JP4124256B2 - 直線位置検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導型の直線位置検出装置に関する。

流体圧シリンダ等のストローク位置を検出する位置検出装置は、従来より種々の方式のものが知られている。そのうち、電磁コイルを使用した誘導型のシリンダ位置検出装置としては、例えば、実公平２−２６００３号公報等に示されたものが知られている。従来公知のこの種の誘導型のシリンダ位置検出装置は、いずれも、ピストンロッドの表面を凹凸加工したり、ピストンロッドの表面に磁性体又は導電体のパターンを形成し、その上から所要のコーティング処理を施してピストンロッド表面の保護を図ったものである。また、位置検出方式は、複数の１次コイルを互いに電気的位相のずれた複数相の交流信号（例えばsin ωｔとcos ωｔ）でそれぞれ励磁し、各１次コイルによる２次側誘導信号を合成して１つの２次出力信号を生成し、励磁用の交流信号に対するこの２次出力信号における電気的位相ずれが検出対象ピストン位置を示すようにした位相シフトタイプからなっている。

従来装置のようにピストンロッドの表面に所要の加工・形成を行うものにおいては、ピストンロッドの製造・加工が面倒であり、また、各シリンダロッド毎に特注で製造・加工を行わなければならないため、様々なタイプ・サイズのシリンダにおいて位置検出装置の共用化を図ることができなかった。また、加工済みのピストンロッドの表面に所要のコーティング処理を施したとしても、ピストンロッドの伸縮動作の繰り返しによる摺動摩耗によって、数年の使用によって、表面コーティングが剥がれてしまい、耐久性に乏しいという問題点もあった。
更に、従来の位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置では、差動トランスに比べて多くの点で利点を持っているが、少なくとも２相の交流信号（例えばsin ωｔとcos ωｔ）を用意しなければならないため、励磁回路の構成が複雑になるという問題点があった。また、温度変化等によって１次及び２次コイルのインピーダンスが変化すると、２次出力信号における電気的位相ずれに誤差が生じるという欠点もあった。

本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、小型かつシンプルな構造を持つ誘導型の直線位置検出装置を提供しようとするものである。

本発明に係る直線位置検出装置は、コイル部と磁気応答部材とを具え、検出対象の変位に応じて前記コイル部と前記磁気応答部材の一方が他方に対して非接触的に相対的に直線変位し、これに応じた出力信号を前記コイル部より得ることにより該検出対象の変位を検出する直線位置検出装置であって、前記コイル部は、所定の交流信号によって定電圧駆動される中空のコイルを含み、該コイルの空間内への磁気応答部材の侵入量に応じて生じるインダクタンス変化に基づく電流変化を計測し、これに基づき前記コイル部に対する前記磁気応答部材の相対的直線位置検出データを得るように構成してなり、かつ、前記コイル部は、前記所定の交流信号によって定電圧駆動される複数のコイルでなる第１及び第２のコイルグループを含み、各コイルグループは前記直線変位の方向に沿って異なる配置で設けられており、これにより、前記第１のコイルグループは、前記コイル部に対する前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じて、サイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置され、また、前記第２のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じて、コサイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置されてなり、かつ、第１のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的直線位置に関してそれぞれサイン関数及びマイナスサイン関数の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極の前記コイルで構成され、第２のコイルグループは、前記ピストン部の直線位置に関してそれぞれコサイン関数及びマイナスコサイン関数の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極の前記コイルで構成され、前記各コイルグループにおける前記各コイルに対する前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じたインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することにより、該インダクタンス変化に基づく振幅変化を示す出力交流信号を前記各１つのコイルから取り出し、これに基づき、前記第１のコイルグループの２つのコイルから出力されるサイン関数とマイナスサイン関数の出力を差動合成して前記サイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生成し、また、前記第２のコイルグループの２つのコイルから出力されるコサイン関数とマイナスコサイン関数の出力を差動合成して前記コサイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号をそれぞれ生成することを特徴とする。

本発明によれば、コイル部のコイルが所定の交流信号によって定電圧駆動され、そのインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することに基づき前記コイル部に対する前記磁気応答部材の相対的直線位置検出データを得るようにしているので、１次コイルと２次コイルの対が不要であり、励磁コイルと出力コイルとを兼ねた１つのコイルで済むことになるため、コイル構成の簡略化によって検出装置を小型化することができ、また、中空のコイルの空間内へ磁気応答部材が侵入する構成であるから、これによってもコイル構成の簡略化を図ることができる、という優れた効果を奏する。

更に、本発明の一実施態様によれば、前記コイル部は、前記所定の交流信号によって定電圧駆動される複数のコイルでなる第１及び第２のコイルグループを含み、各コイルグループは前記直線変位の方向に沿って異なる配置で設けられており、これにより、前記第１のコイルグループは、前記コイル部に対する前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じて、サイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置され、また、前記第２のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じて、コサイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置されてなり、かつ、第１のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的直線位置に関してそれぞれサイン関数及びマイナスサイン関数の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極の前記コイルで構成され、第２のコイルグループは、前記ピストン部の直線位置に関してそれぞれコサイン関数及びマイナスコサイン関数の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極の前記コイルで構成され、前記各コイルグループにおける前記各コイルに対する前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じたインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することにより、該インダクタンス変化に基づく振幅変化を示す出力交流信号を前記各１つのコイルから取り出し、これに基づき、前記第１のコイルグループの２つのコイルから出力されるサイン関数とマイナスサイン関数の出力を差動合成して前記サイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生成し、また、前記第２のコイルグループの２つのコイルから出力されるコサイン関数とマイナスコサイン関数の出力を差動合成して前記コサイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号をそれぞれ生成することを特徴とする。

一例として、前記磁気応答部材は、所定の磁気応答特性を持つ磁気応答部材を直線変位方向に沿って所定のピッチで複数繰り返して設けて成る。これにより、出力交流信号として、該磁気応答部材の繰り返しピッチを１サイクルとして周期的に変化する信号を得ることができ、検出可能範囲を拡大することができるものである。

また、前記サイン関数の振幅関数を持つ出力交流信号と前記コサイン関数の振幅関数を持つ出力交流信号とを入力し、前記直線位置を示す前記サイン関数とコサイン関数の位相値を検出する位相検出回路を更に具備するようにするとよい。

また、一実施の形態として、前記コイル部が、前記磁気応答部材の１ピッチ内のアブソリュート位置に応答する第１の検出信号を出力する第１のコイル部と、前記磁気応答部材の終端部の通過に応答する第２の検出信号を出力する少なくとも１つの第２のコイル部とを含むようにしてもよい。これにより、第２のコイル部によって、直線位置が所定の定位置に達したことを検出することができる。このような第２のコイル部を複数設けることにより、磁気応答部材の１ピッチを越えるアブソリュート位置の検出に利用することもできる。
また、別の実施の形態として、前記コイル部が、前記磁気応答部材の１ピッチ内のアブソリュート位置に応答する第１の検出信号を出力する第１のコイル部と、前記磁気応答部材の１ピッチよりも長い範囲にわたって設けられてなり、該磁気応答部材の侵入量に応答する第２の検出信号を出力する第２のコイル部とを含むようにしてもよい。これによっても、磁気応答部材の１ピッチを越えるアブソリュート位置の検出を行うことができる。

本発明に係る直線位置検出装置の一実施形態においては、前記磁気応答部材の芯部を成す棒状体をピアノ線のような金属線で構成し、この芯線の周囲に磁性体金属片を所定のピッチで複数繰り返して配置してそれぞれをかしめ止めするようにしてもよい。このような構成は、ピアノ線と金属片を用意し、金属片を所望のピッチでピアノ線にかしめ止めすることにより、提供できるので、構成が極めて簡単であり、かつ製造が極めて容易であり、製造コストも極めて安価にすることができるので、かなり有意義である。しかも、磁気応答部材つまりコアの径は、ピアノ線の径に金属片の厚みを足した程度の小さなものとなり、これに伴い、コイル部の各コイルの径も小さくすることができるので、全体としてかなり小型化された検出部を提供することができることとなり、ピストン部に設ける空間のサイズを小さくしてその強度を損なうことがないようにすることができる。また、芯線をピアノ線等の金属線で構成するため、強靱でありながら軽量かつフレキシビリティに富むものであり、強度、重量、柔軟性の全ての点で有利であり、かつ、安価でもある。
その場合、前記金属片としてスプリングピンを用いると、かしめ止め加工作業も楽になり、しかも安価であるから、極めて有利である。また、前記金属片として略円形乃至楕円形の金属片を使用してもよく、略円形乃至楕円形の形状により、直線位置に応じた磁気結合係数の変化を三角関数に近似した理想的なものにし易くなるので、有利である。
また、所定のサイズの前記金属片を１乃至複数個連続して前記芯部の周囲にかしめ止めするようにすれば、磁気応答部材の繰り返し配列の所定の１ピッチの長さが任意に変化できるので、製造及び加工に際して、材料の共用化を図ることができるので、有利である。

以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。
図１は本発明の一実施例に係る直線位置検出装置を用いたシリンダ位置検出装置をシリンダ軸方向に沿う断面図で示すものである。このシリンダ位置検出装置が適用されるシリンダ装置１は、油圧又は空気圧シリンダなど、どのようなタイプのシリンダであってもよい。このシリンダ装置１は、通常知られるように、シリンダ本体２と、このシリンダ本体２に対して相対的に直線変位可能に挿入されたピストン部３とを含んでいる。なお、図１において、シリンダ本体２に関連する油圧又は空気圧回路の図示は省略してある。
シリンダ本体２の内部においては、該シリンダ本体２の閉鎖端２ａ側にて一端が片持ち支持され、他端が該シリンダ本体２の開口端２ｂの方に延びた、第１の支持体４が設けられている。図示の例では、この第１の支持体４は、２重筒状の筒状体からなっている。

