JP4201594B2 - 信号検出器の制御および評価を行う回路機構および方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特に複素インピーダンスを有するパラメトリックセンサ用で、センサを作動させてそれらの信号を評価する回路機構であって、機械量を取得する少なくとも１つのセンサを有する回路機構に関する。
本発明はさらに、少なくとも１つのセンサが機械量を取得するようにした、センサ、特に複素インピーダンスを有するパラメトリックセンサを起動させてそれらの信号を評価する方法に関する。
【０００２】
センサを起動させてそれらの信号を評価する回路機構は、経験から長年にわたって周知であった。
複素インピーダンスを有するセンサ、たとえば、線形可変差動変成器（ＬＶＤＴ）、差動チョーク、渦電流センサなどの差動または非差動誘導または容量型センサを起動させてそれらの信号を評価する従来型回路機構は、正弦波発振器によって供給されるブリッジ回路、一般的に交流ブリッジ回路を使用している。
交流増幅器による増幅後、交流ブリッジ回路の出力電圧を位相敏感復調器で整流して、必要な濾過をした後、このように得られた、測定量にほぼ比例した直流電圧をＡ／Ｄ変換器で対応のデジタル信号に変換する。
【０００３】
この形式の回路機構は、特に回路機構の部品すべてに対する要求が大きい点で、問題がある。
たとえば、正弦波発振器は、振幅、周波数および位相に満足の行く安定性を示す必要があり、位相敏感復調器も満足の行く線形性を示す必要があり、回路機構も一般的に満足の行く温度安定性および長期的安定性を示す必要がある。
さらに、回路機構の非常に複雑なレイアウトも問題である。
これらの２面が合わさって、多くの場合にそのような回路機構が非常に高価である理由になっており、回路機構が大量に一体部品として製造される時でも、高価なままである。
【０００４】
従来型回路機構は、また、センサの複素インピーダンスの結果として、また、平衡がくずれたブリッジ回路に発生する非線形性によって広がることが多いブリッジ出力電圧の位相ずれ、位相回転および非線形ゆがみの発生によって、技術的特性が相当に制限される場合が多い点で、問題がある。
したがって、たとえば、センサの強磁性回路の非線形効果によって生じる高レベルの高調波と直角成分とによって、回路機構全体の分解能が制限される。
【０００５】
ドイツ特許第ＤＥ３９１０５９７Ａ１号は、センサを起動してそれらの信号を評価するためのセンサ付き回路機構および方法であって、センサがコイルを有して、そのコイルの温度依存インダクタンス変動が補償を行うようにした回路機構および方法を開示している。
この回路機構では、コイルのオーム抵抗器が、温度測定センサを形成している。
測定中の量、たとえば、距離および温度の取得が、マイクロコンピュータで制御された２つの個別回路で進められる。
したがって、ドイツ特許第ＤＥ３９１０５９７Ａ１号に開示された回路機構は、上記欠点をすべて備えている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、冒頭に記載した形式の、センサを起動させてそれらの信号を評価するための、構造的に簡単なレイアウトで温度に起因する外乱を最小限に抑えるか、ほぼなくすことができる回路機構および方法の両方を記載することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記目的は、請求項１によって特徴付けられた機能を備えた、センサを起動させてそれらの信号を評価する回路機構によって達成される。
したがって、センサを起動させてそれらの信号を評価する本回路機構は、センサの測定信号、絶対温度および傾斜温度を、好ましくはマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって同時に取得できるように、改善され、さらに発展している。
【０００８】
さらに、センサを起動させてそれらの信号を評価する方法に関して言うと、上記目的は、請求項２４によって特徴付けられたステップを有する方法によって達成される。
したがって、冒頭に記載した形式の、センサを制御してそれらの信号を評価する方法は、センサの測定信号、絶対温度および傾斜温度を、好ましくはマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって同時に取得できるように、改善されている。
【０００９】
