JP4279098B2

JP4279098B2 - 雑音低減回路及び遅延プロファイル生成方法

Info

Publication number: JP4279098B2
Application number: JP2003324105A
Authority: JP
Inventors: 樹広仲田
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2003-09-17
Filing date: 2003-09-17
Publication date: 2009-06-17
Anticipated expiration: 2023-09-17
Also published as: JP2005094291A

Description

本発明は、雑音低減回路、特に直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing)変調方式で変調されたデータ伝送装置の遅延プロファイル生成方法に関する。

近年、移動体向けデジタル伝送や、地上系デジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式(以下、ＯＦＤＭ方式と称す)が注目を浴びている。ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交するｎ本(ｎは数十〜数百)の搬送波(キャリア)にそれぞれデジタル変調を施した伝送方式である。

ＯＦＤＭ信号は、上記搬送波が互いに直交関係を保つように加算され、ＯＦＤＭ時間軸波形が生成される。この加算処理は、各キャリアに対しＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourie Transform)処理を行うことで実現できる。

ＯＦＤＭ信号の構成は、図３に示す様に、上記ＩＦＦＴ処理後の時間軸波形である有効シンボルと、有効シンボルの一部を複写して有効シンボルの前に付加したガードインターバルからＯＦＤＭシンボルが構成される。

ＯＦＤＭ方式は、ガードインターバルを付加することで、ガードインターバル期間内の遅延時間の遅延波に対しては、そのシンボル間干渉による劣化を避けることが出来るため、マルチパスフェージングに対して、強い耐性を有することができる。

送信装置において生成されたＯＦＤＭ信号は、中間周波数(ＩＦ)、高周波(ＲＦ)帯域に周波数変換した後、送信される。
受信装置においては、受信信号は、ＲＦ帯域、ＩＦ帯域を経て、ベースバンド帯域に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器にてサンプリングされる。

ＯＦＤＭ信号に対する復調処理は、得られた受信サンプル値系列に対し、送信装置と逆にＦＦＴ演算処理を施し、時間軸信号から周波数軸信号へと変換する。
ＦＦＴ演算処理は、得られた受信サンプル系列上に有効シンボル期間長の時間窓を設け、時間窓内に含まれるサンプル信号に対してＦＦＴ演算処理を施す。

ＦＦＴ演算処理を行う際に受信サンプル系列上に設ける時間窓は、図４に示すように、ガードインターバル期間内のマルチパスの影響を軽減するため、シンボル期間の終了時点に配置されるのが望ましい。しかしながら、サンプリングクロック周波数誤差やマルチパス等によって、隣り合うシンボルの信号を含んだ位置にＦＦＴ窓を設けてしまった場合には、シンボル間干渉が発生してしまう。

ＯＦＤＭ伝送におけるシンボル間干渉は、ガウス雑音の混入としてみなされるため、結果的にＣ／Ｎ(キャリア対雑音比：Carrier/Noise)の劣化として現れ、符号誤り率の劣化が生じてしまう。

このようにして得られた各キャリア毎の振幅、位相情報に基づいて、ＤＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の復調を行い、ＯＦＤＭ伝送を完了する。
このような、ＯＦＤＭ受信機の復調処理に関しては、例えば、非特許文献１に記載されている。

次に、本発明に係わる遅延プロファイルの測定方法について説明する。この遅延プロファイル算出処理については、例えば、特許文献１に詳述してある。
ＯＦＤＭ伝送は、その方式上、マラソン中継等の移動体伝送に用いられることが多い。屋外での伝送は、その地形に応じて送信機から直接到来する主波の他に、建物等から反射して遅延時間を伴って到来する反射波が存在するマルチパス通信路が形成される。更に、移動体伝送においては、主波と反射波のレベルも時々刻々と変化するフェージング環境も発生することがある。

上記で説明したように、ガードインターバルよりも長い遅延時間のマルチパスが発生すると、シンボル間干渉が発生し伝送性能が急激に劣化してしまう。また、同様にレベルの大きいマルチパスにより、受信処理において適切な位置にＦＦＴを設けることが出来なくなってしまった場合にもシンボル間干渉が発生する。

