JP4342754B2 - Pll回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、電圧制御発振器(VCO)のゲインを低くしたPLL(フェーズ・ロックド・ループ)PLL回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、通信機やマイクロプロセッサのクロック回路にPLL回路が多く用いられており、PLL回路に対しての動作周波数範囲の要求が広くなってきている。図1に従来のPLL回路を示す。
【0003】
図1のPLL回路は、位相比較器30、ローパスフィルタ31、電圧制御発振器(VCO)32及び分周回路33を備えている。位相比較器30は、外部から入力された基準信号Frと分周回路33からの内部信号との位相を比較し、その位相差に応じたアナログ位相差信号を出力する。ローパスフィルタ31は、アナログ位相差信号を積分することにより位相制御信号VCOINを生成する。
【0004】
VCO32は、位相制御信号VCOINに従って基本クロックFoを生成する。この際、位相制御信号VCOINの電圧(制御電圧)に従ってVCO32の発振周波数が制御される結果、基本クロックF0の周波数が変更される。分周回路33は、遍倍数Nを指定する信号CONにより分周率が変更され、基本クロックF0を所定の遍倍数Nにより分周する。この分周された内部信号は、位相比較器30に一方の入力として帰還される。
【0005】
図1に示すPLL回路においては、分周回路33の遍倍数のN値を換えることによって、出力周波数を切り替えることができ、Fo=N×Frの式で表すことができる。
【0006】
図2は、図1における電圧制御発振回路(VCO)32の電圧−周波数特性を示している。
【0007】
目標周波数を達成するためには、VCO回路32の特性が重要になる。近年では、広帯域周波数が出力可能なPLL回路が要求される傾向にあり、その仕様を満足するためには、図2に示すようなVCO回路32の特性が必要となる。
【0008】
ところで、VCO回路32の特性は、電源電圧、温度、プロセスのばらつきで変動するのでその分を考慮した設計となり、VCOゲイン(電圧−周波数特性)が高くなってしまう。しかし、VCOゲインが高くなると、外来ノイズによってVCOIN電位が変化した時に周波数の変動量が大きくなり、ジッタ増大の原因となる。
【0009】
ジッタを低減するべくVCOゲインを低くしたPLL回路が色々と提案されている(例えば、特開2000−299636号公報参照)。図3は、VCOゲインを低くしたPLL回路の一例を示す回路図である。
【0010】
従来のVCOゲインを低減したPLL回路は、図3に示すように、位相比較器30、チャージポンプ34、ローパスフィルタ31、電圧制御発振器(VCO)32、分周回路33、カウンタ35及びデコーダ36で構成されている。電圧制御発振器(VCO)32は、周波数範囲が切り替え可能であり、電圧制御発振器(VCO)32のインバータの段数を切り替えることにより周波数範囲が可変であり、1つの周波数範囲ではカバーすることができない広範囲の周波数帯での動作を可能にしている。なお、インバータはループ状に直列に接続され、リングオシレータを構成している。また、信号CONは、分周回路33の逓倍数を指定する信号である。
【0011】
そして、位相比較器30が出力するUP信号(アップ信号)、DN信号(ダウン信号)をカウンタ35がアップダウンカウントし、カウンタ35の出力値をデコーダ36でデコードし、そのデコードに応じて切り替え制御信号により、電圧制御発振器32の段数が選択される。
【0012】
図3に示す回路構成よれば、位相比較器30からのUP信号またはDN信号が連続して続いた場合にカウンタ35が動作し、電圧制御発振器(VCO)32におけるリングオシレータの段数を切り替える。よって、目標周波数に従って最適な段数を選択することができ、電圧制御発振器(VCO)のゲインを低くすることが可能となる。
【0013】
図4にリングオシレータの段数を切り替え周波数範囲が切り替え可能な電圧制御発振器(VCO)を示す。図4に示すように、VCO32は、例えば、8個のインバータをチェーン状に連結して構成されたものである。各インバータの出力は、マルチプレクサ32cを介して選択的にインバータ32dを介して1段目のインバータに帰還される。つまり、リングオシレータを構成するインバータチェーンの段数が、マルチプレクサ21により複数段階に切り替えられる。一段目のインバータが選択された場合の発振周波数が最も高く、最終段のインバータが選択された場合の発振周波数が最も低い。しかも、各インバータは、各々非反転入力端子及び反転出力端子に加えて遅延制御入力端子を備えており、全てのインバータの遅延制御入力端子にローパスフィルタ31からの位相制御信号VCOINをバイアス回路32aで所定の電位にした電位が共通に印加される。これにより、位相制御信号VCOINの電圧値変化に応じて各インバータの遅延時間が変化する結果、VCO32の発振周波数が変更可能となっている。
