JP4280722B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

本発明は、誘導加熱調理器に関するものであり、特に、誘導加熱調理器でインバータ電力素子を駆動させるための駆動回路を集積化した誘導加熱調理器に関するものである。

誘導加熱調理器の一般的な構成は、商用交流電源が印加されて整流及び平滑部で直流に変換された後、インバータ部での半導体高速スイッチング動作により、誘導加熱コイルに高周波電流が流れるようになっている。

誘導加熱コイルに高周波電流が流れると、コイルを中心に高周波の強磁界が形成されて、誘導加熱コイルに近接した磁性体調理容器の表面が加熱されて所望の熱が得られる。

図１は、従来発明による誘導加熱調理器の内部回路の構成を示すブロック図である。図１に示すように、従来の誘導加熱調理器は、発振及びハーフブリッジドライバー３０がいくつかの受動素子群からなっており、またこれがインバータＰＣＢ（Ｐｒｉｎｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｏａｒｄ）の約１／２以上の面積を占めるようになるので、製造コストが高くつくという問題点がある。

また、従来の誘導加熱調理器は、電源電圧が上昇すると、消費電力を下げる一方、下降した場合には消費電力を上げて一定の出力を保持する定出力制御に対する考慮がなく、電源電圧の変動によって調理時間が変わるか、調理した料理の味が均一でないといった問題点がある。

また、従来の誘導加熱調理器は、落雷のような電源電圧のトラブルが発生した場合に、これに対する保護対策に不備があり、インバータ部の電子素子（ＩＧＢＴ）が破損するという問題点がある。（例えば、特許文献１参照。）
韓国特許公開公報第１０−１９９９−００５０５０５号

次に、図１を参照して従来の誘導加熱調理器１の構成に関して説明する。交流電源入力端１０から入力された商用交流電流は、ブリッジダイオードで構成された整流及び平滑部１１で直流に変換された後、インバータ部１２に供給される。インバータ部１２は一対の電力素子（ＩＧＢＴ）と共振部（図示せず）を含んで構成され、発振及びハーフブリッジドライバー３０によって発振周波数及びオン・オフ動作が制御される。インバータ部１２は、誘導加熱コイル１３に高周波共振電流を供給して調理容器２を加熱する。

まず、発振及びハーフブリッジドライバー３０の内部ブロック別の機能について説明する。マイクロコンピュータ１４がデジタル制御信号をアナログ変換部２２に送ると、アナログ変換部２２は、これをアナログ信号に変えて電圧／周波数変換部３１に比較信号として供給する。電流感知部２１は、誘導加熱調理器の入力電流を感知して電圧／周波数変換部３１にモニター値として戻す。電圧／周波数の変換部３１はこれら両信号間の差が最小化するように発振周波数を制御する。より詳しくは、アナログ変換部２２の出力値がインバータ出力の目標値であり、この時の電流感知部２１の出力は、インバータ出力が目標値に到達したか否かを判断する参照信号に該当する。

電圧／周波数変換部３１は、電流感知部２１の出力値がアナログ変換部２２の出力値より低い場合、発振周波数を下げ、その反対の場合は発振周波数を上げる。このように電圧／周波数変換部３１を備え、両信号間の差によって発振周波数を変更するようにしたのは、誘導加熱調理器の出力を調節するためであるが、誘導加熱調理器の共振部の特性により、印加する周波数を高くすると、誘導磁界の強度が弱くなり消費電流が少なくなり、印加する周波数を下げると、共振部の電流が増加することにより、誘導磁界が強くなり消費電流が増加する。

一方、タイミング分配部３２は、電圧／周波数変換部３１から受けた１つの連続発振信号を、インバータ部２０内の２つの電力素子（ＩＧＢＴ）（図示せず）の動作に必要な２つの独立した交番パルス列に変えて、各々、上側パルス駆動部３６と下側パルス駆動部３３とに印加する。これらの信号は、上側パルス駆動部３６と下側パルス駆動部３３とにより十分な電力に増幅され、それぞれ上側パルス・トランスフォーマー３７と下側パルス・トランスフォーマー３４とを介して、上側ＩＧＢＴ駆動部３８と下側ＩＧＢＴ駆動部３５とに供給される。

以上のように、従来の誘導加熱調理器は、発振及びハーフブリッジドライブシステムが非常に複雑であるため、信頼性が低下する、かつ製造コストが高くなるという不都合な点がある。

また、従来の誘導加熱調理器は、電源電圧が上昇または下降すると、消費電力が変動するという問題点がある。

また、従来の誘導加熱調理器は落雷のような電源電圧の撹乱状態が発生した場合、インバータ部の電力素子（ＩＧＢＴ）が破損するという問題点もある。

このような問題点を解決するために、本発明は、誘導加熱調理器の各機能別要素のうち、ＩＧＢＴ駆動部分の回路の構成を単純化するために、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路を適用する誘導加熱調理器を提供することを目的とする。