本発明によって、従来のやり方とは異なって、測定信号の満足の行く温度安定性および長期的安定性を達成するために、センサの絶対温度への依存性だけでなく、追加的かつ同時に、傾斜温度への依存性も補償しなければならないことがわかった。
それによって、測定信号の追加的かつ倍増的温度誤差を補償することができる。
技術的観点では、これらの信号を、好ましくはマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって同時に取得できることから、これが特に簡単で高度な方法で達成される。
したがって、温度に起因する外乱を大幅に補償することができる。
また、このように回路機構の特に簡単な構造を実現することができ、これによって、回路機構の集積化が容易になり、したがって、それを普遍的に使用することが特に容易になるため、回路機構の価格を下げることが可能になる。
【００１０】
特に好都合なやり方では、測定信号の絶対温度および傾斜温度への依存性を、好ましくはマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって同時に補償することができる。
それによって、回路機構を非常に簡単にすることができ、複素１／４、１／２および／または全ブリッジの起動および評価に特に適するであろう。
【００１１】
センサは、少なくとも１つのインピーダンスを有することができる。
その場合、センサの複素および／またはオーム入力抵抗によって、インピーダンスの温度依存変化を取得することができるであろう。
これに関連して言うと、センサの温度依存性は、インピーダンスの温度依存変動によってもたらされる。
【００１２】
さらに好都合なやり方では、電圧源および／または少なくとも１つのスイッチによって少なくとも２つの電圧を発生することができるであろう。
その場合、電圧が、センサを好都合に作動させることができるであろう。
この目的に必要なスイッチは、可制御アナログスイッチにすることができ、これは、マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータで信号によって直接的に起動可能にすることができる。
信号は、単極性方形波信号であり、非常に安定した周波数を有する。
【００１３】
特に機能的なレイアウトに関して言うと、電圧は、２つの単極性交流電圧と１つの直流電圧とを有することができる。
交流電圧の振幅は、直流電圧の振幅の２倍にすることができる。
特に好都合なやり方では、単極性交流電圧は、スイッチで発生させることが特に容易である方形波信号にすることができる。
したがって、正弦波起動の場合に必要である振幅、周波数および位相の高コストの安定化が、不必要になる。
【００１４】
さらに好都合なやり方では、２つの単極性交流電圧は、直流電圧に対して対称的かつ／または相補的にすることができる。
この場合、一方の単極性交流電圧を直流電圧より小さく、かつ／または、他方の単極性交流電圧を直流電圧より大きくすることができる。
【００１５】
電圧は、センサドライバの入力部に印加することができ、センサドライバは、高オーム抵抗器を有することができる。
ここで、センサが２つの同一インピーダンスを有する時、センサの出力部のポテンシャルが、発生した直流電圧、すなわち基準電圧に等しく、交流電圧成分が実質的にゼロになる。
測定効果のためにインピーダンスが変化して、インピーダンスが不等になった時、交流電圧がセンサの出力部の基準電圧に重なるであろう。
【００１６】
測定信号の特に好都合なさらなる処理に関して言うと、センサの出力信号は、好ましくは前置増幅器を経て同期変換器に供給することができる。
その時、センサの複素インピーダンスの変化に比例した振幅を有するのに加えて、波形が方形波形に非常に近い信号を同期変換器の出力部に加えることが可能であろう。
その場合、この方形波信号の復調および／またはデジタル化が非常に簡単であろう。
このため、回路機構は非常に満足できる信号対雑音比を有するであろう。
【００１７】
非常に簡単な形式の実現に関して言うと、同期変換器は、制御可能にすることができる。
特に好都合なやり方では、同期変換器をマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータから直接的に起動させることができる。
【００１８】
特に満足できる伝送に関して言うと、同期変換器の出力信号を増幅器、特にプログラム可能増幅器によって増幅することができる。
【００１９】
センサドライバの抵抗器での交流および／または直流電圧の降下を測定するために、温度測定回路を使用することができる。
その場合、絶対温度に比例した信号を交流および／または直流電圧降下によって測定することができる。