マラソン中継においては、このシンボル間干渉により生じた伝送誤りによって受信側の画像デコード処理が不可能になり、画像が一時ストッブするフリーズやブロック的なノイズを引き起こしてしまうことがある。生中継などの伝送においては、このような画像のフリーズは視聴者への影響を考慮すると、絶対に避けなければならない事項である。

従って、中継の信頼性を上げるために、伝搬路特性を観測し、伝搬路特性に基づいた伝送を行うことは非常に有効な手段となる。
伝搬路特性を観測する手段として最も良く用いられている方法に、主波や反射波のレベルと遅延時間を算出する遅延プロファイルがある。

上記ではマルチパスによるシンボル間干渉について説明したが、マルチパスはさらに、周波数選択性フェージングと称される劣化を引き起こしてしまう。これは、主波と反射波の位相関係が逆相付近になるとその周波数近辺のレベル低下が生じてしまう。ＯＦＤＭ信号では、１本当たりの搬送波の帯域が狭いため、周波数選択性フェージングのディップに該当した搬送波は、大きくその影響を受けてしまう。これは、主波と反射波の比率が１に近い程、影響度が大きい。

このように、マルチパスはシンボル間干渉や周波数選択性フェージングによる劣化を引き起こす要因であるため、ガードインターバルを超えるような長い遅延時間のマルチパス環境下や、反射波のレベルが大きいような環境下での運用は避けなければならない。

これは、遅延プロファイルを観測することで、安定した伝送路環境を選定することができる。
この遅延プロファイルの実現方法について、図５、図６を用いて以下簡単に説明する。なお、ＯＦＤＭ信号に対する復調処理については、例えば、特許文献１に記載されているので、ここでは、ＶＣＯ４３〜復調部４７の動作説明を省略する。

図示しない送信装置から伝送路を経由し受信装置に到達したＯＦＤＭ受信信号は、高周波部４０、中間周波部４１にて、ベースバンド周波数帯域の信号に変換される。中間周波部４１からの出力はＡ／Ｄ変換部５１にてＶＣＯ４３から供給される受信サンプリングクロックを用いてアナログ／ディジタル変換される。Ａ／Ｄ変換器５１により得られた受信サンプル系列Ｓは、相関演算器５２および遅延回路５３に入力され、遅延回路５３の出力Ｄは相関演算器５２のもう一方の入力端子に接続される。遅延回路５３では、受信サンプル系列に対して有効シンボル期間の遅延、例えば、１０２４サンプリングクロックの遅延を行う。

相関演算器５２では、図６に示すように受信サンプル系列Ｓと遅延した信号Ｄの各サンプル毎の相関演算を行う。ここで、前述のように、ＯＦＤＭ信号は、有効シンボルの後端部(図６のａ,ｂ)を複写し、有効シンボルの前端部(図６のａ',ｂ')にガードインターバルとして付加した信号構成である。

そのため、図６に示す様に、有効シンボル期間遅延した遅延信号Ｄが、ガードインターバル期間の信号(ａ',ｂ')である時、対応する受信サンブル値系列Ｓは遅延信号Ｄと同じ成分(ａ,ｂ)となる。従って、サンプル毎の相関結果Ｃは、遅延信号Ｄがガードインターバルの信号(ａ',ｂ')期間で相関係数は大きくなる。そして、遅延信号Ｄがガードインターバル期間以外の信号期間では、受信サンプル値系列Ｓとは、異なるシンボルの信号であるため無相関な信号となり、相関係数も小さくなる。

しかし、例えガードインターバル期間の信号であっても、ＯＦＤＭ信号の振幅分布は、ガウス分布に近い分布形態であるため、相関演算で得られた相関値Ｃにも、レベルのばらつきが存在してしまう。このばらつきは、相関信号レベルを一定とし、それに雑音を加えたものと見立てることが出来る。