シリンダ本体２の内部には第１の支持体４が延びて設けられているが故に、シリンダ本体２の内部でＸ方向に前後に直線移動するピストン部３は、この第１の支持体４を適切に避ける必要がある。そこで、ピストン部３の内部において、この第１の支持体４の侵入を許すように、所要の空間６が設けられる。
ピストン部３においては、その内部に設けられた空間６内において、一端がピストン部３の適宜箇所にて片持ち支持され、他端がシリンダ本体２の閉鎖端２ａの方に延びた、第２の支持体５が設けられている。図示の例では、この第２の支持体５は、棒状体からなっており、筒状体からなる第１の支持体４の筒内に侵入している。
上記第１及び第２の支持体４，５は、検出部を構成するコイル部１０と磁気応答部材２０とを夫々適切に搭載して支持するためのものである。
電磁誘導式の検出部は、コイル部１０と、このコイル部１０に対して相対的に変位可能に非接触的に配置される磁気応答部材２０を含んで構成されており、該磁気応答部材２０の該コイル部１０に対する相対的位置に応じた検出信号を前記コイル部１０から出力するようになっている。
図示の例では、シリンダ本体２の側に設けられた第１の支持体（２重筒）４の側にコイル部１０が配設され、ピストン部３の側に設けられた第２の支持体５（棒状体）の側に磁気応答部材２０が配設される。この場合、第１の支持体（２重筒）４は、非磁性体からなる。

コイル部１０と磁気応答部材２０の配置には様々な変形が可能であるが、以下、好ましい一例について具体的に説明する。
図１において、第１の支持体４を構成する筒状体は２重筒からなっていて、該２重筒の筒間スペース４ｃ内にコイル部１０が気密又は液密に収納されている。すなわち、内側筒４ａと外側筒４ｂの間のスペース４ｃにコイル部１０が嵌入して所定位置で固定され、該スペース４ｃがシーリング４ｄで封印されて気密又は液密となっている。コイル部１０の配線（図示せず）は、２重筒スペース４ｃ及びシリンダ閉鎖端部２ａ内に適宜穿たれた通り道７を通って、コネクタ８に接続され、外部とコンタクトする。
第２の支持体５は、棒状の磁性体例えば適宜の太さのピアノ線からなっていて、その周囲に直線変位方向に沿って所定のピッチｐで複数の磁気応答部材２０が繰り返して配置されている。このように磁気応答部材２０を設けた第２の支持体５の一端がピストン部３に固定され、他端が直線変位方向Ｘに延びて、第１の支持体４の内側筒４ａ内に侵入している。第１の支持体４に設けられたコイル部１０の磁界が内側筒４ａ内を移動する磁気応答部材２０によって影響され、該コイル部１０の誘導結合が変化し、該コイル部１０に対する磁気応答部材２０の相対的位置関係に応じた検出信号がコイル部１０から出力される。

既に知られているように、磁気応答部材２０の材質を鉄またはニッケルなどのような磁性体、あるいは銅またはアルミニウムなどのような非磁性の導電体とすることにより、透磁率あるいは磁気抵抗あるいは渦電流損失などの所定の磁気応答特性を持たせることができるので、そのように適宜の材質を用いて磁気応答部材２０を構成してよい。なお、芯部である支持体５の材質も、ピアノ線に限らず、磁性体又は非磁性体又は導電体など適宜の材質を用いてよく、どのような材質を用いるかは、磁気応答部材２０の材質及び／又は形状等との兼ね合いによって定まる。要するに、磁気応答部材２０が存在する箇所とそうでない箇所との間では、コイル部１０に及ぼす磁気的応答特性が異なるようになっていればよいものである。また、芯部である支持体５に対する磁気応答部材２０の形成法も、貼り付け、接着、かしめ止め、切削、めっき、蒸着、焼き付け、など適宜の手法を用いてよい。

検出部におけるコイル部１０の詳細構成例及び磁気応答部材２０との相関関係を明瞭に示すために、図２を示す。図２では、便宜上、第１の支持体４の筒４ａ，４ｂの図示を省略してある。
図示された例においては、コイル部１０は、１相の交流信号によって励磁される１次コイルと、ピストン部３の直線変位方向Ｘに関して異なる位置に配置された複数の２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4とを含む。これらの１次及び２次コイルの構成を明示するために、図２ではコイル部１０は断面を含んで示されているが、実際は、点線で補って示されているように、磁気応答部材２０を配置してなる棒状の第２の支持体５の周囲にて適宜のギャップを空けて、コイル巻線が巻回された状態を成している。１相の交流信号によって共通に励磁されるが故に、１次コイルＰＷ1〜ＰＷ5の数は、１又は適宜の複数であってよく、その配置も適宜であってよい。しかし、複数の１次コイルＰＷ1〜ＰＷ5を適宜に分離して、例えば図２に示されるように各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4をそれぞれの間に挟むように、配置することは、１次コイルによって発生する磁界を個別の２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に対して有効に及ぼし、かつ磁気応答部材２０による磁場への影響を有効に及ぼすことができるので、好ましい。
なお、本発明の要点は、各コイル部１０の構成として、１次コイルと２次コイルの対を含むように構成せずに、１つのコイルのみによって構成し、該１つのコイルを所定の交流信号によって定電圧駆動し、該コイルへの磁性体（磁気応答部材２０）の侵入量に応じて生じるインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することにより検出データを得ることにあるが、説明の便宜上、１次コイルと２次コイルの対を含む例を先に説明する。

検出対象たるピストン部３の直線位置（ストローク位置）の変化に応じて、磁気応答部材２０のコイル部１０に対する対応位置が変化することにより、１次コイルＰＷ1〜ＰＷ5と各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4間の磁気結合が該ピストンストローク位置に応じて変化され、これにより、該ピストンストローク位置に応じて振幅変調された誘導出力交流信号が、各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4の配置のずれに応じて異なる振幅関数特性で、各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に誘起される。各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に誘起される各誘導出力交流信号は、１次コイルＰＷ1〜ＰＷ5が１相の交流信号によって共通に励磁されるが故に、その電気的位相が同相であり、その振幅関数が磁気応答部材２０の繰り返しピッチの１ピッチｐに相当する変位量を１サイクルとして周期的にそれぞれ変化する。

４つの２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4は、磁気応答部材２０の繰り返しピッチの１ピッチｐの範囲内において所定の間隔で配置され、各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、所望の特性を示すように設定される。例えば、レゾルバタイプの位置検出装置として構成する場合は、各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数、コサイン関数、マイナス・サイン関数、マイナス・コサイン関数、にそれぞれ相当するように設定する。例えば図２に示されるように、１ピッチｐの範囲を４分割し、ｐ／４づつずれた各分割位置に配列する。これにより、各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数、コサイン関数、マイナス・サイン関数、マイナス・コサイン関数、にそれぞれ相当するように設定することができる。勿論、種々の条件によって、各コイルの配置は微妙に変わり得るので、希望の関数特性が得られるように各コイル配置を適宜調整したり、あるいは２次出力レベルを電気的増幅によって調整して、希望の振幅関数特性が最終的に得られるようにする。

例えば、２次コイルＳＷ1の出力がサイン関数（図でｓを付記する）に対応するとすると、これに対してｐ／２だけずれて配置された２次コイルＳＷ3の出力はマイナス・サイン関数（図で／ｓ（ｓバー）を付記する）に対応し、この両者の出力を差動的に合成することによりサイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号が得られる。また、サイン関数出力に対応する２次コイルＳＷ1からｐ／４ずれて配置された２次コイルＳＷ2の出力はコサイン関数（図でｃを付記する）に対応し、これに対してｐ／２だけずれて配置された２次コイルＳＷ4の出力はマイナス・コサイン関数（図で／ｃ（ｃバー）を付記する）に対応し、この両者の出力を差動的に合成することによりコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号が得られる。なお、明細書中では、表記の都合上、反転を示すバー記号は「／（スラッシュ）」で記載するが、これは、図中のバー記号に対応している。

図３はコイル部１０の回路図であり、１次コイルＰＷ1〜ＰＷ5には共通の励磁交流信号（説明の便宜上、sinωｔで示す）が印加される。この１次コイルＰＷ1〜ＰＷ5の励磁に応じて、磁気応答部材２０のコイル部１０に対する対応位置に応じた振幅値を持つ交流信号が各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に誘導される。夫々の誘導電圧レベルは検出対象直線位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθ及びその逆相の関数特性−sinθ，−cosθを示す。すなわち、各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4の誘導出力信号は、検出対象直線位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθ及びその逆相の関数特性−sinθ，−cosθで振幅変調された状態で夫々出力される。なお、θはｘに比例しており、例えば、θ＝２π（ｘ／ｐ）のような関係である。説明の便宜上、コイルの巻数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次コイルＳＷ1をサイン相として、その出力信号を「sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイルＳＷ2をコサイン相として、その出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。また、２次コイルＳＷ3をマイナス・サイン相として、その出力信号を「−sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイルＳＷ4をマイナス・コサイン相として、その出力信号を「−cosθ・sinωｔ」で示す。サイン相とマイナス・サイン相の誘導出力を差動的に合成することによりサイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号（２sinθ・sinωｔ）が得られる。また、コサイン相とマイナス・コサイン相の誘導出力を差動的に合成することによりコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号（２cosθ・sinωｔ）が得られる。なお、表現の簡略化のために、係数「２」を省略して、以下では、第１の出力交流信号を「sinθ・sinωｔ」で表わし、第２の出力交流信号を「cosθ・sinωｔ」で表わす。

こうして、検出対象直線位置ｘに対応する第１の関数値sinθを振幅値として持つ第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔと、同じ検出対象直線位置ｘに対応する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが出力される。このようなコイル構成によれば、回転型位置検出装置である従来知られたレゾルバにおいて得られるのと同様の、同相交流であって２相の振幅関数を持つ２つの出力交流信号（サイン出力とコサイン出力）をシリンダピストンストローク位置検出装置において得ることができることが理解できる。従って、本発明の位置検出装置において得られる２相の出力交流信号（Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔ）は、従来知られたレゾルバの出力と同様の使い方をすることができる。
また、上記のように、４つの２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4を磁気応答部材２０の繰り返しピッチの１ピッチｐの範囲内において所定の間隔で配置した構成は、コイル部１０全体のサイズを磁気応答部材２０の１ピッチの範囲に略対応する比較的小さなサイズに収めることができるので、位置検出装置全体の構成を小型化することに役立つ。

直線変位に応じて磁気抵抗を変化させるための磁気応答部材２０の設け方の一実施形態として、芯部である第２の支持体５としてピアノ線を使用し、磁気応答部材２０として所定の金属片を使用し、ピアノ線からなる支持体５の周囲に、磁気応答部材２０としての該金属片を所定のピッチで複数繰り返して配置してそれぞれの金属片をかしめ止めすることによって、該所定のピッチで繰り返し配置した磁気応答部材２０を構成するようにするとよい。このような構成は、単に、所望の長さのピアノ線と所望の数の金属片とを用意し、該金属片を所望のピッチで該ピアノ線にかしめ止めすることだけで、製造することができるので、構成が極めて簡単であり、かつ製造が極めて容易であり、製造コストも極めて安価にすることができるので、かなり有意義である。しかも、検出部の可動コア部の径は、ピアノ線（支持体５）の径に金属片（磁気応答部材２０）の厚みを足した程度の小さなものとなり、これに伴い、コイル部１０の各コイルの径もかなり小さくすることができるので、全体としてかなり小型化された位置検出装置を提供することができる。