【００２０】
特に簡単なレイアウトに関して言うと、同期変換器の出力信号および／または温度測定回路の出力信号は、マルチプレクサおよび／またはＡ／Ｄ変換器で、好ましくはアンダーサンプリングによって、デジタル化またはデジタル式復調を行うことができる。
これに関連して言うと、マルチプレクサは、マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって起動可能にすることができる。
【００２１】
測定信号のさらなる処理の範囲内で、また温度補償に関して言うと、Ａ／Ｄ変換器の出力信号をマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータに供給することができる。
【００２２】
補償距離信号をマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータで復調距離信号および／または絶対温度および／または傾斜温度から計算することができる。
さらなる処理のため、補償距離信号は次に、Ｄ／Ａ変換器によってアナログ信号のパルス幅変調信号ＰＷＭとして出力されるか、デジタルインターフェースによってさらに処理できるようにすることができる。
したがって、この信号は普遍的なさらなる処理に使用できるであろう。
【００２３】
本発明の方法は、特に以上の記載に従った回路機構を作動させるために使用することができる。
この方法の場合、センサの測定信号、絶対温度および傾斜温度が、マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって同時に取得されること、また、これによって、インピーダンスの温度依存変化およびそれに伴った測定誤差を最大限に防止できることが好都合である。
特に好都合なやり方では、測定信号の絶対温度および傾斜温度への依存性を、好ましくはマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって同時に補償することができる。
【００２４】
特に満足できる温度補償に関して言うと、マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータは、Ａ／Ｄ変換器によってデジタル化された信号から、差と、平均値の変化とを計算することができる。
これに関連して言うと、平均値の変化は、傾斜温度に比例するであろう。
出力信号の正確度を向上させるため、平均するためにデジタル化された信号を使用することもできるであろう。
【００２５】
特に好都合なやり方では、温度測定回路の、絶対温度に比例した出力信号によって補正係数ｋ₂を計算することができるであろう。
補正係数ｋ_２の計算は、好ましくはマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータによって行うことができる。
加えて、または変更例として、さらなる補正係数ｋ₁をマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータに保存することができる。
この場合、補正係数ｋ₁は、センサの形式を表すことができる。
【００２６】
マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータは、アルゴリズムによって
Ｕ_out＝［（Ａ−Ｂ）−（ｕ_ref−（Ａ＋Ｂ）／２）ｋ₁］ｋ₂（Ｔ）
によって決定される出力信号を計算することができる。
【００２７】
本発明の教示を好都合に改善してさらに発展させるさまざまな可能性が存在する。
このため、一方では請求項１および請求項２４に従属した請求項を、他方では、センサを起動してそれらの信号を評価するための、本発明に従った回路機構および方法の好適な実施形態の、図面を参照した以下の詳細な説明を参照することができる。
本発明に従った回路機構および方法の好適な実施形態の、図面を参照した詳細な説明に関連して、教示の全般的に好適な改良およびさらなる発展も説明されている。
【００２８】
【発明の実施の形態】
センサを制御してそれらの信号を評価する回路機構１は、機械量を取得するセンサ２を有する。
本実施形態では、センサ２は、渦電流センサである。
【００２９】
本発明によれば、センサ２の測定信号、絶対温度および傾斜温度を、好ましくはマイクロプロセッサ３によって、同時に得ることができる。
加えて、測定信号の絶対温度および傾斜温度への依存性をマイクロプロセッサ３によって同時に補償することができる。
【００３０】
センサ２は、直列に接続された２つのインピーダンスＺ₁およびＺ₂を有する。