そこで、この相関値系列のレベルのばらつきを抑えるため、図５の相関演算器５２からの相関値系列信号Ｃをノイズ除去フィルタ５４に入力し、ノイズ成分の除去を行う。
この様にしてノイズ成分の除去された相関値系列Ｆは、図６に示すようにガードインターバル期間のみ相関値レベルが大きくなる矩形波状の波形を形成する。

ノイズ除去フィルタ５４の出力Ｆは、微分器５５に入力される。微分器５５では、図７の(ａ)に示すような相関値系列Ｆに対し、１サンプル前の信号と現在のサンプル信号との差分を演算し、微分係数Ｋ(図７の(ｂ))を算出する。

ここで、相関値系列信号がガードインターバル期間になると、急激に相関値レベルが大きくなるため、その時の微分係数Ｋは大きな値となる。
また、マルチパスが混入した時の相関値系列Ｆは、図８の(ａ)に示すように、主波によるガードインターバル信号の相関係数と反射波によるガードインターバル信号の相関係数とが合成された波形となり、その微分係数Ｋも主波と反射波の切り替わり時点で大きな値(図８の(ｂ))を有する。

微分器５５からの出力Ｋは比較器５６に入力され、この微分係数Ｋから正の値を有する信号のみを抽出し、負の値を有する信号は、所定の値(例えば０)に変換して出力する。(図７、図８の(ｃ))
この信号は主波と反射波の位置に、それぞれのレベルに応じた急峻なピークが存在するため、近接した遅延時間の反射波も区別することが可能となる。

以上の処理により遅延プロファイル波形を算出することで、伝搬路特性を正確に観測することが可能となる。
映像情報メディア学会誌ｖｏｌ.５３，Ｎｏ．１１，ｐｐ１５３８〜１５４９（１９９９）特開２００２−２３２３８９

上記従来技術における遅延プロファイル処理では、相関信号Ｃには雑音成分が多く含まれており、レベルの小さい反射波を観測しようとするためにはノイズ除去フィルタが必要となってしまう。しかし、このノイズ除去フィルタは一般的に、雑音の低減効率(高周波数成分の減衰率)を上げると、時間応答特性が鈍くなってしまうという相反する特性を持っている。

伝送周波数がマイクロ波帯のように高くなってくると、伝送路の特性が急激に変動しやすくなる。例えば、マイクロ波帯では電波の指向性が強いため、遮蔽物により遮られていた電波が遮蔽物を通り過ぎた途端出現し、マルチパスが急に発生してしまうことがある。従来技術による方法では、遅延プロファイルからノイズを除去するために大幅な雑音低減が必要となり、この様な急激な伝送路特性の変化には追従することが出来ないという欠点が挙げられる。

本発明はこれらの欠点を除去し、伝送路特性の急激な変動にも追従でき、従来では雑音に埋もれてしまって観測できなかったような小さいレベルのマルチパスも観測することが出来るようにすることを目的とする。

本発明は上記目的を達成するため、所定値α(αは所定の時間関数)を基準に正負対称である信号が、所定期間Ｔずれた位置で合成されているような信号であって、該信号に対して所定値αとの相対的なレベル差を検出し、該レベル差が正の場合には正の信号として該信号成分と所定値αの減算値とし、該レベル差が負の場合には負の信号として該信号成分と所定値αの減算値とし、上記条件でない場合にはそれぞれの値を０として上記正の信号と負の信号に分離する分離手段と、上記正の信号と負の信号の内、時間的に早い期間に信号成分を有する一方の信号を所定期間Ｔの遅延を行う遅延手段と、上記遅延されていない信号と遅延された信号とを減算する手段を具備し、雑音を低減する雑音低減回路である。

また、ガードインターバルを有する直交周波数分割多重変調信号を受信する受信装置において、当該受信信号と該受信信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号との相関演算を行い、得られた相関結果に対して少なくとも微分処理を行い、該微分処理された信号を正の信号と負の信号に分離し、上記正の信号と負の信号の内、時間的に早い期間に信号成分を有する一方の信号を所定期間遅延し、上記遅延されていない信号と遅延された信号とを減算処理し、遅延プロファイル信号を生成するものである。

