337.5度での正弦波振幅を出力する。

図４に示した例でｐ（２）はＣＬＫ1回毎に４５度位相を進めることになり、１周期はＣＬＫ８回となる。ＣＬＫ１回の時間はｄｔ＝１／Ｆ_ＣＬＫであるため、図４に示したＰＡ(2)のディジタル・フェーズ・フィールは１／（８ｄｔ）＝Ｆ_ＣＬＫ／８Hzの周波数を作っていることになる。ＰＡ(2)のビット数を４ビットからＮビットに一般化すると、ＰＡ(2)の出力ｐ（２）の周期は２^Ｎ／Ｍ(2)＝２^Ｎ−１CLKであり、Ｍ（2）＊Ｆ_ＣＬＫ／２^ＮHzの周波数を作っていることになる。

PSU２０の出力phを表す数８をディジタル・フェーズ・フィールで考えると、PSU２０の出力ｐｈはＦＴＷ＊Ｆ^ＣＬＫ／２^Ｎの周波数を作っている。この周波数がＤＤＳの出力信号OUTの周波数Ｆ_ＯＵＴとなる。ここで注意すべきところは、ＦＴＷによりＤＤＳの出力周波数Ｆ_ＯＵＴは変わるが、図３の２１−１〜２１−Ｎで示したＰＡ(1)〜ＰＡ(N)の位相増分M（1）〜M（N）はＦＴＷ値に関係なく固定される点である。ＦＴＷを変えても制御器２２の出力ｃ（１）〜ｃ（N）が変わるだけで、ｐ（１）〜ｐ（N）は変わらない。このため、ＰＡ(1)〜ＰＡ(N)の出力ｐ（１）〜ｐ（N）はＤＤＳが動作する間、常に位相一貫性を保持することができる。

図３の構成を持つ本実施例のＤＤＳは、ＮビットのＦＴＷに対しＮ個のＰＡ２１−１〜２１−Ｎと、1個の制御器２２と、Ｎ個のスイッチ２３−１〜２３−Ｎと、1個の加算器２４を持つ。これにより、ＦＴＷの取り得る全ての値に対応する周波数を、位相一貫性を保持しながら、自由に出力することができる。

ここで、実施例１におけるPSU２０の動作を簡単な例で説明する。ＦＴＷのビット数Ｎ＝３の場合、PSU20は図５の如く３個のＰＡ２１−１〜２１−３を持つ。各ＰＡはＮ＝３ビットの構成により０〜７の数値を表現できる。各ＰＡの位相増分M(1)〜M(3)は、数１により、M(1)＝1、M(2)＝2、M(3)＝4である。ＰＡ(1)〜ＰＡ(3)はCLKにより表１のp(1)〜p(3)を出力する。

p(1)〜p(3)は、ＦＴＷの設定値変化に関係なく、CLK番号の増加と共に0〜7の数値を表１の如く繰り返し出力する。

実施例１の構成で、周波数変調において位相一貫性が保たれることを例で示す。３ビットのＦＴＷ設定値は０〜７の値を持つことができる。ＦＴＷ設定値＝３の場合とＦＴＷ設定値＝５の場合を例として考える。ＦＴＷ設定値＝３は制御器２２で｛０、１、１｝とビット毎に分解される。制御器２２が３つのスイッチ２３−１〜２３−３に出力する制御信号ｃ（１）〜ｃ（３）は各々１、０、０となる。制御信号ｃ（１）＝１とｃ（２）＝１により、スイッチ２３−１と２３−２は各々ｐ（１）とｐ（２）を出力し、スイッチ２３−３は０を出力する。加算器２４は、スイッチ２３−１〜２３−３の出力を加算し、その下３ビット部分を出力する。このため、その出力は数７（あるいは数８）の如くなる。CLK番号のｄは、ＰＡの出力から加算器出力までの固定遅延を表す。表２の加算器出力は、位相増分＝３であり、ＦＴＷの設定値と一致する。

次に、ＦＴＷ設定値＝５の場合を考えると、制御器２２が出力する制御信号ｃ（１）〜ｃ（３）は各々１、０、１となる。スイッチ２３−１と２３−３がｐ（１）とｐ（３）を出力し、スイッチ２３−２は０を出力する。加算器出力は位相増分＝５であり、やはりＦＴＷ設定値と一致する。

