JP4284277B2 - 電気モータのパルス幅変調されるドライブ制御の際の線路に乗っているノイズを低減するための方法および制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、電気モータのパルス幅変調されるドライブ制御の際の線路に乗っているノイズを低減するための方法に関する。本発明は更に、パルス幅変調信号を用いて電気モータをドライブ制御するための制御回路にも関する。

パルス幅変調信号を用いて電気モータは殆ど無段階にドライブ制御可能である。このためにパルス幅変調信号は有利には電界効果電力トランジスタを有しているスイッチング装置に加えられて、パルス幅変調信号に依存して電気モータに給電電圧を印加するようにしている。

パルス幅変調信号はドライブ制御周波数およびキーイング比を有している。キーイング比が電気モータのドライブ制御の度合いを決定しかつ電気モータがスイッチオンされている持続時間とドライブ制御周波数の周期持続時間との間の比として定義されている。

ドライブ制御周波数の選択の際に殊に、選択された周波数が可聴領域にないように注意されなければならない。というのはそうでない場合には電気モータもしくはドライブ制御回路の邪魔になる振動が発生する可能性があるからである。

パルス幅変調信号に従って行われる、電気モータの給電電圧のスイッチングによって、給電線路に周期的な電圧変動が生じることになり、給電電圧網に不都合な作用が生じる可能性がある。このために通例、給電電圧源に低域通過フィルタ回路が設けられて、高周波の電圧変動、すなわちドライブ制御周波数およびそれ以上の周波数領域における電圧変動が取り除かれ、こうして平滑化されるようになっている。しかしこのことは低域通過フィルタ回路によっては完全には実現されない。

電界効果電力トランジスタのゲート入力側における急峻なドライブ制御側縁によって殊に、スイッチング特性曲線に基づいて突然スイッチングされ、その結果ドライブ制御周波数の周波数成分の他に給電電圧線路における比較的高い周波数の高調波の大きな成分も生じる。このために、周波数が大きくなればなるほど、給電電圧網における障害も大きくなる。

本発明の課題は、電気モータのパルス幅変調されるドライブ制御の際に線路に乗ってくるノイズを低減するための方法および制御回路を提供することである。

この課題は請求項１に記載の方法、並びに請求項３に記載の制御回路によって解決される。

本発明の別の有利な形態はその他の従属請求項に記載されている。

本発明の第１の様相によれば、電気モータのパルス幅変調されるドライブ制御の際に線路に乗ってくるノイズを低減するための方法が設定されている。ドライブ制御するパルス幅変調信号は１つのタイミングサイクルにおいて第１の信号レベルと第２の信号レベルとの間に１つまたは複数の信号側縁を有している。パルス幅変調信号は、信号側縁の少なくとも１つが第１の側縁勾配を有する第１の部分と第２の側縁勾配を有する第２の部分とを有しているように生成される。その際第１の側縁勾配の絶対値は第２の側縁勾配の絶対値より小さい。

このようにして、給電電圧線路における電圧変化の側縁の急峻度が低減される。このためにまず、それぞれの側縁のより僅かな急峻度における、パルス幅変調信号の信号偏差の部分に対して実施される。引き続いて大きな信号勾配を有する信号側縁の電圧偏差の残りに対して実施される。パルス幅変調信号はスイッチング装置に対するドライブ制御信号として使用されるので、パルス幅変調信号の信号経過の種々異なっている急峻度に従ったスイッチング装置の導通切換も全体として比較的僅かな急峻度によって行われる。

これにより、信号側縁の第１の部分の期間に、給電電圧線路における高周波ノイズの僅かな成分だけがより緩慢な電圧変化に基づいて生じることになるようにされる。信号側縁の第２の部分における電圧偏差が第１および第２の信号レベル間の全体の電圧偏差より僅かであることによって、これにより生じる高周波ノイズの振幅の絶対値も同じように低減される。