また、本発明は、集積回路を適用してコスト低減を実現する誘導加熱調理器を提供することを目的とする。

また、本発明は、電源電圧が上昇または下降した時、消費電力が変動しないように電圧補償対策を取り、一定した出力を保持する誘導加熱調理器を提供することを目的とする。

また、本発明は、電源電圧のトラブルにより発生しやすい異常状態（過共振または過電流現象）の際、速かに回路動作を停止させる安全装置を具備して、製品の信頼性と寿命を向上させる誘導加熱調理器を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明の誘導加熱調理器は、交流電源入力端から供給される商用交流電流を直流電流に整流及び平滑化する整流及び平滑部と、前記整流及び平滑部から直流電圧が供給されて高周波電力信号を発生させるインバータ部と、前記インバータ部を制御するための制御信号を出力するインバータ制御部と、誘導加熱調理器の全ての動作を制御するマイクロコンピュータと、を含む誘導加熱調理器であって、前記インバータ制御部が、前記インバータ部の発振周波数を制御するために前記マイクロコンピュータから出力されるデジタル制御信号をアナログ信号に変換するアナログ変換部と、前記インバータ部のオン・オフ動作を制御するために前記マイクロコンピュータからの制御信号を受け取って出力制御部に送出するオン・オフスイッチ部と、自励発振のための抵抗及びキャパシタを含み、前記アナログ変換部からのアナログ信号に基づき前記自励発振のための抵抗値を調節して、発振周波数を変更・設定して自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路の抵抗端子ＲＴに出力して、前記オン・オフスイッチ部からの信号に基づきロー（ＬＯＷ）またはハイ（ＨＩＧＨ）信号を自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路のキャパシタ端子ＣＴに出力する出力制御部と、前記出力制御部と連結されて、前記キャパシタ端子ＣＴからの信号によりオン・オフされ、前記抵抗端子ＲＴからの発振周波数によって前記インバータ部の電力スイッチング素子を駆動するためのパルス信号を出力する自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路と、を含む。

ここで、前記誘導加熱調理器は、電源電圧の異常状態（過電流または過共振）が発生した際、前記インバータ部を保護するために、前記インバータ部の過電流状態または過共振状態が発生したか又はしなかったかを感知するために、前記インバータ部の直流部パターンの電位差を増幅して出力する過電流感知部と、前記過電流感知部からの過電流信号を別途に印加された基準電圧と比較してその値を出力する異常状態ホールド部と、をさらに含み、前記オン・オフスイッチ部は、前記異常状態ホールド部から出力値を入力されて前記出力制御部に出力することが好ましい。

また、前記オン・オフスイッチ部は、前記マイクロコンピュータの出力端子のうち、ローアクティブ（ＬＯＷ ＡＣＴＩＶＥ）状態で制御信号を出力する端子Ｐ１とベースが連結され、エミッタが接地される第１トランジスタと、前記第１トランジスタのコレクタにカソード側が連結された第１ダイオードと、前記第１ダイオードのアノード側にベース端子が相互並列に連結された２つのプッシュプル・トランジスタと、前記２つのプッシュプル・トランジスタのエミッタとカソード側で連結され、前記キャパシタ端子ＣＴの間にアノード側で連結された第２ダイオードと、を含むことが好ましい。

また、前記オン・オフスイッチ部は、前記異常状態ホールド部の出力を前記第１トランジスタのコレクタに連結される第３ダイオードと、前記異常状態ホールド部の出力がベースに連結された第２トランジスタと、前記第２トランジスタのコレクタに連結された抵抗とを含み、前記第１ダイオードが、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタのコレクタとを連結することが好ましい。

また、前記異常状態ホールド部は、ハイ（ＨＩＧＨ）状態の出力値を有することが好ましい。

また、前記過電流感知部は、前記インバータ直流部のパターンの電位差を増幅して前記過電流信号を前記異常状態ホールド部に出力するＯＰアンプと、前記インバータ直流部パターンの電位差を前記ＯＰアンプの（＋）端に入力する非反転入力端抵抗と、反転入力端抵抗と、前記ＯＰアンプの出力端からの出力信号をまた前記ＯＰアンプの（−）端に入力することによって利得を決める負帰還抵抗と、を含むことが好ましい。

また、前記異常状態ホールド部は、前記過電流感知部から出力される過電流信号が第１ダイオードを介して受けて、前記インバータ部から過共振状態発生信号を第２ダイオードを介して受けた後、基準電圧と比較してそれより高いとハイ（ＨＩＧＨ）状態を出力する比較器と、瞬間的に現れて消える異常信号に対しても持続的なハイ（ＨＩＧＨ）出力を保持するために、前記比較器の出力を再び比較器の非反転入力端に戻すための正帰還ダイオードと、前記比較器の出力端に配置されたプルアップ（ＰＵＬＬ ＵＰ）用の第１抵抗と、前記ダイオード等の電流通路用の第２抵抗と、を含むことが好ましい。

また、前記アナログ変換部は、前記マイクロコンピュータの出力端子から数ビットバイナリまたは１ビットＰＷＭ信号を受けて積分過程でアナログ信号に変換した後、前記出力制御部に出力することが好ましい。

また、前記出力制御部は、前記アナログ変換部から出力するアナログ信号を第１抵抗を介してゲートで受けることによってドレーン−ソース間の抵抗値が変化する電界効果トランジスタと、その一側が前記抵抗端子ＲＴに連結され、他側が前記電界効果トランジスタのドレーンに連結される第２抵抗と、その一側が前記抵抗端子ＲＴ及び第２抵抗に連結され、他側が前記電界効果トランジスタのソースと前記キャパシタ端子ＣＴとに連結される第３抵抗と、前記電界効果トランジスタのソースにその一側が連結されたキャパシタと、を含むことが好ましい。

