JP4330583B2 - 空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、空調負荷に応じて冷凍サイクルを形成する圧縮機を可変速駆動する空気調和機に関する。

この種の空気調和機として、３相交流電源電圧を全波整流回路で整流し、得られた直流を平滑コンデンサで平滑してインバータに加え、空調負荷に応じてこのインバータの出力周波数を変えることによって可変電圧可変周波数の交流を圧縮機駆動電動機に供給するものがある。この場合、３相全波整流器では、６０度ごとに通電する整流素子が順次切り換わって直流電圧が出力されるが、この方法で整流される直流電圧には電源周波数の６倍の周波数を持つ振幅の大きな電圧リップルが含まれ、これが高調波となって様々な障害を引き起こしている。

この対策として、３相交流を直流に変換する主３相全波整流器と、３相交流の相電圧を正三角形のベクトル図で表し、各頂点を中心として残りの２つの頂点を結んで描いた円弧を３等分して得られた２点を通る直線と、正三角形の各頂点を通り、これらの頂点と対向する一辺に平行な直線とで形成される六角形で表された変圧器ベクトル図を満たす変圧器と、この変圧器から出力される２種類の３相交流をそれぞれ直流に変換すると共に、直流出力ラインが主３相全波整流器と並列接続された２個の補助３相全波整流器とを備えた、１８パルス方式の整流器が提案されている（例えば、特開２００２−１０６４６号公報（第６頁、第８図）参照。）。

しかしながら、上記１８パルス方式の整流器を、空調負荷に応じて圧縮機を可変速駆動する空気調和機に適用した場合、高調波の低減効果が低下する。すなわち、インバータの出力周波数は約１５［ｒｐｓ］から９５［ｒｐｓ］の可変速範囲を有している。このため、１８パルス方式の整流器において理論上の変圧器巻線では、インバータ出力が低く、負荷が軽い状態においては、高調波の低減効果は大きい。これに対して、高回転数の負荷条件においては、変圧器の巻線に流れる電流が増加し、巻線のインピーダンスによって出力電圧が降下するため、インバータの出力が大きくなればなるほど高調波の低減効果が低下するのが実情であった。

本発明は上記の事情を考慮してなされたもので、その目的は、高調波を効果的に低減することのできる空気調和機を提供することにある。

上記目的達成のため、本発明は、３相交流電源から受電した３相交流電圧を全波整流する主整流回路と、主整流回路の出力を可変周波数の交流に変換し、冷凍サイクルを形成する圧縮機を可変速駆動するインバータと、３相交流電源の３相交流電圧を入力し、この３相交流電圧に対して所定の角度だけ位相が進んだ第１の３相交流電圧及び所定の角度だけ位相が遅れた第２の３相交流電圧をそれぞれ出力する変圧器と、変圧器から出力される第１及び第２の３相交流電圧をそれぞれ全波整流して主整流回路の出力側に供給する第１及び第２の補助整流回路とを備えた空気調和機であって、
変圧器は、３相交流電圧を正三角形のベクトル図で表し、正三角形の各頂点を中心として残りの２つの頂点を結んで描いた円弧を３等分して得られる２点を通るように引いた直線の外側に、それぞれ該直線に対して所定の距離だけ外側に隔てて平行に引いた外側直線と、正三角形の各頂点を通る直線とで六角形の変圧器ベクトル図を形成し、この変圧器ベクトル図を満たすように六角形の各辺のうち、正三角形の各頂点を通る３辺を１次巻線に対応させ、これらの３辺に対向する３辺を２次巻線に対応させて各巻線端を変圧器ベクトル図に従って順次接続し、正三角形の頂点に対応する１次巻線の中間タップに３相交流電源を接続し、正三角形の各頂点から円弧を略３等分した点を通るように引いた直線と外側直線との交点に対応する一方の中間タップを第１の３相交流電圧の出力端とし、他方の中間タップを第２の３相交流電圧の出力端としたものを用いる。

