JP4222576B2 - ステップモータの制御方式 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ステップモータの制御方式に関する。さらに詳しくは、エンコーダやレゾルバなどのような位置検出センサを用いることなく、ステップモータの電流ベクトルを制御するステップモータの制御方式に関する。なお、本明細書におけるステップモータには、ステッピングモータ、パルスモータ、ステッパーモータも含まれるものとする。
【０００２】
【従来の技術】
ステップモータは、オープンループ制御で回転数と停止位置を所望のものに制御できるため、従来より、ＦＡ関連機器、ＯＡ関連機器をはじめ、あらゆる制御システムに多用されている。
【０００３】
しかしながら、ステップモータをオープンループ制御（開ループ制御）した場合、高速回転時にトルクが低下して脱調するという欠点がある。
【０００４】
かかるステップモータの欠点を解消するため、単パルスを複数のパルスに分解して駆動するマイクロステップ駆動方式、あるいはエンコーダやレゾルバを用いて単パルス間の位置ずれを補償するフィードバック制御方式や磁極位置に対して電流ベクトルを最適位置にフィードバック制御する方式が提案されている。
【０００５】
しかしながら、マイクロステップ駆動方式においては、単パルスを複数のパルスに分解しているため、制御回路や駆動回路が複雑になり高価になるという問題がある。一方、後者の方式においては、例えばエンコーダやレゾルバを同軸に精密に取付ける必要があるため、製作工程が煩雑化するとともにステップモータが大型化して当然のことながらコストアップを招来する。なお、かかる問題を回避するため、特開平９−３２２５９２号公報には、トルクが大きくて脱調するおそれがない低速回転時（低速域）にはオープンループ制御（開ループ制御）し、脱調するおそれが大きい高速回転時（高速域）にはステップモータ内で誘起される逆起電力の誘起電圧に基づいてローターとステーターとの位置関係を求め、この位置関係を利用してステップモータの電流ベクトルを最適位置に制御する、つまりクローズドループ制御（閉ループ制御）するという一種のハイブリッド制御方式が提案されている。
【０００６】
しかしながら、特開平９−３２２５９２号公報に提案されている方式は、本質的に連続制御ではないため、回転数に対する連続的なトルク特性が得にくいという問題がある。
【０００７】
ところで、特開平９−３２２５９２号公報に提案されている方式におけるクローズドループ制御を低速回転時にも適用することが考えられるが、逆起電力による誘起電圧は回転数に比例し、低速回転時には逆起電力による誘起電圧の値が小さいので、前記提案における位相角検出方法を用いて制御を行った場合、ステップモータの磁束位置の検出精度が悪いという問題がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はかかる従来技術の課題に鑑みなされたものであって、エンコーダやレゾルバなどのセンサを用いることなく、しかも脱調するおそれもなくステップモータを低速域から高速域まで滑らかに駆動させることができるステップモータの制御方式を提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明のステップモータの制御方式は、ステップモータの逆起電力による誘起電圧ベクトルの位相角を検出し、前記位相角によりステップモータの磁極と固定子巻線とのなす相対的角を検出し、前記相対的角を用いてステップモータを閉ループ制御するステップモータの制御方式であって、
前記ステップモータに供給される電流値を検出してその検出値を前記固定子座標系に関する各成分電流値に変換する固定軸電流変換手段と、
前記ステップモータに印加される電圧値を検出してその検出値を前記固定子座標系に関する各成分電圧値に変換する固定軸電圧変換手段と、
前記ステップモータのモータ定数を設定するモータ定数設定手段と、前記固定子座標系に関する各成分電流値と前記固定子座標系に関する各成分電圧値と前記モータ定数とに基づいて、前記誘起電圧の前記固定子座標系に関する各誘起電圧成分を算出してその算出された各誘起電圧成分比の逆正接を取ることにより誘起電圧ベクトルの位相角を算出する位相角算出手段と、
前記固定子座標系に関する各成分電流値を、前記位相角に基づいて前記ステップモータの回転子座標系のｄ軸およびｑ軸成分電流実測値に変換するｄ・ｑ軸変換手段と、
前記ｄ軸およびｑ軸成分電流実測値と、ｄ軸およびｑ軸成分電流目標値との各偏差を解消するｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を速度指令により生成される速度信号に基づいて生成するｄ・ｑ軸電流制御量生成手段と、
前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を前記固定子座標に関する各成分電流制御量に変換するｄ・ｑ軸逆変換手段とを備え、
前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段により、速度が増加するにしたがって電流ベクトルのｑ軸成分が減少するのが防止されてなる
ことを特徴とする。
【００１３】
本発明のステップモータの制御方式においては、前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号に基づいて、前記位相角を補正する補正角を算出する角度補正値生成手段を備えていてもよく、また前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号および前記位相角の余角に基づいて、前記補正角を補正する第２補正角を算出する第２角度補正値生成手段を備えていてもよい。
【００１４】
また、本発明のステップモータの制御方式においては、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｄ軸およびｑ軸成分電流目標値の比の値（ｄ軸成分電流目標値／ｑ軸成分電流目標値）を速度の関数の形態で保有し、その関数の値に基づいて前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成するようにされてもよい。
【００１５】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｄ軸成分電流目標値をゼロとして前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成するようにされてもよい。
【００１６】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｑ軸成分電流目標値に前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号を乗算して得られるｑ軸成分電流目標値に基づいて前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成するようにされてもよい。
【００１７】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、ステップモータの速度を検出する速度検出手段と、前記速度検出手段により検出された速度と速度指令との偏差を解消するｄ・ｑ軸電流目標値を生成する電流目標値生成手段とを備え、前記ｄ・ｑ軸電流目標値が前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段に入力されるようにされてもよい。ここで、前記速度検出手段による速度の検出は、例えば前記位相角を微分することによりなされる。
【００１８】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、前記速度指令値補正手段から出力されるｄ・ｑ軸電流目標値が、ステップモータの起動時から所定期間一定とされていてもよい。
【００１９】
【作用】
本発明は前記の如く構成されているので、エンコーダやレゾルバなどのセンサを用いることなく位相角が算出される。また、位相角の算出が、ステップモータの逆起電力の誘起電圧を直交する固定軸に関する各成分毎に算出し、ついでその各成分比の逆正接に基づいてなされているので、逆起電力が小さな低速域においても位相角の検出が精度よくなされる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら本発明を実施形態に基づいて説明するが、本発明はかかる実施形態のみに限定されるものではない。
【００２１】
実施形態１
本発明の実施形態１に係るステップモータの制御方式を図１にブロック図で示す。なお、以下の説明において、ステップモータＳには３相の駆動装置から電力が供給されているものとする。つまり、３相電流および３相電圧が供給されているものとする。
【００２２】