インピーダンスＺ₁およびＺ₂の温度依存変化は、センサ２の複素およびオーム入力抵抗によって測定することができる。
測定信号は、センサ２のインピーダンスＺ₁とＺ₂との接続点である出力部から取得され電線４へ送られる。
【００３１】
電圧源５およびスイッチ６によって、３つの電圧ｕ₇、ｕ₈およびｕ₉を発生することができる。
スイッチ６は、可制御アナログスイッチであって、マイクロプロセッサ３が信号１０によって直接的に起動させる。
【００３２】
マイクロプロセッサ３がアナログスイッチ６を起動させるために使用する信号１０は、非常に安定した周波数を有する単極性方形波信号である。
方形波信号１０の第１半周期で、電圧源５は、アナログスイッチ６および電線７、１１を経て、また同時に電線９および１２を経てセンサドライバ１３の入力部に接続する。
方形波信号１０の第２半周期で、電圧源５は、電線８、１１および８、１２を経てセンサドライバ１３の同じ入力部に接続する。
この場合、電圧ｕ₇およびｕ₉は単極性交流電圧であり、電圧ｕ₈は直流電圧である。
電圧ｕ₇およびｕ₉の振幅は、電圧ｕ₈の振幅の２倍である。
２つの単極性電圧ｕ₇およびｕ₉は、電圧ｕ₈に対して対称的であると共に相補的であって、｜ｕ₈−ｕ₇｜＝｜ｕ₈−ｕ₉｜の関係に従って、電圧ｕ₇は電圧ｕ₈より大きく、電圧ｕ₉は電圧ｕ₈より小さい。
【００３３】
センサドライバ１３は、アナログスイッチ６の温度ドリフトを除去するための高オーム入力抵抗器を有する。
【００３４】
センサドライバ１３は、また、電線１４、１５、１６および１７を経てセンサ２を起動させ、その出力信号が測定信号である。
測定信号は、電線４によって前置増幅器１９を経て同期変換器１８に供給することができる。
【００３５】
同期変換器１８は、制御可能であり、マイクロプロセッサ３が電線２０を経て直接的に起動させる。
同期変換器１８の出力部に信号ｕ₂₁が加えられ、これの振幅は、センサ２の複素インピーダンスＺ₁、Ｚ₂の変化に比例し、方形波電圧にほぼ対応している。
同期変換器１８の出力信号ｕ₂₁は増幅器２３でさらに処理され、増幅器２３は、この場合、プログラム可能増幅器ＰＧＡである。
【００３６】
温度測定回路２２が、センサドライバ１３の抵抗器での交流および／または直流電圧降下を測定できるようにする。
この場合、交流または直流電圧降下は、絶対温度に比例する。
【００３７】
同期変換器１８の出力信号ｕ₂₁またはプログラム可能増幅器２３の出力信号ｕ₂₄、および温度測定回路２２の出力信号ｕ₂₅は、マルチプレクサ２６およびＡ／Ｄ変換器２７によってさらに処理される。
これに関連して言うと、マイクロプロセッサ３は、電線２８を介してマルチプレクサ２６を起動させる。
【００３８】
デジタル化された復調測定信号が、電線３０を経てマイクロプロセッサ３に送られて、出力信号Ｕ_outが計算される。
これに関連して言うと、同期変換器による測定信号の生成がクリーンであるため、ほぼクリーンな方形波信号が生じることに注意されたい。
それによって、分解能の改善が達成され、サンプリング時およびサンプリング幅の両方をほぼ自由に選択することができる。
同期変換器１８は、正弦波発振器の欠点、すなわち、振幅、周波数および位相の安定性に対する大きい要求を効果的になくす。
【００３９】
復調距離信号、絶対温度および傾斜温度によって、マイクロプロセッサ３は補償距離信号Ｕ_outを計算する。
補償距離信号Ｕ_outは、Ｄ／Ａ変換器３１によってアナログ信号として出力される。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器２７でデジタル化された信号Ａ、Ｂから、マイクロプロセッサは、差（Ａ−Ｂ）と、平均値（Ａ＋Ｂ）／２のドリフトとを計算する。
これに関連して言うと、平均値（Ａ＋Ｂ）／２のドリフトは、傾斜温度に比例する。
【００４１】
温度測定回路２２の出力信号ｕ₂₅は、マイクロプロセッサ３に送られており、また、絶対温度に比例しており、補正係数ｋ₂（Ｔ）に変換される。
センサの形式を表し、したがって、回路をセンサの形式に関係なく普遍的に使用できるようにするさらなる補正係数ｋ₁が、マイクロプロセッサ３に保存されている。
そのため、補償距離信号Ｕ_outは、式：
Ｕ_out＝［（Ａ−Ｂ）−（ｕ₈−（Ａ＋Ｂ）／２）ｋ₁］ｋ₂（Ｔ）
によって計算される。
【００４２】
図２は、回路機構の異なった点における複数の信号のグラフ表示である。
このグラフで、図２ａは、２つの相補的方形波電圧ｕ₁₁およびｕ₁₂を示し、これらは直流電圧ｕ₈に対して対称的であり、共にセンサドライバ１３の入力部およびセンサ２の入力部に印加される。