以上説明したように、本発明による雑音低減回路では、信号波形が時間的に分離され、尚且つ正負が対称であるような波形に対して雑音成分が混入している場合に、正の信号と負の信号を分離した後、どちらか片方を信号の位相が一致するまで遅延し、それぞれ減算することで、Ｓ／Ｎ比を６ｄＢ改善することが出来る。

また、雑音の低減により、システム全体の時間応答性を向上させたり、従来では雑音に埋もれて観測出来なかったような波形も観測できるようになる。

以下、本発明によるデジタル伝送装置の受信装置について、図１に図示する第一の実施形態により詳細に説明する。なお、微分器５５までの構成、動作については、図５と変わらないので、説明を省略する。

微分器５５からの信号Ｋは正負信号分離器１１に入力され、正負信号分離器１１からは正信号ＰＯＳと負信号ＮＥＧを出力する。正信号ＰＯＳはガードインターバル遅延器１２に入力され、ガードインターバル遅延器１２からはＰＯＳＤ信号が出力される。後続する減算器１３の−端子には正負信号分離器１１からの負信号ＮＥＧが入力され、＋端子にはガードインターバル遅延器１２からのＰＯＳＤ信号が入力される。減算器１３からは遅延プロファイル信号ＤＰＦが出力される。

次に本発明の動作について説明する。正負信号分離器１１には、図５と同様の処理により、図７（ｂ）、図８（ｂ）で示したような微分波形が入力される。ここで、微分信号Ｋは、ガードインターバル期間ずれた位置で正負反転した信号であることに着目する。

この微分信号Ｋをサンプリングクロック単位(Ｔ)の関数として再定義すると、
Ｋ(Ｔ)＝ＳＰ(Ｔ)＋ＳＮ(Ｔ−ＧＤ)＋Ｎ(Ｔ) ・・・・・・・・(１)
となる。ここで、ＳＰ(Ｔ)は微分信号Ｋの正側の信号、ＳＮ(Ｔ−ＧＤ)は正側の信号を正負反転してガードインターバル長(ＧＤ)分遅延した信号、Ｎ(Ｔ)は雑音成分を示している。また、Ｎ(Ｔ)は一般的な伝送路では、ほぼ正規分布を呈するガウス雑音である。

図５では、ＳＮ(Ｔ)を、遅延プロファイルに必要の無い成分として、除去してしまって(０に置き換えて)いたが、本発明ではこの成分も信号成分として考慮することで雑音低減の効果を提供することが出来る。

これを実現するため正負信号分離器１１では、微分信号Ｋ(Ｔ)を正(０以上)の信号と負(０未満)の信号とに分離する。まず、正信号ＰＯＳ(Ｔ)は、Ｋ(Ｔ)が正の時はＫ(Ｔ)の値を入力して、負の場合には０に置き換える。同様に負信号ＮＥＧ(Ｔ)は、Ｋ(Ｔ)が負の時はＫ(Ｔ)の値を入力し、正の場合は０に置き換える。

このことを式（２）（３）を用いて記述する。
ＰＯＳ(Ｔ)＝Ｋ(Ｔ) （Ｋ(Ｔ)≧０）ｅｌｓｅ０・・・・・（２）
ＮＥＧ(Ｔ)＝Ｋ(Ｔ) （Ｋ(Ｔ)＜０）ｅｌｓｅ０・・・・・（３）
上記式（１）において、雑音Ｎ(Ｔ)を正負分離して記述すると、
Ｎ(Ｔ)＝ＮＰ(Ｔ)＋ＮＮ(Ｔ) ・・・・・・・・・・・・・・（４）
となり、ここで、ＮＰ(Ｔ)は正の雑音成分、ＮＮ(Ｔ)は負の雑音成分を表し、それぞれの電力はＮ(Ｔ)の電力の１／２になっている。