また、前記誘導加熱調理器は、消費電流の感知及び前記商用交流電圧の入力電圧を補償するために、前記消費電流及び入力電圧を測定して、これを重畳した値を出力して前記マイクロコンピュータに送る電流感知及び電圧補償部をさらに含むことが好ましい。

また、前記電流感知及び電圧補償部は、前記商用交流電流を脈動電流に変換する整流ダイオード部と、前記交流電源入力端と前記整流及び平滑部との間で直列に連結されて前記誘導加熱調理器の消費電流を感知するためのカレント・トランスフォーマーと、相互二つずつ直列連結された２対のダイオードが並列で連結され、各１対の中間地点に前記カレント・トランスフォーマーの終端が各々連結され、入力端が前記整流ダイオード部に連結されて脈動電流が入力され、出力端がマイクロコンピュータの端子に連結されるブリッジ型ダイオードと、前記ブリッジ型ダイオードを介して変換された脈動電流を直流に変換する前記ブリッジ型ダイオードの出力端に連結された第１充電キャパシタと、前記ブリッジ型ダイオードの入力端及び前記整流ダイオード部に連結された分圧抵抗と、前記分圧抵抗に連結された第２充電キャパシタと、を含むことが好ましい。

また、前記マイクロコンピュータが調理容器の有無を判別するために、前記電流感知及び電圧補償部が、ベースが前記マイクロコンピュータの端子Ｐ４に連結されて、コレクタが前記第２充電キャパシタに連結されて、エミッタが接地されたトランジスタをさらに含むことが好ましい。

また、前記集積回路は、前記抵抗端子ＲＴとキャパシタ端子ＣＴを介して前記出力制御部の抵抗及びキャパシタに結合することによって自励発振のための相補信号を出力する発振回路部と、前記相補信号を受けて前記インバータ部の電力スイッチング素子を駆動させるためのパルス信号を発生するパルス信号発生部と、を含むことが好ましい。

以上のように本発明は、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路を適用して、誘導加熱調理器の各機能別要素のうち、ＩＧＢＴ駆動部の回路構成を単純化する効果がある。

また、本発明は、集積回路を適用してコストの低減を実現する効果がある。また、本発明は、電源電圧が上昇または下降した際、消費電力が変動しないように電圧補償対策を取り、一定の出力を保持する効果がある。

更に、本発明は、電源電圧のトラブルにより、異常状態（過共振または過電流現象）が発生した時、速かに回路動作を停止させる安全装置を備えて、製品の信頼性と寿命を向上する効果がある。

以下では、本発明について実施例及び添付図面に基づいて詳しく説明する。しかしながら、以下の実施例及び図面によって、本発明の範囲が制限されるものではない。

本発明の誘導加熱調理器は、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路を適用したものであり、図２は本発明に係る誘導加熱調理器の内部回路の構成を示すブロック図であり、図３は、図２の誘導加熱調理器の詳細な回路を示している。

図２に示すように、本発明の誘導加熱調理器は、交流電源入力端１０から供給される商用交流電流を直流電流に整流及び平滑化する整流及び平滑部１１と、整流及び平滑部１１から供給された直流電流から高周波電力信号を発生して誘導加熱コイル１３に供給するインバータ部１２と、インバータ部１２を制御するための制御信号をインバータ部１２に出力するインバータ制御部４０と、誘導加熱調理器の全ての動作を制御するマイクロコンピュータ１４と、を含む。

より詳しく説明すると、インバータ制御部４０は、
（ａ）インバータ部１２の発振周波数を制御するため、マイクロコンピュータ１４からのデジタル制御信号をアナログ信号に変換するアナログ変換部４１と、
（ｂ）インバータ部１２のオン・オフ動作を制御するため、マイクロコンピュータ１４から制御信号を受けて出力制御部４３に出力するオン・オフスイッチ部４２と、
（ｃ）自励発振のための抵抗及びキャパシタ（図３をご参照）とを含み、アナログ変換部４１から受けたアナログ信号に基づき、自励発振のための抵抗値を調節してそれにともなう発振周波数を変更・設定して、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４の抵抗端子ＲＴ（図３参照）に出力し、オン・オフスイッチ部４２からの信号に基づき、ロー（ＬＯＷ）またはハイ（ＨＩＧＨ）信号を自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４のキャパシタ端子ＣＴ（図３参照）に出力する出力制御部４３と、
（ｄ）抵抗端子ＲＴとキャパシタ端子ＣＴとを介して出力制御部４３と連結され、キャパシタ端子ＣＴからの信号に基づきオン・オフされ、抵抗端子ＲＴからの発振周波数に基づきインバータ部１２の電力スイッチング素子（図３参照）を駆動するためのパルス信号を出力する自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４と、
を含む。

また、本発明に係る誘導加熱調理器は、更に、
（ｅ）電源電圧異常状態（過電流または過共振）が発生した時、インバータ部１２を保護するために、インバータ部１２の過電流状態または過共振状態が発生したか又はしなかったかを感知するため、インバータ部１２の直流部パターンの電位差を増幅して出力する過電流感知部４５と、
（ｆ）過電流感知部４５からの過電流信号と別途に印加された基準電圧とを比較して、その値を出力する異常状態ホールド部４６と、
を含む。ここで、オン・オフスイッチ部４２は、異常状態ホールド部４６の出力値を受けて出力制御部４３に出力する。

