JP4256400B2 - 信号処理装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数チャネルの信号を入力して雑音を抑圧し目的信号のみを抽出する処理を行う信号処理装置に係り、特に音声認識装置やテレビ会議装置などの音声入力のためにマイクロホンアレイを用いて雑音を抑圧し目的の音声を抽出するマイクロホンアレイ処理装置に適した信号処理装置に関する。

配列された複数のマイクロホンからなるマイクロホンアレイを用い、このマイクロホンアレイの出力信号を処理することにより、雑音を抑圧して目的音源からの目的信号のみを抽出するマイクロホンアレイ処理装置は、音声認識装置やテレビ会議装置などにおける音声入力を目的として開発が進められている。中でも、少ないマイクロホン数で大きな雑音抑圧効果が得られる適応ビームフォーマを利用したマイクロホンアレイ処理装置については、例えば文献１：電子情報通信学会編「音響システムとデジタル処理」や、文献２：Heykin著、“Adaptive Filter Theory(Plentice Hall) ”に述べられているように、一般化サイドローブキャンセラ、フロスト型ビームフォーマおよび参照信号法など、種々の方法が知られている。

適応ビームフォーマ処理は、基本的には雑音源の方向に死角を有する指向性ビームを形成したフィルタにより雑音を抑圧する処理であり、その中でも特に一般化サイドローブキャンセラ（ＧＳＣ）は、比較的性能が良いことで知られている。しかし、ＧＳＣでは設定された目的音源の方向とずれた方向から目的信号が到来した際に、目的信号がキャンセルされて劣化するという問題点がある。これを防ぐため、設定された目的音源方向の近傍の方向から到来する信号があったときにはＧＳＣの適応を停止させる必要がある。そこで、例えば文献３：Julie E.Greenburg et.al.: “Evaluation of anadaptive beamforming method for heating aids”,pp.1662-1676,Jarnul of Acous.Soc.of Am.91(3),1992に開示されている補聴器用のマイクロホンアレイ処理装置では、二つのマイクロホン出力信号間の相関に基づいたしきい値処理により適応停止を実現している。

しかしながら、このようにＧＳＣの適応停止を相関に基づいて行う方法では、最適なしきい値の設定は難しい。すなわち、二つのマイクロホン出力信号間の相関の値は、目的音源の方向が同じで目的信号が一定方向から到来する場合でも、目的信号の強度や雑音の状況により変化するため、目的信号の到来を許容する角度範囲を精度よく設定することができない。従って、例えば音声入力中に雑音の状況が変わった場合、今まで入力できていた音声が一時的に入力できなくなることがあり、安定性の面で問題がある。

また、適応ビームフォーマは設定した目的音源の方向と実際の目的信号到来方向がずれた場合、周波数特性が平坦とならずに歪むことがある。このような周波数特性の歪みが存在すると、例えば適応ビームフォーマを音声認識の前処理に使う場合、認識性能を低下させるおそれがある。この問題に対しては、多数のセンサを用いて音源方向を推定する方向検出処理に基づいて、適応ビームフォーマに設定される目的音源の方向を定めることにより、設定される目的音源の方向を目的信号の実際の到来方向に自動追随させる方法が提案されている。方向検出処理の他の方式として、高分解能方式と呼ばれる手法も知られている。

しかし、センサを用いて目的音源の方向を推定する方法は、センサ数が例えば２個と少ない場合には精度よく目的音源の方向を検出するのは困難であり、また高分解能方式では入力信号の相関行列の推定と空間走査処理のために目的音源の方向検出に要する演算量が多くなるという問題がある。

上述したように、従来のＧＳＣを用いた適応ビームフォーマ処理により雑音を抑圧するマイクロホンアレイ処理装置において、設定された目的音源方向とずれた方向から目的信号が到来した際に目的信号がキャンセルされて劣化する現象を防ぐために、二つのマイクロホン出力信号間の相関に基づいたしきい値処理により、設定された目的音源方向の近傍の方向から到来する信号があったときＧＳＣの適応を停止させる方法は、目的信号が一定方向から到来する場合でも相関の値が目的信号の強度や雑音の状況により変化するため、目的信号の許容到来角度範囲を精度よく設定することができず、音声入力中に雑音の状況が変わった場合に音声が一時的に入力できなくなるなど、安定性の面で問題があった。

一方、多数のセンサによる目的音源の方向検出と適応ビームフォーマを組み合わせることにより目的音源の方向に自動追随する方式においては、センサ数が少ない場合に精度よく目的音源の方向を検出することが難しく、さらに高分解能方式では入力信号の相関行列の推定と空間走査処理のために目的音源の方向検出に要する演算量が多くなるという問題があった。

本発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、複数チャネルの信号に対しフィルタ演算処理を施して雑音を抑圧する場合に、雑音のみを確実に抑圧することを可能とした信号処理装置を提供することにある。

より具体的には、少ない演算量で目的信号の許容到来角度範囲を高精度に設定できる信号処理装置を提供することにある。

また、少ない演算量で目的信号の到来方向を高精度に推定できる信号処理装置を提供することにある。

上記の課題を解決するため、本発明に係る第１の信号処理装置は、複数チャネルの信号に対して雑音を抑圧し、設定された入力方向より入力される目的音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第１の適応ビームフォーマと、前記複数チャネルの信号に対して前記目的音源からの信号を抑圧し、設定された入力方向より入力される雑音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第２の適応ビームフォーマと、前記複数チャネルの信号の伝播位相遅れを表す方向ベクトルと前記第１の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を雑音源の方向と推定する雑音源方向推定手段と、前記方向ベクトルと前記第２の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を前記目的音源の方向と推定する目的音源方向推定手段と、前記雑音源方向推定手段により推定された前記雑音源の方向を前記第２の適応ビームフォーマの入力方向として設定する第１の制御手段と、前記目的音源方向推定手段により推定された前記目的音源の方向を前記第１の適応ビームフォーマの入力方向として設定する第２の制御手段とを具備することを特徴とする。

