JP4223460B2

JP4223460B2 - モータ駆動回路およびこれを用いた電動ステアリング装置

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Publication number: JP4223460B2
Application number: JP2004315717A
Authority: JP
Inventors: 壽夫浅海; 将隆伊澤
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2004-10-29
Filing date: 2004-10-29
Publication date: 2009-02-12
Anticipated expiration: 2024-10-29
Also published as: JP2006129637A

Description

この発明は、電動ステアリング装置と、この駆動源などとして用いられるモータを駆動するためのモータ駆動回路に関するものである。

近年、油圧式のパワーステアリング装置に代わり、電動式のパワーステアリング装置（以下、単に電動式ステアリングと称す）が注目されている。これは、常時油圧を発生させる必要がある油圧式に比較して操舵時のみモータを駆動するため、燃費向上に寄与することに加え、制御の自由度が高いためである。また、この電動式ステアリングに使用されるモータには、出力やメンテナンス性を向上させるためにブラシ交換の必要のないブラシレスモータ（以下、単にモータと称す）が採用されている。このようなブラシレスモータではインバータ回路によるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が行われており、ＥＣＵ等のマイコンによってＰＷＭデューティが制御されている。具体的には、前記モータの通電電流を監視してＰＷＭデューティを最適に設定するフィードバック制御が行われている。

ここで、前記モータの通電電流が正確に検出されないとモータの駆動電流にずれが生じ操舵フィーリングを悪化させる虞があるため、電源とインバータとの間に電流センサを設け、更にインバータとモータとの間に通電電流を電圧変換するシャント抵抗を設け、これら電流センサとシャント抵抗による検出電流を比較して検出電流値の補正を行うものが提案されている。（例えば、特許文献１参照）。

上述のシャント抵抗を用いた電流検出器の一例を図７に基づいて説明する。インバータとモータとの間にはシャント抵抗が介装されている。このシャント抵抗の端子間電圧を制御装置等のＩＣ（Integrated Circuit）に入力させる際には、前記シャント抵抗の端子間電圧をオペアンプによって差動増幅してＡ／Ｄ変換することとなる。自動車等の車両においては、一般に片電源タイプのオペアンプが用いられており、このオペアンプでは増幅率をできるだけ大きく設定するために、バッテリ電圧である１２Ｖ（図７中、実線で示す）を電源電圧として用いている。また、オペアンプの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器やＥＣＵ等のマイコンにはバッテリ電圧をレギュレータによって降圧した５Ｖが供給されている。

ところで、前記シャント抵抗にはバッテリ電圧である１２Ｖを基準とした電圧つまりバッテリ電圧にシャント抵抗の電圧降下分（図中、電圧変化幅として矢印で示す範囲の電圧）を上乗せした電圧が発生する。この電圧はオペアンプの電源電圧を超える電圧を含んでいるため、通常は前記電圧を降圧するべく前記シャント抵抗と前記オペアンプとの間には分圧器が設けられている。

前述したように前記オペアンプは片電源タイプであるため、アースを基準とした片方の極性の電圧しか増幅することができない。そのため、前記オペアンプの入力信号に５Ｖの中点である２．５Ｖのバイアスをかけてこの２．５Ｖを基準として２．５±２Ｖ程度の両極性の電圧を増幅可能にしている。この２．５Ｖのバイアス電圧も前述した電源電圧の５Ｖと同様に、レギュレータ等によって降圧されているため、バッテリ電圧の変動の影響は受け難い。
特開２００３−２１９６７５号公報

しかしながら、上述した構成では、シャント抵抗の検出電圧を分圧して利用しているため、バッテリ電圧だけではなく、ここで必要となる通電電流によって発生したシャント抵抗の端子間電圧まで降圧させてしまう。そのため、通電電流に対応した電圧信号のレベルが低くなり、この結果、Ｓ／Ｎ比が低下して電流検出精度に影響を及ぼす虞がある。また、前記Ｓ／Ｎ比が低下することで、通電電流の検出値に基づいて制御を行うインバータのフィードバック制御にも影響を及ぼすという問題がある。
そこで、この発明は、モータの通電電流の検出精度を向上すると共に、良好な操舵フィーリングを得ることができるモータ駆動回路およびこのモータ駆動回路を用いた電動ステアリング装置を提供するものである。