【0014】
マルチプレクサ32cの切り替えは、デコーダ36からの切り替え制御信号により制御される。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、VCOのゲインを低くする方法として、図3に示す構成ものがある。それによれば、位相比較器30からのUPまたはDN信号が連続して続いた場合にカウンタ35が動作し、その信号によってデコーダ36の出力が変わり、図4に示すVCO32におけるリングオシレータの段数を切り替える。よって、大きな位相誤差が検出された場合、VCOの出力が目標周波数に達するようリングオシレータの段数を最適化することができ、VCOのゲインを低くすることが可能となる。
【0016】
しかしながら、通常ではPLLの応答性は遅く、位相比較器30の信号はUP信号またはDN信号を連続して出力しながら、所望の周波数にロックしていく。従って、ロック前に不必要なタイミングでリングオシレータの段数が何回も切り替わり、ロックアップタイムが遅れるという懸念事項がある。さらに、ロックした後でも位相比較器30の出力はUP信号またはDN信号を連続して出力することもあるので、その時に段数が切り替われば、大きなジッタが発生する。
【0017】
この発明はそのような構成を解消するためのものであり、要求される周波数レンジが広い場合でも、VCOゲインを低くすることを可能とし、また安定した動作を実現するものである。
【0018】
【課題を解決するための手段】
この発明は、選択信号に応じてリングオシレータの段数を切り替えることにより、発振周波数範囲が切り替わる電圧制御発振回路を備えるPLL回路において、前記電圧制御発振回路の制御電位が定められた上限電位になったこと検知する第1の検知手段と、前記電圧制御発振回路の制御電位が定められた下限電位になったこと検知する第2の検知手段と、出力周波数をゼロにする際にカウンタ値が最大値且つリングオシレータの段数と同じ値に設定され、前記第1又は第2の検知手段の出力により動作するカウンタと、その出力値をデコードし、前記電圧制御発振回路の段数切り替え信号を生成するデコーダと、前記第1の検知手段の出力がゲートに与えられ且つソース電位が前記下限電位に接続されるとともにドレインが電圧制御発振回路の制御電位と接続されるプルダウントランジスタと、前記第2の検知手段の出力がゲートに与えられ且つソース電位が前記上限電位に接続されるとともにドレインが電圧制御発振回路の制御電位と接続されるプルアップトランジスタと、PLL回路のリファレンスクロックをカウントするタイマ回路と、を備え、前記第1又は第2の検知手段の出力信号によって、前記電圧制御発振回路の段数を切り替えるための選択信号を生成するとともに、前記第1の検知手段の出力信号によって前記プルダウントランジスタにより前記電圧制御発振回路の制御電位をプルダウンし、前記第2の検知手段の出力信号によって前記プルアップトランジスタにより前記電圧制御発振回路の制御電位をプルアップし、前記タイマ回路の出力に基づき前記第1又は第2の検知手段の出力信号を出力後一定時間経過したことが判別された後に前記カウンタ動作を停止することを特徴とする。
【0019】
この発明は、さらに異なる段数の遅延素子における電圧制御発振回路の周波数可変範囲は前記所定の上限電位または下限電位で決定し、それらは互いに重なり合うことを特徴とする。
【0022】
上記した構成によれば、電圧制御発振回路(VCO)の制御電位が所定の上限電位、下限電位に達した時に、リングオシレータの段数を切り替え、VCO出力が所望の周波数になるための最適な段数に自動調整するので、可変周波数が広い場合でもVCOのゲインを低くすることが可能となる。この結果、外来ノイズに対し強いPLL回路を提供することができる。また動作点は所定の下限から上限電位の間にくるので安定した動作を実現することができる。
【0025】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態につき図面に従い説明する。図5はこの発明の実施形態の構成をブロック図で示したもの、図6は、この発明の電圧制御発振器(VCO)における特性を示したものである。
【0026】