本発明に係る第２の信号処理装置は、複数チャネルの信号に対して雑音を抑圧し、設定された入力方向より入力される目的音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第１の適応ビームフォーマと、前記複数チャネルの信号に対して前記目的音源からの信号を抑圧し、設定された入力方向より入力される雑音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第２の適応ビームフォーマと、前記複数チャネルの信号の伝播位相遅れを表す方向ベクトルと前記第１の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を雑音源の方向と推定する雑音源方向推定手段と、前記雑音源方向推定手段により推定された前記雑音源の方向を前記第２の適応ビームフォーマの入力方向として設定する制御手段とを具備することを特徴とする。

本発明に係る第３の信号処理装置は、複数チャネルの信号に対して雑音を抑圧し、設定された入力方向より入力される目的音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第１の適応ビームフォーマと、前記複数チャネルの信号に対して前記目的音源からの信号を抑圧し、設定された入力方向より入力される雑音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第２の適応ビームフォーマと、前記複数チャネルの信号の伝播位相遅れを表す方向ベクトルと前記第２の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を前記目的音源の方向と推定する目的音源方向推定手段と、前記目的音源方向推定手段により推定された前記目的音源の方向を前記第１の適応ビームフォーマの入力方向として設定する制御手段とを具備することを特徴とする。

本発明によれば複数チャネルの信号に対しフィルタ演算処理を施して雑音を抑圧する場合に雑音のみを確実に抑圧可能であり、具体的には少ない演算量で目的信号の到来方向を高精度に推定することができる。

すなわち、本発明ではマイクロホンアレイ処理装置において、マイクロホンアレイをそれぞれの指向性の向きを異ならせて配置された複数のマイクロホンにより構成し、このマイクロホンアレイからの複数チャネルの信号に対して雑音を抑圧するためのフィルタ演算処理を施すことにより、いわゆる空間的エリアジングの影響を緩和して、全ての周波数において雑音源の方向の感度を低く抑えることができる。

さらに、本発明によれば、雑音を抑圧して目的音源からの信号を出力するための第１のフィルタ演算手段とは別に、目的音源からの信号を抑圧する第２のフィルタ演算手段を設けて、第２のフィルタ演算手段内のフィルタの指向性から目的音源の方向を推定し、その推定結果に基づいて第１のフィルタ演算手段の設定を行うことにより、相関行列の推定や逆行列、固有値展開などの演算を必要とせず、またチャネル数が少ない場合でも、少ない演算量で目的音源からの信号に追随することが容易に可能となる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１の実施形態）
本実施形態では、適応ビームフォーマにおける目的信号の誤キャンセル動作を防ぐため、複数チャネルの信号間のインパルス応答に基づいて適応ビームフォーマの制御を行う信号処理装置について説明する。

本実施形態に係る信号処理装置は、図１に示されるように入力端子１０−１〜１０ｎからのｎチャネルｃｈ１〜ｃｈｎの信号を入力とし、これらの信号に対して雑音を抑圧するためのフィルタ演算処理（適応ビームフォーマ処理）を施す適応ビームフォーマ１１と、チャネルｃｈ１〜ｃｈｎの信号間のインパルス応答を推定するインパルス応答推定部１２と、このインパルス応答推定部１２の推定結果に従って適応ビームフォーマ１１の適応処理を制御する制御部１３とにより構成される。

この信号処理装置は、具体的には例えばマイクロホンアレイ処理装置であり、入力端子１０−１〜１０ｎには、図示しないｎ個のマイクロホンからなるマイクロホンアレイからのｎチャネルｃｈ１〜ｃｈｎの信号が入力される。ここでは、簡単のためチャネル数ｎが２の場合を例にとり説明する。

適応ビームフォーマ１１の内部の処理方法は、例えば先に挙げた文献１や２に述べられているように種々の方法が知られており、一般化サイドローブキャンセラ（ＧＳＣ）、適応ノイズキャンセラ、フロスト型ビームフォーマおよび参照信号法などがある。本実施形態は適応ビームフォーマであればどのようなものにも適用が可能であるが、ここでは２チャネルのＧＳＣを例にとり説明する。

図２に、適応ビームフォーマ１１の例として、２チャネルのＧＳＣの中で一般的なJim-Griffith型のＧＳＣの構成を示す。これは例えば文献２に示されているように、減算器２１、加算器２２、遅延器２３、適応フィルタ２４および減算器２５からなるＧＳＣである。適応フィルタ２４はＬＭＳ、ＲＬＳ、射影型ＬＭＳなど種々のものが使用可能であり、フィルタ長Ｌａは例えばＬａ＝５０である。遅延器２３の遅延量は例えばＬａ／２である。

図３に、インパルス応答推定部１２の構成を示す。このインパルス応答推定部１２は複数チャネルの信号間のインパルス応答、この例では第１チャネルｃｈ１と第２チャネルｃｈ２の信号間のインパルス応答を逐次推定するものであり、遅延器３１と適応フィルタ３２および減算器３３からなる。なお、インパルス応答の推定にはクロススペクトル法なども適用可能であるが、演算量の点から図３のように適応フィルタ３２を用いることが望ましい。適応フィルタ３２の種類は、先に述べたように何でもよいが、フィルタ長Ｌｂは適応ビームフォーマ１１における図２中の適応フィルタ２４のフィルタ長Ｌａより小さくすることが可能であり、例えばＬｂ＝１０が用いられる。これにより、インパルス応答推定部１２の演算量は非常に小さくできる。

本実施形態においては、二つのチャネルｃｈ１，ｃｈ２の入力信号により適応ビームフォーマ１１のビームフォーマ処理と並行してインパルス応答推定部１２によるインパルス応答の推定を行い、推定したインパルス応答の成分の値に基づいて、制御部１３により適応ビームフォーマ１１の適応の制御を行う。この制御は、より詳しくは適応ビームフォーマ１１の適応停止および適応続行の制御である。この適応ビームフォーマ１１の適応の制御は、適応フィルタ２４にＬＭＳ適応フィルタや射影ＬＭＳ適応フィルタを用いている場合には、ステップサイズμの値を変えることにより行うことができる。