更にその場合、磁気応答部材２０としての前記金属片として、既存のスプリングピンを用いてもよく、そのようスプリングピンを用いると、かしめ止め加工作業も極めて容易になり、かつ、かしめ止めも確実になり、しかも安価であるから、極めて有利である。また、磁気応答部材２０を形成するための前記金属片として展開状態では長方形のものを使用すると、これを支持体５（ピアノ線）の周りにかしめ止めしたとき、図２に示すように、磁気応答部材２０は略円筒形状となる。しかし、これに限らず、磁気応答部材２０を形成するための前記金属片として展開状態では略円形乃至楕円形の金属片２０’を使用してもよく、これを支持体５（ピアノ線）の周りにかしめ止めすると、図４に示すように、支持体５の周囲をカバーする磁気応答部材２０の面積が連続的に変化するものとなり、直線位置の変化に応じた磁気結合係数の変化を三角関数に近似した理想的なものにし易くなるので、有利である。

図５は磁気応答部材２０の設け方の別の実施形態を示すもので、磁気応答部材２０として磁性体からなる所定径の球２２を１乃至複数個連続して配置し、次いで非磁性体からなる所定径の球２３を１乃至複数個連続して配置して、所望の１ピッチｐの長さを確定し、このような磁性体球２２と非磁性体２３の所定ピッチの繰り返しを、棒状の支持体５（ピアノ線）に沿って多数形成してなるものである。この場合、各球２２，２３の中心軸には支持体５（ピアノ線）の挿入を許す孔が穿ってあり、該孔に支持体５（ピアノ線）を挿入して多数の上記所定配置の球２２，２３を密接して設けるようにする。この構成も、磁気応答部材２０の繰り返し配列の所定の１ピッチｐの長さが任意に変化できるので、本発明に従って異なる仕様（ストローク長）の位置検出装置を製造するに際して、どの場合でも同じ球２２，２３を利用できることにより、材料の共用化を図ることができる。また、単に球２２，２３の孔に支持体５（ピアノ線）を差し込むだけでよいので、製造が極めて簡単である。

図６は磁気応答部材２０の設け方の更に別の実施形態を示すもので、第２の支持体５として非磁性及び非導電性すなわち非磁気応答性物体からなる筒を用いる。この筒（第２の支持体５）の中に、磁気応答部材２０として磁性体からなる所定径の球２２を１乃至複数個連続して配置し、次いで非磁性体からなる所定径の球２３を１乃至複数個連続して配置して、所望の１ピッチｐの長さを確定し、このような磁性体球２２と非磁性体２３の所定ピッチの繰り返しを多数形成してなるものである。この場合も、磁気応答部材２０の繰り返し配列の所定の１ピッチｐの長さが任意に変化できるので、本発明に従って異なる仕様（ストローク長）の位置検出装置を製造するに際して、どの場合でも同じ球２２，２３を利用できることにより、材料の共用化を図ることができる。また、単に筒（第２の支持体５）の中に球２２，２３を入れるだけでよいので、製造が極めて簡単である。

なお、図５及び図６のどちらの場合も、磁気応答部材２０としての球２２は、磁性体に限らず、導電体からなるものであってもよい。また、一方の球２２（又は２３）を磁性体とし、他方の球２３（又は２２）を導電体としてもよい。また、図５及び図６のどちらの場合も、球２２，２３に代えて、楕円球あるいは円柱などの任意の形状の物体を使用することができることは容易に理解できるであろう。
例えば、図７は、そろばん玉のような断面略菱形のテーパ部材２５（又は２つの台形を逆向きにくっつけたもの）の長さを１ピッチｐとして、これを複数個連続して非磁気応答性物体からなる筒（第２の支持体）５の中に配置するようにした例を示している。この場合も、筒状の支持体５を使用せずに、テーパ部材２５の中心軸に孔を穿ち、線状の支持体５（ピアノ線）を差し込むようにしてもよい。テーパ部材２５は、磁性体又は導電体からなり、これが磁気応答部材２０に相当する。勿論、テーパ部材２５の傾斜は直線的なものに限らず曲線的でもあってもよい。

図８は、コイル部１０におけるコイル配置の別の実施形態を示す。図８の例では、４つの２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4の配置は、１ピッチＰの範囲を４分割した位置に配置されている点で図１と同じであるが、各２次コイル間に１次コイルが介在していないことにより、各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4のコイル長が図１の例よりも長い。この場合、１次コイルＰＷ1，ＰＷ2は、２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に比べて大径であり、２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4の外側に巻かれる格好になっている。ここで、隣接する２つの２次コイルＳＷ1，ＳＷ2の丁度中間位置に対応してその外側に１つの１次コイルＰＷ1が巻回された配置となっており、また、別の隣接する２つの２次コイルＳＷ3，ＳＷ4の丁度中間位置に対応してその外側にもう１つの１次コイルＰＷ2が巻回された配置となっている。各１次コイルＰＷ1，ＰＷ2のコイル長は適宜であってよいが、２つの１次コイルＰＷ1，ＰＷ2はくっつくことなく、分離されていることが望ましい。このように１次コイルを分離して個別の２次コイルに対して必要な範囲でのみ磁界を及ぼすことができるようにしたコイル配置は、図１の場合と同様に、１次コイルによって発生する磁界を個別の２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4に対して有効に及ぼし、かつ磁気応答部材２０による磁場への影響を有効に及ぼすことができるので、好ましい。

なお、図２及び図８のどちらのコイル配置においても、隣接する各コイルの境界に磁気シールド用の磁性体金属を介在させると、クロストークを改善することができ、個別の各２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4毎の誘導出力信号における所望の振幅関数特性が改善される。
勿論、コイル部１０の構成は図２及び図８に図示の例に限らず、その他の設計変更が可能である。また、図９に示すように、コイル部１０の端部寄りに位置する２次コイルＳＷ1，ＳＷ4の誘導出力特性を良好にするために、該コイル部１０の両端において適宜の間隔を空けて更に１次コイルＰＷ6，ＰＷ7をそれぞれ付加するとよい。

上述の通り、本発明に係る誘導型のシリンダ位置検出装置によれば、リニアタイプの位置検出装置でありながら、回転型レゾルバと同様の２相の出力交流信号（Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔ）をコイル部１０の２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4から出力することができるようになる。従って、適切なディジタル位相検出回路を適用して、前記サイン関数sinθとコサイン関数cosθの位相値θをディジタル位相検出によって検出し、これに基づき直線位置ｘの位置検出データを得るようにすることができる。

例えば、図１０は、公知のＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを適用した例を示す。コイル部１０の２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4から出力されるレゾルバタイプの２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔが、それぞれアナログ乗算器３０，３１に入力される。順次位相発生回路３２では位相角φのディジタルデータを発生し、サイン・コサイン発生回路３３から該位相角φに対応するサイン値sinφとコサイン値cosφのアナログ信号を発生する。乗算器３０では、サイン相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのコサイン値cosφを乗算し、「cosφ・sinθ・sinωｔ」を得る。もう一方の乗算器３１では、コサイン相の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのサイン値sinφを乗算し、「sinφ・cosθ・sinωｔ」を得る。引算器３４で、両乗算器３０，３１の出力信号の差を求め、この引算器３４の出力によって順次位相発生回路３２の位相発生動作を次のように制御する。すなわち、順次位相発生回路３２の発生位相角φを最初は０にリセットし、以後順次増加していき、引算器３４の出力が０になったとき増加を停止する。引算器３４の出力が０になるのは、「cosφ・sinθ・sinωｔ」＝「sinφ・cosθ・sinωｔ」が成立したときであり、すなわち、φ＝θが成立し、順次位相発生回路３２から位相角φのディジタルデータが出力交流信号Ａ，Ｂの振幅関数の位相角θのディジタル値に一致している。従って、任意のタイミングで周期的にリセットトリガを与えて順次位相発生回路３２の発生位相角φを０にリセットして、該位相角φのインクリメントを開始し、引算器３４の出力が０になったとき、該インクリメントを停止し、位相角θのディジタルデータを得る。
なお、順次位相発生回路３２をアップダウンカウンタ及びＶＣＯを含んで構成し、引算器３４の出力によってＶＣＯを駆動してアップダウンカウンタのアップ／ダウンカウント動作を制御するようにすることが知られており、その場合は、周期的なリセットトリガは不要である。

温度変化等によってコイル部１０の１次及び２次コイルのインピーダンスが変化することにより２次出力交流信号における電気的交流位相ωｔに誤差が生じるが、上記のような位相検出回路においては、sinωｔの位相誤差は自動的に相殺されるので、好都合である。これに対して、従来知られた２相交流信号（例えばsinωｔとcosωｔ）で励磁することにより１相の出力交流信号に電気的位相シフトが生じるようにした方式では、そのような温度変化等に基づく出力位相誤差を除去することができない。
ところで、上記のような従来のＲ−Ｄコンバータからなる位相検出回路は、追従比較方式であるため、φを追従カウントするときのクロック遅れが生じ、応答性が悪い、という問題がある。
そこで、本発明者等は、以下に述べるような新規な位相検出回路を開発したので、これを使用すると好都合である。

図１１は、本発明に係る誘導形直線位置検出装置に適用される新規な位相検出回路の一実施形態を示している。
図１１において、検出回路部４１では、カウンタ４２で所定の高速クロックパルスＣＫをカウントし、そのカウント値に基づき励磁信号発生回路４３から励磁用の交流信号（例えば−cosωｔ）を発生し、コイル部１０の１次コイルＰＷ1〜ＰＷ5に与える。カウンタ４２のモジュロ数は、励磁用の交流信号の１周期に対応しており、説明の便宜上、そのカウント値の０は、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとする。例えば、カウンタ４２のカウント値が０から最大値まで１巡する間で、基準のサイン信号sinωｔの０位相から最大位相までの１周期が発生されると想定すると、その基準のサイン信号sinωｔより９０度遅れた位相で励磁用の交流信号−cosωｔが、励磁信号発生回路４３から発生される。コイル部１０の２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4から出力される２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔは、検出回路部４１に入力される。

検出回路部４１において、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、検出回路部４１においては加算回路４５と減算回路４６とが設けられており、加算回路４５では、位相シフト回路４４から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと巻線部１０の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4から出力され第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。