図5に示すように、この発明のPLL回路は、図1に示すPLL回路の基本構成に加え、位相制御制御電位(VCOIN)をあらかじめ設定された上限(VREF2)あるいは下限(VREF1)電位と比較する2つのコンパレータ9、10と、その結果を受け動作するカウンタ7とデコーダ8、リファレンスクロック(Fr)をトリガとして一定時間を検出するタイマ回路6から構成される。すなわち、図1及び位相比較器1、チャージポンプ回路2、ローパスフィルタ3、電圧制御発振器(VCO)4及び分周回路5を備えている。この基本構成のPLL回路に、2つのコンパレータ9、10と、カウンタ7とデコーダ8及びタイマ回路6とを備えている。
【0027】
位相比較器1は、外部から入力された基準信号Frと分周回路33からの内部信号との位相を比較し、その位相差に応じたアナログ位相差信号を出力する。その出力をチャージポンプ回路2を介してローパスフィルタ3に与える。ローパスフィルタ3は、アナログ位相差信号を積分することにより位相制御信号(VCOIN)を生成する。この位相制御信号(VCOIN)は、電圧制御発振器(VCO)4とコンパレータ9,10にそれぞれ与えられる。2つのコンパレータ9、10は、あらかじめ設定された上限(VREF2)あるいは下限(VREF1)電位と比較する。コンパレータ9には下限(VREF1)電位が与えられ、その出力はカウンタ7へのUP信号として与えられるとともに、トランジスタ11のゲートに与えられる。このトランジスタ11のソースには上限(VREF2)電位が与えられている。また、コンパレータ10には上限(VREF2)電位が与えられ、その出力はカウンタ7へのDN信号として与えられるとともに、トランジスタ12のゲートに与えられる。このトランジスタ11のソースには下限(VREF1)電位が与えられている。
【0028】
電圧制御発振器(VCO)4は、図4に示す構成と同じ構成のもであり、デコーダ8の値を受けて、リングオシレータの段数を変更することを可能としている。電圧制御発振器(VCO)4は、位相制御信号(VCOIN)に従って基本クロックFoを生成する。この際、位相制御信号VCOINの電圧(制御電圧)に従ってVCO4の発振周波数が制御される結果、基本クロックFoの周波数が変更される。分周回路5は、遍倍数Nを指定する信号CONにより分周率が変更され、基本クロックFoを所定の遍倍数Nにより分周する。この分周された内部信号は、位相比較器1に一方の入力として帰還される。
【0029】
次に、この発明のPLL回路の詳細な動作について図5及び図6を参照してさらに説明する。
【0030】
位相比較器(PD)1は、外部からのリファレンスクロック(Fr)と、電圧制御発振器(VCO)4の出力を分周した信号(Fv)を入力し、周波数と位相を比較し、その差に応じてUP信号またはDN信号を出力する。位相比較器1からの信号は、チャージポンプ(CP)回路2に供給され、UP/DN信号の幅に応じて、チャージポンプの出力に接続されたローパスフィルタ(LPF)3を充電あるいは放電する。ローパスフィルタ(LPF)の出力電位は電圧制御発器(VCO)4の制御電位(VCOIN)となり、その電位によって周波数が変動する。
【0031】
PLL回路のスリープ時、VCOIN電位をGNDにショートさせ、電圧制御発振器(VCO)4の出力周波数は0にする。その時、カウンタ7のカウンタ値は設定可能な最大値になるようにしておく。カウンタ7の値とリングオシレータの段数は同じになるよう図4に示すマルチプレクサ32cが動作する。
【0032】
スリープが解除されると、PLL回路は電圧制御発振器(VCO)4の出力が所望の周波数になるように調整する。図6のように、VCOIN電位が上昇し、前記上限電位(VREF2)に達した時(図6の▲1▼参照)、コンパレータ10が動作し、カウンタ7のカウンタ値を1つ下げる。カウンタ7の値をデコーダ8が受け、選択信号を切り替えることによって、リングオシレータの段数が1ヶ減少する。さらに、コンパレータ10が動作した時、プルダウントランジスタ12が動作し、VCOIN電位を下げる(図6の▲1▼から▲2▼)。その時、プルダウントランジスタ12のソース電位は下限電位(VREF1)に接続しているので、VCOIN電位がVREF1以下にはならず、コンパレータ9が動作することはない。
【0033】
さらに、所望の周波数になるよう調整していくが、VCOIN電位がVREF2まで上昇し(図6の▲2▼から▲3▼)、再びコンパレータ10が動作し、特性が▲3▼から▲4▼に移る。その後、VCOIN電位を調整(図6の▲4▼から▲5▼)し、所望の周波数に達する。ロックよって、リングオシレータの段数によって、動作周波数の範囲を切り替えることができるので、VCOゲイン低くすることができ、外来ノイズに強いPLL回路を提供することができる。
【0034】
この時、リングオシレータの各段数における周波数可変範囲は互いに重なり合うものでなければならない。図7にその様子を示す。重なる部分がなければ、段数が変更された時に出力できない周波数範囲が存在することになる。図8に上記したこの実施形態の動作を横軸を時間軸にとって示す。