図１の適応ビームフォーマ１１を構成する図２に示した２チャネルのJim-Griffith型ＧＳＣの適応フィルタ２４にＬＭＳ適応フィルタを用いた場合、この適応フィルタの更新は、時刻をｎとして適応フィルタ２４の係数をＷ（ｎ）、第ｉチャネルの入力信号をｘ_i （ｎ）、第ｉチャネルの入力信号ベクトルをＸ_i （ｎ）＝（ｘ_i （ｎ−Ｌ−１），ｘ_i （ｎ−Ｌ−１），…，ｘ_i （ｎ−Ｌ−２））とおくと、次式で表される。

ｙ（ｎ）＝ｘ₀ （ｎ）＋ｘ₁ （ｎ）
Ｘ′（ｎ）＝Ｘ₁ （ｎ）−Ｘ₀ （ｎ）
ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−Ｗ（ｎ）Ｘ′（ｎ）
Ｗ（ｎ＋１）＝Ｗ（ｎ）−μＸ′（ｎ）ｅ（ｎ） （１）
ここで、ステップサイズμを小さくすれば適応が遅くなるので、このμの値をインパルス応答の成分によって変化させる。

一方、インパルス応答推定部１２でのインパルス応答の推定も、同様に図３の適応フィルタ３２にＬＭＳ適応フィルタを用いて行うことができる。このとき、図３に示すようにインパルス応答推定に用いる二つのチャネルｃｈ１，ｃｈ２のうちの一方のチャネルｃｈ１の信号を遅延器３１により例えばフィルタ長Ｌｂの半分Ｌｂ／２だけ遅延させて目的信号とし、他方のチャネルｃｈ２の信号を遅延させずに参照信号として用いる。その場合、インパルス応答推定部１２の適応フィルタ３２のフィルタ係数をＷｂとおくと、チャネルｃｈ１，ｃｈ２間の時間遅れ０の成分は、ＷｂのうちのＬｂ／２番目の値Ｗｂ（Ｌｂ／２）となる。

図１の制御部１３において、適応ビームフォーマ１１の適応の制御にインパルス応答推定部１２で推定されたインパルス応答のどの成分値を用いるかは、目的信号についてのチャネルｃｈ１，ｃｈ２間の時間遅れに基づいて決めるようにすればよい。

例えば、図４に示すように二つのチャネルｃｈ１，ｃｈ２の信号としてマイクロホンＭ１，Ｍ２からの信号が入力されており、両マイクロホンＭ１，Ｍ２を結ぶ線と垂直な方向を目的信号の到来方向（目的音源の方向）と設定した場合、インパルス応答推定部１２で推定されたインパルス応答の成分のうち、時間遅れ０に相当する１個の成分Ｗｂ（Ｌｂ／２）の値を適応ビームフォーマ１１の適応の制御に使うようにする。

一方、図５に示すように二つのマイクロホンＭ１，Ｍ２を結ぶ線と垂直な方向を目的音源の方向であると設定し、さらに±θに示した角度範囲から到来する信号についても目的信号であると許容する場合には、インパルス応答推定部１２で推定されるインパルス応答の成分のうち、矢印ａで示した方向から到来する信号の時間遅れと矢印ｂで示した方向から到来する信号の時間遅れの間の全ての時間遅れに相当する成分に関して、例えばその最大値を適応ビームフォーマ１１の適応の制御に用いる。

図６に示すようにマイクロホンＭ１，Ｍ２の間隔をｄ、音速をｃとすると、信号の到来角度φとチャネルｃｈ１，ｃｈ２間の時間遅れτは、
τ＝ｄｓｉｎ（φ）／ｃ （２）
により計算できる。これより、インパルス応答推定部１２中の適応フィルタ３２における時間遅れの成分の番号は、Ｔｓをサンプリング周期として、τ／Ｔｓの整数をとることにより得られる。図５の±θのように目的信号の到来角度範囲を設定する場合、式（２）により求めたτ＝ｄｓｉｎ（θ）／ｃから、τ／Ｔｓの整数部をｋとすると、
｛Ｗｂ（−ｋ＋Ｌｄ／２），Ｗｂ（−ｋ＋Ｌｂ／２＋１），…Ｗｂ（Ｌｂ／２），Ｗｃ（Ｌｃ／２＋１），…，Ｗｂ（Ｌｂ／２＋ｋ）｝
の中の最大値をインパルス応答の成分値ｈとする。

次に、上述した本実施形態の信号処理装置における処理の流れを図７に示すフローチャートを用いて説明する。
まず、初期設定として目的音源方向（目的信号到来方向）の許容角度範囲±θを設定し（ステップＳ１０１）、次いでインパルス応答推定部１２で入力信号を適応フィルタ３２に入力してインパルス応答を推定する（ステップＳ１０２）。このステップＳ１０２では、前述のように予め定めた時間遅れのインパルス応答成分の成分値ｈを求め、さらに次式により成分値ｈの平均化を行って平均値ｂを求める。
ｂ＝ｈ＊α＋ｂ＊（１−α） （３）
ここでαは忘却係数であり、例えばα＝０．１を用いる。

次に、成分値ｈについてしきい値判定、すなわち現在の成分値ｈが予めたしきい値ｓと平均値ｂの和の値より大きいか否かの判定を行い、大きければ適応停止の信号を適応ビームフォーマ１１に出力し、小さければ適応続行の信号を出力する。すなわち、ｈ＞ｂ＋ｓならば適応停止、そうでなければ適応続行とする（ステップＳ１０３）。しきい値ｓの値は、例えばｓ＝０．１５を用いる。

次に、例えば式（１）に従って適応ビームフォーマ１１の処理を行う。このとき、ステップＳ１０３の判定結果に基づいて、適応停止信号が出ている場合は式（１）中のステップサイズμをμ＝０として適応を停止し（ステップＳ１０４）、また適応続行の信号が出ている場合はμを予め定めた値、例えばμ＝０．０１として適応処理を行う（ステップＳ１０５）。