更に、スイッチング装置に電界効果電力トランジスタを使用した場合、信号側縁の第１の部分によって、電界効果電力トランジスタの比較的緩慢な抵抗変化を、殊にドレインとソースとの間の抵抗変化がゲート−ソース間電圧の変化に比べて非常に大きい電界効果電力トランジスタのスイッチング領域において実現することができる。その場合信号側縁の第２の部分は、電界効果電力トランジスタのスイッチング領域の飽和領域において、すなわちゲート−ソース間電圧の変化に関して抵抗変化が僅かである領域において、ドレインおよびソース間の緩慢にすぎない抵抗変化が生じるようにするために用いられる。このような手法で、一方において、電界効果電力トランジスタの導通切換もしくは遮断が著しく迅速に行われる、すなわち単位時間当たり大きすぎる抵抗変化を以てして行われることが回避され、かつ他方において予め定めた時間内で電界効果電力トランジスタの完全な導通切換が実現される。

すなわちこうして、殊に、スイッチング装置のスイッチングによって生じる電圧変化の高調波の振幅がより小さくなることを実現することができ、その結果スイッチング装置のドライブ制御の際の線路に乗っているノイズが本発明の方法により生成されるパルス幅変調信号を用いて低減される。

有利には、信号側縁の第１の部分を第１のパルス信号を用いて生成しかつ第２の部分を第２のパルス信号を用いて生成するようにしている。第１および第２のパルス信号は相互に時間的にずれており、第１および第２のパルス信号間の時間的な差は実質的に、信号側縁の第１の部分の時間的な長さに相応している。このような仕方で、信号側縁の２つの部分を、パルス信号発生器によって生成することができる２つの時間的に相互にずれているパルス信号を用いて生成することができる。その際第１のパルス信号は第１の側縁勾配に従って信号側縁が変化されるようにしかつ第２のパルス信号は第２の側縁勾配に従って信号側縁が変化されるようにし、両者とも相応の信号レベルが実現されるまで行われる。

本発明の別の様相によれば、パルス幅変調信号を用いて電気モータをドライブ制御するための制御回路が設定されている。電気モータはパルス幅変調信号によって制御可能なスイッチング装置を介して給電電圧に接続可能である。スイッチング装置をドライブ制御するために制御モジュールによってパルス幅変調信号が生成される。電気モータをドライブ制御するパルス幅変調信号は１タイミングサイクルにおいて第１の信号レベルと第２の信号レベルとの間に１つまたは複数の信号側縁を有している。制御モジュールは、信号側縁が第１の側縁勾配を有する第１の部分と第２の側縁勾配を有する第２の部分とを有しているように信号側縁の少なくとも１つが生成されるように構成されており、ここで第１の側縁勾配の絶対値は第２の側縁勾配の絶対値より小さい。

このようにして、線路に乗っているノイズが低減されるようにスイッチング装置、ひいては電気モータをドライブ制御する信号側縁を生成するための制御モジュールを有している制御回路を提供することができる。このことは上で説明した手法において、すなわちまずパルス幅変調信号の信号側縁の第１の部分において比較的平坦な勾配が設定され、かつパルス幅変調信号の信号側縁の第２の部分においてようやく、大きな側縁勾配を有する相応の所望の信号レベルが実現されるようにして実施される。これにより、スイッチング装置のスイッチングにより生じる、電気モータにおける電圧偏差はより平坦になるので、パルス幅変調信号のドライブ制御周波数の数倍になる、側縁勾配により生成される高調波成分は低減される。これにより、殊に比較的高い周波数において給電線路におけるノイズはますます障害となるので、線路に乗っているノイズの著しい低減を実現することができる。

前記制御モジュールがパルス信号発生器を有していて、第１のパルス信号および第２の時間的にずれているパルス信号が生成されるようにすることができる。更に、側縁発生器回路が設けられていて、信号側縁の第１の部分が該第１のパルス信号を用いて生成されかつ第２の部分が該第２のパルス信号を用いて生成されるようになっている。こうして簡単な手法で、信号側縁の２つの部分の時間的な持続時間をパルス信号発生器を用いて正確に定義することが可能である。

側縁発生器回路は有利にはスイッチング装置をドライブ制御するための第１の増幅器段を有しており、ここで該第１の増幅器段は第１の側縁急峻度に従ってスイッチング装置の制御入力側の再充電が行われるようにする。有利には側縁発生器回路はスイッチング装置をドライブ制御するための第２の増幅器段を有しており、ここで該第２の増幅器段は第２の側縁急峻度に従ってスイッチング装置の制御入力側の再充電が行われるようにする。