このステップモータの制御方式Ａ１は、図１に示すように、ステップモータＳに供給される３相電流値を検出してその検出値を直交する固定子軸（α―β軸）、つまり固定子座標系に関する２相電流値に変換する電流３相／２相変換手段（固定軸電流変換手段）１０と、ステップモータＳに印加される３相電圧値（中性点に関する電圧値）を検出してその検出値を直交する固定子軸（α―β軸）、つまり固定子座標系に関する２相電圧に変換する電圧３相／２相変換手段（固定軸電圧変換手段）２０と、モータ定数設定器３０から入力されるステップモータＳのモータ定数と前記電流３相／２相変換手段１０により変換された２相電流値と前記電圧３相／２相変換手段２０により変換された２相電圧値とに基づいて誘起電圧ベクトルの位相角θを算出する位相角算出手段４０と、前記固定子軸（α―β軸）に関する２相電流値を直交する回転子軸（ｄ−ｑ軸）、つまり回転子座標系に関する２相電流値に変換するｄ・ｑ軸変換手段５２と、前記ｄ・ｑ軸に関する電流値に基づいてｄ・ｑ軸電流制御量を生成するｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４と、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４により生成されたｄ・ｑ軸電流制御量を固定子軸（α―β軸）に関する固定軸電流制御量に逆変換するｄ・ｑ軸逆変換手段５６と、前記固定子軸（α―β軸）に関する固定軸電流制御量を３相電流値に変換する２相／３相変換手段６２と、前記３相変換された電流制御量に基づいてステップモータＳを駆動させる駆動パルスを生成して電力変換手段７０に分配するパルス分配手段６４と、制御パルス列に応答して前記パルス分配手段６４の基本周波数を制御するパルス変換制御手段６６とを主要構成要素として備えてなるものとされる。
【００２３】
電流３相／２相変換手段１０は、電流検出手段Ｉにより検出された前記２相／３相変換手段６２から出力される３相電流値を２相電流値に変換するものである。この電流３相／２相変換手段１０は、従来より３相電動機の制御において用いられている公知の電流３相／２相変換手段と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。なお、電流検出手段Ｉによる電流値の検出は第１相、第２相および第３相の各相についてなされる。
【００２４】
電圧３相／２相変換手段２０は、電圧検出手段Ｖにより検出された前記２相／３相変換手段６２から出力される３相電圧値を２相電圧値に変換するものである。この電圧３相／２相変換手段２０は、従来より３相電動機の制御において用いられている公知の電圧３相／２相変換手段と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。この場合、電圧検出手段Ｖによる電圧値の検出は、第１相、第２相および第３相の各相についてなされる。この電圧値の検出は、線間電圧を検出してその値を演算処理して３相電圧を算出するようにしてもよいが、３相非対称などの誤差を生ずるおそれがあるので、電圧値は中性点に関する各電圧値を直接検出するのが好ましい。
【００２５】
なお、図１に示す例においては、電圧値の検出はステップモータＳに印加される電圧から検出されているが、制御方式によっては、電力変換手段７０のスイッチング素子のオン／オフ信号から検出するようにされてもよい。そして、そのようにすることにより、検出電圧値におけるノイズによる悪影響が軽減される。
【００２６】
位相角算出手段４０は、前記電流３相／２相変換手段１０から入力される固定子軸（α―β軸）に関する電流値Ｉ（α）、Ｉ（β）、前記電圧３相／２相変換手段２０から入力される固定子軸（α―β軸）に関する電圧値Ｖ（α）、Ｖ（β）、および別途モータ定数設定器３０から入力されるモータ定数（Ｒ，Ｌ）に基づいて、逆起電力による誘起電圧ベクトルＥの前記固定子軸（α―β軸）に関する各成分電圧Ｅ（α）つまりｓｉｎ成分、およびＥ（β）つまりｃｏｓ成分を算出し、ついでその比の逆正接（アークタンジェント）を算出して位相角θを算出するものである（図２参照）。
【００２７】
ここに、
Ｅ（α）＝Ｖ（α）−Ｉ（α）・Ｒ（α）−Ｉ（α）・ｄＩ（α）／ｄｔ
Ｅ（β）＝Ｖ（β）−Ｉ（β）・Ｒ（β）−Ｉ（β）・ｄＩ（β）／ｄｔ
θ＝ａｒｃｔａｎＥ（α）／Ｅ（β）
Ｒ（α）：モータ定数Ｒのα成分
Ｒ（β）：モータ定数Ｒのβ成分
【００２８】
この位相角算出手段４０における位相角θは、前記の如く誘起電圧ベクトルＥのα成分Ｅ（α）とβ成分Ｅ（β）との比の逆正接により算出されているので、ステップモータＳの速度が低下して誘起電圧ベクトルＥが減少してもその影響が軽減される。したがって、誘起電圧ベクトルＥのアークサインにより位相角θを算出する方式や誘起電圧ベクトルＥを直接積分して磁束ベクトルを求め、ついでその磁束ベクトルにより位相角θを算出する方式よりも低速域における算出精度が高い。なお、以下のｄ・ｑ軸変換手段５２およびｄ・ｑ軸逆変換手段５６における演算においては、前記算出された位相角θを用いて処理がなされる。
【００２９】
ｄ・ｑ軸変換手段５２は、前記電流３相／２相変換手段１０から入力される各電流成分値Ｉ（α）、Ｉ（β）を回転ベクトル座標系（回転子座標系）、いわゆるｄ・ｑ軸座標上に変換するものである。この場合、ｄ軸のα軸とのなす角は、前記位相角算出手段４０から入力されている位相角θに一致している（図２参照）。このｄ・ｑ軸変換手段５２としては、例えばベクトルドレイヤーがあげられる。
【００３０】
ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４は、前記ｄ・ｑ軸変換手段５２によりｄ・ｑ軸変換された各軸電流成分値Ｉ（ｄ）、Ｉ（ｑ）（電流実測値）と、ｄ・ｑ軸の各軸電流目標値Ｉ（ｄａ）、Ｉ（ｑａ）との偏差を算出し、ついでその偏差をゼロとするｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を、パルス変換制御手段６６から別途入力される速度信号に基づいて演算処理により算出して出力するものである。このように、パルス変換制御手段６６からの速度信号に基づいてｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を算出するのは、速度が増加するにしたがって電流ベクトルのq軸成分が減少するのを防ぐためである。
【００３１】
ここで、速度信号に基づいてｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を生成する態様の一例としては、次のようなものがある。
【００３２】
速度対負荷特性をｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）によって任意に設定するものである。例えば、当初のステップモータＳのトルク特性をそのまま高速域まで一定にするため、あるいは意図的に設定するものである。そのため、ここでは、例えば図３に示すように、Ｉ（ｄａ）／Ｉ（ｑａ）の値を速度に比例して減少させ、そして速度が所定速度を超えるとｄ軸に関する電流目標値Ｉ（ｄａ）をゼロとするようにしている。すなわち、速度が増速するにしたがって電流ベクトルを磁束ベクトルと直交するように、すなわちｑ軸に一致するように制御しているのである。当然のことながら、ｄ軸に関する電流目標値Ｉ（ｄａ）をゼロに設定すれば、理論上トルクを最大とする電流制御量が得られる。
【００３３】
ただし、前述したように、速度に対してｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）の比を常に一定にする場合は、速度信号は入力する必要はない。
【００３４】
かかる機能を有するｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４は、例えば図４に示すように、ｄ・ｑ軸電流目標値設定器５４ａと、このｄ・ｑ軸電流目標値設定器５４ａからのｄ・ｑ軸電流目標値Ｉ（ｄａ）、Ｉ（ｑａ）とｄ・ｑ軸電流実測値Ｉ（ｄ）、Ｉ（ｑ）との偏差を算出する加減器５４ｂと、この偏差をゼロとするｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を算出するＰＩ調節器５４ｃとを組み合わせることにより実現される。そして、このｄ・ｑ軸電流目標値設定器５４ａに電流ベクトル指令値（スカラ量）およびパルス変換制御手段６６からの速度信号が入力される。
【００３５】
ｄ・ｑ軸逆変換手段５６は、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４からのｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を固定子軸（α―β軸）の各軸電流制御量Ｉ（αｓ），Ｉ（βｓ）に逆変換するものである。この場合も、ｄ軸のα軸とのなす角は、前記位相角算出手段４０から入力されている位相角θに一致させられている。このｄ・ｑ軸逆変換手段５６としては、例えばベクトルアナライザーがあげられる。
【００３６】
２相／３相変換手段６２は、前記ｄ・ｑ軸逆変換手段５４からの固定子軸の各軸電流制御量Ｉ（αｓ），Ｉ（βｓ）に基づいて３相電流値および３相電圧値を生成するものである。この２相／３相変換手段６２は従来より３相電動機の制御において用いられている２相／３相変換手段と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。
【００３７】