また、本発明による誘導加熱調理器は、消費電流の感知及び商用交流電圧の入力電圧を補償するため、消費電流及び入力電圧を測定して、これを重畳した値を出力してマイクロコンピュータ１４に送る電流感知及び電圧補償部５０を含む。

以下では、図３を参照して、本発明に係る誘導加熱調理器の構成及び動作原理に関して説明する。まず、整流及び平滑部１１は、ブリッジダイオードＢＤで直流に変換された後、リアクタＬを経て平滑キャパシタＣ１に蓄積される。このリアクタＬと平滑キャパシタＣ１の役割は、システム内部で発生したノイズが外部に放出されることを抑制する。

次に、インバータ部１２は、同図に示すように、共振キャパシタＣ４、Ｃ５からなる共振部と、一対のインバータ電力素子（ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２）とを含む。以下では、インバータ部１２の動作について、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４に関連して説明する。

次に、アナログ変換部４１は、マイクロコンピュータ１４の出力端子から数ビットバイナリまたは１ビットＰＷＭ信号を受けて、積分過程でアナログ信号に変換した後、出力御部４３に出力する。

また、オン・オフスイッチ部４２は、マイクロコンピュータ１４の出力端子のうち、ローアクティブ（ＬＯＷ ＡＣＴＩＶＥ）状態で制御信号を出力する端子Ｐ１がベースに連結されて、エミッタが接地されるトランジスタＴＲ１と、トランジスタＴＲ１のコレクタにカソード側が連結されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１のアノード側にベース端子が相互並列で連結された２つのプッシュプル・トランジスタＴＲ２、ＴＲ３と、２つのプッシュプル・トランジスタＴＲ２、ＴＲ３のエミッタとカソード側で連結され、キャパシタ端子ＣＴの間にアノード側で連結されたダイオードＤ２と、を含む。

また、オン・オフスイッチ部４２は、異常状態ホールド部４６の出力をトランジスタＴＲ１のコレクタに連結するダイオードＤ３と、異常状態ホールド部４６の出力がベースに連結されたトランジスタＴＲ４と、トランジスタＴＲ４のコレクタに連結された抵抗Ｒ１と、を含み、ダイオードＤ１は、トランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ４のコレクタとの間を連結する。

また、出力制御部４３は、アナログ変換部４１からのアナログ信号を抵抗Ｒ２を介してゲートで受けることによってドレーン−ソース間の抵抗値を変化させる電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と、その一側が抵抗端子ＲＴに連結され、他側が電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のドレーンに連結される抵抗Ｒ３と、一側が抵抗端子ＲＴ及び抵抗Ｒ３に連結され、他側が電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のソース及びキャパシタ端子ＣＴに連結された抵抗Ｒ４と、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のソースに一側が連結されたキャパシタＣ２とから構成される。

また、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４は、出力制御部４３の抵抗（後述する）と、キャパシタＣ２と結合することによって自励発振のための相補信号を出力する発振回路部（図示せず）と、相補信号を受けてインバータ部１２の電力スイッチング素子ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を駆動させるためのパルス信号を発生するパルス信号発生部（図示せず）とを含む。

自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４の構造を示す実施例を、図４に示す。同図に示す自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４の内部構成図を参照して、集積回路４４の機能について簡単に説明する。この集積回路４４の内部の構成は、発振回路部とパルス信号発生部とに区分されている。発振回路部は、外部に抵抗端子ＲＴとキャパシタ端子ＣＴを取り付けると自ら発振するが、このような発振方式を‘自励発振’という。このパルス信号発生部は、発振回路部で生成された相補出力信号Ｑ、／Ｑが、‘ＤＥＡＤ ＴＩＭＥ’ブロック、１つの‘ＰＵＬＳＥ ＧＥＮ’ブロック、及び‘ＤＥＬＡＹ’ブロックを経て、‘むだ時間（ＤＥＡＤ ＴＩＭＥ）’が含まれた相補信号になり、集積回路４４の終端部の上、下プッシュプルドライブに各々送られる。同図に示すように、プッシュプルドライブは、上側部と下側部が各々独立的に構成されており、端子ＬＯでは下側電力素子（ＩＧＢＴ２）駆動用パルス信号を、端子ＨＯでは上側電力素子（ＩＧＢＴ１）駆動用パルス信号を出力する。このような集積回路４４は、集積化することによって回路の構成が極めて単純になり、結果的にコストを低減するという目的が達成される。参考までに、発振及びハーフブリッジドライブの構成に必要な部品数は、従来の誘導加熱調理器の場合、約４７点が必要だったのに対して、本発明による集積回路４４を適用する場合は僅か４点が必要になり、それが占める面積も１／１０以下になる。

また、過電流感知部４５は、インバータ直流部パターンの電位差を増幅して過電流信号を異常状態ホールド部４６に出力するＯＰアンプＯＰ１と、インバータ直流部パターンの電位差をＯＰアンプＯＰ１の（＋）端に入力する非反転入力端抵抗Ｒ５と、ブリッジダイオードＢＤの（−）端と接続されＯＰアンプＯＰ１の（−）端に接続された反転入力端抵抗Ｒ６と、ＯＰアンプＯＰ１の出力端からの出力信号を再びＯＰアンプＯＰ１の（−）端に入力することによって利得を決める負帰還抵抗Ｒ７と、を含む。