第１および第２の増幅器段に対して択一的に、側縁発生器回路がスイッチング装置をドライブ制御するための第３の増幅器段を有しており、ここで該第３の増幅器段は第１，第２，第３および第４のトランジスタを有しているようにすることもできる。これらトランジスタは高い給電電圧電位と低い給電電圧電位との間に直列接続されているおり、ここで第１および第３のトランジスタは第１のパルス信号によっておよび第２および第４のトランジスタは第２のパルス信号によってドライブ制御されるようになっている。その際それぞれのパルス信号の信号レベルにおいてその都度、第１または第３のトランジスタもしくは第２および第４のトランジスタだけが導通接続される。このようにしてスイッチング装置の制御入力側に接続されており、かつスイッチング装置の制御入力側の容量、殊に電界効果電力トランジスタのゲート容量を異なっている速度で再充電する２つの出力側を有している増幅器段を提供することができる。

第１および第２のトランジスタ間の第１のノードが第１の抵抗を介してスイッチング装置の制御入力側に接続されており、かつ第３および第４のトランジスタ間の第２のノードが第２の抵抗を介してスイッチング装置の低い給電電圧電位に接続されていることによって、信号側縁の第１の部分が生成される。このようにして、第１または第３のトランジスタの導通切換の際に第１のパルス信号を用いてスイッチング装置もしくはドライブ制御線路のスイッチング容量が第１もしくは第２の抵抗を介して再充電され、その結果第１の側縁勾配が実現される。第１または第３のトランジスタが導通接続されている後で、第２または第４のトランジスタの導通切換によって、第２および第３のトランジスタ間の第３のノードに第３の抵抗を介して接続されているスイッチング装置のスイッチング入力側は高い給電電圧かまたは低い給電電圧に接続されかつこれにより迅速に再充電されるので、スイッチング入力側において第２の側縁勾配が実現される。その際第３の抵抗は、第１および第２の抵抗より著しく僅かな抵抗値を備えている。第３の抵抗は省略することもできる。トランジスタはｎｐｎもしくはｐｎｐトランジスタでありもしくはｎチャネル電界効果トランジスタもしくはｐチャネル電界効果トランジスタとして実現されていてよい。

スイッチング装置のドライブ制御電圧は、電界効果電力トランジスタを使用する場合殊に、パルス信号の電圧レベルとは別の電圧領域にあることが多いので、電圧レベル変換器を設けて、第１ないし第４のトランジスタに加えられる第１および第２のパルス信号の電圧レベルが第１ないし第４のトランジスタの必要なドライブ制御電圧に整合されるようにすることができる。

本発明の有利な実施例を以下に添付図面に基づいて詳細に説明する。その際：
図１は本発明の制御回路の有利な実施例を示し、かつ
図２はパルス信号、パルス幅変調信号およびモータ電圧の信号経過を示している。

図１において、本発明の有利な実施例の制御回路が図示されている。制御回路は、電界効果電力トランジスタ２として実現されているスイッチング装置２を用いた電気モータ１のドライブ制御のために用いられる。電気モータ１および電界効果電力トランジスタ２の直列接続はモータ給電電圧電位Ｖ_ｍｏｔおよびアース電位Ｖ_ＧＮＤに接続されている。パルス幅変調信号Ｓに依存してスイッチング装置２が通し接続（スイッチオン）されるかまたは遮断（スイッチオフ）され、その結果給電電圧は電気モータ１に加えられるかまたは加えられない。

電界効果電力トランジスタ２が遮断されている際に電界効果電力トランジスタ２のドレイン接続端子に電気モータ１の自己インダクタンスに基づいた電圧ピークが生じないようにするために、電圧ピークをモータ給電電圧電位Ｖ_ｍｏｔに向かって放出するフリーホイールダイオード３が設けられている。

パルス幅変調信号Ｓの生成のために制御モジュール４が設けられている。制御モジュールはパルス信号発生器５、２つの電圧レベル変換器６および側縁発生器回路７を有している。パルス信号発生器５はネットワーク、例えばＣＡＮネットワークを介してまたは（図示されていない）制御ユニットからコントロール信号ＳＴを受信し、その際コントロール信号ＳＴが電気モータ１がどの程度ドライブ制御されるべきかを指示する。