パルス変換制御手段６６は、図５に示すように、制御パルスに基づいてパルス分配手段６４に駆動パルスを生成させる指令信号を生成する指令信号生成部６６ａと、制御パルスに基づいて速度信号を生成する速度信号生成部６６ｂとを備えてなるものとされる。指令信号生成部６６ａは、従来よりステップモータＳの制御においてパルス分配器による駆動パルスの生成を指令するための信号を生成するものと同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。速度信号生成部６６ｂは、例えばこの実施形態１では入力が通常のステップモータＳと同様にパルス列で入力され、そのパルス列の周波数が速度指令に相当するので、入力パルスをＦ／Ｖ変換（周波数／速度変換）する機能を有するものとされる。この場合、この速度信号生成部６６ｂから生成される速度信号は、アナログ信号でもよく、またデジタル信号でもよい。
【００３８】
パルス分配手段６４は、パルス変換制御手段６６から入力される指令信号に基づいて前記２相／３相変換手段６２からの３相電流および３相電圧に対応した駆動パルスを生成して電力変換手段７０に送出するものである。このパルス分配手段６４は、従来よりステップモータＳの制御において用いられているパルス分配器と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。
【００３９】
なお、前記位相角算出手段４０、ｄ・ｑ軸変換手段５２、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４、ｄ・ｑ軸逆変換手段５６、パルス変換制御手段６６は、マイコンに前記機能に対応したプログラムを格納することによっても実現される。
【００４０】
このように、この実施形態１によれば、エンコーダやレゾルバなどのような位置検出センサを用いることなく、低速域から高速域まで精度よく固定子巻線に対する回転子磁極位置を検出できる。したがって、特開平９−３２２５９２号公報に係る制御方法や制御装置の如く、低速域と高速域とで制御システムを切り替える必要がなくなり、制御システムの構成が簡素化される。また、低速域と高速域とで制御システムを切り替える必要がないため、制御システムを切り替えることにより生ずる諸問題も解消される。そのため、低速域から高速域までステップモータを脱調するおそれなく駆動させることができる。さらに、速度に対するトルク特性をパターン化できる。
【００４１】
実施形態２
本発明の実施形態２に係るステップモータの制御方式Ａ２を図６にブロック図で示す。この実施形態２は、実施形態１を改変したものであって、図６に示すように、角度補正値生成手段５１を付加してなるものである。
【００４２】
この角度補正値生成手段５１は、パルス分配制御手段６６から入力される速度信号により前記位相角θ、つまり磁束ベクトル角θを補正する補正角ψを算出するもので、入力される速度信号に比例した補正角ψの算出がなされる。すなわち、補正角ψによってみかけのｄ・ｑ軸座標を生成してｄ・ｑ軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を一定にしたまま、補正角ψによってトルク電流を調整可能とするものである。
【００４３】
つまり、位相角θの演算精度が相対的に低い超低速時にはかえってトルク電流が不安定になるので、もともと脱調のおそれの少ない超低速時には補正角ψを大きくして元のステップモータＳのトルク特性を示すようする一方、脱調のおそれのある高速時には補正角ψが小さくなるようにされている。これにより、超低速時には補正角ψによってｄ・ｑ軸のｄ軸が電流ベクトルに重なるため、見かけ上、Ｉ（ｄ）＝０，Ｉ（ｑ）＝Ｉに制御されたことになる。また、速度の上昇にしたがって徐々にｄ・ｑ軸は本来の位置に戻り電流ベクトルをｑ軸に一致させるようにされている。そのため、電流制御量を変化させることなく、すなわち、ＰＩ制御ループを安定な状態でトルク電流ベクトルの制御が可能となる。
【００４４】
なお、かかる機能を有する角度補正値生成手段５１は、例えばマイコンに前記機能に対応したプログラムを格納することにより実現される。
【００４５】
このように、この実施形態２では、角度補正値生成手段５１によりステップモータＳの回転速度に比例した補正角ψを算出し、その補正角ψにより位相角算出手段４０により算出された位相角θを補正し、それにより高速時における電流ベクトルをみかけのｑ軸に一致させているので、補正角ψを操作するのみで高速域における脱調のおそれをより少なくしてステップモータＳを駆動できる。
【００４６】
実施形態３
本発明の実施形態３に係るステップモータの制御方式Ａ３を図７および図８にブロック図で示す。この実施形態３は、実施形態２を改変したものであって、図７に示すように、角度補正値生成手段５１により生成された補正角ψを補正する補正角τを生成する第２角度補正値生成手段５３を付加してなるものである。この実施形態３は、定常加速時（定負荷または無負荷加速時）に位相角θを既知パターンとして演算した位相角θとの差を負荷変動分とみなして、負荷変動による回転子の磁束角のずれを補正するようにしてなるものである。
【００４７】
この第２角度補正値生成手段５３は、具体的には、パルス変換制御手段６６から入力される速度信号および前記位相角・位相余角算出手段４１により算出された位相余角ξとに基づいて、前記補正角ψを補正する補正角τを算出するものであって、図８に示すように、速度信号に基づいて定常加速時位相角χを算出する定常加速時位相角算出部５３ａと、前記定常加速時位相角χと前記位相余角ξとの差を解消するための角度を算出するＰＩ調節部５３ｂとを備えてなるものとされる。そして、このＰＩ調節部５３ｂからの出力される角度が、補正角τとされる。
【００４８】
このように、この実施形態３では、第２角度補正値生成手段５３を付加しているので、実施形態２に比して特に負荷状態で加速するときや、高速域における脱調のおそれをより少なくしてステップモータＳを駆動できる。
【００４９】
実施形態４
本発明の実施形態４に係るステップモータの制御方式Ａ４を図９にブロック図で示す。この実施形態４は、実施形態１を改変したものであって、図９に示すように、従前のステップモータＳとは異なり、起動・停止シーケンス等を除いてステップモータＳに入力される信号は、速度指令のみであり、図９に示すように、速度指令値と速度検出手段４２からの速度検出値との偏差を、例えばＰＩ調節器のような制御調節器を介してトルク出力を与えるための電流目標値生成手段４４から構成される速度制御ループと、前述の電流３相／２相変換手段１０と、前記電流３相／２相変換手段１０からの電流実測値をｄ・ｑ軸に分離するｄ・ｑ軸変換手段５２と、電流目標値生成手段４４と、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４から構成され、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４においてｄ・ｑ軸の各軸毎に電流指令値と電流実測値との偏差から同様に、例えばＰＩ調節器のような制御調節器を介して電流制御量を生成して電流を電流指令値に維持するためのトルク電流制御ループから構成され、このトルク電流制御ループによりステップモータＳをクローズドループ制御して速度制御モータとして使用するようにしてなるものである。なお、この実施形態４においては、速度指令値は、パルス列ではなく、例えばランプ関数などのアナログ信号パターンの形式で入力される。
【００５０】
この実施形態４の制御方式Ａ４は、具体的には、位相角算出手段４０から入力される位相角θからステップモータＳの速度を検出する速度検出手段４２と、この速度検出手段４２により検出された速度検出値に基づいて速度制御量、すなわち最終的にトルク電流目標値となるｄ・ｑ軸電流目標値を生成する電流目標値生成手段４４と、速度指令値をパルス変換制御手段６６へのパルス入力に変換する速度・周波数変換手段４６とを備えてなるものとされる。
【００５１】
速度検出手段４２は位相角θを微分してステップモータＳの角速度ωを算出するものとされ、位相角θからステップモータＳの角速度ωを算出できるものであればその構成に特に限定はない。例えば、マイコンに位相角θを微分してステップモータＳの角速度ωを算出するプログラムを格納することによっても構成できる。
【００５２】
電流目標値生成手段４４は、例えば図１０に示すように、速度指令値と速度検出値との偏差を算出する加減器４４ａと、この偏差をゼロとするようなｄ・ｑ軸電流目標値を生成するＰＩ調節器４４ｂとを備えてなるものとされる。
【００５３】
速度・周波数変換手段４６は、従来より公知の各種速度・周波数変換器とすることができる。
【００５４】
このように、この実施形態４によればステップモータＳの速度を検出し、その検出された速度検出値と速度目標値との偏差に対応した電流目標値Ｉ（ｑａ）をｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４に入力して電流制御量Ｉ（ｑｓ）を生成しているので、負荷に応じた電流でステップモータＳを加速できる。そのため、実施形態１に比して負荷に対応した速度指令値を保つための電流を流すので、オープンループ制御と異なり、無負荷でもドライバの電流制御量に相当する電流を流すことはない。そのため、省エネルギやスイッチング素子の発熱抑制が図られる。
【００５５】