加算回路４５及び減算回路４６の出力信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路４７，４８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の振幅値が負から正に変化するゼロクロスつまり０位相を検出する。各回路４７，４８で検出したゼロクロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２として、ラッチ回路４９，５０に入力される。ラッチ回路４９，５０では、カウンタ４２のカウント値を夫々のラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２のタイミングでラッチする。前述のように、カウンタ４２のモジュロ数は励磁用の交流信号の１周期に対応しており、そのカウント値の０は基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとしたので、各ラッチ回路４９，５０にラッチしたデータＤ１，Ｄ２は、それぞれ、基準のサイン信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれに対応している。各ラッチ回路４９，５０の出力は誤差計算回路５１に入力されて、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算が行なわれる。なお、この計算は、実際は、「Ｄ１＋Ｄ２」のバイナリデータの加算結果を１ビット下位にシフトすることで行われるようになっていてよい。

ここで、コイル部１０と検出回路部４１間の配線ケーブル長の長短による影響や、コイル部１０の各１次及び２次コイルにおいて温度変化等によるインピーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、検出回路部４１における上記各信号は次のように表わされる。
Ａ＝sinθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ａ’＝sinθ・cos（ωｔ±ｄ）
Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ）
Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ）
Ｄ１＝±ｄ＋θ
Ｄ２＝±ｄ−θ

すなわち、各位相ずれ測定データＤ１，Ｄ２は、基準のサイン信号sinωｔを基準位相に使用して位相ずれカウントを行なうので、上記のように位相変動誤差「±ｄ」を含む値が得られてしまう。そこで、誤差計算回路５１において、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算を行なうことにより、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(±ｄ＋θ)＋(±ｄ−θ)｝／２
＝ ±２ｄ／２ ＝ ±ｄ
により、位相変動誤差「±ｄ」を算出することができる。

誤差計算回路５１で求められた位相変動誤差「±ｄ」のデータは、減算回路５２に与えられ、一方の位相ずれ測定データＤ１から減算される。すなわち、減算回路５２では、「Ｄ１−（±ｄ）」の減算が行なわれるので、
Ｄ１−（±ｄ）＝±ｄ＋θ−（±ｄ）＝θ
となり、位相変動誤差「±ｄ」を除去した正しい検出位相差θを示すディジタルデータが得られる。このように、本発明によれば、位相変動誤差「±ｄ」が相殺されて、検出対象位置ｘに対応する正しい位相差θのみが抽出されることが理解できる。

この点を図１２を用いて更に説明する。図１２においては、位相測定の基準となるサイン信号sinωｔと前記第１及び第２の交流信号Ｙ１，Ｙ２の０位相付近の波形を示しており、同図（ａ）は位相変動誤差がプラス（＋ｄ）の場合、（ｂ）はマイナスの場合（−ｄ）を示す。同図（ａ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ＋ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ＋ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(＋ｄ＋θ)＋(＋ｄ−θ)｝／２
＝ ＋２ｄ／２ ＝ ＋ｄ
により、位相変動誤差「＋ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（＋ｄ）＝＋ｄ＋θ−（＋ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。

図１２（ｂ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ−ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ−ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ−ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ−ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(−ｄ＋θ)＋(−ｄ−θ)｝／２
＝ −２ｄ／２ ＝ −ｄ
により、位相変動誤差「−ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（−ｄ）＝−ｄ＋θ−（−ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
なお、減算回路５２では。「Ｄ２−（±ｄ）」の減算を行なうようにしてもよく、原理的には上記と同様に正しい位相差θを反映するデータ（−θ）が得られることが理解できるであろう。

また、図１２からも理解できるように、第１の信号Ｙ１と第２の信号Ｙ２との間の電気的位相差は２θであり、常に、両者における位相変動誤差「±ｄ」を相殺した正確な位相差θの２倍値を示していることになる。従って、図１１におけるラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１及び減算回路５２等を含む回路部分の構成を、信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相差２θをダイレクトに求めるための構成に適宜変更するようにしてもよい。例えば、ゼロクロス検出回路４７から出力される第１の信号Ｙ１の０位相に対応するパルスＬＰ１の発生時点から、ゼロクロス検出回路４８から出力される第２の信号Ｙ２の０位相に対応するパルスＬＰ２の発生時点までの間を適宜の手段でゲートし、このゲート期間をカウントすることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺した、電気的位相差（２θ）に対応するディジタルデータを得ることができ、これを１ビット下位にシフトすれば、θに対応するデータが得られる。

ところで、上記実施例では、＋θをラッチするためのラッチ回路４９と、−θをラッチするためのラッチ回路５０とでは、同じカウンタ４２の出力をラッチするようにしており、ラッチしたデータの正負符号については特に言及していない。しかし、データの正負符号については、本発明の趣旨に沿うように、適宜の設計的処理を施せばよい。例えば、カウンタ４２のモジュロ数が４０９６（１０進数表示）であるとすると、そのディジタルカウント０〜４０９５を０度〜３６０度の位相角度に対応させて適宜に演算処理を行なうようにすればよい。最も単純な設計例は、カウンタ４２のカウント出力の最上位ビットを符号ビットとし、ディジタルカウント０〜２０４７を＋０度〜＋１８０度に対応させ、ディジタルカウント２０４８〜４０９５を−１８０度〜−０度に対応させて、演算処理を行なうようにしてもよい。あるいは、別の例として、ラッチ回路５０の入力データ又は出力データを２の補数に変換することにより、ディジタルカウント４０９５〜０を−３６０度〜−０度の負の角度データ表現に対応させるようにしてもよい。

ところで、検出対象位置ｘが静止状態のときは特に問題ないのであるが、検出対象位置ｘが時間的に変化するときは、それに対応する位相角θも時間的に変動することになる。その場合、加算回路４５及び減算回路４６の各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ量θが一定値ではなく、移動速度に対応して時間的に変化する動特性を示すものとなり、これをθ(t)で示すと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は、
Ｙ１＝sin｛ωｔ±ｄ＋θ(t)｝
Ｙ２＝sin｛ωｔ±ｄ−θ(t)｝
となる。すなわち、基準信号sinωｔの周波数に対して、進相の出力信号Ｙ１は＋θ(t)に応じて周波数が高くなる方向に周波数遷移し、遅相の出力信号Ｙ２は−θ(t)に応じて周波数が低くなる方向に周波数遷移する。このような動特性の下においては、基準信号sinωｔの１周期毎に各信号Ｙ１，Ｙ２の周期が互いに逆方向に次々に遷移していくので、各ラッチ回路４９，５０における各ラッチデータＤ１，Ｄ２の計測時間基準が異なってくることになり、両データＤ１，Ｄ２を単純に回路５１，５２で演算するだけでは、正確な位相変動誤差「±ｄ」を得ることができない。

このような問題を回避するための最も簡単な方法は、図１１の構成において、検出対象位置ｘが時間的に動いているときの出力を無視し、静止状態のときの出力のみを用いて、静止時における検出対象位置ｘを測定するように装置の機能を限定することである。すなわち、そのような限定された目的のために本発明を実施するようにしてもよいものである。
しかし、検出対象位置ｘが時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象直線位置ｘに対応する位相差θを正確に検出できるようにすることが望ましい。そこで、上記のような問題点を解決するために、検出対象直線位置ｘが時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象位置ｘに対応する位相差θを検出できるようにした改善策について図１３を参照して説明する。

図１３は、図１１の検出回路部４１における誤差計算回路５１と減算回路５２の部分の変更例を抽出して示しており、他の図示していない部分の構成は図１１と同様であってよい。検出対象直線位置ｘが時間的に変化している場合における該位置ｘに対応する位相差θを、＋θ（ｔ）および−θ（ｔ）で表わすと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は前記のように表わせる。そして、夫々に対応してラッチ回路４９，５０で得られる位相ずれ測定値データＤ１，Ｄ２は、
Ｄ１＝±ｄ＋θ(t)
Ｄ２＝±ｄ−θ(t)
となる。
この場合、±ｄ＋θ(t) は、θの時間的変化に応じて、プラス方向に０度から３６０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。また、±ｄ−θ(t) は、θの時間的変化に応じて、マイナス方向に３６０度から０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。従って、±ｄ＋θ(t) ≠ ±ｄ−θ(t) のときもあるが、両者の変化が交差するときもあり、そのときは±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立する。このように、±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立するときは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相が一致しており、かつ、夫々のゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが一致していることになる。

図１３において、一致検出回路５３は、各出力信号Ｙ１，Ｙ２ののゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが、一致したことを検出し、この検出に応答して一致検出パルスＥＱＰを発生する。一方、時変動判定回路５４では、適宜の手段により（例えば一方の位相差測定データＤ１の値の時間的変化の有無を検出する等の手段により）、検出対象位置ｘが時間的に変化するモードであることを判定し、この判定に応じて時変動モード信号ＴＭを出力する。
誤差計算回路５１と減算回路５２との間にセレクタ５５が設けられており、上記時変動モード信号ＴＭが発生されていないとき、つまりＴＭ＝“０”すなわち検出対象直線位置ｘが時間的に変化していないとき、セレクタ入力Ｂに加わる誤差計算回路５１の出力を選択して減算回路５２に入力する。このようにセレクタ５５の入力Ｂが選択されているときの図１３の回路は、図１１の回路と等価的に動作する。すなわち、検出対象直線位置ｘが静止しているときは、誤差計算回路５１の出力データがセレクタ５５の入力Ｂを介して減算回路５２に直接的に与えられ、図１１の回路と同様に動作する。

一方、上記時変動モード信号ＴＭが発生されているとき、つまりＴＭ＝“１”すなわち検出対象位置ｘが時間的に変化しているときは、セレクタ５５の入力Ａに加わるラッチ回路５６の出力を選択して減算回路５２に入力する。上記時変動モード信号ＴＭが“１”で、かつ前記一致検出パルスＥＱＰが発生されたとき、アンドゲート５７の条件が成立して、該一致検出パルスＥＱＰに応答するパルスがアンドゲート５７から出力され、ラッチ回路５６に対してラッチ命令を与える。ラッチ回路５６は、このラッチ命令に応じてカウンタ４２の出力カウントデータをラッチする。ここで、一致検出パルスＥＱＰが生じるときは、カウンタ４２の出力をラッチ回路４９，５０に同時にラッチすることになるので、Ｄ１＝Ｄ２であり、ラッチ回路５６にラッチするデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当している。