上記課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、モータ（例えば、実施の形態におけるモータＭ）と、該モータの電流を検出する電流検出器（例えば、実施の形態における電流監視装置１７）と、該電流検出器に所定以上の電圧が印加されないようにする電流検出器保護回路と、複数のアーム（例えば、実施の形態におけるアーム２２）の高電位側および低電位側にスイッチング素子（例えば、実施の形態における高電位側ＦＥＴ２１ａ、低電位側ＦＥＴ２１ｂ）を設け、前記高電位側・低電位側スイッチング素子を駆動させることにより複数相の交流電流を生成して前記モータを駆動する、モータ駆動回路であって、前記電流検出器保護回路は、前記高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子に接続される直流電源の低電位側端子の電位を基準にすべく、前記複数のアームに設けられた低電位側スイッチング素子全てがＯＮ状態となっている時にのみ前記電流検出器保護回路の保護動作を停止し、前記電流検出器は、前記電流検出器保護回路が保護動作を停止している間に前記モータに通電されている電流を検出することを特徴とする。
このように構成することで、通電電流を例えばバッテリのマイナス端子の電位を基準にして検出することができる。

請求項２に記載した発明は、前記電流検出器はモータ電流の流路上に設けられた抵抗（例えば、実施の形態におけるシャント抵抗２９）と、前記抵抗の端子間電圧を増幅する増幅回路（例えば、実施の形態における増幅回路３７）と、前記増幅回路からの信号を任意のタイミングで検出するサンプルホールド回路（例えば、実施の形態におけるサンプルホールド回路３８）とを備え、前記サンプルホールド回路は低電位側スイッチング素子全てがＯＮとなっている時にモータに通電される電流を検出することを特徴とする。
このように構成することで、前記低電位側のスイッチング素子全てがＯＮとなっている時にだけサンプルホールド回路を動作することによって、前記増幅回路の出力電圧を保持することができる。

請求項３に記載した発明は、前記モータを駆動制御する制御装置を備え、該制御装置は少なくとも低電位側スイッチング素子用のタイミング信号を生成し、低電位側スイッチング素子用のタイミング信号の値が前記アームごとに設定される所定の閾値を下から上に横切ったときに、前記閾値に対応したアームの前記低電位側スイッチング素子をＯＮ制御し、各アームの前記低電位側スイッチング素子が全てＯＮ状態となった後、低電位側スイッチング素子用のタイミング信号の値が前記閾値を上から下に横切ったときに、前記閾値に対応したアームの前記低電位側スイッチング素子をＯＦＦ制御することを特徴とする。
このように構成することで、前記サンプルホールド回路が検出するタイミング以外は前記増幅器に印加される電圧をクランプすることが可能となる。
請求項４に記載した発明は、前記各アームの低電位側スイッチング素子が全てＯＮ状態のとき、前記タイミング信号の上限値のタイミングに応じて前記サンプルホールド回路によるサンプルホールドを行うことを特徴とする

請求項５に記載した発明によれば、請求項１〜４の何れかに記載のモータ駆動回路によってモータを駆動し、発生した駆動力によって操舵系（例えば、実施の形態における手動操舵力発生機構１）に操舵力を付与することを特徴とする。
このように構成することで、通電電流を正確に検出してモータの制御を行うことができるため、違和感のない良好な操舵フィーリングを得ることができる。