従って、式（２）（３）を書き換えると、
ＰＯＳ(Ｔ)＝ＳＰ(Ｔ)＋ＮＰ(Ｔ) ・・・・・・・・・・・・・・（５）
ＮＥＧ(Ｔ)＝ＳＮ(Ｔ−ＧＤ)＋ＮＮ(Ｔ) ・・・・・・・・・・・・（６）
となり、この波形を図９（ｂ）（ｃ）に示す。

正信号ＰＯＳ(Ｔ)は、ガードインターバル遅延器１２に入力され、ガードインターバル期間の遅延を行い、ＰＯＳＤ(Ｔ)信号として出力する。ガードインターバル遅延器１２の構成は、具体的にはＦＩＦＯ(First In First Out)などのメモリを用いて構成されるが、シフトレジスタなどの論理回路を用いて実現しても良い。

同様に、式(７)を用いてＰＯＳＤ(Ｔ)信号を記述すると、
ＰＯＳＤ(Ｔ)＝ＰＯＳ(Ｔ−ＧＤ)＝ＳＰ(Ｔ−ＧＤ)＋ＮＰ(Ｔ−ＧＤ) ・・・(７)
となり、この波形を図９（ｄ）に示す。

減算器１３の−入力端子には、正負信号分離器１１からのＮＥＧ(Ｔ)信号が入力され、＋入力端子には、ガードインターバル遅延器１２からのＰＯＳＤ(Ｔ)信号が入力される。減算器１３では、＋入力信号(ＰＯＳＤ(Ｔ))から−入力信号(ＮＥＧ(Ｔ))を減算する。

減算後の信号をＳＵＢ(Ｔ)とすると、式（５）（７）から、
ＳＵＢ(Ｔ)＝ＰＯＳＤ(Ｔ)−ＮＥＧ(Ｔ)
＝ＳＰ(Ｔ−ＧＤ)＋ＮＰ(Ｔ−ＧＤ)−ＳＮ(Ｔ−ＧＤ)−ＮＮ(Ｔ) ・・・ (８)
となり、この減算結果の波形を図９（ｅ）に示す。

ここで、ＳＰ，ＳＮは正負が反転した遅延プロファイル波形の信号成分であり、
ＳＰ(Ｔ−ＧＤ)＝−ＳＮ(Ｔ−ＧＤ) の関係がある。また、ＮＰ(Ｔ−ＧＤ)と−ＮＮ(Ｔ)は、それぞれ時間的に無相関であって、Ｎ'(Ｔ)＝ＮＰ(Ｔ−ＧＤ)−ＮＮ(Ｔ)は、元来のＮ(Ｔ)と成分は異なるものの、その電力は等しくなる。

従って、
ＳＵＢ(Ｔ)＝２×ＳＰ(Ｔ−ＧＤ)＋Ｎ'(Ｔ) ・・・・・・・・・・（９）
となり、信号成分が電圧で２倍となり、雑音成分は変わらない。すなわち、信号対雑音比(Ｓ／Ｎ)が改善されたことになる。また、この時の雑音改善度をＳ／Ｎ比で表現すると、Ｓ／Ｎ＝２０×ｌｏｇ１０(２／１)≒６(ｄＢ)となる。

上記の処理を行うことで、Ｓ／Ｎ比が改善されるため、その分ノイズ除去フィルタ５４の雑音低減度を落とすことが出来る。これは、即ち、時間応答性を速めることになり、例えば従来の１／２の時間応答となる。よって、従来技術では、急激な変動に追従することが出来なかったが、本発明により約２倍の速さの伝送路特性変動に追従出来ることになる。

また、ノイズ除去フィルタ５４のフィルタ特性が従来と同様の構成をしていた場合にも、本発明により雑音を低減することで、従来では雑音に埋もれてしまって観測できなかったような小さいレベルのマルチパスも観測することが出来るようになる。

次に、図２に示す本発明を用いた第二の実施形態について説明する。
上記の図５、図６で説明した遅延プロファイルの生成方法は、ガードインターバルの相関演算を行い、その微分結果を用いるものであり、図７（ｂ）や図８（ｂ）に示す様な波形であった。これらの図では時間的に早い時点では、信号は正側に存在している。しかし、例えば、これらの波形が正負反転している、即ち、時間的に早い時点の信号が負側に存在している場合であっても、第二の実施形態では、第一の実施形態と同様に雑音を低減することが出来る。