ところで、この実施形態４において起動時に速度検出手段４２における速度検出が不安定となるようであれば、図１１に示すように、電流目標値生成手段４４に、一定トルクに相当するｄ・ｑ軸電流目標値を出力する定トルク加速器４４ｃと、この定トルク加速器４４ｃからの出力とＰＩ調節器４４ｂからの出力とを起動時信号のオン・オフにより切り替える切替スイッチ４４ｄとを付加するとともに、この定トルク加速器４４ｃからの出力によりＰＩ調節器４４ｂを起動時信号のオンによりプリセット可能にしかつ起動時信号のオフによりプリセット解除可能にしておき、そして起動時信号のオンによりＰＩ調節器４４ｂをプリセットするとともに、切替スイッチ４４ｄを定トルク加速器４４ｃからの出力が送出されるようにセットし、ついで起動時信号のオフによりＰＩ調節器４４ｂのプリセットを解除するとともに、切替スイッチ４４ｄを定トルク加速器４４ｃ側からＰＩ調節器４４ｂの出力が送出されるように切り替えることにより対処できる。
【００５６】
ここで、定トルク加速器４４ｃを設けるとともに、その出力によりＰＩ調節器４４ｂをプリセットするようにしているのは、次のような理由による。
【００５７】
起動時から速度指令値と速度検出値との偏差をＰＩ調節器４４ｂに入力すると、前記偏差が大きいところからＰＩ調節器４４ｂの積分動作が飽和し、最大トルク電流に相当するｄ・ｑ軸電流目標値を出力するということになる。その結果、速度がオーバーシュートしたりハンチングしたりするという問題を生ずる。そのため、起動時から一定時間はＰＩ調節器４４ｂの積分動作が飽和しないように制御する必要がある。
【００５８】
その解決策の一つとして、起動時に起動時信号を利用して予め設定した一定トルクに相当する一定電流により一定時間加速するようにし、ついでＰＩ調節器４４ｂを動作させるように制御することが考えられる。しかしながら、ＰＩ調節器４４ｂを切り替えたときに出力されるｄ・ｑ軸電流目標値が前記一定電流に対応するｄ・ｑ軸電流目標値と異なると速度に急変が生ずる。そのため、図１１に示すように、定トルク加速器４４ｃを設けるとともに、切り替え時におけるＰＩ調節器４４ｂのｄ・ｑ軸電流目標値を前記一定電流に相当するｄ・ｑ軸電流目標値にプリセットするようにしたものである。
【００５９】
なお、定トルク加速器４４ｃを設ける代わりに、図１２に示すように、入力される速度パターンに応じたｄ・ｑ軸電流目標値を生成するパターン加速器４４ｅを設けるようにしてもよい。
【００６０】
実施形態５
本発明の実施形態５に係るステップモータの制御方式Ａ５の要部を図１３にブロック図で示す。この実施形態５は実施形態１を改変したものであって、図１３に示すように、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４に乗算器５４ｄを設けて電流目標値Ｉ（ｑａ）に速度信号を乗算するようにしてなるものである。すなわち、高速域で強制的に電流目標値Ｉ（ｑａ）を大きくするようにしてなるものである。
【００６１】
このように、この実施形態５では高速域で強制的に電流目標値Ｉ（ｑａ）を大きくするようにしているので、実施形態１に比して高速域における脱調のおそれをより少なくしてステップモータＳを駆動できる。
【００６２】
以上、本発明を実施形態に基づいて説明してきたが、本発明はかかる実施形態のみに限定されるものではなく、種々改変が可能である。例えば、実施形態１においては、電流および電圧は各相について検出されていたが、検出は２相についてのみ行い、残りの１相については演算により算出するようにされてもよい。また、２相ステップモータに対しても適用が可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば次のような優れた効果が得られる。
【００６４】
（１）逆起電力による誘起電圧を直交する固定子軸の各軸成分に分解し、その分解された各軸成分の逆正接により誘起電圧ベクトルの位相角を算出しているので、低速時に逆起電力の誘起電圧が低下しても算出された位相角の誤差を小さくできる。
【００６５】
（２）逆起電力による誘起電圧を直交する固定子軸の各軸成分に分解し、その分解された各軸成分の逆正接により誘起電圧の位相角を算出しているので、ステップモータの巻線抵抗の温度変化による影響を緩和できる。
【００６６】
（３）ステップモータの逆起電力により誘起電圧に基づいて固定子巻線に対する回転子磁極位置を示す角度を精度よく検出できるので、エンコーダやレゾルバなどのセンサを用いことなくステップモータ電流ベクトルを閉ループ制御できる。
【００６７】
（４）低速域から高速域まで同一の制御システムにより制御できるので、制御システムを切り替えることによる問題を解消できる。また、その制御においては、高速域においても脱調するおそれなくステップモータを駆動できる。
【００６８】
（５）本発明の好ましい形態においては、速度制御ループと電流制御ループとを構成し、負荷変動に対して速度を一定に保ち、かつ最適電流制御を行うので、永久磁石同期モータや他の３相モータのような速度制御を廉価なステップモータで構成できるととともに、省エネルギや発熱防止効果も図られる。
【００６９】
（６）３相ステップモータを用いる本発明の別の好ましい形態においては、駆動回路や制御回路は３相誘導電動機のものと等価なものを使用できるので、駆動回路や制御回路を安価に構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１に係る制御方式のブロック図である。
【図２】ｄ・ｑ軸と固定軸との関係を示す説明図である。
【図３】実施形態１における速度とＩ（ｄａ）／Ｉ（ｑａ）との関係を示すグラフである。
【図４】同ｄ・ｑ軸電流指令値生成手段の構成の一例のブロック図である。
【図５】同パルス変換制御手段の構成の一例のブロック図である。
【図６】本発明の実施形態２に係る制御方式のブロック図である。
【図７】本発明の実施形態３に係る制御方式のブロック図である。
【図８】本発明の実施形態３に係る第２角度補正値生成手段の構成の一例のブロック図である。
【図９】本発明の実施形態４に係る制御方式のブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態４に係る電流目標値生成手段の構成の一例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施形態４に係る要部の一例のブロック図である。
【図１２】本発明の実施形態４に係る要部の他の例のブロック図である。
【図１３】本発明の実施形態５の要部ブロック図である。
【符号の説明】
１０ 電流３相／２相変換手段
２０ 電圧３相／２相変換手段
３０ モータ定数設定器
４０ 位相角算出手段
４２ 速度検出手段
４４ 電流目標値生成手段
５１ 角度補正値生成手段
５２ ｄ・ｑ軸変換手段
５３ 第２角度補正値生成手段
５４ ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段
５６ ｄ・ｑ軸逆変換手段
６２ ２相／３相変換手段
６４ パルス分配手段
６６ パルス変換制御手段
７０ 電力変換手段
Ａ ステップモータの制御方式
Ｉ 電流検出手段
Ｖ 電圧検出手段
Ｓ ステップモータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、ステップモータの制御方式に関する。さらに詳しくは、エンコーダやレゾルバなどのような位置検出センサを用いることなく、ステップモータの電流ベクトルを制御するステップモータの制御方式に関する。なお、本明細書におけるステップモータには、ステッピングモータ、パルスモータ、ステッパーモータも含まれるものとする。
【０００２】
【従来の技術】
ステップモータは、オープンループ制御で回転数と停止位置を所望のものに制御できるため、従来より、ＦＡ関連機器、ＯＡ関連機器をはじめ、あらゆる制御システムに多用されている。
【０００３】
しかしながら、ステップモータをオープンループ制御（開ループ制御）した場合、高速回転時にトルクが低下して脱調するという欠点がある。
【０００４】
かかるステップモータの欠点を解消するため、単パルスを複数のパルスに分解して駆動するマイクロステップ駆動方式、あるいはエンコーダやレゾルバを用いて単パルス間の位置ずれを補償するフィードバック制御方式や磁極位置に対して電流ベクトルを最適位置にフィードバック制御する方式が提案されている。
【０００５】
しかしながら、マイクロステップ駆動方式においては、単パルスを複数のパルスに分解しているため、制御回路や駆動回路が複雑になり高価になるという問題がある。一方、後者の方式においては、例えばエンコーダやレゾルバを同軸に精密に取付ける必要があるため、製作工程が煩雑化するとともにステップモータが大型化して当然のことながらコストアップを招来する。なお、かかる問題を回避するため、特開平９−３２２５９２号公報には、トルクが大きくて脱調するおそれがない低速回転時（低速域）にはオープンループ制御（開ループ制御）し、脱調するおそれが大きい高速回転時（高速域）にはステップモータ内で誘起される逆起電力の誘起電圧に基づいてローターとステーターとの位置関係を求め、この位置関係を利用してステップモータの電流ベクトルを最適位置に制御する、つまりクローズドループ制御（閉ループ制御）するという一種のハイブリッド制御方式が提案されている。
【０００６】