また、一致検出パルスＥＱＰは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２のゼロクロス検出タイミングが一致したとき、すなわち「±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t)」が成立したとき、発生されるので、これに応答してラッチ回路５６にラッチされるデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当しているが故に、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２
と等価である。このことは、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２＝[{±ｄ＋θ(t)}＋{±ｄ−θ(t)}]／２
＝２（±ｄ）／２＝±ｄ
であることを意味し、ラッチ回路５６にラッチされたデータは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示しているものであることを意味する。

こうして、検出対象直線位置ｘが時間的に変動しているときは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示すデータが一致検出パルスＥＱＰに応じてラッチ回路５６にラッチされ、このラッチ回路５６の出力データがセレクタ５５の入力Ａを介して減算回路５２に与えられる。従って、減算回路５２では、位相変動誤差「±ｄ」を除去した検出対象位置ｘのみに正確に応答するデータθ（時間的に変動する場合はθ(t) ）を得ることができる。
なお、図１３において、アンドゲート５７を省略して、一致検出パルスＥＱＰを直接的にラッチ回路５６のラッチ制御入力に与えるようにしてもよい。
また、ラッチ回路５６には、カウンタ４２の出力カウントデータに限らず、図１３で破線で示すように誤差計算回路５１の出力データ「±ｄ」をラッチするようにしてもよい。その場合は、一致検出パルスＥＱＰの発生タイミングに対して、それに対応する誤差計算回路５１の出力データの出力タイミングが、ラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１の回路動作遅れの故に、幾分遅れるので、適宜の時間遅れ調整を行なった上で、誤差計算回路５１の出力をラッチ回路５６にラッチするようにするとよい。
また、動特性のみを考慮して検出回路部４１を構成する場合は、図１３の回路５１及びセレクタ５５と図１の一方のラッチ回路４９又は５０を省略してもよいことが、理解できるであろう。

図１４は、位相変動誤差「±ｄ」を相殺することができる位相差検出演算法についての別の実施例を示す。
コイル部１０の２次コイルＳＷ1〜ＳＷ4から出力されるレゾルバタイプの前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、検出回路部６０に入力され、図１１の例と同様に、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる電気的交流信号Ｙ２が得られる。減算回路４６の出力信号Ｙ２はゼロクロス検出回路４８に入力され、ゼロクロス検出に応じてラッチパルスＬＰ２が出力され、ラッチ回路５０に入力される。

図１４の実施例が図１１の実施例と異なる点は、検出対象位置に対応する電気的位相ずれを含む交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）から、その位相ずれ量θを測定する際の基準位相が相違している点である。図１１の例では、位相ずれ量θを測定する際の基準位相は、基準のサイン信号sinωｔの０位相であり、これは、位置センサ１０に入力されるものではないので、温度変化等によるコイルインピーダンス変化やその他の各種要因に基づく位相変動誤差「±ｄ」を含んでいないものである。そのために、図１１の例では、２つの交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）及びＹ２＝sin（ωｔ−θ）を形成し、その電気的位相差を求めることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺するようにしている。これに対して、図１４の実施例では、コイル部１０から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂを基にして、位相ずれ量θを測定する際の基準位相を形成し、該基準位相そのものが上記位相変動誤差「±ｄ」を含むようにすることにより、上記位相変動誤差「±ｄ」を排除するようにしている。

すなわち、検出回路部６０において、コイル部１０から出力された前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂがゼロクロス検出回路６１，６２に夫々入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。なお、ゼロクロス検出回路６１，６２は、入力信号Ａ，Ｂの振幅値が負から正に変化するゼロクロス（いわば０位相）と正から負に変化するゼロクロス（いわば１８０度位相）のどちらにでも応答してゼロクロス検出パルスを出力するものとする。これは信号Ａ，Ｂの振幅の正負極性を決定するsinθとcosθがθの値に応じて任意に正又は負となるため、両者の合成に基づき３６０度毎のゼロクロスを検出するためには、まず１８０度毎のゼロクロスを検出する必要があるためである。両ゼロクロス検出回路６１，６２から出力されるゼロクロス検出パルスがオア回路６３でオア合成され、該オア回路６３の出力が適宜の１／２分周パルス回路６４（例えばＴ−フリップフロップのような１／２分周回路とパルス出力用アンドゲートを含む）に入力されて、１つおきに該ゼロクロス検出パルスが取り出され、３６０度毎のゼロクロスすなわち０位相のみに対応するゼロクロス検出パルスが基準位相信号パルスＲＰとして出力される。この基準位相信号パルスＲＰは、カウンタ６５のリセット入力に与えられる。カウンタ６５は所定のクロックパルスＣＫを絶えずカウントするものであるが、そのカウント値が、前記基準位相信号パルスＲＰに応じて繰返し０にリセットされる。このカウンタ６５の出力がラッチ回路５０に入力され、前記ラッチパルスＬＰ２の発生タイミングで、該カウント値が該ラッチ回路５０にラッチされる。ラッチ回路５０にラッチしたデータＤが、検出対象位置ｘに対応した位相差θの測定データとして出力される。

コイル部１０から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、それぞれ、Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔ、であり、電気的位相は同相である。従って、同じタイミングでゼロクロスが検出されるはずであるが、振幅係数がサインsinθ及びコサインcosθで変動するので、どちらかの振幅レベルが０か又は０に近くなる場合があり、そのような場合は、一方については、事実上、ゼロクロスを検出することができない。そこで、この実施例では、２つの交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔのそれぞれについてゼロクロス検出処理を行ない、両者のゼロクロス検出出力をオア合成することにより、どちらか一方が振幅レベル小によってゼロクロス検出不能であっても、他方の振幅レベル大の方のゼロクロス検出出力信号を利用できるようにしたことを特徴としている。

図１４の例の場合、コイル部１０のコイルインピーダンス変化等による位相変動誤差が、例えば「−ｄ」であるとすると、減算回路４６から出力される交流信号Ｙ２は、図５の（ａ）に示すように、Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）となる。この場合、コイル部１０の出力信号Ａ，Ｂは、角度θに応じた振幅値sinθ及びcosθを夫々持ち、図１５の（ｂ）に例示するように、Ａ＝sinθ・sin（ωｔ−ｄ）、Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ−ｄ）、というように位相変動誤差分を含んでいる。従って、このゼロクロス検出に基づいて図１５の（ｃ）のようなタイミングで得られる基準位相信号パルスＲＰは、本来の基準のサイン信号sinωｔの０位相から位相変動誤差−ｄだけずれたものである。従って、この基準位相信号パルスＲＰを基準として、減算回路４６の出力交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）の位相ずれ量を測定すれば、位相変動誤差−ｄを除去した正確な値θが得られることになる。

なお、コイル部１０の配線長等の装置条件が定まると、そのインピーダンス変化は主に温度に依存することになる。そうすると、上記位相変動誤差±ｄは、この直線位置検出装置が配備された周辺環境の温度を示すデータに相当する。従って、図１１の実施例のような位相変動誤差±ｄを演算する回路５１を有するものにおいては、そこで求めた位相変動誤差±ｄのデータを温度検出データとして適宜出力することができる。従って、そのような本発明の構成によれば、１つのシリンダ位置検出装置によって検出対象の位置を検出することができるのみならず、該シリンダ本体内又は周辺環境の温度を示すデータをも得ることができる、という優れた効果を有するものであり、今までにない多用途タイプのシリンダストローク位置検出装置を提供することができるものである。勿論、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や配線ケーブル長の長短の影響を受けることなく、検出対象ピストンストローク位置に応答した高精度の検出が可能となる、という優れた効果をも奏するものである。また、図１１や図１４の例は、交流信号における位相差を測定する方式であるため、図１０のような検出法に比べて、高速応答性にも優れた検出を行なうことができる、という優れた効果を奏する。

図１の例では、磁気応答部材２０の１ピッチの範囲におけるピストン部３の微妙なアブソリュート位置を検出することができるものである。この１ピッチを越えるピストン部３のストローク位置は、ストローク位置が該１ピッチを越える毎に、適宜のカウンタにおいて増減カウントすることによって求めることができる。この増減カウントは、コイル部１０の出力信号が１ピッチ範囲で１巡する毎に、ピストン部３の前後移動方向に応じてプラス１またはマイナス１カウントすることにより行える。従って、例えば図１６のような回路を設けて、コイル部１０の出力信号に基づくディジタル計測値（θ）が最大値（Ｍ）から最小値（０）をクロスして変化したとき（Ｍ→０）、あるいはその逆に最小値（０）から最大値（Ｍ）をクロスして変化したとき（０→Ｍ）、を判定回路７０，７１で判定してプラス１またはマイナス１のカウントトリガ信号を生成し、これをカウンタ７２でカウントするようにすればよい。この場合、カウンタ７２のカウント値Ｎｐは、位置検出値の上位データとして利用できる。

別の例として、図１７に示すように、第２のコイル部として、１つのピックアップコイル８０（１個のコイルまたは１組の１次・２次コイルからなる）を第１の支持体４の適宜位置に固定し、このピックアップコイル８０が１個の磁気応答部材２０を検知する毎にカウントトリガ信号を生成し、上記カウンタ７２のカウントを行うようにしてもよい。その場合、プラス／マイナスはピストン部１の移動方向によって区別すればよい。図１８の（ａ）は、磁気応答部材２０を検知する毎に変化するピックアップコイル８０の出力信号の一例を示し（交流成分を除去して示す）、（ｂ）はこれに基づくカウント値の変化を例示する。

本発明の実施にあたっては、ピストン部３のストロークエンドのような所定の定位置の検出のために、上記のような第２のコイル部、つまりピックアップコイル（１個のコイルまたは１組の１次・２次コイルからなる）を設けてもよい。上記ピックアップコイル８０は、上記のようなカウントトリガ信号作成用に限らず、そのような定位置検出用に使用することができる。また、図１７に示された別のピックアップコイル８１（１個のコイルまたは１組の１次・２次コイルからなる）は、別の定位置検出コイルの例を示す。これらのピックアップコイル８０，８１は、磁気応答部材２０の通過を検知する毎に対応する出力信号を発生するが、磁気応答部材２０を検出しなくなると出力信号を発生しなくなる。すなわち、これらのピックアップコイル８０，８１のそばを、磁気応答部材２０が通過している間は、図１９（ａ）（ｃ）のような磁気応答部材２０の存在に応答する検出信号を繰り返し発生する。しかし、支持体５の端部にある最後の磁気応答部材２０が通過した後は、検出信号を発生しなくなるので、この検出信号が途絶えたことを判定することにより、ピストン部３が所定の定位置に到達したことを検知することができる。この場合、支持体５そのものがピアノ線のような磁性体からなっていれば、該支持体５の端部の通過判定を、単純な電圧レベル比較によって行うことがやり易い。