最後に、周波数変調の例として、ＦＴＷ設定値＝３から始まり、CLK＝４でＦＴＷ設定値＝５になり、またCLK＝８でＦＴＷ設定値＝３に戻る場合を考える。

表４から、加算器出力の位相増分が変化するＦＴＷ設定値と一致していることが分かる。ＦＴＷ設定値が切り替わるCLK３と４の間とCLK７と８の間では遷移状態として異なる位相増分を持つが、CLK周期が一般的に数十ナノ秒以下であるため、実用上問題ない。位相一貫性が保持されていることは、表４の加算器出力を表２および表３の加算器出力と比較することで明らかである。表４の加算器出力は、ＦＴＷ設定値＝３の間には表２の加算器出力と一致し、ＦＴＷ設定値＝５の期間では表３の加算器出力と一致している。

以上、単純な例を持って、本発明の実施例１におけるPSU２０の動作を説明した。実際に使われるＦＴＷのビット長Ｎは８以上であるが、その場合でも同じ動作により周波数変調時の位相一貫性を保持できる。

図６は、本発明の第２の実施例を示すブロック図である。図６の実施例２では、周波数設定値（Frequency Tuning Word）ＦＴＷをパルス・シーケンスの照射中に変わらない定常周波数設定値（Static Frequency Tuning Word）SＦＴＷと、パルス・シーケンス照射中に変わる動的周波数設定値(Dynamic Frequency Tuning Word)DＦＴＷに分離する。

ＤＤＳの出力できる周波数範囲は数８から０Hz〜Ｆ_ＣＬＫ／２Hzである。現代のＤＤＳで使われるＦ_ＣＬＫは数百MHz〜数GHｚに達するため、ＤＤＳの出力範囲は百MHzのオーダーになる。しかし、ＮＭＲのパルス・シーケンスで用いられる周波数の範囲は数MHz以内の場合が多い。この点を考慮すると、ＮＭＲ実験の自由度を制限することなくパルス・シーケンスで設定する必要のある周波数範囲をＤＤＳが出力できる周波数範囲より小さくことができる。図６の実施例はこの点を反映して、ＤＤＳの全周波数設定ビットＮを設定するSＦＴＷと、パルス・シーケンスの中で設定する必要のあるLビットを設定するDＦＴＷを分離した。

SＦＴＷはパルス・シーケンスの照射を開始する前に１回設定され、パルス・シーケンスの照射を開始した後はDＦＴＷのみを設定する。SＦＴＷは固定周波数を出力するＰＡ(0)２５を設定し、ＰＡ(0)２５の出力p(0)は常にSＦＴＷの位相増分を持つ。一方、ＬビットのDＦＴＷは実施例１のＦＴＷと同様に制御器２２によりc(1)〜c(L)の制御信号に変換され、２３−１〜２３−Ｌのスイッチを制御する。

図６の構成を持つ実施例２のＤＤＳは、実施例１のＤＤＳに比べ位相一貫性を保持しながら出力できる周波数の数が少ないが、DＦＴＷのビット数が少ないため周波数変調にかかる時間が短くなる利点がある。また、ＰＡとスイッチの数が実施例１より少なくなるため、ＤＤＳ全体の回路規模が小さくなり、実装面積と消費電力が低減される利点もある。

図７は本発明の第３の実施例を示すブロック図である。図７の実施例では、本発明のPSU２０の出力ph_iniをもう一つのＰＡ26の初期位相として用いる。ＦＴＷはＰＡU２０とＰＡ２６の両方に設定される。PH_CNTRLはＦＴＷが変わった時のＰＡ２６の初期位相としてＰＡU２０の出力ph_iniを使うか、或はＦＴＷが変わる直前CLKでＰＡ２６が持っていた位相を使うかを設定する制御信号である。

図７の構成を持つ本実施例のＤＤＳは、ＰＡが１つ増えるためＤＤＳの回路規模が大きくなるが、PH_CNTRLの設定により、ＦＴＷを切替えた時の出力波形を図２のBとCの波形のどちらにもできる利点を持つ。なお、図７では、実施例１の構成を利用しＦＴＷとＰＡU２０を用いたが、実施例２のSＦＴＷとDＦＴＷとＰＡU20'とＰＡ(0)２５を用いる構成にも適用できる。