［図１］は、本発明に係る空気調和機の一実施形態の構成を、部分的にブロックで示した回路図。
［図２］は、本発明を適用する空気調和機の空調負荷とインバータ出力周波数との関係を示す線図。
［図３］は、本発明を適用する空気調和機のインバータ出力周波数と消費電力との関係を示す線図。
［図４］は、本発明の一実施形態における１８パルス方式の整流器を構成する変圧器ベクトル図。
［図５］は、図４に示す変圧器ベクトル図を満たす変圧器の巻線構造図。
［図６］は、本実施形態における電圧リップル波形を、構成の異なる他の装置の電圧リップル波形と併せて示した波形図。
［図７］は、本発明の一実施形態における整流器の電流波形を、従来の整流器を用いた電流波形とをそれぞれシミュレーションした１サイクル分の電流波形図。
［図８］は、図７のシミュレーションによる高調波成分の分布図。
［図９］は、本発明の一実施形態における電源電圧及び変圧器出力電圧を、従来の整流器を用いた場合の電源電圧及び変圧器出力電圧と比較して示した波形図。
［図１０］は、本発明の一実施形態が最小周波数運転時にも効果があることを示す高調波成分の分布図。

以下、本発明を図面に示す好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明に係る空気調和機の一実施形態の構成を、部分的にブロックで示した回路図である。同図において、３相交流電源２１の電源ラインＲ１，Ｓ１，Ｔ１に主整流回路２２が接続されている。この主整流回路２２は６つの整流素子が３相ブリッジ接続されて全波整流回路を構成している。この主整流回路２２の直流出力端子Ｐ，Ｎ間に平滑コンデンサ２３とインバータ２４とが接続されている。インバータ２４の出力側には、冷凍サイクルを構成する圧縮機を駆動する電動機２５が接続される。また、２００Ｖの３相交流電源２１の電源ラインＲ１，Ｓ１，Ｔ１には変圧器１０の１次側が接続され、この変圧器１０の２次側の一方の３相出力ラインＲ２，Ｓ２，Ｔ２に全波整流回路でなる補助整流回路１１の入力端が接続され、他方の３相出力ラインＲ３，Ｓ３，Ｔ３（なお、以下の説明ではＲ１〜Ｒ３，Ｓ１〜Ｓ３，Ｔ１〜Ｔ３を端子又は電圧の意味でも用いる）に全波整流回路でなる補助整流回路１２の入力端が接続されており、これらの補助整流回路の各出力端が主整流回路２２の出力端に並列接続されている。

この場合、変圧器１０の一方の３相出力端子Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２からは、３相交流電源１に対して大きさが等しく、位相が４０度進んだ３相交流電圧が出力され、他方の３相出力端子Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３からは、３相交流電源１に対して大きさが等しく、位相が４０度遅れた３相交流電圧が出力される。これによって、主整流回路２を通して出力される直流の電流リップルの谷間を埋めるように補助整流回路１１及び補助整流回路１２が導通するため、電圧リップルは小さくなり、３相交流電源１側に発生する高調波も低減される。

図２は、空調負荷とインバータ出力周波数との関係を示す線図であり、図３はインバータ出力周波数と消費電力との関係を示す線図である。これらの図から明らかなように、空調負荷が最小のＬ１から最大のＬ２の範囲で変化するとき、インバータ出力周波数は１５［ｒｐｓ］から９５［ｒｐｓ］の間で変化する。また、これらの変化に応じて消費電流は１５［Ａ］から４４［Ａ］の範囲で変化する。高調波の大きさ（絶対値）は、基本波の大きさ（電源からの電流値）に比例して大きくなるため、最大消費電流となるインバータの最大回転数近傍で最大となり最も問題になる。

本実施形態は、大電流時の高調波を効果的に低減するために、変圧器１０の巻線構造を変更したもので、以下に、そのベクトル図と合わせて詳細に説明する。

図４は、１８パルス式の整流器を構成する変圧器の巻線構造を表す変圧器ベクトル図である。図中、電源の３相交流電圧が正三角形Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１で表される。この正三角形の頂点Ｒ１を中心として残りの２つの頂点Ｓ１，Ｔ１を結んで描いた円弧を３等分して得られた２点をそれぞれＳ３，Ｔ２とする。また、正三角形の頂点Ｓ１を中心にして残りの２つの頂点Ｔ１，Ｒ１を結んで描いた円弧を３等分して得られた２点をそれぞれＴ３，Ｒ２とする。さらに、正三角形の頂点Ｔ１を中心にして残りの２つの頂点Ｒ１，Ｓ１を結んで描いた円弧を３等分して得られた２点をそれぞれＲ３，Ｓ２とする。