しかしながら、特開平９−３２２５９２号公報に提案されている方式は、本質的に連続制御ではないため、回転数に対する連続的なトルク特性が得にくいという問題がある。
【０００７】
ところで、特開平９−３２２５９２号公報に提案されている方式におけるクローズドループ制御を低速回転時にも適用することが考えられるが、逆起電力による誘起電圧は回転数に比例し、低速回転時には逆起電力による誘起電圧の値が小さいので、前記提案における位相角検出方法を用いて制御を行った場合、ステップモータの磁束位置の検出精度が悪いという問題がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はかかる従来技術の課題に鑑みなされたものであって、エンコーダやレゾルバなどのセンサを用いることなく、しかも脱調するおそれもなくステップモータを低速域から高速域まで滑らかに駆動させることができるステップモータの制御方式を提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明のステップモータの制御方式は、ステップモータの逆起電力による誘起電圧ベクトルの位相角を検出し、前記位相角によりステップモータの磁極と固定子巻線とのなす相対的角を検出し、前記相対的角を用いてステップモータを閉ループ制御するステップモータの制御方式であって、
前記ステップモータに供給される電流値を検出してその検出値を前記固定子座標系に関する各成分電流値に変換する固定軸電流変換手段と、
前記ステップモータに印加される電圧値を検出してその検出値を前記固定子座標系に関する各成分電圧値に変換する固定軸電圧変換手段と、
前記ステップモータのモータ定数を設定するモータ定数設定手段と、前記固定子座標系に関する各成分電流値と前記固定子座標系に関する各成分電圧値と前記モータ定数とに基づいて、前記誘起電圧の前記固定子座標系に関する各誘起電圧成分を算出してその算出された各誘起電圧成分比の逆正接を取ることにより誘起電圧ベクトルの位相角を算出する位相角算出手段と、
前記固定子座標系に関する各成分電流値を、前記位相角に基づいて前記ステップモータの回転子座標系のｄ軸およびｑ軸成分電流実測値に変換するｄ・ｑ軸変換手段と、
前記ｄ軸およびｑ軸成分電流実測値と、ｄ軸およびｑ軸成分電流目標値との各偏差を解消するｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を速度指令により生成される速度信号に基づいて生成するｄ・ｑ軸電流制御量生成手段と、
前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を前記固定子座標に関する各成分電流制御量に変換するｄ・ｑ軸逆変換手段とを備え、
前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段により、速度が増加するにしたがって電流ベクトルのｑ軸成分が減少するのが防止されてなる
ことを特徴とする。
【００１３】
本発明のステップモータの制御方式においては、前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号に基づいて、前記位相角を補正する補正角を算出する角度補正値生成手段を備えていてもよく、また前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号および前記位相角の余角に基づいて、前記補正角を補正する第２補正角を算出する第２角度補正値生成手段を備えていてもよい。
【００１４】
また、本発明のステップモータの制御方式においては、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｄ軸およびｑ軸成分電流目標値の比の値（ｄ軸成分電流目標値／ｑ軸成分電流目標値）を速度の関数の形態で保有し、その関数の値に基づいて前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成するようにされてもよい。
【００１５】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｄ軸成分電流目標値をゼロとして前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成するようにされてもよい。
【００１６】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｑ軸成分電流目標値に前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号を乗算して得られるｑ軸成分電流目標値に基づいて前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成するようにされてもよい。
【００１７】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、ステップモータの速度を検出する速度検出手段と、前記速度検出手段により検出された速度と速度指令との偏差を解消するｄ・ｑ軸電流目標値を生成する電流目標値生成手段とを備え、前記ｄ・ｑ軸電流目標値が前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段に入力されるようにされてもよい。ここで、前記速度検出手段による速度の検出は、例えば前記位相角を微分することによりなされる。
【００１８】
さらにまた、本発明のステップモータの制御方式においては、前記速度指令値補正手段から出力されるｄ・ｑ軸電流目標値が、ステップモータの起動時から所定期間一定とされていてもよい。
【００１９】
【作用】
本発明は前記の如く構成されているので、エンコーダやレゾルバなどのセンサを用いることなく位相角が算出される。また、位相角の算出が、ステップモータの逆起電力の誘起電圧を直交する固定軸に関する各成分毎に算出し、ついでその各成分比の逆正接に基づいてなされているので、逆起電力が小さな低速域においても位相角の検出が精度よくなされる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら本発明を実施形態に基づいて説明するが、本発明はかかる実施形態のみに限定されるものではない。
【００２１】
実施形態１
本発明の実施形態１に係るステップモータの制御方式を図１にブロック図で示す。なお、以下の説明において、ステップモータＳには３相の駆動装置から電力が供給されているものとする。つまり、３相電流および３相電圧が供給されているものとする。
【００２２】
このステップモータの制御方式Ａ１は、図１に示すように、ステップモータＳに供給される３相電流値を検出してその検出値を直交する固定子軸（α―β軸）、つまり固定子座標系に関する２相電流値に変換する電流３相／２相変換手段（固定軸電流変換手段）１０と、ステップモータＳに印加される３相電圧値（中性点に関する電圧値）を検出してその検出値を直交する固定子軸（α―β軸）、つまり固定子座標系に関する２相電圧に変換する電圧３相／２相変換手段（固定軸電圧変換手段）２０と、モータ定数設定器３０から入力されるステップモータＳのモータ定数と前記電流３相／２相変換手段１０により変換された２相電流値と前記電圧３相／２相変換手段２０により変換された２相電圧値とに基づいて誘起電圧ベクトルの位相角θを算出する位相角算出手段４０と、前記固定子軸（α―β軸）に関する２相電流値を直交する回転子軸（ｄ−ｑ軸）、つまり回転子座標系に関する２相電流値に変換するｄ・ｑ軸変換手段５２と、前記ｄ・ｑ軸に関する電流値に基づいてｄ・ｑ軸電流制御量を生成するｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４と、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４により生成されたｄ・ｑ軸電流制御量を固定子軸（α―β軸）に関する固定軸電流制御量に逆変換するｄ・ｑ軸逆変換手段５６と、前記固定子軸（α―β軸）に関する固定軸電流制御量を３相電流値に変換する２相／３相変換手段６２と、前記３相変換された電流制御量に基づいてステップモータＳを駆動させる駆動パルスを生成して電力変換手段７０に分配するパルス分配手段６４と、制御パルス列に応答して前記パルス分配手段６４の基本周波数を制御するパルス変換制御手段６６とを主要構成要素として備えてなるものとされる。
【００２３】
電流３相／２相変換手段１０は、電流検出手段Ｉにより検出された前記２相／３相変換手段６２から出力される３相電流値を２相電流値に変換するものである。この電流３相／２相変換手段１０は、従来より３相電動機の制御において用いられている公知の電流３相／２相変換手段と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。なお、電流検出手段Ｉによる電流値の検出は第１相、第２相および第３相の各相についてなされる。
【００２４】