図２０は、上記のような定位置検出のための判定回路例を示す。定位置検出用の各ピックアップコイル８０，８１の出力を整流回路８２，８３で整流してそのエンベロープレベルに応答する信号を出力する。図１９（ａ）は或るピックアップコイル（例えば８０）の検出信号のエンベロープレベル信号例すなわち整流回路８２の出力例を示し、（ｃ）は別のピックアップコイル（例えば８１）の検出信号のエンベロープレベル信号例すなわち整流回路８３の出力例を示す。比較器８４，８５は、これらの信号レベルと所定の基準レベルとを比較し、検出信号が途絶えたことを判定する。例えば、これらの入力信号レベルが０になったとき、ハイレベルの比較出力信号を生じる。このハイレベルの比較出力信号が、ピックアップコイル検出信号が途切れたことを検知する定位置検出信号に相当する。図１９（ｂ）は、（ａ）に示す信号の入力に応じて比較器８４から出力される定位置検出信号を示す。図１９（ｄ）は、（ｃ）に示す信号の入力に応じて比較器８５から出力される定位置検出信号を示す。

このような定位置検出用のピックアップコイル８０，８１は、必要に応じて１個のみ設けてもよいが、適宜複数設けてもよい。また、このような定位置検出用のピックアップコイルを所定間隔で（例えば磁気応答部材２０の１ピッチに相当する間隔毎に）複数設けてもよい。そうすると、ピストンストロークの全長にわたってアブソリュート位置検出を行うことができる。図１，図１７を見ればすぐわかるように、第１の支持体４の２重筒内のスペース４ｃは、十分に空いているので、第２のコイル部として複数のピックアップコイルを設けることには何の問題もない。なお、これらのピックアップコイルからの検出信号の発生状態によって、ピストン部３の移動方向も容易に判別できる。

別の実施例として、図２１に示すように、第２のコイル部として、軸方向に長いコイル９０，９１，９２をスペース４ｃ内の所定の長さ範囲Ｌにわたって設け、これらのコイルによって該範囲Ｌにわたるピストン部３のアブソリュート位置を検出を行うようにしてもよい。このコイル構成は、１つの１次コイル９０と、２つの２次コイル９１，９２とからなっている。図の例では、１次コイル９０が内側筒４ａに巻かれ、１次コイル９０の外側に２次コイル９１が巻かれ、２次コイル９１の外側に２次コイル９２が巻かれているが、この順序はこれに限らない。２つの２次コイル９１，９２は、同じコイル長Ｌからなっていて、同じ範囲Ｌをカバーしている。以下説明するように、この範囲Ｌが、これらのコイル９０，９１，９２によるアブソリュート位置検出可能範囲である。磁気応答部材２０を搭載した支持体５は、この範囲Ｌに侵入し、ピストン部３の動きに連動して移動する。明らかなように、この範囲Ｌにおける磁気応答部材２０を搭載した支持体５の侵入量に応じて、コイル９０，９１，９２の磁気結合度が変化し、該支持体５の侵入量すなわちピストン部３のストローク位置に対応する出力信号を２次コイル９１，９２から得ることができる。

明らかなように、１つの２次コイル９１（又は９２）からは、磁気応答部材２０を搭載した支持体５の侵入量、すなわち範囲Ｌ内のピストン部３のストローク位置に対応するピーク電圧レベルを持つ交流信号が出力される。最も単純には、この１つの２次コイル９１（又は９２）の出力信号のピーク電圧レベルを測定して、これを該範囲Ｌにわたるピストン部３のアブソリュート位置検出情報としてよい。そのような簡易なロング・アブソリュート位置検出情報を得るためには、２次コイル９１，９２は２個設ける必要は無く、１つのみでよい。そのような簡易な実施の形態も、勿論、本発明の範囲に含まれる。
しかし電圧レベル値を位置検出情報とする方式では、温度変化等によって電圧レベル値が変動するので、誤差が出易いという欠点がある。

そのような欠点を改善するために、１次コイル９０に対応して２つの２次コイル９１，９２を設け、これらの各２次コイル９１，９２に対応してバランス用コイル部９３，９４を夫々設け、各２次コイル９１，９２の出力信号に違いが出るようにして、電気的位相の測定に基づくロング・アブソリュート位置検出ができるようにしている。
図２２は、図２１の各コイルの接続例を示す回路図である。各バランス用コイル部９３，９４は、夫々１次コイル９３ｐ，９４ｐと２次コイル９３ｓ，９４ｓの対からなる。各１次コイル９３ｐ，９４ｐは１次コイル９０と同相接続され、所定の交流信号（例えばｓｉｎωｔとする）によって励磁される。検出対象範囲Ｌにわたって設けられた一方の２次コイル９１に対応するバランス用コイル部９３の２次コイル９３ｓは、該２次コイル９１とは逆相に接続される。他方の２次コイル９２に対応するバランス用コイル部９４の２次コイル９４ｓも、該２次コイル９２とは逆相に接続される。検出対象範囲Ｌにわたって設けられた各２次コイル９１，９２の巻き数は同じであり、一方、バランス用の２次コイル９３ｓ，９４ｓは、夫々適切に巻き数が異なるように設定される。なお、バランス用コイル部９３，９４の位置までは、支持体５（すなわち磁気応答部材２０）の先端は侵入しない。

以上の構成により、検出範囲Ｌにおけるコイル９１，９２への磁性体（すなわち第２の支持体５に搭載された磁気応答部材２０）の侵入量に応じて、各２次コイル９１，９２の出力信号Ｏ１，Ｏ２のレベルが互いに９０度位相のずれた三角関数特性の一部範囲の特性（概ね９０度範囲の特性）を示すように、バランス用の２次コイル９３ｓ，９４ｓの設定によって、調整することができる。例えば、コイル９１と９３ｓの差動出力信号Ｏ１はサイン関数特性を示し（これを便宜上、ｓｉｎα・ｓｉｎωｔで示す）、コイル９２と９４ｓの差動出力信号Ｏ２はコサイン関数特性を示す（これを便宜上、ｃｏｓα・ｓｉｎωｔで示す）ように設定することができる。ただし、検出対象範囲Ｌに対応する角度αの範囲は、ほぼ９０度程度の範囲である。これは、構造上、３６０度全部の変化は得られないためである。なお、設定の仕方によっては、検出対象範囲Ｌに対応する角度αの範囲を、９０度以上の範囲に拡大することもできなくはないが、９０度程度の範囲に設定するのが確実である。更に、検出可能な９０度の範囲のうち、安定した検出が可能な９０度未満のより狭い角度範囲に検出対象範囲Ｌを対応づけて検出処理をするようにしてもよい。なお、αは検出対象範囲Ｌにおけるピストン部３の現在位置に対応することは言うまでもない。
このような構成によって、各２次コイル９１，９２から出力される信号Ｏ１，Ｏ２は、ちょうど、公知のレゾルバの出力のような２相の信号となる。
Ｏ１＝ｓｉｎα・ｓｉｎωｔ
Ｏ２＝ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ

明らかなように、この出力信号Ｏ１，Ｏ２は、前述の第１のコイル部１０の２つの出力交流信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ，Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔと同じフォームとなり、図１０乃至図１４に示した位相検出タイプの検出回路部を使用して、上記αを電気的位相角としてデイジタル測定することができる。そのための検出回路部の図示と説明は、同じものの繰り返しになるので省略する。なお、この場合、θのための検出回路部と、αのための検出回路部が別々に必要であるが、各検出回路部のハードウェア回路において共用できるものは共用して、時分割処理によって夫々のディジタル測定を行うようにすることも可能であるのは勿論である。

こうして、検出対象範囲Ｌにおけるピストン部３の現在位置を示すアブソリュートデータを位相角αのディジタル測定によって求めることができる。勿論、長い範囲Ｌがほぼ９０度の角度範囲に対応しているので、第１のコイル部１０の出力信号Ａ，Ｂに基づく、短い範囲ｐが３６０度角度範囲に対応しているθの位相測定に基づく検出データよりは、検出分解能は粗いものとなる。しかし、短い範囲ｐ内での精密なアブソリュート位置検出分解能は第１のコイル部１０の出力信号Ａ，Ｂに基づき前述の通り得られるので、各２次コイル９１，９２から出力される信号Ｏ１，Ｏ２に基づき得られる長い範囲Ｌ内でのアブソリュート位置検出分解能は粗いものであってさしつかえない。すなわち、複数個の磁気応答部材２０の配設ピッチの１ピッチ分の長さｐを単位とするアブソリュート位置検出データを得ることができればよい。

これによって、コイル部１０から得られるθに対応するディジタルアブソリュート位置検出データと、追加のコイル９０，９１，９２から得られるαに対応するディジタルアブソリュート位置検出データとの組み合わせによって、ピストン部３のストロークのほぼ全長にわたるアブソリュート位置検出データを得ることができる。
なお、磁気応答部材２０は支持体５に沿って断続的に設けられているので、検出範囲Ｌにおけるコイル９１，９２への支持体５の侵入に伴うコイル９０，９１，９２のインダクタンス変化（結合係数変化）は、きれいなサインカーブ又はコサインカーブとはならず、多少凹凸を伴うが、これは出力波形を適宜なまらせる処理をすれば問題ないし、また、そのような処理をしなくても、αの測定精度は上述の通り粗いものであってさしつかえないので、一向に問題のない測定を行うことができる。

なお、上記実施例では、第１の支持体４が２重筒４ａ，４ｂからなっているが、この構造はこれに限らない。例えば１つの筒４ａのみとした場合は、コイル部１０の防水処理や配線引き出し処理等を適切に行えばよい。しかし、図示のような２重筒４ａ，４ｂの構造は、コイル部１０の防水処理や配線引き出し処理等を容易に行うことができるので、有利である。また、第１及び第２の支持体４，５の構造は、上記実施例のような筒体とその中に侵入した棒状体という関係からなるものに限らず、コイル部１０と磁気応答部材２０とを夫々適切に配置しうる構造であれば任意のものでよい。
また、上記実施例では、シリンダ本体２側の支持体４にコイル部１０を設け、ピストン部３側の支持体５に磁気応答部材２０を設けているが、この関係は、逆であってもよい。その場合は、ピストン部３の側にコイル部１０の配線引き出し用のコネクタ８を設けなければならないので、それが可能であればさしつかえない。しかし、図示実施例のようにシリンダ本体２側の支持体４にコイル部１０を設けるようにした方が、シリンダ本体２が固定されていることにより、コネクタから出た配線が動かないので有利である。