パルス信号発生器５はコントロール信号ＳＴから、ドライブ制御周波数ｆおよびキーイング比Ｔｖを有する第１のパルス信号Ｐ_１を求める。

キーイング比Ｔｖはドライブ制御周波数ｆの周期内の、電界効果電力トランジスタ２がドライブ制御される、すなわち通し接続されるようになっている期間の、ドライブ制御周波数ｆの全体の周期時間長に対する比を表している。ドライブ制御周波数は実質的に予め定められておりかつ有利には、制御回路もしくは電気モータ１の障害となる振動騒音を回避するために可聴限界値より上の領域にある。ドライブ制御周波数ｆは有利には約２０ｋＨｚにある。

パルス信号発生器５は更に第２のパルス信号Ｐ_２を生成する。この信号は実質的に、第１のパルス信号Ｐ_１と同じキーイング比Ｔｖを有しているが、第１のパルス信号Ｐ_１に比べて時間的に後ろにシフトされている。第１および第２のパルス信号Ｐ_１，Ｐ_２はそれぞれに属している電圧レベル変換器６に供給される。電圧レベル変換器６はエミッタ回路として実現されており、かつ変換された第１もしくは第２のパルス信号Ｐ_１，Ｐ_２のハイレベルが電圧レベル変換器６に加えられる給電電圧Ｖ_Ｈによって予め定められている比較的高い電圧レベルに引き上げるようにする。変換された第１および第２のパルス信号Ｐ１’，Ｐ２’は側縁発生器回路７に供給される。

側縁発生器回路７は直列に接続されている第１、第２、第３および第４のトランジスタＴ_１，Ｔ_２，Ｔ_３，Ｔ_４を有している。第１のトランジスタＴ_１の第１の接続端子に高い給電電圧電位Ｖ_Ｈが加わっている。第１のトランジスタＴ_１の第２の接続端子は第２のトランジスタＴ_２の第１の接続端子に接続されておりかつ第１のノードＫ_１を形成する。第１のトランジスタＴ_２の第２の接続端子は第３のトランジスタＴ_３の第１の接続端子に接続されておりかつ第２のノードＫ_２を形成する。第３のトランジスタＴ_２の第２の接続端子は第４のトランジスタＴ_３の第１の接続端子に接続されておりかつ第３のノードＫ_３を形成する。第４のトランジスタＴ_２の第２の接続端子はアース電位Ｖ_ＧＮＤに接続されている。

第１の変換されたパルス信号Ｐ１’は第１のトランジスタＴ_１の制御入力側および第３のトランジスタＴ_３の制御入力側に接続されている。第２の変換されたパルス信号Ｐ２’は第２のトランジスタＴ_２の制御入力側および第４のトランジスタＴ_４の制御入力側に接続されている。第１および第２のトランジスタＴ_１，Ｔ_２は有利にはＮＰＮトランジスタでありかつ第３および第４のトランジスタＴ_３，Ｔ_４は有利にはＰＮＰトランジスタである。側縁発生器回路７の、ＮチャネルおよびＰチャネル電界効果トランジスタによる実現も考えられる。

第１のノードＫ_１は第１の抵抗Ｒ_１を介して電界効果電力トランジスタ２の制御入力側に接続されている。第３のノードＫ_３は第２の抵抗Ｒ_２を介してアース電位に接続されている。第１の変換されたパルス信号Ｐ_１’が相補的な第１および第３のトランジスタＴ１，Ｔ_３の制御入力側に印加されると、２つのトランジスタＴ_１，Ｔ_２の一方が通し接続されかつそれぞれ他方が阻止される。

第１のトランジスタＴ_１が通し接続されていると、抵抗Ｒ_１を介して高い給電電圧Ｖ_Ｈが電界効果電力トランジスタ２の制御入力側に印加される。電界効果電力トランジスタ２の制御入力側は通例固有容量、電界効果電力トランジスタの場合にはゲート容量を有しており、それは第１の抵抗Ｒ_１および第１のトランジスタＴ_１を介して流れる再充電電流によって再充電される。これに、パルス幅変調信号に対するドライブ制御線路の線路容量も加わり、このために生成された信号側縁が平坦化される。