そして、上述したステップＳ１０１〜Ｓ０１５の処理を入力信号の１サンプル毎に繰り返す。信号入出力の効率化のため、繰り返しの単位を例えば２５６サンプル毎のブロック処理としてもよい。すなわち、ステップＳ１０２とステップＳ１０４，Ｓ１０５の適応フィルタ処理については、２５６サンプル分まとめて行い、またステップＳ１０２における成分値ｈの平均化とステップＳ１０３のしきい値処理については、２５６点に１回行うようにする。

文献３に述べられている相関に基づく適応処理の制御は、時間遅れ０に関する相関のみに着目しているため、大きくずれた目的信号の到来角度に関する制御が不安定になっていたが、本実施形態ではインパルス応答推定部１２で複数チャネルの信号間のインパルス応答を求め、制御部１３により該インパルス応答の成分に基づいて適応ビームフォーマ１１の適応処理を制御するため、より少ない演算量で高精度に広い角度範囲から到来する信号を目的信号であると許容するように設定できる。すなわち、目的信号の許容到来角度範囲を精度よくかつ広範囲に設定することができる。従って、例えばマイクロホンへの音声入力中に雑音の状況が変わった場合でも、連続して安定に音声の入力を行うことができる。

（第２の実施形態）
次に、適応マイクロホンアレイ処理装置の入力に用いるマイクロホンとして、指向性マイクロホンを使う場合の実施形態について説明する。

一般に、適応ビームフォーマの入力としては、無指向性のマイクロホンやアンテナ素子からの信号が用いられるが、例えば二つの無指向性のマイクロホンを使った適応ビームフォーマでは、雑音を消去できない周波数帯域ができる。

図８は、２チャネルのJim-Griffith型ＧＳＣを適応ビームフォーマに用い、これを図９に示したマイクロホンＭ１，Ｍ２の配置と雑音源の方向を仮定して適応させた場合のＧＳＣ内のフィルタの周波数特性であり、直線ａは目的音源の方向（目的信号の到来方向）、曲線ｂは雑音源の方向（白色雑音の到来方向）の周波数特性である。

曲線ｂは大部分の周波数でパワーが数十ｄＢ低下しており、雑音除去が働いていることを示しているが、０周波数付近とｆｏで示した周波数付近においては雑音が除去されないことを示している。これは、図９に示したようなマイクロホンＭ１，Ｍ２の配置と雑音源の方向の場合に、設定した雑音源方向からの到来雑音が各マイクロホンＭ１，Ｍ２に到達する際の時間遅れに相当する位相が目的信号の時間遅れの位相と２πの整数倍で一致してしまうためであり、空間的エリアジングと呼ばれている。この現象は、多数のマイクロホンを使う場合は避けられるが、このような２チャネル構成の場合は回避が困難であった。

このような問題を解決するため、本実施形態では無指向性マイクロホンに代えて指向性マイクロホンを用い、それらを指向性の向きを異ならせて配置することにより、空間的エリアジングの影響を小さくしている。本実施形態における指向性マイクロホンの種々の配置と指向性パターンの例を図１０に示す。

まず、図１０（ａ）では二つの単一指向性マイクロホンを用い、指向性の向きを目的方向（目的音源の方向）に対して角度±φだけずらせて対称となるように各マイクロホンを並べている。空間的エリアジング抑圧の効果を十分出すには、ずれ角φの値を２０°≦φ≦１８０°の範囲に設定することが望ましい。マイクロホンの指向性は図１０（ａ）のような単一指向性に限る必要はなく、双指向性でも狭指向性でもよい。二つのマイクロホンの指向性パターンが同じであれば、図１０（ａ）のような対称な配置でよい。

一方、二つのマイクロホンの指向性パタンは必ずしも同じである必要はなく、例えば図１０（ｂ）に示すように一方が無指向性、他方が単一指向性であってもよい。この場合、目的方向に対する感度が二つのマイクロホンで一致するように感度の調整を行う必要がある。例えば、図１０（ｂ）の配置の場合、第１チャネルｃｈ１の単一指向性マイクロホンの目的方向の感度ｇ１と、第２チャネルｃｈ２の無指向性マイクロホンの感度ｇ２が一致する角度を選ぶか、両マイクロホンの出力信号に対して振幅が一致するような補正を施すようにする。信号振幅の補正は、二つのマイクロホンの感度差を振幅に変換した係数を両マイクロホンの出力信号に乗じればよい。

また、目的方向は二つのマイクロホンを結ぶ直線ｌと垂直である必要はなく、図１０（ｃ）に示すように二つのマイクロホンを結ぶ直線ｌと目的方向とが一致したり、図１０（ｄ）に示すように直線ｌと目的方向が任意の角度をなしてもよい。これらの場合、図１１に示すようにビームフォーマ本体１５の前に、遅延器１４を配置し、目的方向から信号が到来した場合の各チャネルｃｈ１，ｃｈ２の信号の位相が一致するように、一方のチャネルｃｈ２の信号を遅延時間ｄ／ｃだけ遅延させるようにする。ここでｃは信号の伝播速度である。

以上述べたマイクロホン配置を用いた場合の２チャネルJim-Griffith型ＧＳＣ内のフィルタの周波数特性を図８に重ねて示す。図８の曲線ｃ，ｄ，ｅは、図９と同じ配置のマイクロホン各々を単一指向性にし、ずれ角φ＝１０°，３０°，６０°にした場合の雑音到来方向に対する周波数特性である。この結果から、ずれ角φを大きくするに従い、曲線ｂの無指向性の場合に出ていた空間的エリアジングのピークが小さくなり、全ての周波数において雑音源の方向の感度が低くなっていることが分かる。

（第３の実施形態）
本実施形態では、目的信号が設定された目的音源の方向とずれた方向から到来した場合でも、その方向にビームフォーマに設定される目的音源の方向を追随させることにより、目的信号を劣化させずに出力することを可能とした信号処理装置について説明する。