請求項１に記載した発明によれば、このように構成することで、通電電流を例えば、バッテリのマイナス端子の電位を基準に検出することができるため、電源電圧変動及び分圧素子の影響を受けずに検出信号のＳ／Ｎ比を向上させて電流検出精度の向上を図ることが可能となる効果がある。
また、前記サンプルホールド回路が検出するタイミング以外は前記増幅器に印加される前記抵抗の端子間電圧をクランプすることが可能となるため、前記増幅器に過電圧が印加されるのを防止することができるという効果がある。

請求項２に記載した発明によれば、前記低電位側のスイッチング素子全てがＯＮとなっている時にだけサンプルホールド回路によって、前記増幅回路の出力電圧を保持することができる。また、バッテリのマイナス端子の電位を基準とする前記抵抗の端子間電圧だけを検出して、サンプルホールド回路に印加するため、出力電圧のサチュレート（飽和）を防止することができるという効果がある。

請求項３に記載した発明によれば、前記サンプルホールド回路が検出するタイミング以外は前記増幅器に印加される前記抵抗の端子間電圧をクランプすることが可能となるため、前記増幅器に過電圧が印加されるのを防止することができるという効果がある。

請求項５に記載した発明によれば、通電電流を正確に検出してモータの制御を行うことができるため、違和感のない良好な操舵フィーリングを得ることができ、したがって、商品性を向上させることができる効果がある。

以下、この発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は電動ステアリング装置の全体構成を示している。この電動パワーステアリング装置は手動操舵力発生機構（操舵系）１を備えており、この手動操舵力発生機構１は、ステアリングホイール２に一体結合されたステアリングシャフト３が、ユニバーサルジョイントを有する連結軸４を介してラック＆ピニオン機構のピニオン５に連結されたものである。前記ピニオン５は、車幅方向に往復動可能なラック軸６のラック６ａに噛合し、ラック軸６の両端には、タイロッド７，７を介して転舵輪としての左右の前輪８，８が連結されている。ここで、前記ステアリングホイール２の操舵時に通常のラック＆ピニオン式の転舵操作が可能であり、前輪８，８を転舵させて車両の向きを変えることができる。ラック軸６とタイロッド７，７とで転舵機構が構成されている。

前記ラック軸６と同軸上には、手動操舵力発生機構１による操舵力を軽減するための補助操舵力を供給するモータＭが配設されている。このモータＭはいわゆるブラシレスタイプの三相モータであり、このモータに接続されたインバータ１８によるＰＷＭ制御で駆動するものである。このモータＭにより供給される補助操舵力は、ラック軸６に対してほぼ平行に設けられたボールねじ機構９を介して推力に変換され、ラック軸６に作用することとなる。そのため、ラック軸６が挿通されたモータＭのロータに駆動側ヘリカルギヤ１０を一体的に設け、この駆動側ヘリカルギヤ１０に噛合する従動側ヘリカルギヤ１１を、ボールねじ機構９のスクリューシャフト１２の一端に設け、ボールねじ機構９のナット１３をラック軸６に固定している。

前記ステアリングシャフト３には、ステアリングシャフト３の操舵速度を検出するための操舵速度センサ１４が設けられ、前記ラック＆ピニオン機構を収容するステアリングギアボックス（図示略）内には、ピニオン５に作用する操舵トルクを検出するための操舵トルクセンサ１５が設けられている。操舵速度センサ１４は検出した操舵速度に対応する電気信号を、操舵トルクセンサ１５は検出した操舵トルクに対応する電気信号を、それぞれ制御装置１６に出力している。

前記制御装置１６とインバータ１８とにはスイッチＳを介してバッテリＢが接続されている。そして、前記制御装置１６の電源入力回路（図示せず）にはレギュレータが設けられており、ここで前記バッテリＢの電圧（以下、単にバッテリ電圧と称す）が前記制御装置１６内で用いられる電源電圧（例えば、５Ｖ）に変換されている。更に、前記制御装置１６には前記インバータ１８とモータＭとの間の電流を監視する電流監視装置（電流検出器）１７が接続されている。前記制御装置１６は、操舵速度センサ１４、操舵トルクセンサ１５、電流監視装置１７からの入力信号を処理して得られる制御信号によりモータＭに供給すべき目標電流を決定し、インバータ１８のＰＷＭデューティを算出している。このように、インバータ１８を介して駆動電流をモータＭに供給することでモータＭの出力トルクを制御し、ステアリング操作における操作補助力を制御している。