電圧３相／２相変換手段２０は、電圧検出手段Ｖにより検出された前記２相／３相変換手段６２から出力される３相電圧値を２相電圧値に変換するものである。この電圧３相／２相変換手段２０は、従来より３相電動機の制御において用いられている公知の電圧３相／２相変換手段と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。この場合、電圧検出手段Ｖによる電圧値の検出は、第１相、第２相および第３相の各相についてなされる。この電圧値の検出は、線間電圧を検出してその値を演算処理して３相電圧を算出するようにしてもよいが、３相非対称などの誤差を生ずるおそれがあるので、電圧値は中性点に関する各電圧値を直接検出するのが好ましい。
【００２５】
なお、図１に示す例においては、電圧値の検出はステップモータＳに印加される電圧から検出されているが、制御方式によっては、電力変換手段７０のスイッチング素子のオン／オフ信号から検出するようにされてもよい。そして、そのようにすることにより、検出電圧値におけるノイズによる悪影響が軽減される。
【００２６】
位相角算出手段４０は、前記電流３相／２相変換手段１０から入力される固定子軸（α―β軸）に関する電流値Ｉ（α）、Ｉ（β）、前記電圧３相／２相変換手段２０から入力される固定子軸（α―β軸）に関する電圧値Ｖ（α）、Ｖ（β）、および別途モータ定数設定器３０から入力されるモータ定数（Ｒ，Ｌ）に基づいて、逆起電力による誘起電圧ベクトルＥの前記固定子軸（α―β軸）に関する各成分電圧Ｅ（α）つまりｓｉｎ成分、およびＥ（β）つまりｃｏｓ成分を算出し、ついでその比の逆正接（アークタンジェント）を算出して位相角θを算出するものである（図２参照）。
【００２７】
ここに、
Ｅ（α）＝Ｖ（α）−Ｉ（α）・Ｒ（α）−Ｉ（α）・ｄＩ（α）／ｄｔ
Ｅ（β）＝Ｖ（β）−Ｉ（β）・Ｒ（β）−Ｉ（β）・ｄＩ（β）／ｄｔ
θ＝ａｒｃｔａｎＥ（α）／Ｅ（β）
Ｒ（α）：モータ定数Ｒのα成分
Ｒ（β）：モータ定数Ｒのβ成分
【００２８】
この位相角算出手段４０における位相角θは、前記の如く誘起電圧ベクトルＥのα成分Ｅ（α）とβ成分Ｅ（β）との比の逆正接により算出されているので、ステップモータＳの速度が低下して誘起電圧ベクトルＥが減少してもその影響が軽減される。したがって、誘起電圧ベクトルＥのアークサインにより位相角θを算出する方式や誘起電圧ベクトルＥを直接積分して磁束ベクトルを求め、ついでその磁束ベクトルにより位相角θを算出する方式よりも低速域における算出精度が高い。なお、以下のｄ・ｑ軸変換手段５２およびｄ・ｑ軸逆変換手段５６における演算においては、前記算出された位相角θを用いて処理がなされる。
【００２９】
ｄ・ｑ軸変換手段５２は、前記電流３相／２相変換手段１０から入力される各電流成分値Ｉ（α）、Ｉ（β）を回転ベクトル座標系（回転子座標系）、いわゆるｄ・ｑ軸座標上に変換するものである。この場合、ｄ軸のα軸とのなす角は、前記位相角算出手段４０から入力されている位相角θに一致している（図２参照）。このｄ・ｑ軸変換手段５２としては、例えばベクトルドレイヤーがあげられる。
【００３０】
ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４は、前記ｄ・ｑ軸変換手段５２によりｄ・ｑ軸変換された各軸電流成分値Ｉ（ｄ）、Ｉ（ｑ）（電流実測値）と、ｄ・ｑ軸の各軸電流目標値Ｉ（ｄａ）、Ｉ（ｑａ）との偏差を算出し、ついでその偏差をゼロとするｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を、パルス変換制御手段６６から別途入力される速度信号に基づいて演算処理により算出して出力するものである。このように、パルス変換制御手段６６からの速度信号に基づいてｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を算出するのは、速度が増加するにしたがって電流ベクトルのq軸成分が減少するのを防ぐためである。
【００３１】
ここで、速度信号に基づいてｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を生成する態様の一例としては、次のようなものがある。
【００３２】
速度対負荷特性をｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）によって任意に設定するものである。例えば、当初のステップモータＳのトルク特性をそのまま高速域まで一定にするため、あるいは意図的に設定するものである。そのため、ここでは、例えば図３に示すように、Ｉ（ｄａ）／Ｉ（ｑａ）の値を速度に比例して減少させ、そして速度が所定速度を超えるとｄ軸に関する電流目標値Ｉ（ｄａ）をゼロとするようにしている。すなわち、速度が増速するにしたがって電流ベクトルを磁束ベクトルと直交するように、すなわちｑ軸に一致するように制御しているのである。当然のことながら、ｄ軸に関する電流目標値Ｉ（ｄａ）をゼロに設定すれば、理論上トルクを最大とする電流制御量が得られる。
【００３３】
ただし、前述したように、速度に対してｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）の比を常に一定にする場合は、速度信号は入力する必要はない。
【００３４】
かかる機能を有するｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４は、例えば図４に示すように、ｄ・ｑ軸電流目標値設定器５４ａと、このｄ・ｑ軸電流目標値設定器５４ａからのｄ・ｑ軸電流目標値Ｉ（ｄａ）、Ｉ（ｑａ）とｄ・ｑ軸電流実測値Ｉ（ｄ）、Ｉ（ｑ）との偏差を算出する加減器５４ｂと、この偏差をゼロとするｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を算出するＰＩ調節器５４ｃとを組み合わせることにより実現される。そして、このｄ・ｑ軸電流目標値設定器５４ａに電流ベクトル指令値（スカラ量）およびパルス変換制御手段６６からの速度信号が入力される。
【００３５】
ｄ・ｑ軸逆変換手段５６は、前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４からのｄ・ｑ軸の各軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を固定子軸（α―β軸）の各軸電流制御量Ｉ（αｓ），Ｉ（βｓ）に逆変換するものである。この場合も、ｄ軸のα軸とのなす角は、前記位相角算出手段４０から入力されている位相角θに一致させられている。このｄ・ｑ軸逆変換手段５６としては、例えばベクトルアナライザーがあげられる。
【００３６】
２相／３相変換手段６２は、前記ｄ・ｑ軸逆変換手段５４からの固定子軸の各軸電流制御量Ｉ（αｓ），Ｉ（βｓ）に基づいて３相電流値および３相電圧値を生成するものである。この２相／３相変換手段６２は従来より３相電動機の制御において用いられている２相／３相変換手段と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。
【００３７】
パルス変換制御手段６６は、図５に示すように、制御パルスに基づいてパルス分配手段６４に駆動パルスを生成させる指令信号を生成する指令信号生成部６６ａと、制御パルスに基づいて速度信号を生成する速度信号生成部６６ｂとを備えてなるものとされる。指令信号生成部６６ａは、従来よりステップモータＳの制御においてパルス分配器による駆動パルスの生成を指令するための信号を生成するものと同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。速度信号生成部６６ｂは、例えばこの実施形態１では入力が通常のステップモータＳと同様にパルス列で入力され、そのパルス列の周波数が速度指令に相当するので、入力パルスをＦ／Ｖ変換（周波数／速度変換）する機能を有するものとされる。この場合、この速度信号生成部６６ｂから生成される速度信号は、アナログ信号でもよく、またデジタル信号でもよい。
【００３８】
パルス分配手段６４は、パルス変換制御手段６６から入力される指令信号に基づいて前記２相／３相変換手段６２からの３相電流および３相電圧に対応した駆動パルスを生成して電力変換手段７０に送出するものである。このパルス分配手段６４は、従来よりステップモータＳの制御において用いられているパルス分配器と同様とされているので、その構成の詳細な説明は省略する。
【００３９】
なお、前記位相角算出手段４０、ｄ・ｑ軸変換手段５２、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４、ｄ・ｑ軸逆変換手段５６、パルス変換制御手段６６は、マイコンに前記機能に対応したプログラムを格納することによっても実現される。
【００４０】
このように、この実施形態１によれば、エンコーダやレゾルバなどのような位置検出センサを用いることなく、低速域から高速域まで精度よく固定子巻線に対する回転子磁極位置を検出できる。したがって、特開平９−３２２５９２号公報に係る制御方法や制御装置の如く、低速域と高速域とで制御システムを切り替える必要がなくなり、制御システムの構成が簡素化される。また、低速域と高速域とで制御システムを切り替える必要がないため、制御システムを切り替えることにより生ずる諸問題も解消される。そのため、低速域から高速域までステップモータを脱調するおそれなく駆動させることができる。さらに、速度に対するトルク特性をパターン化できる。
【００４１】
実施形態２