また、上記実施例では、磁気応答部材２０は複数個設けられているが、これは１個でもよい。また、コイル部として、レゾルバ出力を得るためのコイル部１０を設けずに、定位置検出用のピックアップコイル８０又は８１のみを設けるようにしてもよい。
また、精密な検出分解能を要求しない場合は、図２１の例において、コイル部１０を省略し、長いコイル９０，９１，９２とそれに対応するバランス用コイル部９３，９４のみを設けるようにしてもよい。図２３は、その場合の一例を示す。その場合、所定ピッチｐの磁気応答部材２０を複数個繰り返し設ける必要はなく、支持体５そのものが１つの磁気応答部材（２０）であってよい。すなわち、支持体５として磁性体金属を使用すれば、それがそのまま１つの磁気応答部材（２０）となる。図２３では、コイル部１０が省略された分だけ、各コイル９０，９１，９２の長さＬ’が図２１の例よりも長くなっている。その動作は、図２１，図２２を参照して説明したものと同じである。

図２３のようなコイル配置では、得られるインダクタンス変化がサイン関数にたとえると０度〜９０度の範囲に限定されるので、位置検出分解能は、上述の通り、粗いものとなる。図２４は、この点を改善し、長い範囲でのアブソリュート位置を１個の検出部を用いて精密な分解能で検出することができる例を示す。図２４では、シリンダ本体２とピストン部３の図示を省略し、第１の支持体４と第２の支持体５を含む検出器の構成のみを抽出して示している。
図２４において、シリンダ本体２の側に設けられる第１の支持体４は、後述するような所定の配置からなる複数の１次及び２次コイルを所定の検出範囲Ｌにわたって含んでいる。ピストン部３の側に設けられる第２の支持体５すなわち線状の磁気応答部材２０は、検出範囲Ｌと同程度の所定長を持ち、その端部から検出範囲Ｌ内に進入したり、退出したりするもので、磁性体からなっている（又は導電体でもよい）。支持体４においては、所定の検出範囲Ｌに対応して、所望の三角関数の１周期（０度〜３６０度）にわたるインダクタンス変化が支持体５の先端の進入位置に応じて得られるように、複数のコイルが、その巻数と巻方向が適宜制御されて、設けられている。図２５（ａ）〜（ｄ）はサイン関数特性のインダクタンス変化を得る例を示し、図２６（ａ）〜（ｄ）はコサイン関数特性のインダクタンス変化を得る例を示す。換言すれば、このようなインダクタンス変化は、支持体５（磁気応答部材２０）の一方的な進入度合いに従う累積的なインダクタンスを示す（正方向巻きのインダクタンス分は加算され、逆方向巻きのインダクタンス分は減算される）。

図２５（ａ）は、所望のサイン出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔの出力電圧レベルを示し、横軸は、支持体５（磁気応答部材２０）の先端の進入位置Ｘを示し、前述と同様に、θはＸに対応する（比例する）。
図２５（ｂ）は、横軸正方向への磁性体の進入に伴い、図２５（ａ）のようなサイン特性の合成インダクタンス特性を累積的に得ることができるような、Ｌの範囲における各点でのコイル巻数を縦軸にプロットした一例を示す。ｘマークのプロット位置は巻数Ｎ、ｏマークのプロット位置は巻数Ｎ／２である。勿論、プロット位置は、（ｂ）に図示した関数線に沿う位置のどこでもよく、また、巻数もそのプロット位置に対応した巻数であってよい。なお、このプロット例は、理論値ではなく、経験値である、従って、所望するインダクタンス変化（ｓｉｎθやｃｏｓθ）が、累積的に得られるように、試行錯誤的に、任意の位置で任意の巻数としてよい。
図２５（ｃ）は、巻数Ｎの４つの２次コイル１０１，１０２，１０３，１０４を図２５（ｂ）のｘマークの各プロットに対応してＬの範囲内で分散して配置してコイル部１０を構成する例を示している。各コイル１０１〜１０４の出力は加算的に合成されて、所望のサイン出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔが得られる。−Ｎの“マイナス”は巻方向が逆であることを示す。磁性体からなる支持体５（磁気応答部材２０）の先端が、一番左側の２次コイル１０１から順に右方向に移動していくと、２次コイル１０１から順に、１０２，１０３，１０４と磁性体が進入していくので、累積的に出力信号が得られ、図２５（ａ）のようなＬの範囲で１回転するサイン特性の出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔが得られる。
図２５（ｄ）は、２次コイルの配置をより密にして、出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔのサインカーブがより滑らかになるように、コイル部１０を構成する例を示している。すなわち、ｘマークのプロット点に対応して巻数Ｎの２次コイルを配置し、ｏマークのプロット点に対応して巻数Ｎ／２の２次コイルを配置する。勿論、これらの巻数ＮやＮ／２は、厳密なものではなく、所望する理想的なインダクタンス変化（ｓｉｎθやｃｏｓθ）が、累積的に得られるように、試行錯誤的に、これらの巻数を適宜増減してよい。

図２６（ａ）〜（ｄ）は、所望のコサイン出力信号Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔを得るための、２次コイル配置を説明するものであり、図２５（ａ）〜（ｄ）の例に比べて９０度（すなわちＬ／４の距離だけ）ずれて配置されている。図２６（ｃ）は、図２５（ｃ）と同様に巻数Ｎの４つの２次コイル２０１，２０２，２０３，２０４を配置する例を示し、図２６（ｄ）は、図２５（ｄ）と同様に２次コイルの配置をより密にして、出力信号Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔのコサインカーブがより滑らかになるようにした例を示す。なお、実際は、図２６（ｃ）の最左側に示すように補助の２次コイル２０５を付加するものとする。この補助の２次コイル２０５は、０度の位置（原点）でのコサイン特性のインダクタクンスの立上りを補償するものである。勿論、この補助コイル２０５は１個に限らず、ｘマークとｏマークのプロット位置にほぼ対応して複数設けてよい。
ところで、図２５（ｃ）と図２６（ｃ）のコイル配置を採用した場合は、サイン出力用２次コイル１０１〜１０４とコサイン出力用２次コイル２０１〜２０４が同じ位置に来ることになるが、これは２重巻きにすればよい。あるいは、所定の位置にサイン出力用２次コイル１０１〜１０４を配置し、その両側に密接してそれぞれ２分割したコサイン出力用２次コイル２０１〜２０４を配置すればよい。

第１の支持体４において、コイル部１０には、サイン出力用の２次コイル１０１〜１０４とコサイン出力用の２次コイル２０１〜２０４が夫々配置され、更に、適当な配置で（例えば各２次コイルに対応して）励磁用の１次コイルを配置して１相の交流信号ｓｉｎωｔで励磁する。これによって、図１，図２等の例と同様に、サイン、コサインのレゾルバタイプの２相出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ、Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔがコイル部１０から得られる。この２相出力信号Ａ，Ｂから検出対象位置ｘに対応する位相角θのデータを求めるやり方は、上述と同様であってよい。なお、前述と同様に、同相励磁される複数の１次コイルを各２次コイルの中間に介在させて配置すると、非常に精度の良い検出が行えることが実験的に確かめられている。例えば、図２５，図２６の（ｄ）の例の場合、Ｎ／２，Ｎ，Ｎ／２の３つの２次コイルを例にとると、それぞれの中間に２個と両側に２個の、合計４個の１次コイルを配置すると、励磁による磁界の分布が均一になり、検出精度が良くなる。
こうして、図２４〜図２６の例によれば、ピストンストロークの全長にわたる長い範囲Ｌでのアブソリュート位置を１個の検出部（第１及び第２の支持体４，５に設けたコイル部１０と磁気応答部材２０からなる検出部）を用いて精密な分解能で（Ｌの範囲を１回転分の位相変化に相当する分解能で）検出することができる。

ピストンストロークの全長にわたる長い範囲Ｌでのアブソリュート位置を検出可能にする別の例として、図２７（ａ），（ｂ）に示すように、１ピッチｐの長さの異なる２つの検出部を１つのロッド２１０の両側に設け、バーニア原理に基づいて１ピッチを越える直線位置ｘのアブソリュート値を検出するようにしてもよい。図２７（ａ）はロッド状の支持体５の軸方向断面略図、（ｂ）は径方向断面略図である。主尺に相当する第１の検出部は、例えば、磁性体の支持体５の長さ方向に凹部２１を繰り返し設けることにより、残された凸部が所定ピッチＰ１で繰り返す磁気応答部材２０として形成されるようにしたものであり、対応するコイル部１０−１は、４つの極１１〜１４を含むものである。
各極１１，１２，１３，１４は、コイル部１０−１における各相のコイルをそれぞれ分離して配置したものである。各極１１，１２，１３，１４は、それぞれの鉄心（図示せず）に１次コイル及び２次コイルを同軸状に巻回してなるもので、直線変位方向に所定の間隔で（１ピッチＰ１を４等分した間隔で）、配置される。図２との対応関係を示すと、例えば、極１１をサイン相（ｓ）とすると、この極１１には１次コイルＰＷ1と２次コイルＳＷ1を同軸状に巻回し、極１２をコサイン相（ｃ）とすると、この極１２には１次コイルＰＷ2と２次コイルＳＷ2を同軸状に巻回し、極１３をマイナス・サイン相（／ｓ）とすると、この極１３には１次コイルＰＷ3と２次コイルＳＷ3を同軸状に巻回し、極１４をマイナス・コサイン相（／ｃ）とすると、この極１４には１次コイルＰＷ4と２次コイルＳＷ4を同軸状に巻回するようにすればよい。図示を省略しているが、各極１１〜１４の鉄心は共通の基部に固定され、所定の相互配置関係が固定される。

副尺に相当する第２の検出部は、第１の検出部と同様に、磁性体からなるロッド状の支持体５長さ方向に凹部２１’を繰り返し設けることにより、残された凸部が所定ピッチＰ２で繰り返す磁気応答部材２０’として形成されるようにしたものであり、対応するコイル部１０−２は、上記と同様に４つの極１１〜１４を含むものである。ただし、両検出部のピッチＰ１，Ｐ２が適量だけ相違している。各検出部の位置検出データθ１，θ２をバーニア演算処理することにより、両ピッチＰ１，Ｐ２の最小公倍数の範囲でアブソリュート位置検出値を得ることができる。従って、ピストンストロークの全長にわたる長い範囲Ｌでのアブソリュート位置を検出することができる。勿論、この場合は、第２の支持体５が回転せずに直線変位のみし得るようにピストン部３を適切にガイドするものとする。