次に、図２〜図４に基づいて制御装置１６、電流監視装置１７、インバータ１８について説明する。尚、図示都合上、図３、図４では三相の内、１つの相についてのみ記載している。
図２に示すように、前記制御装置１６には高電位側ドライバ回路１９と低電位側ドライバ回路２０とが接続されており、これら高電位側ドライバ回路１９と低電位側ドライバ回路２０とには前述したインバータ１８が接続されている。このインバータ１８はスイッチング素子である複数のＦＥＴ（Field Effect Transistor）によって構成されている。前記ＦＥＴはバッテリＢの＋端子に接続された高電位側ＦＥＴ（スイッチング素子）２１ａと−端子に接続された低電位側のＦＥＴ（スイッチング素子）２１ｂとで構成されており、これら高電位側ＦＥＴ２１ａと低電位側ＦＥＴ２１ｂとでアーム２２が形成されている。そして、このアーム２２は前記三相のモータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応した三相分設けられている。

具体的には、図３に示すように、前記低電位側ドライバ回路２０にはＵ相、Ｖ相、Ｗ相に各々対応した低電位側ＦＥＴ２１ｂのゲート２３が各々接続されている。そして、各アーム２２の高電位側ＦＥＴ２１ａのソース２４には前記バッテリＢのプラス（＋）端子が接続されている。そして、前記高電位側ＦＥＴ２１ａの各々のドレーン２５には低電位側ＦＥＴ２１ｂのソース２６が接続されている。また、この低電位側ＦＥＴ２１ｂのドレーン２７には各々アース２８が接続されており、このアース２８は前述したバッテリＢのマイナス（−）端子に接続されている。

前記インバータ１８には、このインバータ１８の前記高電位側ＦＥＴ２１ａのドレーン２５と低電位側ＦＥＴ２１ｂのソース２６との間から分岐して、シャント抵抗（抵抗）２９を介してモータＭのＵ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線が接続されている。前記シャント抵抗２９は通電電流を検出するためのものであり、リアクタンス成分が少なく極めて正確な微小抵抗を有している。すなわち、前記シャント抵抗２９を被測定回路に介装するだけで通電電流に応じた正確な電圧を容易に得ることができると共に、シャント抵抗２９による被測定回路への影響は最低限に留めることができるのである。

前記各シャント抵抗２９の両端には、それぞれ抵抗３０を介してサンプリングＡ／Ｄコンバータ３１が接続されている。そして、前記抵抗３０とサンプリングＡ／Ｄコンバータ３１との間には保護回路（電流検出器保護回路）３２が分岐して接続されている。この保護回路３２は、前記インバータ１８の低電位側ＦＥＴ２１ｂが全てＯＮとなった時に前記シャント抵抗２９の端子間電圧が前記サンプリングＡ／Ｄコンバータ３１に入力されるようにするものであり、前記低電位側ＦＥＴ２１ｂが全てＯＮになっていない場合には、前記シャント抵抗２９の端子電圧を常にクランプするように設定されている。

具体的には、前記保護回路３２は、ＡＮＤ回路３３とＮＯＴ回路３４を経由して前記低電位側ＦＥＴ２１ｂを駆動する低電位側ドライバ回路２０の一時側に接続されており、前記保護回路３２にロー（Ｌ）の信号が入力された時にこの保護動作であるクランプを停止する。つまり、前記制御装置１６から低電位側ドライバ回路２０に前記低電位側ＦＥＴ２１ｂを全てＯＮにするハイ（Ｈ）の信号がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全てに向けて出力された場合に前記ＡＮＤ回路３３の出力がＨとなりＮＯＴ回路３４の出力がＬとなる。この結果、前記保護回路３２にＬが入力されて前述したクランプの動作が停止することとなる。