本発明の実施形態２に係るステップモータの制御方式Ａ２を図６にブロック図で示す。この実施形態２は、実施形態１を改変したものであって、図６に示すように、角度補正値生成手段５１を付加してなるものである。
【００４２】
この角度補正値生成手段５１は、パルス分配制御手段６６から入力される速度信号により前記位相角θ、つまり磁束ベクトル角θを補正する補正角ψを算出するもので、入力される速度信号に比例した補正角ψの算出がなされる。すなわち、補正角ψによってみかけのｄ・ｑ軸座標を生成してｄ・ｑ軸電流制御量Ｉ（ｄｓ）、Ｉ（ｑｓ）を一定にしたまま、補正角ψによってトルク電流を調整可能とするものである。
【００４３】
つまり、位相角θの演算精度が相対的に低い超低速時にはかえってトルク電流が不安定になるので、もともと脱調のおそれの少ない超低速時には補正角ψを大きくして元のステップモータＳのトルク特性を示すようする一方、脱調のおそれのある高速時には補正角ψが小さくなるようにされている。これにより、超低速時には補正角ψによってｄ・ｑ軸のｄ軸が電流ベクトルに重なるため、見かけ上、Ｉ（ｄ）＝０，Ｉ（ｑ）＝Ｉに制御されたことになる。また、速度の上昇にしたがって徐々にｄ・ｑ軸は本来の位置に戻り電流ベクトルをｑ軸に一致させるようにされている。そのため、電流制御量を変化させることなく、すなわち、ＰＩ制御ループを安定な状態でトルク電流ベクトルの制御が可能となる。
【００４４】
なお、かかる機能を有する角度補正値生成手段５１は、例えばマイコンに前記機能に対応したプログラムを格納することにより実現される。
【００４５】
このように、この実施形態２では、角度補正値生成手段５１によりステップモータＳの回転速度に比例した補正角ψを算出し、その補正角ψにより位相角算出手段４０により算出された位相角θを補正し、それにより高速時における電流ベクトルをみかけのｑ軸に一致させているので、補正角ψを操作するのみで高速域における脱調のおそれをより少なくしてステップモータＳを駆動できる。
【００４６】
実施形態３
本発明の実施形態３に係るステップモータの制御方式Ａ３を図７および図８にブロック図で示す。この実施形態３は、実施形態２を改変したものであって、図７に示すように、角度補正値生成手段５１により生成された補正角ψを補正する補正角τを生成する第２角度補正値生成手段５３を付加してなるものである。この実施形態３は、定常加速時（定負荷または無負荷加速時）に位相角θを既知パターンとして演算した位相角θとの差を負荷変動分とみなして、負荷変動による回転子の磁束角のずれを補正するようにしてなるものである。
【００４７】
この第２角度補正値生成手段５３は、具体的には、パルス変換制御手段６６から入力される速度信号および前記位相角・位相余角算出手段４１により算出された位相余角ξとに基づいて、前記補正角ψを補正する補正角τを算出するものであって、図８に示すように、速度信号に基づいて定常加速時位相角χを算出する定常加速時位相角算出部５３ａと、前記定常加速時位相角χと前記位相余角ξとの差を解消するための角度を算出するＰＩ調節部５３ｂとを備えてなるものとされる。そして、このＰＩ調節部５３ｂからの出力される角度が、補正角τとされる。
【００４８】
このように、この実施形態３では、第２角度補正値生成手段５３を付加しているので、実施形態２に比して特に負荷状態で加速するときや、高速域における脱調のおそれをより少なくしてステップモータＳを駆動できる。
【００４９】
実施形態４
本発明の実施形態４に係るステップモータの制御方式Ａ４を図９にブロック図で示す。この実施形態４は、実施形態１を改変したものであって、図９に示すように、従前のステップモータＳとは異なり、起動・停止シーケンス等を除いてステップモータＳに入力される信号は、速度指令のみであり、図９に示すように、速度指令値と速度検出手段４２からの速度検出値との偏差を、例えばＰＩ調節器のような制御調節器を介してトルク出力を与えるための電流目標値生成手段４４から構成される速度制御ループと、前述の電流３相／２相変換手段１０と、前記電流３相／２相変換手段１０からの電流実測値をｄ・ｑ軸に分離するｄ・ｑ軸変換手段５２と、電流目標値生成手段４４と、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４から構成され、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４においてｄ・ｑ軸の各軸毎に電流指令値と電流実測値との偏差から同様に、例えばＰＩ調節器のような制御調節器を介して電流制御量を生成して電流を電流指令値に維持するためのトルク電流制御ループから構成され、このトルク電流制御ループによりステップモータＳをクローズドループ制御して速度制御モータとして使用するようにしてなるものである。なお、この実施形態４においては、速度指令値は、パルス列ではなく、例えばランプ関数などのアナログ信号パターンの形式で入力される。
【００５０】
この実施形態４の制御方式Ａ４は、具体的には、位相角算出手段４０から入力される位相角θからステップモータＳの速度を検出する速度検出手段４２と、この速度検出手段４２により検出された速度検出値に基づいて速度制御量、すなわち最終的にトルク電流目標値となるｄ・ｑ軸電流目標値を生成する電流目標値生成手段４４と、速度指令値をパルス変換制御手段６６へのパルス入力に変換する速度・周波数変換手段４６とを備えてなるものとされる。
【００５１】
速度検出手段４２は位相角θを微分してステップモータＳの角速度ωを算出するものとされ、位相角θからステップモータＳの角速度ωを算出できるものであればその構成に特に限定はない。例えば、マイコンに位相角θを微分してステップモータＳの角速度ωを算出するプログラムを格納することによっても構成できる。
【００５２】
電流目標値生成手段４４は、例えば図１０に示すように、速度指令値と速度検出値との偏差を算出する加減器４４ａと、この偏差をゼロとするようなｄ・ｑ軸電流目標値を生成するＰＩ調節器４４ｂとを備えてなるものとされる。
【００５３】
速度・周波数変換手段４６は、従来より公知の各種速度・周波数変換器とすることができる。
【００５４】
このように、この実施形態４によればステップモータＳの速度を検出し、その検出された速度検出値と速度目標値との偏差に対応した電流目標値Ｉ（ｑａ）をｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４に入力して電流制御量Ｉ（ｑｓ）を生成しているので、負荷に応じた電流でステップモータＳを加速できる。そのため、実施形態１に比して負荷に対応した速度指令値を保つための電流を流すので、オープンループ制御と異なり、無負荷でもドライバの電流制御量に相当する電流を流すことはない。そのため、省エネルギやスイッチング素子の発熱抑制が図られる。
【００５５】
ところで、この実施形態４において起動時に速度検出手段４２における速度検出が不安定となるようであれば、図１１に示すように、電流目標値生成手段４４に、一定トルクに相当するｄ・ｑ軸電流目標値を出力する定トルク加速器４４ｃと、この定トルク加速器４４ｃからの出力とＰＩ調節器４４ｂからの出力とを起動時信号のオン・オフにより切り替える切替スイッチ４４ｄとを付加するとともに、この定トルク加速器４４ｃからの出力によりＰＩ調節器４４ｂを起動時信号のオンによりプリセット可能にしかつ起動時信号のオフによりプリセット解除可能にしておき、そして起動時信号のオンによりＰＩ調節器４４ｂをプリセットするとともに、切替スイッチ４４ｄを定トルク加速器４４ｃからの出力が送出されるようにセットし、ついで起動時信号のオフによりＰＩ調節器４４ｂのプリセットを解除するとともに、切替スイッチ４４ｄを定トルク加速器４４ｃ側からＰＩ調節器４４ｂの出力が送出されるように切り替えることにより対処できる。
【００５６】
ここで、定トルク加速器４４ｃを設けるとともに、その出力によりＰＩ調節器４４ｂをプリセットするようにしているのは、次のような理由による。
【００５７】
起動時から速度指令値と速度検出値との偏差をＰＩ調節器４４ｂに入力すると、前記偏差が大きいところからＰＩ調節器４４ｂの積分動作が飽和し、最大トルク電流に相当するｄ・ｑ軸電流目標値を出力するということになる。その結果、速度がオーバーシュートしたりハンチングしたりするという問題を生ずる。そのため、起動時から一定時間はＰＩ調節器４４ｂの積分動作が飽和しないように制御する必要がある。
【００５８】
その解決策の一つとして、起動時に起動時信号を利用して予め設定した一定トルクに相当する一定電流により一定時間加速するようにし、ついでＰＩ調節器４４ｂを動作させるように制御することが考えられる。しかしながら、ＰＩ調節器４４ｂを切り替えたときに出力されるｄ・ｑ軸電流目標値が前記一定電流に対応するｄ・ｑ軸電流目標値と異なると速度に急変が生ずる。そのため、図１１に示すように、定トルク加速器４４ｃを設けるとともに、切り替え時におけるＰＩ調節器４４ｂのｄ・ｑ軸電流目標値を前記一定電流に相当するｄ・ｑ軸電流目標値にプリセットするようにしたものである。
【００５９】
なお、定トルク加速器４４ｃを設ける代わりに、図１２に示すように、入力される速度パターンに応じたｄ・ｑ軸電流目標値を生成するパターン加速器４４ｅを設けるようにしてもよい。
【００６０】
実施形態５