第１のトランジスタＴ_１が阻止されていると、第３のトランジスタＴ_３は導通しており、かつ第２の抵抗Ｒ_２、第３のトランジスタＴ_３および別の第３の抵抗Ｒ_３、すなわち第２のノードＫ_２を電界効果電力トランジスタ２の制御入力側に接続している抵抗を介して再充電電流が流れる。この電流は電界効果電力トランジスタ２の制御入力側の容量を再充電する。すなわち制御入力側の容量の再充電は低減された電流によって行われる。この電流は実質的に第１の抵抗Ｒ_１もしくは第２の抵抗Ｒ_２によって制限されている。

第２の変換されたパルス信号Ｐ２’は時間的に遅延されているが、その他の点、すなわち向き、キーイング比Ｔｖに従った長さ、ドライブ制御周波数および信号レベルに関しては第１の変換されたパルス信号Ｐ_１’と実質的に同じである。すなわち、第１のトランジスタＴ_１は第１の変換されたパルス信号Ｐ_１’に基づいて導通接続されているので、第２のトランジスタＴ_２は最初、第２の変換されたパルス信号Ｐ_２’が第２のトランジスタＴ_２を導通接続するようになるまで阻止されている。同じように、第３のトランジスタＴ_３が導通接続されている場合第４のトランジスタＴ_４は、時間的にずれている第２の変換されたパルス信号Ｐ２’が第４のトランジスタＴ_４を導通接続するようになるまで最初は阻止されている。

従って第１のトランジスタＴ_１または第３のトランジスタＴ_３が導通切換された後すぐに、第２の変換されたパルス信号Ｐ_２’の後続の側縁によって第２のトランジスタＴ_２または第４のトランジスタＴ_４が導通切換され、その結果第２のノードＫ_２は高い給電電圧電位ＶＨに接続されるかまたはアース電位ＧＮＤに接続される。それから第３の抵抗Ｒ_３および第２のノードＫ_２を介してスイッチング装置２の電界効果電力トランジスタの制御入力側の容量が再充電される。

第３の抵抗Ｒ_３の抵抗値は第１および第２の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の抵抗値より著しく僅かである。このようにして制御入力側の第２の変換されたパルス信号Ｐ_２’の相応の側縁後迅速に再充電され、その際再充電時間は実質的に第３の抵抗Ｒ_３および制御入力側容量によって予め定められている。第３の抵抗Ｒ_３の抵抗値は有利には非常に僅かに選択されて、パルス幅変調信号の側縁の第１の部分後に達せされる電圧レベルと所望の電圧レベルとの間で急峻な側縁に達することはないようにすることができる。第３の抵抗Ｒ_３は省略することもできる。

このように電界効果電力トランジスタ２は第２の部分を有しているパルス幅変調信号Ｓによって切り換えられる。第１の部分は、第１の変換されたパルス信号Ｐ_１’の信号側縁から第２の変換されたパルス信号Ｐ_２’の相応の信号側縁までの時間期間、第１および第２の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の抵抗値並びに電界効果電力トランジスタ２の制御入力側の容量によって決められている。

パルス幅変調信号の急峻度は、第１および第２の抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の抵抗値および制御入力側の容量によって決められ、一方第１および第２の変換されたパルス信号Ｐ１’，Ｐ２’の相互に対応している信号側縁間の時間期間は、パルス幅変調信号Ｓの側縁の第１の部分によって実現されるようになっている、パルス幅変調信号の第１の電圧偏差を示している。パルス幅変調信号の側縁の第２の部分の急峻度は実質的に、第３の抵抗Ｒ_３の抵抗値およびスイッチング装置２の制御入力側の容量によって予め定められる。

本発明の回路は、電圧変化の高周波成分を低減することによって、電気モータ１に対する給電電圧線路に乗っているノイズを低減するという利点を提供するものである。パルス幅変調信号Ｓの信号側縁が急峻であればあるほど、電界効果電力トランジスタ２のスイッチング特性は急峻でありかつ電気モータ１に対する給電線路での高調波に基づく高周波成分はますます大きい。線路に乗っているノイズは、スイッチングの際の電界効果電力トランジスタ２の抵抗変化が緩慢に行われるようにすることで低減される。比較的僅かな勾配を有するパルス幅変調信号Ｓの信号側縁の第１の部分を設けたことによって、スイッチングは緩慢になりかつドライブ制御周波数の高調波成分は著しく低減される。