従来、信号の到来方向の推定は、例えば文献１に述べられているように最小分散法やＭＵＳＩＣ法により行う場合、入力信号の相関行列を推定して、相関行列の逆行列や固有ベクトルを求め、さらに空間的な走査処理を行う必要があった。しかし、これらの処理は演算量が多く、また環境変化への追随性を考慮した相関行列の推定を行わなければならないという煩雑さがある。

これに対し、本実施形態では目的音源の方向に追随するため、目的信号を出力する第１のビームフォーマとは別に第２のビームフォーマを設けて、第２のビームフォーマ内のフィルタの指向性から目的音源の方向を推定し、その推定結果に基づいて第１のビームフォーマの設定を行う。これにより、相関行列の推定や逆行列、固有値展開などの演算を必要とせず、少ない演算量で目的信号への追随を可能にしている。

図１２に、本実施形態に係る信号処理装置の構成を示す。入力端子４０−１，４０−２からのチャネルｃｈ１，ｃｈ２の信号は、第１および第２のビームフォーマ４１，４２に入力される。第１のビームフォーマ４１では目的信号が出力され、第２のビームフォーマ４２では目的信号が抑圧され雑音が出力される。

雑音源方向推定部４３は、第１のビームフォーマ４１内のフィルタのフィルタ係数から雑音源の方向（雑音信号の到来方向）を推定し、その推定結果を第１の制御部４４に与える。目的音源方向推定部４５は、第２のビームフォーマ４２内のフィルタのフィルタ係数から目的音源の方向（目的信号の到来方向）を推定し、その推定結果を第２の制御部４６に与える。以降、第１および第２ビームフォーマ４１，４２において設定されている目的音源の方向を入力方向と呼ぶことにする。

第１の制御部４４は、雑音源方向推定部４３により推定された雑音源の方向が入力方向として設定されるように第２のビームフォーマ４２を制御する。第２の制御部４６は、目的音源方向推定部４５により推定された目的音源の方向が入力方向として設定されるように第１のビームフォーマ４１を制御する。第２のビームフォーマ４２の入力方向を雑音源の方向に設定するのは、第２のビームフォーマ４２により雑音源の方向が推定されるのを防ぐためである。

第１および第２のビームフォーマ４１，４２は、既に述べたようにＧＳＣでもフロスト型でも参照信号型でもよい。この場合、第１のビームフォーマ４１内のフィルタでは雑音源の方向に、第２のビームフォーマ４２内のフィルタでは目的音源の方向にそれぞれ感度の低い死角ができているため、各々のフィルタのフィルタ係数からその指向性を調べることにより、雑音源および目的音源の方向を推定することができる。

一般に、ビームフォーマの入力方向の設定は、よく知られているように入力方向からの信号がチャネルどうし同位相になるように入力信号に遅延を与えることにより行われる。このため本実施形態においても、第１および第２のビームフォーマ４１，４２の内部を図１１に示した構成として、遅延器１４により上記の遅延を与えている。なお、第１および第２のビームフォーマ４１，４２が参照信号型の場合は、参照信号の到来方向を入力方向に合わせてもよいし、フロスト型の場合は、例えば文献４：Kazuaki Takao et.al.: “An adaptive antenna array under directional constraint”,IEEE Teans.on Antenna Propag.Vol.AP-24,No.5,Sep.1976 に開示されているように、任意の入力方向からの到来信号が減衰しないように線形拘束条件を設定することによっても行うことができる。

雑音源方向推定部４３と目的音源方向推定部４５では、前述のように第１および第２のビームフォーマ４１，４２内のフィルタの指向性から雑音源および目的音源の方向を推定するため、図１３のフローチャートに示すような手順で処理を行う。なお、ここでは入力信号が２チャネルの場合の処理を例として述べるが、２チャネルに限定されるものではない。

まず、初期設定として探索範囲θ_r 、フィルタ長Ｌ、ＦＦＴ長（ＦＦＴポイント数）Ｎ、チャネル数Ｍなどを設定する（ステップＳ２０１）。第１のビームフォーマ４１では、任意の雑音源の方向に対応するために、目的音源の方向を基準（０°）として探索範囲θ_r は９０°とし、第２のビームフォーマ４２では目的信号の到来範囲内のみを探索するため、例えばθ_r ＝２０°とする。探索角度範囲は、入力方向±θ_r の範囲とする。フィルタ長Ｌとチャネル数Ｍはビームフォーマ４１，４２と同じ値を用い、例えば各々Ｌ＝５０、Ｍ＝２とし、ＦＦＴ長Ｎは、フィルタ長Ｌより大きい値、例えばこの場合は６４点とする。

次に、ビームフォーマ４１，４２がＧＳＣならばフィルタ変換を行い（ステップＳ２０３）、そうでなければＦＦＴを行う（ステップＳ２０４）。

ステップＳ２０３では、ビームフォーマ４１，４２がＧＳＣの場合、フィルタ係数をトランスバーサル型のビームフォーマと等価な形に変換する。例えば、２チャネルのJim Griffith型ＧＳＣの場合、ＧＳＣ内の適応フィルタの特性をｗｇ＝（ｗ₀ ，ｗ₁ ，ｗ₂ ，…，ｗ_L-2 ，ｗ_L-1 ）とおくと、第１チャネルｃｈ１の等価フィルタの特性は、ｗ_e1＝（−ｗ₀ ，−ｗ₁ ，−ｗ₂ ，…，−ｗ_L/2 +1，…，−ｗ_L-2 ，−ｗ_L-1 ）、第２チャネルｃｈ２の等価フィルタの特性は、ｗ_e2＝ （ｗ₀ ，ｗ₁ ，ｗ₂ ，…，ｗ_L/2 -1，…，ｗ_L-2 ，ｗ_L-1 ）とおけばよい。

次に、チャネル毎にフィルタ係数のＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、その周波数成分Ｗ_ei(k) を求める（ステップＳ２０４）。ここで、ｋは周波数成分の番号、ｉはチャネルの番号である。