ところで、前述したサンプリングＡ／Ｄコンバータ３１は、図３に示すように、電流電圧変換回路３５とマイコンＡ／Ｄ３６とで構成されたものである。この電流電圧変換回路３５はモータＭの通電電流に対応した前記シャント抵抗２９の端子間電圧を増幅してマイコンＡ／Ｄ３６の入力として十分なレベルまで上昇させると共に、この増幅した電圧を一定時間保持するものである。一方、前記マイコンＡ／Ｄ３６は前記電流電圧変換回路３５から出力された電圧をデジタル信号に変換して制御装置１６に向けて出力している。

図４に示すように、前記電流電圧変換回路３５は前段にシャント抵抗２９の端子間電圧を増幅する増幅回路３７、後段に前記増幅回路３７の出力をサンプリングして一定時間保持するサンプルホールド回路３８を有している。前者の増幅回路３７は、バッテリＢを電源とする片電源（例えば、＋１２Ｖ）のオペアンプ３９によって差動増幅回路が形成されている。つまり、このオペアンプ３９では前記シャント抵抗２９の各端子電圧の差分をアース２８の電位を基準として算出し、この算出結果を増幅して出力しているのである。

前記オペアンプ３９のマイナス端子とオペアンプ３９の出力側との間にはフィードバック抵抗４０が接続されており、前記オペアンプ３９のプラス端子には抵抗４１を介してバイアス電源４２が接続されている。前記バイアス電源４２はバッテリＢの電圧を図示しないレギュレータで降圧させた前記マイコンＡ／Ｄ３６や制御装置１６の電源電圧（例えば、５Ｖ）の中点電圧（例えば２．５Ｖ）が設定されており、シャント抵抗２９の端子間電圧がアース２８の電位の時にオペアンプ３９の出力電圧が中点電圧になるように設定されている。ここで、前記抵抗３０と、抵抗４１とで前記増幅回路の増幅率が決定されている。尚、前記ＡＮＤ回路３３、ＮＯＴ回路３４等の論理回路の電源もマイコンＡ／Ｄ３６や制御装置１６と同一の電源を用いている。

前記増幅回路３７の出力側には前記サンプルホールド回路３８のスイッチ（例えば、アナログスイッチ）４３が接続されている。このスイッチ４３はゲート４４を有しており、このゲート４４にＨが入力されることで接点４５が閉じるものである。前記ゲート４４は前述したＡＮＤ回路３３とＮＯＴ回路３４との間に接続されており、前記保護回路３２がＯＦＦになっている時にＨが入力されて前記接点４５が閉じるように設定されている。すなわち、このスイッチ４３は、前記低電位側ＦＥＴ２１ｂが全てＯＮのときに前記接点４５が閉じるようになっている。

前記スイッチ４３の二次側にはアース２８との間にホールドキャパシタ４６が接続されている。このホールドキャパシタ４６はサンプリングされた前記増幅回路３７の出力電圧の保持時間を決定するものである。更に前記スイッチ４３の二次側にはボルテージフォロア４７が接続されている。このボルテージフォロア４７は増幅率が１であり、このボルテージフォロア４７の一次側の回路と二次側の回路とを分離して各々に接続された回路の影響を防止するものである。つまり、前記電流電圧変換回路３５とマイコンＡ／Ｄ３６とは前記ボルテージフォロア４７によって回路的に分離されているため、例えば、それぞれの回路に異常が発生した場合であってもこの影響がお互いの回路に波及しないようになっている。