【００４３】
図２ｂは、前置増幅器１９の出力部、すなわち同期変換器１８の入力部における典型的な信号ｕ₃₂を示す。
【００４４】
最後に、図２ｃは、同期変換器１８の出力部における測定信号ｕ₂₁を示す。
これに関連して言うと、この時に測定信号が実質的に方形波信号であることは明白である。
【００４５】
図３は、回路機構１の一部を示す。
センサドライバ１３は、２つの演算増幅器５０および５１を有し、それらの反転入力部が電線１４および１５を経てセンサ２の端子に接続している。
ここで、抵抗器５２および５３での電圧降下は、センサ２の入力インピーダンスに依存している。
【００４６】
演算増幅器５０および５１の出力部は、電線３３および３４を経て温度測定回路２２に接続している。
温度測定回路２２は、演算増幅器５４と、抵抗器５５、５６、５７と、コンデンサ５８、５９とを有する。
演算増幅器５１の出力部は、電線３３および抵抗器５５を経て演算増幅器５４の反転入力部に接続している。
演算増幅器５０の出力部は、高域、すなわちコンデンサ５８および抵抗器５６を経て演算増幅器５４の反転入力部に接続している。
これによって、演算増幅器５０および５１の出力部の信号が加算される。
したがって、演算増幅器５４の出力部では、温度変化に比例した直流成分だけが生じて、非常に好都合である。
このような温度測定は、低域濾過を追加することなく、非常に高速に行われる。
【００４７】
温度の測定には２つの変更形がある。
一方では、温度を測定するために、抵抗器５２および５３での直流電圧降下を利用することができる。
他方では、センサの入力インピーダンスが測定中の物体の位置に左右されない時、抵抗器５２および５３での交流電圧降下を利用することもできる。
これに関連して言うと、温度信号は、たとえば、Ａ−Ｂのように、測定信号と同様に評価される。
【００４８】
センサ２の中央タップにおける信号は、前置増幅器１９によって蓄積されて、演算増幅器６０、および抵抗器６１および６２の両方を経て可制御同期変換器１８へ送られる。
これらの部材の値は、搬送周波数、マイクロプロセッサ３のサイクルおよびセンサ２の出力信号の形によって決まる。
これらの部材を異なった組み合わせにすることによって、同期変換器１８の異なった折点周波数を調整することができる。
同期変換器１８の出力部は、電線２１でプログラム可能前置増幅器２３につながっている。
【００４９】
マイクロプロセッサ３が電線１０、２０および２８を経て回路機構１を起動させると、センサ２は、図２ａに示されているような相補単極性電圧を受け取る。
すなわち、センサ２は、方形波電圧および重畳直流電圧成分を同時に供給され、直流電圧の振幅は交流電圧の半分である。
【００５０】
センサ２の２つのインピーダンスＺ₁およびＺ₂が同一である時、電線４のポテンシャルが直流電圧ｕ₈に等しく、交流電圧成分が実質的にゼロである。
測定効果のためにインピーダンスＺ₁およびＺ₂が変化して、Ｚ₁≠Ｚ₂である場合、電線４の直流電圧ｕ₈に交流電圧が重なり、これは、複素インピーダンスＺ₁、Ｚ₂のために、Ｚ₁およびＺ₂の位相が等しくない時の非線形ひずみと、直角成分とを示す。
これは、回路機構１のダイナミックスおよび分解能を制限する。
可制御同期変換器１８を使用することによって、たとえば、分解能係数１０〜１００で、これらのパラメータの明らかな改善が達成される。
それの出力信号は、複素インピーダンスＺ₁およびＺ₂の変化に比例した振幅を有し、また、図２ｃに示されているように、ほぼ方形波形を有する。
これは、測定技術の観点から、大きな利点である。
したがって、サンプリング点の選択が重要でなくなり、高周波雑音が濾過され、ゼロ点が方形波振幅によって簡単に調節される。
このため、回路機構１は、複素インピーダンスを有するすべてのセンサに対して電子評価装置として使用することができるため、非常に普遍的に適用可能になる。
【００５１】
さらなる詳細については、繰り返しを避けるために、これには全般的記載が参考として援用される。
【００５２】
最後に、以上に記載した実施形態は、請求された教示を説明するためだけに用いられ、その教示が実施形態に制限されないことを明確に述べる必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 センサを起動させてそれらの信号を評価するための本発明に従った回路機構の実施形態の概略図である。
【図２】 本発明に従った回路機構の異なった点における複数の信号のグラフである。