次に、探索範囲の中のある一つの方向をθとすると、θ方向から到来する信号に関する各チャネルの伝播位相遅れを表わす方向ベクトルＳ（ｋ，θ）を生成する（ステップＳ２０５）。方向ベクトルＳ（ｋ，θ）は、例えば図６に示したマイクロホン配置の場合、第１チャネルｃｈ１を基準にすると、Ｓ（ｋ，θ）＝ （１，ｅ^{-jk/Nfsdsin(θ)} ）となる。ｆｓはサンプリング周波数である。

次に、ＦＦＴにより求めたフィルタの周波数成分Ｗ_e ＝（Ｗ_e1(k) 、Ｗ_e2(k))と方向ベクトルＳ（ｋ，θ）＝（１，ｅ^{-jk/Nfsdsin(θ)} ）の内積の絶対値の２乗｜Ｓ・Ｗ｜² を求める（ステップＳ２０６）。

ステップＳ２０５〜Ｓ２０６の処理を全ての周波数、すなわちｋ＝１からｋ＝２／Ｎまでについて行い、求めた内積の２乗和を方向θ毎に周波数ｋについて加算し、全帯域についてまとめた方向毎の感度
Ｄ（θ）＝Σ｜Ｗ(k) Ｓ（ｋ，θ）｜² （４）
を求める（ステップＳ２０７〜Ｓ２０８）。このとき、方向を例えば１°ずつ変化させ、探索範囲の全ての方向について調べるようにする。

次に、求めた方向毎の感度が最小となる方向θmin をＤ（θ）から求め、これを信号（目的信号または雑音信号）の到来方向とする（ステップＳ２０９）。このとき、雑音による推定誤差の影響を軽減するため、推定された音源方向に対しビームフォーマの出力により重み付けを行い、過去に推定された音源方向との平均化を行いながら、入力方向を更新するようにする。例えば、次式に従って計算を行う。

θ₁ ＝θ′₁ ＊ｇ₁ −（１．０−ｇ₁ ）＊θ₀
θ₂ ＝θ′₂ ＊ｇ₂ −（１．０−ｇ₂ ）＊θ_n
ｇ₁ ＝１．０−１／（ｆ（ｐ₁ −ｐ_th) ｆ（ｒ₁ −ｒ_th）＋１．０）
ｇ₂ ＝１．０−１／（ｆ（ｐ₂ −ｐ_th) ｆ（ｒ₂ −ｒ_th）＋１．０）
ｒ₁ ＝ｐ₁ ／ｐ₂ 、ｒ₂ ＝ｐ₂ ／ｐ₁
ここで、ｇ₁ ，ｇ₂ はそれぞれ第１および第２のビームフォーマ４１，４２の入力方向更新のための重み、ｐ₁ ，ｐ₂ はそれぞれ第１および第２のビームフォーマ４１，４２のブロック単位の出力パワー、ｐ_thはパワーのしきい値、ｒ_thはパワー比のしきい値、θ′₁ ，θ′₂ はそれぞれ第１および第２のビームフォーマ４１，４２の更新前の入力方向、θ₁ ，θ₂ はそれぞれ第１および第２のビームフォーマ４１，４２の更新後の入力方向、θ₀ ，θ_n はそれぞれ新たに推定された目的音源と雑音源の方向、ｆ（ｘ）はｘが正ならばｘ、負ならば０を与える関数である。

このような更新により、目的音源からの目的音のパワーが大きく、雑音のパワーが小さいときには更新を速くし、それ以外では更新を遅くするように制御している。ｇ₁ ，ｇ₂ 、ｐ_th、ｒ_thの値は、例えば入力信号が１６ビットのディジタル信号で、２５６点毎に出力パワーを求める場合、ｇ₁ ＝０．３、ｇ₂ ＝０．０２、ｐ_th＝１．０、ｒ_th＝０．５とするが、状況に応じて実験的に決めるのがよい。

次に、上述した信号方向推定の処理を含む本実施形態の全体的な処理の流れを図１４に示すフローチャートを参照しながら説明する。なお、ここでは２チャネルアレイの処理を例として述べるが、２チャネルに限定されず、多チャネルでも応用可能である。

まず、初期設定として目的音源の方向として許容する範囲Φを設定し、第１のビームフォーマ４１の入力方向θ１を例えば０°に、第２のビームフォーマ４２の入力方向θ２を例えば９０°に、雑音源方向推定部４３の探索範囲θr1を例えば９０°に、目的音源方向推定部４５の探索範囲θr2を例えば２０°にそれぞれ設定する（ステップＳ３０１）。目的音源方向の許容範囲Φは、第２のビームフォーマ４２の探索範囲θｒと同じ値とし、Φ＝θr2＝２０°とする。この設定により、±Φの角度範囲に到来した信号を目的信号とみなすようになる。ここで、方向は二つのマイクロホンを結ぶ直線に垂直な方向を０°としている。

次に、第１のビームフォーマ４１の入力方向を設定する（ステップ３０２）。ここでは、２チャネルの信号に遅延を与えることにより、設定した入力方向からの信号が等価的にアレイに同時に到達するようにする。このため、図１１の構成の第１のビームフォーマ４１において、遅延器１４により第１チャネルｃｈ１の信号に与える遅延をτ＝ｄｓｉｎ（θ１）／ｃにより計算する。

次に、第１のビームフォーマ４１の処理を行い（ステップＳ３０３）、得られたフィルタ係数から上述した方法により探索範囲±θr1内で雑音源の方向を推定する（ステップＳ３０４）。推定された雑音源の方向をθｎとする。

次に、ステップＳ３０４で推定された雑音源の方向θｎが目的音源の方向の近傍（０°±Φ）にあるか否かを判断し（ステップＳ３０５）、近傍にある場合はそのままステップＳ３０８に進む。