すなわち、前述した制御装置１６から低電位側ドライバ回路２０の全ての相に対してＨが出力されると前記低電位側ＦＥＴ２１ｂは全てＯＮとなり、シャント抵抗２９には図３に示す矢印方向の電流Ｉ１が流れる。この時、前記シャント抵抗２９のＦＥＴ側の端子は０Ｖであるアース２８の電位（＝バッテリのマイナス端子の電位）となる。そして、図５に示すように、前記シャント抵抗２９のモータＭ側の端子には前記通電電流に対応した電圧が発生するため、前記通電電流に対応したシャント抵抗２９の端子間電圧が０Ｖを基準とした範囲（図５中、矢印で示す範囲）で生じることとなり、この端子間電圧が前述したバイアス電源によって、中点電圧である２．５Ｖ（図５中の破線）を基準とした範囲の両極性の電圧として前記オペアンプ３９の入力側端子に印加される。

図６は、縦軸を信号レベル、横軸を時間とした前記制御装置１６のＶ相の高電位側ＦＥＴ（ＶＨ−ｆｅｔ）、Ｗ相の高電位側ＦＥＴ（ＷＨ−ｆｅｔ）、Ｕ相の高電位側ＦＥＴ（ＵＨ−ｆｅｔ）の出力信号のＰＷＭデューティと、Ｖ相の低電位側ＦＥＴ（ＶＬ−ｆｅｔ）、Ｗ相の低電位側ＦＥＴ（ＶＷ−ｆｅｔ）、Ｕ相の低電位側ＦＥＴ（ＵＬ−ｆｅｔ）の出力信号のＰＷＭデューティを示したものである。同図に示すように、制御装置１６の内部に設けられた図示しないタイマーでは低電位側ＦＥＴ２１ｂと高電位側ＦＥＴ２１ａとに対応した２つの三角波４８ａ、４８ｂが生成されている。

前記タイマーでは前記Ｕ相に対応した閾値（図中、２点鎖線で示す）、Ｖ相に対応した閾値（図中、１点鎖線で示す）、Ｗ相に対応した閾値（図中、破線で示す）が設けられている。これらの閾値はそれぞれ、前記ＰＷＭデューティのＯＮ、ＯＦＦのタイミングを決定するものであり、高電位側ＦＥＴでは三角波が閾値を上方から横切った場合にＯＮ、下方から横切った場合にＯＦＦになり、一方、低電位側のＦＥＴでは三角波が閾値を上方から横切った場合にＯＦＦ、下方から横切った場合にＯＮとなるように設定されている。そして、前記ＡＮＤ回路からは前記低電位側のＦＥＴに対応した三角波の上側の頂点のタイミングに応じてサンプルホールド信号が出力されることとなる。尚、前記ＡＮＤ回路３３を省略して前記制御装置１６のタイマーを用いて前記低電位側ＦＥＴ２１ｂに対応する三角波４８ｂが閾値（図６中、実線で示す）以上の時に前記制御装置１６から直接サンプルホールド信号を出力するようにしてもよい。

したがって、上述した実施の形態によれば、モータＭの通電電流をシャント抵抗２９によってバッテリＢのマイナス端子の電位すなわちアース２８の電位を基準に検出することができるため、シャント抵抗２９の端子間電圧を降圧することなしに電流電圧変換回路３５に入力させることができ、この結果、前記シャント抵抗２９の端子間電圧を増幅させる際のＳ／Ｎ比を向上させてモータＭの通電電流の検出精度を向上させることができる。

また、サンプリングＡ／Ｄコンバータ３１のスイッチ４３によって、低電位側ＦＥＴ２１ｂが全てＯＮでない時にモータＭの通電電流を検出せず、ボルテージフォロア４７によって回路が分離されているため、マイコンＡ／Ｄ３６に過電圧が印加されるのを防止することができる。