本発明の装置は、核磁気共鳴装置の他にも、磁気共鳴映像装置（MRI）およびその他の位相一貫性を保持しながら高速で周波数を切り替えて信号を出力する用途に適用できる。

ＮＭＲ装置とダイレクト・ディジタル・シンセサイザの概略の構成を示すブロック図。周波数切り替えにおける波形の位相一貫性を説明する概念図。本発明の実施例１によるダイレクト・デジタル・シンセサイザの構成を示すブロック図。位相集積器の出力とダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力との関係を示す概念図。実施例１の位相集積ユニットの動作の１例を説明するためのブロック図。実施例２によるダイレクト・デジタル・シンセサイザの構成を示すブロック図。実施例３によるダイレクト・デジタル・シンセサイザの構成を示すブロック図。

符号の説明

１…測定試料、２…静磁場手段（磁石）、３…交流磁場手段を収めた筐体（プローブ）、４…交流磁場手段（プローブコイル）、５…交流磁場手段の高周波調整回路、６…ＮＭＲ装置の全体制御部、７…ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）、８…高周波送信部のフロントエンド、９…送受信切替回路、１０…高周波受信部、１２…第２位相加算器、１３…位相／振幅変換ルックアップテーブル、１４…ディジタル／アナログ変換器、２０，２０’…位相集積ユニット、２１−１〜２１−Ｎ…位相集積器、２２…制御器、２３−１〜２３−Ｎ…スイッチ、２４…位相加算器、２５…位相集積器、２６…位相集積器。

Claims

位相集積部と位相／振幅変換部を有するダイレクト・デジタル・シンセサイザにおいて、
２の乗数の固定位相増分で動作する複数の位相集積器と、
周波数設定値の各ビットを制御信号として出力する制御器と、
前記制御器の制御信号が１の場合は前記位相集積器の出力を出力し、また前記制御信号が０の場合は０を出力する複数のスイッチと、
前記複数のスイッチの出力を加算する加算器と、
を備えることを特徴とするダイレクト・デジタル・シンセサイザ。
前記周波数設定値とは別に前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの全周波数設定値のビット長と等しいビット長の周波数設定値の第２入力を設定する手段と、
前記複数の位相集積器とは別途に設けられ前記第２入力の周波数設定値により制御される第２位相集積器を有し、
前記第２位相集積器の出力と、前記複数のスイッチの出力とを加算する加算器を有することを特徴とする請求項１記載のダイレクト・デジタル・シンセサイザ。
前記加算器の後段に、
該加算器の出力と、前記周波数設定値と、位相制御信号を入力として受ける第３位相集積器を有し、
前記第３位相集積器の出力周波数は前記周波数設定値により制御され、また第３位相集積器の周波数切替時の初期位相は前記位相制御信号により前記加算器の出力と周波数が変わる直前に第３位相集積器が持っていた位相との間で選択されることを特徴とする請求項１記載のダイレクト・デジタル・シンセサイザ。
前記加算器の後段に、
該加算器の出力と、前記周波数設定値と、位相制御信号を入力として受ける第３位相集積器を有し、
前記第３位相集積器の出力周波数は前記周波数設定値により制御され、また第３位相集積器の周波数切替時の初期位相は前記位相制御信号により前記加算器の出力と周波数が変わる直前に第３位相集積器が持っていた位相との間で選択されることを特徴とする請求項２記載のダイレクト・デジタル・シンセサイザ。
測定試料に静磁場を与える手段と、測定試料に交流磁場を与える手段を備えた核磁気共鳴装置において、
前記交流磁場を生成するために請求項１記載のダイレクト・デジタル・シンセサイザを用いることを特徴とする核磁気共鳴装置。
測定試料に静磁場を与える手段と、測定試料に交流磁場を与える手段を備えた核磁気共鳴装置において、
前記交流磁場を生成するために請求項２記載のダイレクト・デジタル・シンセサイザを用いることを特徴とする核磁気共鳴装置。
測定試料に静磁場を与える手段と、測定試料に交流磁場を与える手段を備えた核磁気共鳴装置において、
前記交流磁場を生成するために請求項３記載のダイレクト・デジタル・シンセサイザを用いることを特徴とする核磁気共鳴装置。
測定試料に静磁場を与える手段と、測定試料に交流磁場を与える手段を備えた核磁気共鳴装置において、
前記交流磁場を生成するために請求項４記載のダイレクト・デジタル・シンセサイザを用いることを特徴とする核磁気共鳴装置。