【図３】 図１に示されたような本発明に従った回路機構の一部の概略図である。
【符号の説明】
１ 回路機構
２ センサ
３ マイクロプロセッサ
４，７，８，９，１１，１２，１４，１５，１６，１７，２０，２１，２８，３０，３３，３４ 電線
５ 電圧源
６ スイッチ
１０，Ａ，Ｂ 信号
１３ センサドライバ
１８ 同期変換器
１９ 前置増幅器
２２ 温度測定回路
２３ 増幅器
２６ マルチプレクサ
２７ Ａ／Ｄ変換器
３１ Ｄ／Ａ変換器
５０，５１，５４ 演算増幅器
５２，５３，５５，５６，５７，６０，６１，６２ 抵抗器
５８，５９ コンデンサ
ｕ₇，ｕ₈，ｕ₉，ｕ₁₁，ｕ₁₂ 電圧
ｕ₂₁，ｕ₂₄，ｕ₂₅，ｕ₃₀，ｕ₃₂ 信号
Ｕ_out 出力信号，補償距離信号
Ｚ₁，Ｚ₂ インピーダンス

Claims (32)

1. 複素インピーダンスを有するパラメトリックセンサ用で、機械量を取得するセンサ（２）を起動させて、それらの信号を評価するための回路機構（１）であって、
   前記センサ（２）が直列に接続された第１のインピーダンス（Ｚ₁）および第２のインピーダンス（Ｚ₂）を有し、前記第１のインピーダンス（Ｚ₁）と第２のインピーダンス（Ｚ₂）との接続点から測定信号を取得し、
   前記測定信号並びに前記センサ（２）の絶対温度および傾斜温度を、マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）によって同時に取得するとともに、前記測定信号の絶対温度および傾斜温度への依存性を、前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）によって同時に補償することを特徴とする回路機構（１）。
2. 前記インピーダンス（Ｚ₁、Ｚ₂）の温度依存変化を、前記センサ（２）の複素および／またはオーム入力抵抗によって取得することを特徴とする請求項１に記載の回路機構（１）。
3. 少なくとも２つの電圧（ｕ₇、ｕ₈、ｕ₉）を電圧源（５）および／または少なくとも１つのスイッチ（６）によって発生することを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の回路機構（１）。
4. 前記スイッチ（６）は、可制御アナログスイッチであることを特徴とする請求項３に記載の回路機構（１）。
5. 前記スイッチ（６）は、マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータから信号（１０）によって直接的に起動可能であることを特徴とする請求項４に記載の回路機構（１）。
6. 前記信号（１０）は、単極性方形波信号であることを特徴とする請求項５に記載の回路機構（１）。
7. 前記電圧（ｕ₇、ｕ₈、ｕ₉）は、２つの単極性交流電圧（ｕ₇、ｕ₉）と１つの直流電圧（ｕ₈）とを有することを特徴とする請求項３乃至請求項６のいずれかに記載の回路機構（１）。
8. 前記単極性交流電圧（ｕ₇、ｕ₉）の振幅は、前記直流電圧（ｕ₈）の振幅の２倍であることを特徴とする請求項７に記載の回路機構（１）。
9. 前記２つの単極性交流電圧（ｕ₇、ｕ₉）は、前記直流電圧（ｕ₈）に対して対称的かつ／または相補的であることを特徴とする請求項７または請求項８に記載の回路機構（１）。
10. 一方の単極性交流電圧（ｕ₇）が、前記直流電圧（ｕ₈）より小さく、かつ／または、他方の単極性交流電圧（ｕ₉）が、前記直流電圧（ｕ₈）より大きいことを特徴とする請求項７乃至請求項９のいずれかに記載の回路機構（１）。
11. 前記電圧（ｕ₇、ｕ₈、ｕ₉）は、センサドライバ（１３）に印加されることを特徴とする請求項３乃至請求項１０のいずれかに記載の回路機構（１）。
12. 前記センサドライバ（１３）は、高オーム入力抵抗器を有することを特徴とする請求項１１に記載の回路機構（１）。
13. 前記センサ（２）の出力信号は、前置増幅器（１９）を経て同期変換器（１８）に供給することができることを特徴とする請求項１乃至請求項１２のいずれかに記載の回路機構（１）。
14. 前記同期変換器（１８）は、制御可能であることを特徴とする請求項１３に記載の回路機構（１）。
15. 前記同期変換器（１８）は、前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）によって直接的に起動させることができることを特徴とする請求項１３または請求項１４に記載の回路機構（１）。
16. 前記同期変換器（１８）の出力信号（ｕ₂₁）は、増幅器（２３）によって増幅することができることを特徴とする請求項１３乃至請求項１５のいずれかに記載の回路機構（１）。