図２には、電界効果電力トランジスタ２の制御入力側におけるパルス幅変調信号Ｓ、モータＶＭにおける電圧経過および第１および第２のパルス信号Ｐ_１，Ｐ_２が示されている。第１のパルス信号Ｐ_１の下降側縁と第２のパルス信号Ｐ_２の下降側縁との間に電界効果電力トランジスタ２の制御入力側におけるパルス幅変調信号Ｓの比較的平坦な上昇が生じ、かつ第２のパルス信号Ｐ_２の第２の信号側縁の下降後に、パルス幅変調信号Ｓの電圧レベルの比較的急峻な上昇が行われることが明らかに分かる。

有利にはパルス幅変調信号Ｓの信号側縁の第１および第２の部分は電界効果電力トランジスタ２のスイッチング特性に応じて選定される。電界効果電力トランジスタ２は所定の電圧領域において非常に迅速に切り替わり、すなわちドレインとソース間の抵抗変化はゲート接続端子に加わるパルス幅変調信号Ｖ_Ｐの電圧変化に比べて非常に大きい。第２の電圧領域、すなわち飽和状態においてドレインとソース間の抵抗変化はパルス幅変調信号の変化に関して著しく僅かである。

すなわち有利には、信号側縁の第１の部分および信号側縁の第２の部分は電界効果電力トランジスタ２のスイッチング特性の第１および第２の電圧領域に整合されていて、比較的僅かな勾配を有する第１の部分が電界効果電力トランジスタ２の迅速なスイッチング特性が緩慢化されるようになる。その場合第２のパルス信号の側縁発生時点で、実質的にスイッチング特性における飽和が始まるかまたは既に生じている、すなわちゲート−ソース電圧が変化しても抵抗変化が僅かであるスイッチング領域に達している電界効果電力トランジスタにゲート電圧が実現されているということである。このようにして信号側縁の第１および第２の部分を用いて、電気モータ１における電圧変化があまりに迅速に変化することを妨げることができる。

第１および第２のパルス信号Ｐ_１，Ｐ_２間の時間的なずれを変えることによって、機関回転数に依存して電界効果電力トランジスタ２のスイッチングの際に種々異なっている側縁が生成される。こうして、線路に乗っているノイズ電圧に関してパルス幅変調信号Ｓ、ひいてはモータ電圧もしくは電界効果電力トランジスタ２の有利な電圧経過が実現される。

本発明の制御回路の有利な実施例の回路略図 パルス信号、パルス幅変調信号およびモータ電圧の信号経過を示す線図

Claims (12)