次に、正三角形の頂点Ｒ１を通り、対向する一辺に平行な直線と、円弧上の２点Ｔ３，Ｒ２を通る直線及び円弧上の２点Ｒ３，Ｓ２を通る直線との交点をそれぞれＲ４，Ｒ５とする。また、正三角形の頂点Ｓ１を通り、対向する一辺に平行な直線と、円弧上の２点Ｒ３，Ｓ２を通る直線及び円弧上の２点Ｓ３，Ｔ２を通る直線との交点をそれぞれＳ４，Ｓ５とする。さらに、正三角形の頂点Ｔ１を通り、対向する一辺に平行な直線と、円弧上の２点Ｓ３，Ｔ２を通る直線及び円弧上の２点Ｔ３，Ｒ２を通る直線との交点をそれぞれＴ４，Ｔ５とする。

これによって、点Ｒ４−Ｒ５−Ｓ４−Ｓ５−Ｔ４−Ｔ５−Ｒ４を連ねてなる六角形の変圧器ベクトル図が形成される。このうち、線分Ｒ４−Ｒ５がＲ相第１コイル２に、線分Ｓ５−Ｔ４がＲ相第２コイル３にそれぞれ対応し、線分Ｓ４−Ｓ５がＳ相第１コイル５に、線分Ｔ５−Ｒ４がＳ相第２コイル６にそれぞれ対応し、線分Ｔ４−Ｔ５がＴ相第１コイル８に、線分Ｒ５−Ｓ４がＴ相第２コイル９にそれぞれ対応している。そして、線分の長さがＲ，Ｓ，Ｔ各相の鉄心に対するコイルの巻数に相当している。

ところで、図４に示した六角形の変圧器ベクトルＲ４→Ｒ５→Ｓ４→Ｓ５→Ｔ４→Ｔ５→Ｒ４に従ってコイル巻線を決定すると、無負荷時においては３相交流電圧Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１に対して絶対値の等しい３相交流電圧Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２、Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３が出力される。

しかし、インバータ出力周波数の増大に応じて巻線電流が増加すると巻線抵抗等のインピーダンスによって電圧が降下し、３相交流電圧Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２、Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３が変圧器ベクトルＲ４→Ｒ５→Ｓ４→Ｓ５→Ｔ４→Ｔ５→Ｒ４の内側に２点鎖線Ｘで示した値に降下する。

この電圧降下分を補償するために、本実施形態ではＲ相第１コイル２、Ｓ相第１コイル５及びＴ相第１コイル８の巻数を、図中にＡで示したように約５０％巻き足して変圧器ベクトルＲ４′→Ｒ５′→Ｓ４′→Ｓ５′→Ｔ４′→Ｔ５′→Ｒ４′を形成する。コイルの巻き足し数Ａは圧縮機の最大回転数近傍、たとえば、最大消費電流（負荷電流）４４［Ａ］に対応させたものである。

これによって、低負荷時における３相交流電圧Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２、Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３は１点鎖線Ｙで示した値に上昇するが、インバータの低周波数出力時にはその電流の基本波自体が小さく、高調波電流の絶対値そのものが小さいため、問題を生じることはない。

図５は、この変圧器ベクトル図を満たす変圧器１０の巻線構造図であり、図４中の等分点及び交点を示す符号が対応する巻線の端子又は中間タップとして表されている。同図において、Ｒ相鉄心１にＲ相第１コイル２及びＲ相第２コイル３が巻装され、このうち、Ｒ相第１コイル２には中間タップＲ１が設けられ、Ｒ相第２コイル３には中間タップＴ２，Ｓ３が設けられている。

また、Ｓ相鉄心４にＳ相第１コイル５及びＳ相第２コイル６が巻装され、このうち、Ｓ相第１コイル５には中間タップＳ１が設けられ、Ｓ相第２コイル６には中間タップＲ２，Ｔ３が設けられている。さらに、Ｔ相鉄心７にはＴ相第１コイル８及びＴ相第２コイル９が巻装され、このうちＴ相第１コイル８には中間タップＴ１が設けられ、Ｔ相第２コイル９には中間タップＳ２，Ｒ３が設けられている。