17. 前記センサドライバ（１３）の抵抗器での交流および／または直流電圧の降下は、温度測定回路（２２）によって測定することができることを特徴とする請求項１１乃至請求項１６のいずれかに記載の回路機構（１）。
18. 絶対温度に比例した信号を交流および／または直流電圧降下によって測定することができることを特徴とする請求項１７に記載の回路機構（１）。
19. 前記同期変換器（１８）の出力信号（ｕ₂₁）および／または前記温度測定回路（２２）の出力信号（ｕ₂₅）は、マルチプレクサ（２６）および／またはＡ／Ｄ変換器（２７）でアンダーサンプリングによってデジタル化および／またはデジタル式復調されることができることを特徴とする請求項１７または請求項１８に記載の回路機構（１）。
20. 前記マルチプレクサ（２６）は、前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）によって起動可能であることを特徴とする請求項１９に記載の回路機構（１）。
21. 前記Ａ／Ｄ変換器（２７）の出力信号（ｕ₃₀）は、前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）に供給することができることを特徴とする請求項１９または請求項２０に記載の回路機構（１）。
22. 補償距離信号（Ｕ_out）を前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）で、前記同期変換器（１８）の復調出力信号（ｕ₂₁）および／または前記温度測定回路（２２）の復調出力信号（ｕ₂₅）および／または絶対温度および／または傾斜温度から計算することができることを特徴とする請求項１９乃至請求項２１のいずれかに記載の回路機構（１）。
23. 前記補償距離信号（Ｕ_out）は、Ｄ／Ａ変換器によってアナログ信号のパルス幅変調信号として出力されるか、デジタルインターフェースによってさらに処理されることができることを特徴とする請求項２２に記載の回路機構（１）。
24. センサを起動させてそれらの信号を評価する方法において、複素インピーダンスを有するパラメトリックセンサ用で、少なくとも１つのセンサ（２）が機械量を取得するようにした、請求項１乃至請求項２３のいずれか１項に記載の回路機構（１）を作動させるための方法であって、前記センサ（２）の測定信号、絶対温度および傾斜温度が、マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）によって同時に取得されるとともに前記測定信号の絶対温度および傾斜温度への依存性が、前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）によって同時に補償されることを特徴とする方法。
25. 前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）は、Ａ／Ｄ変換器（２７）によってデジタル化された信号（Ａ、Ｂ）から、差（Ａ−Ｂ）と、平均値（（Ａ＋Ｂ）／２）の変化とを計算することを特徴とする請求項２４に記載の方法。
26. 前記平均値（（Ａ＋Ｂ）／２）の変化は、傾斜温度に比例していることを特徴とする請求項２５に記載の方法。
27. 出力信号（Ｕ_out）の正確度を向上させるため、デジタル化された信号（Ａ、Ｂ）を平均することを特徴とする請求項２５または請求項２６に記載の方法。
28. 温度測定回路（２２）の、絶対温度に比例した出力信号（ｕ₂₅）によって補正係数ｋ₂（Ｔ）を計算することを特徴とする請求項２４乃至請求項２７のいずれかに記載の方法。
29. 補正係数ｋ₁が、前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）に保存されていることを特徴とする請求項２８に記載の方法。
30. 前記補正係数ｋ₁は、センサの形式を表すことを特徴とする請求項２９に記載の方法。
31. 前記マイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータ（３）は、アルゴリズムによって出力信号（Ｕ_out）を計算することを特徴とする請求項２９または請求項３０に記載の方法。
32. 前記アルゴリズムは、前記出力信号（Ｕ_out）を、
    Ｕ_out＝［（Ａ−Ｂ）−（ｕ₈−（Ａ＋Ｂ）／２）ｋ₁］ｋ₂（Ｔ）
    によって計算することを特徴とする請求項３１に記載の方法。

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