一方、ステップＳ３０４で推定された雑音源の方向θｎが目的音源の方向の近傍でない場合は、推定された雑音源の方向を入力方向とするように第２のビームフォーマ４２の入力方向を設定する（ステップＳ３０７）。すなわち、θ２の値を先にのべた平均化により更新する。ステップＳ３０２と同様に、第２チャネルｃｈ２の信号に遅延を与えて入力方向からの信号が等価的にアレイに同時に到達するようにするため、図１１の構成の第２のビームフォーマ４２において、遅延器１４により第１チャネルｃｈ１に与える遅延をτ＝ｄｓｉｎ（θ２）／ｃにより計算する）。

次に、第２のビームフォーマ４２の処理を行い（ステップＳ３０８）、探索範囲±θr2の中で目的音源の方向を推定し（ステップＳ３０９）、再びステップＳ３０２に戻って、推定された目的音源の方向を入力方向とするように第１のビームフォーマ４１の入力方向を設定する。このときも、先に述べた平均化により入力方向を更新する。

以降、以上の処理を繰り返す。なお、処理の単位は効率化のため例えば２５６点を１ブロックとしたブロック単位で行ってもよい。この場合、ビームフォーマ４１，４２の処理は１ブロック分のデータを続けて処理した後のフィルタ係数を次のステップの入力とするようにする。

このように本実施形態によれば、二つのビームフォーマ４１，４２のうち、第２のビームフォーマ４２内のフィルタのフィルタ係数から目的音源の方向（目的信号の到来方向）を推定するようにしたため、目的音源の方向が設定と大きくずれた各ビームフォーマ４１，４２の入力方向から目的信号が到来した場合に目的信号がキャンセルされる現象を抑えて、少ない演算量で高精度に目的信号の抽出を行うことができる。

（第４の実施形態）
本実施形態では、第３の実施形態で述べた目的信号への追随を用いたビームフォーマ処理の際、第１の実施形態で述べたインパルス応答成分に基づいた適応制御を組み合わせることにより、信号方向推定の精度を高めるようにした信号処理装置について説明する。

図１５に、本実施形態に係る信号処理装置の構成を示す。この信号処理装置は図１２に示した第３の実施形態の構成に、インパルス応答推定部４７が追加された構成となっている。インパルス応答推定部４７は、チャネルｃｈ１，ｃｈ２の信号間のインパルス応答を推定し、その推定結果であるインパルス応答の成分値を第１および第２の制御部４４，４６に与える。第１および第２の制御部４４，４６は、該インパルス応答の成分値に基づいて第１および第２のビームフォーマ４１，４２の適応処理を制御する。

第１の実施形態で述べたように、インパルス応答は複数チャネルの信号間の時間遅れに相当した成分の値が大きくなる。この時間遅れは信号の到来方向に対応しているので、第１のビームフォーマ４１の入力方向に対応した時間遅れを求め、この時間遅れに相当するインパルス応答の成分値が一定値以上のときには第１のビームフォーマ４１の適応を停止して第２のビームフォーマ４２の適応を行い、一定値以下のときにはその逆の処理とすることにより、各ビームフォーマ４１，４２が自身の入力方向からの信号に適応する目的信号キャンセルの現象を防ぐことができるので、適応フィルタのフィルタ係数を用いた信号方向推定精度の劣化を防ぐことができ、結果として全体の性能向上を図ることができる。

次に、図１６に示すフローチャートを参照しながら本実施形態の処理の流れについて説明する。

なお、ここでは２チャネルアレイの処理を例として述べるが、２チャネルに限定されず、多チャネルでも応用可能である。

まず、初期設定として第３の実施形態と同様に、目的信号の到来方向として許容する範囲Φを設定し、第１のビームフォーマ４１の入力方向θ１を例えば０°に、第２のビームフォーマ４２の入力方向θ２を例えば９０°に、雑音源方向推定部の４３探索範囲θr1を例えば９０°に、目的音源方向推定部４５の探索範囲θr2を例えば２０°にそれぞれ設定する（ステップＳ４０１）。目的音源方向の許容範囲Φは、第２のビームフォーマ４２の探索範囲θｒと同じ値とし、Φ＝θr2＝２０°とする。この設定により、±Φの角度範囲に到来した信号を目的信号とみなすようになる。ここで、方向は二つのマイクロホンを結ぶ直線に垂直な方向を０°としている。

次に、第１のビームフォーマ４１の入力方向を設定する（ステップ４０２）。ここでは、２チャネルの信号に遅延を与えることにより、設定した入力方向からの信号が等価的にアレイに同時に到達するようにする。このため、図１１の構成の第１のビームフォーマ４１において、遅延器１４により第１チャネルｃｈ１の信号に与える遅延をτ＝ｄｓｉｎ（θ１）／ｃにより計算する。

次に、同様に第１チャネルｃｈ１の信号に与える遅延をτ＝ｄｓｉｎ（θ２）／ｃにより計算して、第２のビームフォーマ４２の入力方向を設定する（ステップＳ４０３）。

次に、インパルス応答推定部４７においてチャネルｃｈ１，ｃｈ２の信号間のインパルス応答を推定し、第１の実施形態で述べたと同様に、定めた時間遅れのインパルス応答の成分値ｈとその平均値ｂを求める（ステップＳ４０４）。

次に、現在の成分値ｈが予めたしきい値ｓと平均値ｂの和の値より大きいか否かを判定し（ステップＳ４０５）、大きければステップＳ４０６の第１のビームフォーマ４１の処理に進み、小さければステップＳ４１０の第１のビームフォーマ４１の処理に進む。ステップＳ４０６では、適応を停止して第１のビームフォーマ４１の処理を行う。すなわち、適応フィルタのステップサイズμを０とおいて処理する。ステップＳ４０７では、適応を停止せず通常の第２のビームフォーマの処理を行う。すなわち、適応フィルタのステップサイズμを所定の値、例えば０．０１として処理する。

次に、第２のビームフォーマ４２のフィルタ係数から、第３の実施形態に述べた方法により、目的音源の方向を推定し（ステップＳ４０８）、推定した方向から第１のビームフォーマ４１の入力方向を第３の実施形態で述べた平均化を用いて設定し（ステップＳ４０９）、ステップＳ４０４のインパルス応答推定処理に戻る。