また、異常状態ホールド部４６は、過電流感知部４５から出力される過電流信号をダイオードＤ４を介して受け、インバータ部１２から過共振状態の発生信号をダイオードＤ５を介して受けた後、基準電圧ＲＶと比較してそれより高いと、ハイ（ＨＩＧＨ）状態を出力する比較器ＯＰ２と、瞬間的に現れて消える異常信号に対しても持続的なハイ（ＨＩＧＨ）出力を保持するために比較器ＯＰ２の出力をまた比較器ＯＰ２の非反転入力端に戻すための正帰還ダイオードＤ６と、比較器ＯＰ２出力端に配置したプルアップ（ＰＵＬＬ ＵＰ）用抵抗Ｒ８と、ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６の電流通路用抵抗Ｒ９と、を含む。

また、電流感知及び電圧補償部５０は、商用交流電圧を脈動電流に変換する整流ダイオード部Ｄ１１、Ｄ１２と、商用交流電圧及び整流及び平滑部１１の間に直列で連結されて誘導加熱調理器の消費電流を感知するためのカレント・トランスフォーマーＣＴと、相互２つずつ直列連結された２対のダイオードが並列で連結されて各対の中間地点にカレント・トランスフォーマーＣＴの終端が各々連結されて、入力端Ａが整流ダイオード部Ｄ１１、Ｄ１２に連結されて脈動電流を受け、出力端Ｂがマイクロコンピュータ１４の端子Ｐ３に連結されるブリッジ型ダイオードＤ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０と、ブリッジ型ダイオードＤ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０で変換された脈動電流を直流に変換する出力端Ｂに連結された充電キャパシタＣ６と、入力端Ａ及び整流ダイオード部Ｄ１１、Ｄ１２に連結された分圧抵抗Ｒ１２、Ｒ１３と、分圧抵抗Ｒ１２、Ｒ１３に連結された充電キャパシタＣ７と、マイクロコンピュータ１４が調理容器の有無を判別するようにベースがマイクロコンピュータ１４の端子Ｐ４に連結され、コレクタが充電キャパシタＣ７に連結されて、エミッタが接地されたトランジスタＴＲ５と、を含む。

以下では、まず本発明に係る誘導加熱調理装置におけるオン・オフ動作と出力調節部分とについて詳しく説明する。マイクロコンピュータ１４の端子Ｐ１は、誘導加熱調理器をオン・オフさせるための命令を出力するものであり、ローアクティブ（ＬＯＷ ＡＣＴＩＶＥ）状態を有する。端子Ｐ１が一旦ハイ（ＨＩＧＨ）になると、オン・オフスイッチ部４２のトランジスタＴＲ１がターンオンされて、プッシュプル（ＰＵＳＨ−ＰＵＬＬ）トランジスタＴＲ２、ＴＲ３の接続部がロー（ＬＯＷ）になり、結局、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４のキャパシタ端子ＣＴが、ダイオードＤ２を通じてロー（ＬＯＷ）になり、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４の動作が停止する。また、端子Ｐ１がロー（ＬＯＷ）になると、論理ステートの反対作用により、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４の動作が開始される。

マイクロコンピュータ１４の端子Ｐ１は、オン・オフスイッチ部４２でインバータの作動をオン・オフさせるほか、異常状態ホールド部４６のホールド機能を解除する役割も行う。異常状態ホールド部４６の出力は、ハイ（ＨＩＧＨ）状態を有する。異常状態ホールド部４６は、比較器ＯＰ２による過電流状態の発生時には、ダイオードＤ４から、また過共振状態の発生時には、ダイオードＤ５から異常信号を受けて基準電圧ＲＶと比較し、それより高いと判断される場合にはハイ（ＨＩＧＨ）状態を出力する。しかしながら、瞬間的に現れて消える異常信号に対しても持続的なハイ（ＨＩＧＨ）出力を保持するために、出力を正帰還ダイオードＤ６を介して比較器ＯＰ２の非反転入力端に戻す。抵抗Ｒ８は、比較器ＯＰ２出力のプルアップ（ＰＵＬＬ ＵＰ）用として、抵抗Ｒ９は、ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６の電流通路として作用する。

図５は、異常状態の発生時に、異常状態ホールド部４６を含む関連構成要素等の状態を示すグラフであり、ここでは過電流現象の発生時を例として挙げているが、過共振現象の発生時にも同じ状態になる。例えば、異常現象が発生して、異常状態ホールド部４６の出力がハイ（ＨＩＧＨ）になると、オン・オフスイッチ部４２は、２つの状態のうち、１つを選ぶようになる。まず端子Ｐ１がハイ（ＨＩＧＨ）である場合（インバータの動作停止）は、トランジスタＴＲ１がターンオンされているために、ダイオードＤ３により無視されるが、逆に端子Ｐ１がロー（ＬＯＷ）である場合（インバータの動作中）は、トランジスタＴＲ４のターンオンによりプッシュプル・トランジスタＴＲ２、ＴＲ３の接続部がロー（ＬＯＷ）になり、インバータの動作が直ちに停止してインバータ部１２の電力素子（ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２）が保護される。

また、このような異常状態の発生によりインバータ１２が停止した場合の解除は、マイクロコンピュータ１４により、端子Ｐ１を暫くの間ハイ（ＨＩＧＨ）にしてまたロー（ＬＯＷ）にするのが良いが、これは端子Ｐ１がハイ（ＨＩＧＨ）である場合、トランジスタＴＲ１がターンオンされ、ダイオードＤ３を通じて比較器ＯＰ２の出力がロー（ＬＯＷ）になり、比較器ＯＰ２の非反転入力端の電圧が反転入力端の基準電圧ＲＶより低くなるためである。