また、Ｒ相第１コイル２の一端Ｒ４′がＳ相第２コイル６の一端Ｒ４′に、Ｓ相第１コイル５の一端Ｓ４′がＴ相第２コイル９の一端Ｓ４′に、Ｔ相第１コイル８の一端Ｔ４′がＲ相第２コイル３の一端Ｔ４′にそれぞれ接続され、Ｒ相第１コイル２の他端Ｒ５′がＴ相第２コイル９の他端Ｒ５′に、Ｓ相第１コイル５の他端Ｓ５′がＲ相第２コイル３の他端Ｓ５′に、Ｔ相第１コイル８の他端Ｔ５′がＳ相第２コイル６の他端Ｔ５′にそれぞれ接続されている。そして、中間タップＲ１，Ｓ１，Ｔ１から導線が引き出されて３相交流の入力端子Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１となり、中間タップＲ２，Ｓ２，Ｔ２から導線が引き出されて第１の３相交流出力端子Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２となり、中間タップＲ３，Ｓ３，Ｔ３，から導線が引き出されて第２の３相交流出力端子Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３となっている。

そこで、第１の３相交流出力端子Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２に補助整流回路１１を接続し、第２の３相交流出力端子Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３にもう一つの補助整流回路１２を接続し、これらの補助整流回路の各出力端を並列接続し、３相交流を直流に変換する主波整流回路２２の出力端に接続することによって、最大消費電流時すなわち、圧縮機の最大回転数近傍での高調波を低減することができる。

図６は、最大周波数運転時において、１８パルス方式の整流器を用いないで主整流回路２２からインバータ２４に直流電力を供給した場合の直流出力端子Ｐ，Ｎ間の電圧リップル波形と、変圧器ベクトルＲ４→Ｒ５→Ｓ４→Ｓ５→Ｔ４→Ｔ５→Ｒ４に従った巻線構造に対応する１８パルス方式の整流器（以下、補償前整流器と称す）を用い場合の直流出力端子Ｐ，Ｎ間の電圧リップル波形と、本実施形態に係る１８パルス方式の整流器（以下、補償済整流器と称す）を用い場合の直流出力端子Ｐ，Ｎ間の電圧リップル波形とを併せて示した波形図である。これらの波形図からも明らかなように、最大消費電流時において電源側に発生する高調波は、１８パルス方式の整流器を用いない場合と比較して補償前整流器の電圧リップルが低減され、さらに、補償前整流器に比較して補償済整流器の電圧リップルがより低減されている。

図７は、空気調和機のインバータ出力周波数が９５［ｒｐｓ］の最大周波数運転時（消費電流約４４Ａ（実効値））における補償前整流器の電源側の電流波形１０と、補償済整流器を構成する変圧器の出力電流波形ＩＡとをそれぞれシミュレーションした１サイクル分を示した図であり、前者と比較して後者の波形形状がより滑らかであることが判る。

図８は、この最大周波数運転時における高調波成分の解析結果である。この解析結果によれば、補償前整流器では電流波形ＩＯで示すように第５次高調波が１２．９％（５．７Ａ（実効値））であったものが、補償済整流器では電流波形ＩＡで示すように６．５％（２．８Ａ（実効値））まで低減できている。なお、この図８から明らかなように、第７次高調波においても低減効果が現れている。

図９は、空気調和機のインバータ出力周波数が９５［ｒｐｓ］の最大周波数運転時（消費電流約４４Ａ（実効値））における補償前整流器の電源電圧（電圧ベクトルＳ１−Ｒ１間電圧）ＶＯ及び補償済整流器の電源電圧ＶＡに対する巻線補償前の変圧器出力電圧ＶＯ（電圧ベクトルＲ１−Ｓ３間電圧）及び巻線補償済の変圧器の出力電圧ＶＡの関係をシミュレーションして得られた波形図である。

この図から明らかなように、補償前整流器においては、電源電圧が２７５．６Ｖ（ピーク値）であるのに対して変圧器出力電圧は２７３．１Ｖまで約３Ｖ低下しているのに対して、補償済整流器においては、電源電圧が２７６．２Ｖであるのに対して変圧器出力電圧は２７７．１Ｖまで約１Ｖ上昇するだけである。