ステップＳ４１０では、適応を停止せず通常の第１のビームフォーマ４１の処理を行い、得られたフィルタ係数から第１の実施形態に述べた方法により雑音源の方向を推定する（ステップＳ４１１）。

次に、推定した雑音源の方向が目的音源の方向の近傍（θ１±Φ）にあるか否かを判断し（ステップＳ４１２）、近傍にある場合はそのままステップＳ４０４のインパルス応答処理に戻り、近傍でない場合は推定した雑音源の方向から第３の実施形態で述べた平均化を用いて第２のビームフォーマ４２の入力方向を設定し（ステップＳ４１３）、その後ステップＳ４０４のインパルス応答推定処理に戻る。

以降、以上の処理を繰り返す。なお、処理の単位は効率化のため例えば２５６点を１ブロックとしたブロック処理で行ってもよい。この場合、第１および第２のビームフォーマ４１，４２の処理は１ブロック分のデータを続けて処理した後のフィルタ係数を次のステップの方向推定処理の入力とするようにする。

このように本実施形態では、チャネルｃｈ１，ｃｈ２の信号間のインパルス応答の成分値に基づいて二つのビームフォーマ４１，４２の適応処理の制御を行うようにしたことにより、各ビームフォーマ４１，４２の入力方向から信号が到来した場合の信号キャンセルによる劣化とフィルタの劣化を防ぐことができ、目的音源方向へのビームフォーマ４１，４２の追随と、これによる目的信号の抽出を高精度に行うことができる。

なお、以上の実施形態ではマイクロホンアレイ処理装置について説明したが、本発明はマイクロホンアレイ以外の素子、例えば複数個のアンテナ素子を配列したアンテナアレイから信号を扱う信号処理装置にも適用でき、要するに複数チャネルの信号を入力してフィルタ演算処理を施すことにより雑音（不要信号）を抑圧する信号処理装置であれば基本的に本発明を適用することができる。

本発明の第１の実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図 図１における適応ビームフォーマの構成を示すブロック図 図１におけるインパルス応答推定部の構成を示すブロック図 二つのマイクロホンの配置と目的音源の方向の関係を示す図 二つのマイクロホンの配置と目的音源の方向および目的音源の許容到来角度範囲の関係を示す図 二つのマイクロホンからの信号間の時間遅れについて説明するための図 同実施形態における一連の処理の流れを示すフローチャート 本発明の第２の実施形態を説明するための２チャネルのJim-Griffith型ＧＳＣにおけるフィルタの目的音源方向および雑音源方向の周波数特性を示す図 図８の周波数特性に対応するマイクロホンの配置と目的音源よび雑音源の方向の関係を示す図 同実施形態における二つのマイクロホンの指向性および配置の種々の例を示す図 一方のチャネルの入力側に遅延器を挿入したビームフォーマの構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図 同実施形態における雑音源および目的音源の方向の推定処理の手順を示すフローチャート 同実施形態における全体的な処理の流れを示すフローチャート 本発明の第４の実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図 同実施形態における処理の流れを示すフローチャート

符号の説明

１０−１〜１０−ｎ…入力端子
１１…適応ビームフォーマ
１２…インパルス応答推定部
１３…制御部
１４…遅延器
１５…ビームフォーマ本体
２１…減算器
２２…加算器
２３…遅延器
２４…適応フィルタ
２５…減算器
３１…遅延器
３２…適応フィルタ
３３…減算器
４１…第１のビームフォーマ
４２…第２のビームフォーマ
４３…雑音源方向推定部
４４…第１の制御部
４５…目的音源方向推定部
４６…第２の制御部
４７…インパルス応答推定部

Claims (3)

1. 複数チャネルの信号に対して雑音を抑圧し、設定された入力方向より入力される目的音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第１の適応ビームフォーマと、
   前記複数チャネルの信号に対して前記目的音源からの信号を抑圧し、設定された入力方向より入力される雑音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第２の適応ビームフォーマと、
   前記複数チャネルの信号の伝播位相遅れを表す方向ベクトルと前記第１の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を雑音源の方向と推定する雑音源方向推定手段と、
   前記方向ベクトルと前記第２の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を前記目的音源の方向と推定する目的音源方向推定手段と、
   前記雑音源方向推定手段により推定された前記雑音源の方向を前記第２の適応ビームフォーマの入力方向として設定する第１の制御手段と、
   前記目的音源方向推定手段により推定された前記目的音源の方向を前記第１の適応ビームフォーマの入力方向として設定する第２の制御手段とを具備することを特徴とする信号処理装置。
2. 複数チャネルの信号に対して雑音を抑圧し、設定された入力方向より入力される目的音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第１の適応ビームフォーマと、
   前記複数チャネルの信号に対して前記目的音源からの信号を抑圧し、設定された入力方向より入力される雑音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第２の適応ビームフォーマと、
   前記複数チャネルの信号の伝播位相遅れを表す方向ベクトルと前記第１の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を雑音源の方向と推定する雑音源方向推定手段と、
   前記雑音源方向推定手段により推定された前記雑音源の方向を前記第２の適応ビームフォーマの入力方向として設定する制御手段とを具備することを特徴とする信号処理装置。
3. 複数チャネルの信号に対して雑音を抑圧し、設定された入力方向より入力される目的音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第１の適応ビームフォーマと、
   前記複数チャネルの信号に対して前記目的音源からの信号を抑圧し、設定された入力方向より入力される雑音源からの信号を出力するためのフィルタ演算処理を施す第２の適応ビームフォーマと、
   前記複数チャネルの信号の伝播位相遅れを表す方向ベクトルと前記第２の適応ビームフォーマにより生成されるフィルタ係数の各周波数成分との内積の絶対値又は内積の絶対値の２乗を周波数について加算して得られる方向毎の感度が最小となる方向を前記目的音源の方向と推定する目的音源方向推定手段と、
   前記目的音源方向推定手段により推定された前記目的音源の方向を前記第１の適応ビームフォーマの入力方向として設定する制御手段とを具備することを特徴とする信号処理装置。

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