アナログ変換部４１はマイクロコンピュータ１４の端子Ｐ２から数ビットバイナリ（Ｂｉｎａｒｙ）または１ビットＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を受けて、積分過程を経てアナログ信号に変換されて出力制御部４３に供給する。

このアナログ変換部４１で生成されたアナログ信号は、出力制御部４３の抵抗Ｒ２を介して電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートに送られて、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のドレーン−ソース間の抵抗値を変化させて、結局、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４の発振周波数を変更させる。このような過程を経て、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４の発振周波数を変更するのは、上述したように、誘導加熱調理器の出力を調節するためである。

自励発振ハーフブリッジドライバー８０の発振周波数は、下記の数式１のように求められる。

Ｆｏ（Ｈｚ）＝１／｛１．４＊（ＲＴ＋７５＊ＣＴ）｝
ここで、ＣＴは、キャパシタＣ２の容量（Ｆ）であり、ドレーン−ソース間（ＦＥＴ）の抵抗をＲＤｓ（Ω）とすると、ＲＴ（Ω）＝｛（Ｒ３＋ＲＤｓ）×Ｒ４｝／｛（Ｒ３＋ＲＤｓ）＋Ｒ４｝となる。

したがって、本発明による誘導加熱調理器での発振周波数の変更は、上記式から分かるように、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のドレーン−ソース間の抵抗値を変化させることにより、結局抵抗端子ＲＴの値が変わることによって変更されるようになっている。

インバータ部１２内の一対のＩＧＢＴ、すなわち、上側ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ１）と下側ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ２）は、自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４からゲート駆動信号を受けて、負荷である誘導加熱コイル１３に高周波スイッチング電流を供給する。誘導加熱コイル１３は、共振部の共振キャパシタＣ４、Ｃ５と等価的に直列共振状態で動作する。誘導加熱コイル１３に高周波共振電流が流れると、コイル上に位置する磁性体調理容器２の底面に渦電流が誘起されて、渦電流はまた調理容器２そのものの金属抵抗と作用して、所望の熱に変換される。自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路４４に接続されているキャパシタＣ３は、上側ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ１）のゲート駆動信号を生成するための内部駆動電源蓄積用として作用する。共振部に接続されている抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１１とは、共振電圧を減圧して異常状態ホールド部４６の判断入力に送る役割をする。

次に、過電流感知部４５は、誘導加熱調理装置の直流部パターン上の微細な電位差をＯＰアンプＯＰ１で一定の大きさに増幅して、異常状態ホールド部４６に送る。ある異常状態によって機器の電流の流れが正常状態より高くなると、過電流の感知部４５のＯＰアンプＯＰ１の出力Ｙ２が異常状態ホールド部４６の基準電圧ＲＶより高くなり、結局、異常状態ホールド部４６の出力がハイ（ＨＩＧＨ）となり、インバータ１２の動作を停止させる。反転入力端抵抗Ｒ６と負帰還抵抗Ｒ７は、ＯＰアンプＯＰ１の増幅度を決定する用途のものであり、非反転入力端抵抗Ｒ５は、ＯＰアンプＯＰ１のインプットドラフトを減少させる。従来の過電流感知手段は、通常カレント・トランスフォーマーを用いて目的とする個所の電流を電圧に換算するが、カレント・トランスフォーマーを使用する場合、ＯＰアンプのような半導体に比べて価格が高く、多くの空間を占めるという問題がある。したがって、本発明は、このような問題点を改善するために、ＯＰアンプによる過電流の検出法を適用しており、これは非常に独特の手段である。

電流感知及び電圧補償部５０は、一つのブロック内で二つの役割をするが、第一は誘導加熱調理器機の消費電流を感知することであり、第二は入力電圧を感知することである。ここで、機器の消費電流は、カレント・トランスフォーマー（ＣＴ）を介して読み取られ、ブリッジ型ダイオードＤ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０を通じて脈動電流に変換された後、充電キャパシタＣ６で直流に変換される。商用交流電源は、整流ダイオード部Ｄ１１、Ｄ１２を通じて脈動電流に変換された後、分圧抵抗Ｒ１２、Ｒ１３により電圧が低くなり、充電キャパシタＣ７で直流に変換され、電圧Ｖ１０に表現される。したがって、マイクロコンピュータ１４の電流モニター端子Ｐ３には、結局、機器の消費電流量に電源電圧（Ｖ１０）分が重畳して印加されることにより、マイクロコンピュータ１４は、電源電圧が上昇して大きくなった電圧Ｖ１２も消費電流が増加したことと認識することにより、出力を下げる動作を行い、電源電圧の上昇または下降に関わらず定出力を保持するようにする。トランジスタＴＲ５は、マイクロコンピュータ１４が調理容器２の有無を判別する際、ターンオンされるようになっており、入力電圧の重畳分をなくすように作用する。マイクロコンピュータ１４は、調理容器２の有無を識別する時、インバータの消費電流だけを必要とするので、ここで入力電圧分が重畳されていると、調理容器の識別に支障を与える。したがってマイクロコンピュータ１４は、調理容器２の識別動作を行う際、端子Ｐ４をハイ（ＨＩＧＨ）にしてトランジスタＴＲ５をターンオンさせることが好ましい。