本発明の実施形態５に係るステップモータの制御方式Ａ５の要部を図１３にブロック図で示す。この実施形態５は実施形態１を改変したものであって、図１３に示すように、ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段５４に乗算器５４ｄを設けて電流目標値Ｉ（ｑａ）に速度信号を乗算するようにしてなるものである。すなわち、高速域で強制的に電流目標値Ｉ（ｑａ）を大きくするようにしてなるものである。
【００６１】
このように、この実施形態５では高速域で強制的に電流目標値Ｉ（ｑａ）を大きくするようにしているので、実施形態１に比して高速域における脱調のおそれをより少なくしてステップモータＳを駆動できる。
【００６２】
以上、本発明を実施形態に基づいて説明してきたが、本発明はかかる実施形態のみに限定されるものではなく、種々改変が可能である。例えば、実施形態１においては、電流および電圧は各相について検出されていたが、検出は２相についてのみ行い、残りの１相については演算により算出するようにされてもよい。また、２相ステップモータに対しても適用が可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば次のような優れた効果が得られる。
【００６４】
（１）逆起電力による誘起電圧を直交する固定子軸の各軸成分に分解し、その分解された各軸成分の逆正接により誘起電圧ベクトルの位相角を算出しているので、低速時に逆起電力の誘起電圧が低下しても算出された位相角の誤差を小さくできる。
【００６５】
（２）逆起電力による誘起電圧を直交する固定子軸の各軸成分に分解し、その分解された各軸成分の逆正接により誘起電圧の位相角を算出しているので、ステップモータの巻線抵抗の温度変化による影響を緩和できる。
【００６６】
（３）ステップモータの逆起電力により誘起電圧に基づいて固定子巻線に対する回転子磁極位置を示す角度を精度よく検出できるので、エンコーダやレゾルバなどのセンサを用いことなくステップモータ電流ベクトルを閉ループ制御できる。
【００６７】
（４）低速域から高速域まで同一の制御システムにより制御できるので、制御システムを切り替えることによる問題を解消できる。また、その制御においては、高速域においても脱調するおそれなくステップモータを駆動できる。
【００６８】
（５）本発明の好ましい形態においては、速度制御ループと電流制御ループとを構成し、負荷変動に対して速度を一定に保ち、かつ最適電流制御を行うので、永久磁石同期モータや他の３相モータのような速度制御を廉価なステップモータで構成できるととともに、省エネルギや発熱防止効果も図られる。
【００６９】
（６）３相ステップモータを用いる本発明の別の好ましい形態においては、駆動回路や制御回路は３相誘導電動機のものと等価なものを使用できるので、駆動回路や制御回路を安価に構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１に係る制御方式のブロック図である。
【図２】ｄ・ｑ軸と固定軸との関係を示す説明図である。
【図３】実施形態１における速度とＩ（ｄａ）／Ｉ（ｑａ）との関係を示すグラフである。
【図４】同ｄ・ｑ軸電流指令値生成手段の構成の一例のブロック図である。
【図５】同パルス変換制御手段の構成の一例のブロック図である。
【図６】本発明の実施形態２に係る制御方式のブロック図である。
【図７】本発明の実施形態３に係る制御方式のブロック図である。
【図８】本発明の実施形態３に係る第２角度補正値生成手段の構成の一例のブロック図である。
【図９】本発明の実施形態４に係る制御方式のブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態４に係る電流目標値生成手段の構成の一例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施形態４に係る要部の一例のブロック図である。
【図１２】本発明の実施形態４に係る要部の他の例のブロック図である。
【図１３】本発明の実施形態５の要部ブロック図である。
【符号の説明】
１０ 電流３相／２相変換手段
２０ 電圧３相／２相変換手段
３０ モータ定数設定器
４０ 位相角算出手段
４２ 速度検出手段
４４ 電流目標値生成手段
５１ 角度補正値生成手段
５２ ｄ・ｑ軸変換手段
５３ 第２角度補正値生成手段
５４ ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段
５６ ｄ・ｑ軸逆変換手段
６２ ２相／３相変換手段
６４ パルス分配手段
６６ パルス変換制御手段
７０ 電力変換手段
Ａ ステップモータの制御方式
Ｉ 電流検出手段
Ｖ 電圧検出手段
Ｓ ステップモータ
Claims (9)
- ステップモータの逆起電力による誘起電圧ベクトルの位相角を検出し、前記位相角によりステップモータの磁極と固定子巻線とのなす相対的角を検出し、前記相対的角を用いてステップモータを閉ループ制御するステップモータの制御方式であって、
前記ステップモータに供給される電流値を検出してその検出値を前記固定子座標系に関する各成分電流値に変換する固定軸電流変換手段と、
前記ステップモータに印加される電圧値を検出してその検出値を前記固定子座標系に関する各成分電圧値に変換する固定軸電圧変換手段と、
前記ステップモータのモータ定数を設定するモータ定数設定手段と、前記固定子座標系に関する各成分電流値と前記固定子座標系に関する各成分電圧値と前記モータ定数とに基づいて、前記誘起電圧の前記固定子座標系に関する各誘起電圧成分を算出してその算出された各誘起電圧成分比の逆正接を取ることにより誘起電圧ベクトルの位相角を算出する位相角算出手段と、
前記固定子座標系に関する各成分電流値を、前記位相角に基づいて前記ステップモータの回転子座標系のｄ軸およびｑ軸成分電流実測値に変換するｄ・ｑ軸変換手段と、
前記ｄ軸およびｑ軸成分電流実測値と、ｄ軸およびｑ軸成分電流目標値との各偏差を解消するｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を速度指令により生成される速度信号に基づいて生成するｄ・ｑ軸電流制御量生成手段と、
前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を前記固定子座標に関する各成分電流制御量に変換するｄ・ｑ軸逆変換手段とを備え、
前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段により、速度が増加するにしたがって電流ベクトルのｑ軸成分が減少するのが防止されてなる
ことを特徴とするステップモータの制御方式。 - 前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号に基づいて、前記位相角を補正する補正角を算出する角度補正値生成手段を備えてなることを特徴する請求項１記載のステップモータの制御方式。
- 前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号および前記位相角の余角に基づいて、前記補正角を補正する第２補正角を算出する第２角度補正値生成手段を備えてなることを特徴する請求項２記載のステップモータの制御方式。
- 前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｄ軸およびｑ軸成分電流目標値の比の値（ｄ軸成分電流目標値／ｑ軸成分電流目標値）を速度の関数の形態で保有し、その関数の値に基づいて前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成することを特徴とする請求項１記載のステップモータの制御方式。
- 前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｄ軸成分電流目標値をゼロとして前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成することを特徴とする請求項１記載のステップモータの制御方式。
- 前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段が、前記ｑ軸成分電流目標値に前記ステップモータに入力される速度指令により生成される速度信号を乗算して得られるｑ軸成分電流目標値に基づいて前記ｄ軸およびｑ軸成分電流制御量を生成することを特徴とする請求項１記載のステップモータの制御方式。
- ステップモータの速度を検出する速度検出手段と、前記速度検出手段により検出された速度と速度指令との偏差を解消するｄ・ｑ軸電流目標値を生成する電流目標値生成手段とを備え、前記ｄ・ｑ軸電流目標値が前記ｄ・ｑ軸電流制御量生成手段に入力されることを特徴とする請求項１記載のステップモータの制御方式。
- 前記速度検出手段による速度の検出が、前記位相角を微分することによりなされることを特徴とする請求項７記載のステップモータの制御方式。
- 前記速度指令値補正手段から出力されるｄ・ｑ軸電流目標値が、ステップモータの起動時から所定期間一定とされてなることを特徴とする請求項７または８記載のステップモータの制御方式。
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