従って、補償済整流器においては電源電圧と変圧器の出力電圧との差が小さく、その分だけ変圧器から多くの電流が流れて高調波成分の低減効果が増すことになる。このことは、図７に示したように、補償前整流器の電流波形ＩＯに比較して補償済整流器の電流波形ＩＡがより滑らかになる要因にもなっている。

図１０は、空気調和機のインバータ出力周波数が１５［ｒｐｓ］の最小周波数運転時（消費電流約１５Ａ）における補償済整流器の高調波成分の分析結果であり、図８に示したと同様に第５次高調波の低減効果があることが分かる。

かくして、本実施形態によれば、実使用時に問題となる大消費電流時の高調波を効果的に低減することができる。

なお、図４の変圧器ベクトル図において、Ｒ相第１コイル２、Ｓ相第１コイル５及びＴ相第１コイル８の両端をそれぞれＡだけ巻き足したことに対応させて最大周波数の運転時に完全にマッチングさせるためには、Ｒ相第２コイル３、Ｓ相第２コイル６及びＴ相第２コイル９の総巻数及び中間タップ位置の調整を必要とするが、これらの巻数及び巻数比の設定を合わせ込むことは極めて煩雑である。そこで、最も変更が容易なＲ相第１コイル２、Ｓ相第１コイル５及びＴ相第１コイル８を巻き足すだけで上述したような効果が得られるため、簡易な方法で実用化される利点もある。この場合、円弧の３等分点Ｒ３，Ｓ２、Ｓ３，Ｔ２、Ｔ３，Ｒ２に対応する点は円弧を３等分した点を通るように引いた直線と外側直線との交点に略対応する。

なおまた、本発明は空気調和機の圧縮機を駆動する１８パルス方式の整流器について説明したが、本発明はこれに適用を限定されるものではなく、インバータを介して電動機を可変速制御する、例えば、エレベータ等、他の電気装置にも適用することができる。
産業上の利用の可能性

以上の説明によって明らかなように、本発明によれば、実使用域で高調波を効果的に低減することのできる空気調和機が得られる。

Claims (2)

1. ３相交流電源から受電した３相交流電圧を全波整流する主整流回路と、前記主整流回路の出力を可変周波数の交流に変換し、冷凍サイクルを形成する圧縮機を可変速駆動するインバータと、前記３相交流電源の３相交流電圧を入力し、この３相交流電圧に対して所定の角度だけ位相が進んだ第１の３相交流電圧及び所定の角度だけ位相が遅れた第２の３相交流電圧をそれぞれ出力する変圧器と、前記変圧器から出力される第１及び第２の３相交流電圧をそれぞれ全波整流して前記主整流回路の出力側に供給する第１及び第２の補助整流回路とを備えた空気調和機であって、
   前記変圧器は、３相交流電圧を正三角形のベクトル図で表し、前記正三角形の各頂点を中心として残りの２つの頂点を結んで描いた円弧を３等分して得られる２点を通るように引いた直線の外側に、それぞれ該直線に対して所定の距離だけ外側に隔てて平行に引いた外側直線と、前記正三角形の各頂点を通る直線とで六角形の変圧器ベクトル図を形成し、この変圧器ベクトル図を満たすように前記六角形の各辺のうち、前記正三角形の各頂点を通る３辺を１次巻線に対応させ、これらの３辺に対向する３辺を２次巻線に対応させて各巻線端を前記変圧器ベクトル図に従って順次接続し、前記正三角形の頂点に対応する１次巻線の中間タップに前記３相交流電源を接続し、前記正三角形の各頂点から前記円弧を３等分した点を通るように引いた直線と前記外側直線との交点に略対応する一方の中間タップを前記第１の３相交流電圧の出力端とし、他方の中間タップを前記第２の３相交流電圧の出力端とした、ことを特徴とする空気調和機。
2. 請求項１記載の空気調和機において、
   前記所定の距離は、圧縮機の最大回転数近傍で、前記第１及び第２の３相交流電圧が３相交流電源から受電した３相交流電圧と略等しくなるように設定した空気調和機。

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