正負信号分離器１１は、第一の実施形態で説明した様に、正信号と負信号を分離する。しかし、第二の実施形態は第一の実施形態と比較して、正負が反転したような信号であるため、遅延回路１２に入力する信号は、負信号ＮＥＧを入力する。

同様に、減算器１３でも、＋入力端子と−入力端子を入れ替えて、ガードインターバル遅延器１２からのＮＥＧＤ信号を−入力端子に接続し、＋入力端子には正信号ＰＯＳを接続する。減算器１３では、ＰＯＳ信号からＮＥＧＤ信号を減算することで、遅延プロファイル波形を得ることができる。

また、上記実施形態で述べた微分信号Ｋは、０レベルを中心に正負対称な波形であったが、所定値αを中心として対称であるような波形であっても、同様に雑音を軽減することができる。

この場合には、正負信号分離器１１において入力信号レベルがα以上であれば、正信号ＰＯＳとして出力し、α未満であれば負信号ＮＥＧとして出力することで、同様の効果を得ることが出来る。

更に、所定値αが時間の関数(時間によりその値が変動する)である場合についても説明する。
この関数をα(Ｔ)とすると、正負分離器１１の出力信号は、
ＰＯＳ(Ｔ)＝Ｋ(Ｔ)−α(Ｔ) (Ｋ(Ｔ)≧α(Ｔ)) ｅｌｓｅ０・・・（１０）
ＮＥＧ(Ｔ)＝Ｋ(Ｔ)−α(Ｔ) (Ｋ(Ｔ)＜α(Ｔ)) ｅｌｓｅ０・・・（１１）
となる。

このように、例えば、商用電源周波数などの低周波が重畳されているような波形であっても、その影響分を除去しながら、雑音を低減することも出来る。

本発明による第一の実施例の構成を示すブロック図本発明による第二の実施例の構成を示すブロック図ＯＦＤＭ信号のシンボル構成を示す模式図ＦＦＴ時間窓を示す模式図従来例による遅延プロファイル発生器の構成を示すブロック図相関演算処理動作を示す模式図マルチパスが混入していない場合の遅延プロファイル処理動作を示す波形図マルチパスが混入した場合の遅延プロファイル処理動作を示す波形図本発明の遅延プロファイル処理動作を示す波形図

符号の説明

１１：正負信号分離器、１２：ガードインターバル遅延器、１３：減算器、５１：Ａ／Ｄ変換器、５２：相関演算器、５３：遅延回路、５４：ノイズ除去フィルタ、５５：微分器、５６比較器。

Claims

所定値α(αは所定の時間関数)を基準に正負対称である信号が、所定期間Ｔずれた位置で合成されているような信号であって、該信号に対して所定値αとの相対的なレベル差を検出し、該レベル差が正の場合には正の信号として該信号成分と所定値αの減算値とし、該レベル差が負の場合には負の信号として該信号成分と所定値αの減算値とし、上記条件でない場合にはそれぞれの値を０として上記正の信号と負の信号に分離する分離手段と、上記正の信号と負の信号の内、時間的に早い期間に信号成分を有する一方の信号を所定期間Ｔの遅延を行う遅延手段と、上記遅延されていない信号と遅延された信号とを減算する手段を具備し、雑音を低減することを特徴とする雑音低減回路。
ガードインターバルを有する直交周波数分割多重変調信号を受信する受信装置において、当該受信信号と該受信信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号との相関演算を行い、得られた相関結果に対して少なくとも微分処理を行い、該微分処理された信号を正の信号と負の信号に分離し、上記正の信号と負の信号の内、時間的に早い期間に信号成分を有する一方の信号を所定期間遅延し、上記遅延されていない信号と遅延された信号とを減算処理し、遅延プロファイル信号を生成することを特徴とする遅延プロファイル生成方法。