そして、前記スイッチ４３の接点４５が閉じているタイミング以外は前記オペアンプ３９に印加される電圧を保護回路３２によってクランプすることが可能となるため、前記オペアンプ３９のプラス端子とマイナス端子とのそれぞれにこのオペアンプ３９の電源電圧を超える過電圧が印加されるのを防止することができる。更に、モータＭの通電電流を正確に検出してモータＭの制御を行うことができるため、違和感のない良好な操舵フィーリングを得ることができ、商品性を向上させることができる。

また、従来のシャント抵抗と電流電圧変換回路との間に設けていた分圧器を省略できるため、部品点数が低減され、コストの低減を図ることができる。
尚、この発明は上記実施形態に限られるものではなく、インバータにはＦＥＴ以外に、例えば、ＩＧＢＴやパワートランジスタ等のスイッチング素子を用いても良い。また、三相全てにシャント抵抗を介装させているが二相の電流値から他の一相の電流を算出する構成にしてもよい。また、シャント抵抗はモータライン上ではなく、ＦＥＴが設けられたアーム上に設けてもよい。

この発明の実施の形態の電動式ステアリングのシステム構成図である。この発明の実施の形態の電流監視装置の回路説明図である。この発明の実施の形態の図２の部分拡大図である。この発明の実施の形態の図３のサンプリングＡ／Ｄコンバータの拡大図である。この発明の実施の形態のシャント抵抗の端子間電圧の説明図である。この発明の実施の形態の制御装置のタイミングチャートである。従来のシャント抵抗の端子間電圧の説明図である。

符号の説明

１手動操舵力発生機構（操舵系）
１７電流監視装置（電流検出器）
２１ａ高電位側ＦＥＴ（スイッチング素子）
２１ｂ低電位側ＦＥＴ（スイッチング素子）
２２アーム
２９シャント抵抗（抵抗）
３２保護回路（電流検出器保護回路）
３７増幅回路
３８サンプルホールド回路
Ｍモータ

Claims

モータと、該モータの電流を検出する電流検出器と、該電流検出器に所定以上の電圧が印加されないようにする電流検出器保護回路と、複数のアームの高電位側および低電位側にスイッチング素子を設け、前記高電位側・低電位側スイッチング素子を駆動させることにより複数相の交流電流を生成して前記モータを駆動するモータ駆動回路であって、前記高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子に接続される直流電源の低電位側端子の電位を基準にすべく、前記複数のアームに設けられた低電位側スイッチング素子全てがＯＮ状態となっているときにのみ前記電流検出器保護回路の保護動作を停止し、前記電流検出器保護回路が保護動作を停止している間に前記電流検出器により前記モータに通電されている電流を検出することを特徴とするモータ駆動回路。
前記電流検出器はモータ電流の流路上に設けられた抵抗と、前記抵抗の端子間電圧を増幅する増幅回路と、前記増幅回路からの信号を任意のタイミングで検出するサンプルホールド回路とを備え、前記サンプルホールド回路は低電位側スイッチング素子全てがＯＮとなっている時にモータに通電される電流を検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
前記モータを駆動制御する制御装置を備え、該制御装置は少なくとも低電位側スイッチング素子用のタイミング信号を生成し、低電位側スイッチング素子用のタイミング信号の値が前記アームごとに設定される所定の閾値を下から上に横切ったときに、前記閾値に対応したアームの前記低電位側スイッチング素子をＯＮ制御し、各アームの前記低電位側スイッチング素子が全てＯＮ状態となった後、低電位側スイッチング素子用のタイミング信号の値が前記閾値を上から下に横切ったときに、前記閾値に対応したアームの前記低電位側スイッチング素子をＯＦＦ制御することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動回路。
前記各アームの低電位側スイッチング素子が全てＯＮ状態のとき、前記タイミング信号の上限値のタイミングに応じて前記サンプルホールド回路によるサンプルホールドを行うことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動回路。
請求項１〜４の何れかに記載のモータ駆動回路によってモータを駆動し、発生した駆動力によって操舵系に操舵力を付与することを特徴とする電動ステアリング装置。