図６は、電源電圧の変動によるマイクロコンピュータ１４のモニター電圧Ｖ１２の追従を示す。図６の一番目のグラフは、図３の電流感知及び電圧補償部５０において、Ｖ１１ノードの電流値、二番目のグラフは、Ｖ１２を平滑なものに電圧補償する前の電流値、三番目のグラフは、Ｖ１０ノードの入力電圧値、四番目のグラフは、Ｖ１２ノードにＶ１１値を加えた、すなわち電圧補償後の電流値を示すグラフである。

図６から分かるように、入力電圧Ｖ１０ノードの電圧が定格電圧より高くなると、それに比例した電圧値を電流感知値に加えて、すなわち、電流が増加したことと同じ効果を有するようにすると、マイクロコンピュータ１４は電流が増加したと認知して出力を低減する作動を行う。

なお、本発明に係る誘導加熱調理器は、上記の実施形態に限られること無く、その他のあらゆる実施形態が本発明の含まれる。

従来の誘導加熱調理器の内部回路構成を示すブロック図である。 本発明の誘導加熱調理器の内部回路構成を示すブロック図である。 本発明の誘導加熱調理器の内部構成を示す詳細回路図である。 本発明に適用した誘導加熱調理器の自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路の内部構成図である。 異常状態発生時の安全モード進入過程を示すグラフである。 入力電圧変動による出力補償のための信号の合成過程を示すグラフである。

Claims (11)