1. ドライブ制御するパルス幅変調信号（Ｓ）が１つのタイミングサイクルにおいて第１の信号レベルと第２の信号レベルとの間に１つまたは複数の信号側縁を有しているという、電気モータ（１）のパルス幅変調されるドライブ制御の際の線路に乗っているノイズを低減するための方法において、
   パルス幅変調信号（Ｓ）は電気モータを、信号側縁の少なくとも１つが第１の側縁勾配を有する第１の部分と第２の側縁勾配を有する第２の部分とを有しているようにドライブ制御し、ここで第１の側縁勾配の絶対値は第２の側縁勾配の絶対値より僅かである
   ことを特徴とする方法。
2. 信号側縁の第１の部分を第１のパルス信号（Ｐ１）を用いて生成しかつ第２の部分を第２のパルス信号（Ｐ２）を用いて生成し、ここで
   第１および第２のパルス信号（Ｐ１，Ｐ２）は相互に時間的にずれており、
   第１および第２のパルス信号（Ｐ１，Ｐ２）間の時間的な差は実質的に、信号側縁の第１の部分の時間的な長さに相応している
   請求項１記載の方法。
3. パルス幅変調信号（Ｓ）を用いて電気モータ（１）をドライブ制御するための制御回路であって、
   電気モータ（１）はパルス幅変調信号（Ｓ）によって制御可能なスイッチング装置（２）を介して給電電圧に接続可能であり、
   制御モジュール（４）がスイッチング装置（２）をドライブ制御するためのパルス幅変調信号（Ｓ）を生成し、
   電気モータ（１）をドライブ制御するパルス幅変調信号（Ｓ）は１タイミングサイクルにおいて第１の信号レベルと第２の信号レベルとの間に１つまたは複数の信号側縁を有している
   という形式のものにおいて、
   前記制御モジュール（４）は、信号側縁が第１の側縁勾配を有する第１の部分と第２の側縁勾配を有する第２の部分とを有しているように信号側縁の少なくとも１つが生成されるように構成されており、ここで第１の側縁勾配の絶対値は第２の側縁勾配の絶対値より僅かである
   ことを特徴とする制御回路。
4. 前記制御モジュール（４）はパルス信号発生器（５）を有していて、第１のパルス信号（Ｐ_１）および第２の時間的にずれているパルス信号（Ｐ_２）が生成されるようにし、ここで側縁発生器回路（７）が設けられていて、信号側縁の第１の部分が該第１のパルス信号（Ｐ_１）を用いて生成されかつ第２の部分が該第２のパルス信号（Ｐ_２）を用いて生成されるようになっている
   請求項３記載の制御回路。
5. 前記側縁発生器回路（７）は前記スイッチング装置（２）をドライブ制御するための第１の増幅器段を有しており、ここで該第１の増幅器段は第１の側縁急峻度に従ってスイッチング装置（２）の制御入力側の再充電が行われるようにする
   請求項４記載の制御回路。
6. 前記側縁発生器回路（７）は前記スイッチング装置（２）をドライブ制御するための第２の増幅器段を有しており、ここで該第２の増幅器段は第２の側縁急峻度に従ってスイッチング装置（２）の制御入力側の再充電が行われるようにする
   請求項４または５記載の制御回路。
7. 前記側縁発生器回路（７）は前記スイッチング装置（２）をドライブ制御するための第３の増幅器段を有しており、ここで該第３の増幅器段は高い給電電圧電位（Ｖ_Ｈ）と低い給電電圧電位（Ｖ_ＧＮＤ）との間に直列接続されている第１，第２，第３および第４のトランジスタ（Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３，Ｔ_４）を有しており、ここで第１および第３のトランジスタ（Ｔ_１，Ｔ_３）は第１のパルス信号によっておよび第２および第４のトランジスタ（Ｔ_２，Ｔ_４）は第２のパルス信号（Ｐ_２）によってドライブ制御されるようになっている
   請求項３記載の制御回路。
8. 第１および第２のトランジスタ（Ｔ_１，Ｔ_２）間の第１のノード（Ｋ_１）は第１の抵抗（Ｒ_１）を介してスイッチング装置（２）の制御入力側に接続されており、かつ
   第３および第４のトランジスタ（Ｔ_３，Ｔ_４）間の第２のノード（Ｋ_２）は第２の抵抗（Ｒ_２）を介してスイッチング装置（２）の低い給電電圧電位（Ｖ_ＧＮＤ）に接続されている
   請求項７記載の制御回路。
9. 第２および第３のトランジスタ（Ｔ_２，Ｔ_３）間の第１のノード（Ｋ_３）は第３の抵抗（Ｒ_３）を介してスイッチング装置（２）の制御入力側に接続されている
   請求項７または８記載の制御回路。
10. 第１および第２のトランジスタ（Ｔ_１，Ｔ_２）はｎｐｎトランジスタでありかつ第３および第４のトランジスタ（Ｔ_３，Ｔ_４）はｐｎｐトランジスタである
    請求項７から９までのいずれか１項記載の制御回路。
11. 第１および第２のトランジスタ（Ｔ_１，Ｔ_２）はｐチャネル電界効果トランジスタでありかつ第３および第４のトランジスタ（Ｔ_３，Ｔ_４）はｎチャネル電界効果トランジスタである
    請求項７から９までのいずれか１項記載の制御回路。
12. 第１および第３のトランジスタ（Ｔ_１，Ｔ_３）は第１の電圧レベル変換器（６）によってドライブ制御されかつ第２および第４のトランジスタ（Ｔ_２，Ｔ_４）は第２の電圧レベル変換器（６）によってドライブ制御されるようになっており、該電圧レベル変換器はそれぞれ第１および第２のパルス信号（Ｐ_１，Ｐ_２）の電圧レベルを変換する
    請求項７から１１までのいずれか１項記載の制御回路。

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