なお、上記各実施例において、コイル部１０と磁気応答部材２０による検出部の構成を、公知の位相シフトタイプ位置検出器のように構成してもよい。例えば、図２に示されたコイル部１０において、１次コイルと２次コイルの関係を逆にして、サイン相のコイルＳＷ1とマイナス・サイン相のコイルＳＷ3を互いに逆相のサイン信号ｓｉｎωｔ，−ｓｉｎωｔによって励磁し、コサイン相のコイルＳＷ2とマイナス・コサイン相のコイルＳＷ4を互いに逆相のコサイン信号ｃｏｓωｔ，−ｃｏｓωｔによって励磁し、コイルＰＷ1〜ＰＷ5から検出対象位置ｘに応じた電気的位相シフトθを含む出力信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）を得るようにしてもよい。
あるいは、コイル部１０と磁気応答部材２０による検出部の構成を、公知の差動トランス型の直線位置検出器のように構成してもよい。

本発明は、上記各実施例において、各コイル部の構成として、１次コイルと２次コイルの対を含むように構成せずに、１つのコイルのみによって構成し、該１つのコイルを所定の交流信号によって定電圧駆動し、該コイルへの磁性体（磁気応答部材２０）の侵入量に応じて生じるインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することにより、ピストン部３の位置検出データを得るようにしたものである。その場合、該電流変化に応答する出力信号の振幅変化を測定する方法、あるいは該電流変化に応答するコイル各端部での出力信号間の位相変化を測定する方法などによって所要の測定を行うことができる。すなわち、励磁コイルそのものが出力コイルに相当するものとなり、上記各実施例における各出力コイルから得られる出力交流信号と同等の特性の出力信号が得られることとなる。
その他、コイル部１０と磁気応答部材２０による検出部の構成は任意の変形が可能である。
そのほか、上記実施例で示した新規かつ有意義な構成の一部を選択的に採用してシリンダ位置検出装置を構成してもよい。

上記実施例によれば、ピストン部の内部に形成された空間内に第１及び第２の支持体が収納されて、シリンダ本体に対するピストン部の相対的直線変位に応じて該第１及び第２の支持体の相対的位置が変化するようになっており、かつ、検出部の磁気応答部材とコイル部を両支持体に夫々配設することにより、シリンダ本体に対するピストン部の相対的直線変位に応じて磁気応答部材とコイル部の相対位置が変化し、かくして、シリンダ本体に対するピストン部の直線位置に対応する検出信号がコイル部から得られるようになっているので、ピストンロッドの外周に格別の加工をする必要が無いものとなっており、かつ、検出部の磁気応答部材とコイル部は支持体に夫々配設する構成であり、該支持体を介在させてピストン及びシリンダ本体に取り付けるようにしているので、サイズの異なるシリンダ装置においても検出装置各要素（つまり磁気応答部材２０とコイル部１０）の共用化を容易に図ることができ、かつ、摺動摩耗の心配のない耐久性に富んだシリンダ位置検出装置を提供することができる。また、小型かつシンプルな構造を持つと共に、広い範囲にわたってシリンダロッド位置検出の可能な誘導型のシリンダ位置検出装置を提供することができる。更には、製造が極めて容易になるようなシンプルな構造を持つシリンダ位置検出装置を提供することができる。

また、第１及び第２の支持体の一方を筒状体とし、他方を棒状体として、該棒状体が筒状体の筒内に侵入している構成とした場合は、限られたスペースでの第１及び第２の支持体の相互変位関係を円滑にし、かつコイル部の配設を容易にすることができる。更に、支持体を構成する筒状体を２重筒として、該２重筒の筒間スペース内にコイル部を気密又は液密に収納してなるようにした場合は、電気回路の一部であるコイル部を、シリンダ本体内の圧力流体から気密又は液密に保護する上で有利である。

更に、検出部の好ましい実施形態例として、コイル部が、１相の交流信号によって励磁される１次巻線及び直線変位方向に関して異なる位置に配置された複数の２次巻線を含み、磁気応答部材が、所定の磁気応答特性を持つ磁気応答部材を直線変位方向に沿って所定のピッチで複数繰り返して設けて成り、前記相対的変位に応じて前記部材の前記巻線部に対する対応位置が変化することにより前記１次巻線と各２次巻線間の磁気結合が前記ピストン部の直線位置に応じて変化され、これにより、該直線位置に応じて振幅変調された誘導出力交流信号を、各２次巻線の配置のずれに応じて異なる振幅関数特性で、各２次巻線に誘起させるようにした場合は、１相の交流信号によって励磁する構成であるため、励磁回路の構成が簡単である、という利点を有し、また、磁気応答部材において、所定の磁気応答特性を持つ磁気応答部材を直線変位方向に沿って所定のピッチで複数繰り返して設けて成るので、２次巻線に誘起される誘導出力交流信号として、該磁気応答部材の繰り返しピッチを１サイクルとして周期的に変化する信号を得ることができ、検出可能範囲を拡大することができるものである。

また、前記検出部から出力される前記直線位置に応じて振幅変調された前記誘導出力交流信号として、サイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号とコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号とを出力するようにし、前記第１の出力交流信号と第２の出力交流信号を入力し、前記直線位置を示す前記サイン関数とコサイン関数の位相値を検出する位相検出回路を更に具備するようにした場合は、電気的位相の測定に基づいて精度のよいアブソリュート位置検出が可能であり、このような位相検出回路として、レゾルバ用の位相検出回路として従来知られたＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを使用することができるし、その他の方式の位相検出回路を用いることもでき、そのようなレゾルバタイプの位相検出回路を使用することができることは、従来の位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置が持っていたような、温度変化等によって１次及び２次巻線のインピーダンスが変化することにより２次出力信号における電気的位相ずれに誤差が生じるという欠点を除去することができるので、好都合である。
更に、コイル部において、定位置検出用のピックアップコイルを適宜設けることにより、定位置の検出若しくは粗い精度でのピストンロッド位置検出を容易に行うことができる。

本発明に係る直線位置検出装置を用いたシリンダ位置検出装置の一実施例を示す軸方向断面図。 図１において検出部を構成しているコイル部と磁気応答部材の構成例を拡大して示す一部切欠き斜視図。 図２におけるコイル部の構成例を示す回路図。 図２における磁気応答部材の変更例を示す斜視図。 図２における磁気応答部材の別の変更例を示す側面略図。 図２における磁気応答部材の更に別の変更例を示す側面略図。 図２における磁気応答部材の更に別の変更例を示す一部断面側面略図。 図２におけるコイル部のコイル配置の別の例を示す略図。 図２におけるコイル部のコイル配置の更に別の例を示す略図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の一例を示すブロック図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の別の例を示すブロック図。 図１１の動作説明図。 図１１の回路に付加される変更例を示すブロック図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の更に別の例を示すブロック図。 図１４の動作説明図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置において磁気応答部材の１ピッチ単位の変位を判定しカウントする回路構成例を示すブロック図。 図１の実施例に対する変形例を示す軸方向断面図。 磁気応答部材の１ピッチ単位の変位をカウントように構成する場合の図１７の動作説明図。 任意の定位置を検出するように構成する場合の図１７の別の動作説明図。 図１９に示されたような動作を実現するために図１７の装置に組み合わせられる判定用の回路の一例を示すブロック図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置の別の実施例を示す軸方向断面図。 図２１における各コイルの接続例を示す回路図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置の更に別の実施例を示す軸方向断面図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置の更に別の実施例を示す概略斜視図。 図２４における第１の支持体内のコイル部に設けるサイン関数特性の出力信号を生じるための２次コイルの配置例と巻数例を示す図。 図２４における第１の支持体内のコイル部に設けるコサイン関数特性の出力信号を生じるための２次コイルの配置例と巻数例を示す図。 本発明に係るシリンダ位置検出装置の更に別の実施例をもので、磁気応答部材の１ピッチを超える長い範囲の位置をバーニア原理に基づいてアブソリュートで検出する構成例を示す軸方向断面略図及び径方向断面略図。

符号の説明

１ シリンダ装置
２ シリンダ本体
３ ピストン部
４ 第１の支持体
４ａ，４ｂ 筒
５ 第２の支持体
６ ピストン部内の空間
１０ コイル部
ＰＷ１〜ＰＷ5 １次コイル
ＳＷ１〜ＳＷ４ ２次コイル
２０ 磁気応答部材
４１，６０ 検出回路部
８０，８１ ピックアップコイル
９０ １次コイル
９１，９２ ２次コイル
９３，９４ バランス用コイル部

Claims (1)

1. コイル部と磁気応答部材とを具え、検出対象の変位に応じて前記コイル部と前記磁気応答部材の一方が他方に対して非接触的に相対的に直線変位し、これに応じた出力信号を前記コイル部より得ることにより該検出対象の変位を検出する直線位置検出装置であって、
   前記コイル部は、所定の交流信号によって定電圧駆動される中空のコイルを含み、該コイルの空間内への磁気応答部材の侵入量に応じて生じるインダクタンス変化に基づく電流変化を計測し、これに基づき前記コイル部に対する前記磁気応答部材の相対的直線位置検出データを得るように構成してなり、かつ、
   前記コイル部は、前記所定の交流信号によって定電圧駆動される複数のコイルでなる第１及び第２のコイルグループを含み、各コイルグループは前記直線変位の方向に沿って異なる配置で設けられており、これにより、前記第１のコイルグループは、前記コイル部に対する前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じて、サイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置され、また、前記第２のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じて、コサイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置されてなり、
   かつ、第１のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的直線位置に関してそれぞれサイン関数及びマイナスサイン関数の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極の前記コイルで構成され、第２のコイルグループは、前記ピストン部の直線位置に関してそれぞれコサイン関数及びマイナスコサイン関数の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極の前記コイルで構成され、
   前記各コイルグループにおける前記各コイルに対する前記磁気応答部材の相対的直線位置に応じたインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することにより、該インダクタンス変化に基づく振幅変化を示す出力交流信号を前記各１つのコイルから取り出し、これに基づき、前記第１のコイルグループの２つのコイルから出力されるサイン関数とマイナスサイン関数の出力を差動合成して前記サイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号を生成し、また、前記第２のコイルグループの２つのコイルから出力されるコサイン関数とマイナスコサイン関数の出力を差動合成して前記コサイン関数の振幅関数特性を示す出力交流信号をそれぞれ生成することを特徴とする直線位置検出装置。

Images