【0035】
さらに、リファレンスクロックをカウントするタイマ回路6が、コンパレータ9(または10)が動作してからの一定時間を検出した時、ロックしたと判断して、カウンタ7の動作を停止する。
【0036】
上記のように、VCOIN電位が下限電位(VREF1)または 上限電位(VREF2)付近の電圧でロックした後に、温度や電圧の変動で動作点が変化した時でも、リングオシレータの段数の切り替えは起こらず安定した動作を実現することができる。
【0037】
なお、分周回路5の値が変わった時は、必ずタイマ回路6を初期化して、カウンタ7のホールド信号を解除し、上記に示したロックまでの動作を実現する。
【0038】
周波数が前条件よりも低くなる時もあるが、VCO制御電位(VCOIN)が設定下限電位(VREF1)より下がった時には、コンパレータ9が動作し、カウンタ7の値がUPしてリングオシレータの段数を増やすことで対応する。
【0039】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、ロック前に、電圧制御発振回路(VCO)の制御電位が所定の上限電位、下限電位に達した時に、リングオシレータの段数を切り替え、VCO出力が所望の周波数になるための最適な段数に自動調整するので、可変周波数が広い場合でもVCOのゲインを低くすることが可能となり、外来ノイズに対し強いPLLを提供することができる。また動作点は所定の下限から上限電位の間にくるので安定した動作を実現することができる。
【0040】
また、タイマ回路を設けることにより、ロック検出信号を出力し、それによってリングオシレータの段数の切り替えを停止するので、ロック後のPLL回路の安定した動作を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来のPLL回路を示すブロック図である。
【図2】図1における電圧制御発振回路(VCO)の電圧−周波数特性図である。
【図3】VCOゲインを低くしたPLL回路の一例を示す回路図である。
【図4】リングオシレータの段数を切り替え周波数範囲が切り替え可能な電圧制御発振器(VCO)を示すブロック図である。
【図5】この発明の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図6】この発明の電圧制御発振器(VCO)における特性を示す図である。
【図7】この発明の動作を説明するための電圧−周波数特性図である。
【図8】この発明の動作を説明するための図である。
【符号の説明】
1 位相比較器
2 チャージポンプ回路
3 ローパスフィルタ
4 電圧制御発振器(VCO)
5 分周回路
6 タイマー
7 カウンタ
8 デコーダ
9,10 コンパレータ
Claims (2)
- 選択信号に応じてリングオシレータの段数を切り替えることにより、発振周波数範囲が切り替わる電圧制御発振回路を備えるPLL回路において、前記電圧制御発振回路の制御電位が定められた上限電位になったこと検知する第1の検知手段と、前記電圧制御発振回路の制御電位が定められた下限電位になったこと検知する第2の検知手段と、出力周波数をゼロにする際にカウンタ値が最大値且つリングオシレータの段数と同じ値に設定され、前記第1又は第2の検知手段の出力により動作するカウンタと、その出力値をデコードし、前記電圧制御発振回路の段数切り替え信号を生成するデコーダと、前記第1の検知手段の出力がゲートに与えられ且つソース電位が前記下限電位に接続されるとともにドレインが電圧制御発振回路の制御電位と接続されるプルダウントランジスタと、前記第2の検知手段の出力がゲートに与えられ且つソース電位が前記上限電位に接続されるとともにドレインが電圧制御発振回路の制御電位と接続されるプルアップトランジスタと、PLL回路のリファレンスクロックをカウントするタイマ回路と、を備え、前記第1又は第2の検知手段の出力信号によって、前記電圧制御発振回路の段数を切り替えるための選択信号を生成するとともに、前記第1の検知手段の出力信号によって前記プルダウントランジスタにより前記電圧制御発振回路の制御電位をプルダウンし、前記第2の検知手段の出力信号によって前記プルアップトランジスタにより前記電圧制御発振回路の制御電位をプルアップし、前記タイマ回路の出力に基づき前記第1又は第2の検知手段の出力信号を出力後一定時間経過したことが判別された後に前記カウンタ動作を停止することを特徴とするPLL回路。
- 異なる段数の遅延素子における電圧制御発振回路の周波数可変範囲は前記所定の上限電位または下限電位で決定し、それらは互いに重なり合うことを特徴とする請求項1に記載のPLL回路。
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