1. 交流電源入力端から供給される商用交流電流を直流電流に整流及び平滑化する整流及び平滑部と、前記整流及び平滑部から供給される直流電流から高周波電力信号を発生させるインバータ部と、前記インバータ部を制御するための制御信号を出力するインバータ制御部と、誘導加熱調理器の全ての動作を制御するマイクロコンピュータと、を含む誘導加熱調理器であって、
   前記インバータ制御部が、
   前記インバータ部の発振周波数を制御するために前記マイクロコンピュータから入力されるデジタル制御信号をアナログ信号に変換するアナログ変換部と、
   前記インバータ部のオン・オフ動作を制御するために前記マイクロコンピュータからの制御信号を受けて出力制御部に出力するオン・オフスイッチ部と、
   自励発振のための抵抗及びキャパシタを含み、前記アナログ変換部から受けたアナログ信号に基づき前記自励発振のための抵抗値を調節し、発振周波数を変更・設定して自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路の抵抗端子ＲＴに出力し、前記オン・オフスイッチ部からの信号に基づきロー（ＬＯＷ）またはハイ（ＨＩＧＨ）信号を自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路のキャパシタ端子ＣＴに出力する出力制御部と、
   前記出力制御部と連結されて前記キャパシタ端子ＣＴからの信号に基づきオン・オフされ、前記抵抗端子ＲＴからの発振周波数に基づき前記インバータ部の電力スイッチング素子を駆動するためのパルス信号を出力する自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路と、
   を含み、
   前記オン・オフスイッチ部が、前記マイクロコンピュータの出力端子のうち、ローアクティブ（ＬＯＷ ＡＣＴＩＶＥ）状態で制御信号を出力する端子Ｐ１とベースが連結されエミッタが接地される第１トランジスタと、前記第１トランジスタのコレクタにカソード側が連結された第１ダイオードと、前記第１ダイオードのアノード側にベース端子が相互並列で連結された二つのプッシュプル・トランジスタと、前記２つのプッシュプル・トランジスタのエミッタとカソード側で連結され、前記キャパシタ端子ＣＴとの間にアノード側で連結された第２ダイオードと、を含むことを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 交流電源入力端から供給される商用交流電流を直流電流に整流及び平滑化する整流及び平滑部と、前記整流及び平滑部から供給される直流電流から高周波電力信号を発生させるインバータ部と、前記インバータ部を制御するための制御信号を出力するインバータ制御部と、誘導加熱調理器の全ての動作を制御するマイクロコンピュータと、を含む誘導加熱調理器であって、
   前記インバータ制御部が、
   前記インバータ部の発振周波数を制御するために前記マイクロコンピュータから入力されるデジタル制御信号をアナログ信号に変換するアナログ変換部と、
   前記インバータ部のオン・オフ動作を制御するために前記マイクロコンピュータからの制御信号を受けて出力制御部に出力するオン・オフスイッチ部と、
   自励発振のための抵抗及びキャパシタを含み、前記アナログ変換部から受けたアナログ信号に基づき前記自励発振のための抵抗値を調節し、発振周波数を変更・設定して自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路の抵抗端子ＲＴに出力し、前記オン・オフスイッチ部からの信号に基づきロー（ＬＯＷ）またはハイ（ＨＩＧＨ）信号を自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路のキャパシタ端子ＣＴに出力する出力制御部と、
   前記出力制御部と連結されて前記キャパシタ端子ＣＴからの信号に基づきオン・オフされ、前記抵抗端子ＲＴからの発振周波数に基づき前記インバータ部の電力スイッチング素子を駆動するためのパルス信号を出力する自励発振ハーフブリッジ駆動集積回路と、
   を含み、
   前記誘導加熱調理器が、電源電圧異常状態（過電流または過共振）の発生時、前記インバータ部を保護するために、前記インバータ部の過電流状態または過共振状態が発生したか又は発生しなかったかを感知するため、前記インバータ部の直流部パターンの電位差を増幅して出力する過電流感知部と、前記過電流感知部からの過電流信号と別途印加された基準電圧とを比較してその値を出力する異常状態ホールド部と、をさらに含み、
   前記異常状態ホールド部が、前記過電流感知部から出力される過電流信号を第１ダイオードを介して受けて、前記インバータ部からの過共振状態発生信号を第２ダイオードを介して受けた後、基準電圧と比較してそれより高いと、ハイ（ＨＩＧＨ）状態を出力する比較器と、瞬間的に現れて消える異常信号に対しても持続的なハイ（ＨＩＧＨ）出力を保持するために前記比較器の出力を再び比較器の非反転入力端に戻すための正帰還ダイオードと、前記比較器出力端に配置するプルアップ（ＰＵＬＬ ＵＰ）用の第１抵抗と、前記ダイオード等の電流通路用第２抵抗と、を含むことを特徴とする誘導加熱調理器。
3. 前記誘導加熱調理器が、電源電圧異常状態（過電流または過共振）の発生時、前記インバータ部を保護するために、前記インバータ部の過電流状態または過共振状態が発生したか又は発生しなかったかを感知するため、前記インバータ部の直流部パターンの電位差を増幅して出力する過電流感知部と、前記過電流感知部からの過電流信号と別途印加された基準電圧とを比較してその値を出力する異常状態ホールド部と、をさらに含み、前記オン・オフスイッチ部が、前記異常状態ホールド部の出力値が入力されると、前記出力制御部に出力し、
   前記オン・オフスイッチ部が、前記異常状態ホールド部の出力を前記第１トランジスタのコレクタに伝達する第３ダイオードと、前記異常状態ホールド部の出力がベースに連結された第２トランジスタと、前記第２トランジスタのコレクタに連結された抵抗と、を含み、前記第１ダイオードが、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタのコレクタとの間を連結することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱調理器。
4. 前記異常状態ホールド部の出力が、ハイ（ＨＩＧＨ）状態の出力値を有することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の誘導加熱調理器。
5. 前記過電流感知部が、前記インバータ直流部パターンの電位差を増幅して前記過電流信号を前記異常状態ホールド部に出力するＯＰアンプと、前記インバータ直流部パターンの電位差を前記ＯＰアンプの（＋）端に入力する非反転入力端抵抗と、前記ＯＰアンプの（−）端と接続された反転入力端抵抗と、前記ＯＰアンプの出力端からの出力信号を再び前記ＯＰアンプの（−）端に入力することによって利得を決める負帰還抵抗と、を含むことを特徴とする請求項２から請求項４の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。
6. 前記アナログ変換部が、前記マイクロコンピュータの出力端子から数ビットバイナリまたは１ビットＰＷＭ信号を受けて積分過程でアナログ信号に変換した後、前記出力制御部に出力することを特徴とする請求項１から請求項５の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。
7. 前記出力制御部が、前記アナログ変換部で出力するアナログ信号を第１抵抗を介してゲートに送ることにより、ドレーン−ソース間の抵抗値が変化する電界効果トランジスタと、一側が前記抵抗端子ＲＴに連結し、他側が前記電界効果トランジスタのドレーンに連結する第２抵抗と、一側が前記抵抗端子ＲＴ及び第２抵抗に連結して、他側が前記電界効果トランジスタのソース及び前記キャパシタ端子ＣＴに連結する第３抵抗と、前記電界効果トランジスタのソースに一側が連結されたキャパシタと、を含むことを特徴とする請求項１から請求項６の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。
8. 前記誘導加熱調理器が、消費電流の感知及び前記商用交流電流の入力電圧を補償するために前記消費電流及び入力電圧を測定して、これを重畳した値を出力して前記マイクロコンピュータに送る電流感知及び電圧補償部を、さらに含むことを特徴とする請求項１から請求項７の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。
9. 前記電流感知及び電圧補償部が、前記商用交流電流を脈動電流に変換する整流ダイオード部と、前記交流電源入力端と前記整流及び平滑部との間に直列で連結して前記誘導加熱調理器の消費電流を感知するためのカレント・トランスフォーマーと、相互２つずつ直列で連結した２対のダイオードが並列で連結され、それぞれの一対の中間地点に前記カレント・トランスフォーマーの終端が各々連結され、入力端が前記整流ダイオード部に連結されて脈動電流を受け、出力端がマイクロコンピュータの端子に連結されるブリッジ型ダイオードと、前記ブリッジ型ダイオードで変換された脈動電流を直流に変換する前記ブリッジ型ダイオードの出力端に連結された第１充電キャパシタと、前記ブリッジ型ダイオードの入力端及び前記整流ダイオード部に連結された分圧抵抗と、前記分圧抵抗に連結された第２充電キャパシタと、を含むことを特徴とする請求項８に記載の誘導加熱調理器。
10. 前記マイクロコンピュータが調理容器の有無を判別するように、前記電流感知及び電圧補償部が、ベースが前記マイクロコンピュータの端子（Ｐ４）に連結され、コレクタが前記第２充電キャパシタに連結されて、エミッタが接地されたトランジスタをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の誘導加熱調理器。
11. 前記集積回路は、前記抵抗端子ＲＴとキャパシタ端子ＣＴを介して前記出力制御部の抵抗及びキャパシタと結合することによって自励発振のための相補信号を出力する発振回路部と、前記相補信号を受けて前記インバータ部の電力スイッチング素子を駆動させるためのパルス信号を発生するパルス信号発生部と、を含むことを特徴とする請求項１から請求項１０の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。

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