JP3733397B2 - 多方向傾斜検出装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多方向傾斜検出装置に関し、建設機械、自動車、工作機械、その他あらゆる分野で応用可能なものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の傾斜検出装置にはポテンショメータを用いたものがある。しかし、ポテンショメータにおいて摺動接触子があるために耐久性の点で難があった。
また、従来知られた誘導型位置検出装置には、直線位置検出装置としては差動トランスがあり、回転位置検出装置としてはレゾルバがある。差動トランスは、１つの１次巻線を１相で励磁し、差動接続された２つの２次巻線の各配置位置において検出対象位置に連動する鉄心コアの直線位置に応じて差動的に変化するリラクタンスを生ぜしめ、その結果として得られる１相の誘導出力交流信号の電圧振幅レベルが鉄心コアの直線位置を示すようにしたものである。レゾルバは、複数の１次巻線を１相で励磁し、サイン相取り出し用の２次巻線からサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を取り出し、コサイン相取り出し用の２次巻線からコサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を取り出すようにしたものである。この２相のレゾルバ出力は公知のＲ／Ｄコンバータといわれる変換回路を用いて処理し、検出した回転位置に対応する位相値をディジタル的に測定することができる。
また、サイン相とコサイン相のような複数相の交流信号によって複数の１次巻線を夫々励磁し、検出対象直線位置又は回転位置に応じて該交流信号を電気的に位相シフトした出力交流信号を出力し、この出力交流信号の電気的位相シフト量を測定することにより、検出対象直線位置又は回転位置をディジタル的に測定する技術も知られている（例えば、特開昭４９−１０７７５８号、特開昭５３−１０６０６５号、特開昭５５−１３８９１号、実公平１−２５２８６号など）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、傾斜検出装置として従来知られたポテンショメータは、前述の通り、摺動接触子があるために耐久性の点で難があった。また、劣悪な環境で使用するには適していないものであった。
また、従来知られた誘導型位置検出装置は、回転位置または直線位置を検出するものであり、傾斜を検出することのできるような構造を持っていなかった。一般に、誘導型位置検出装置は、構造的に非接触であり、また、コイルと磁性体（鉄片等）の簡単な構成により、簡便かつ安価に製造することができ、かつ劣悪な環境下での使用にも耐えうるので、これを傾斜検出装置に適用できれば、広い応用・用途が見込まれる。
また、従来の傾斜検出装置は、一方向のみの傾斜検出だけが可能であり、多方向の傾斜を検出するには、多数の傾斜検出装置を組み合わせなければならなかった。
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、１つの装置で多方向の傾斜検出が可能な新規な誘導型の多方向傾斜検出装置を提供しようとするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る多方向傾斜検出装置は、リング状の収納空間を有する収納体であって、該収納空間のリングが検出対象面に平行となるように該検出対象面に設置されるものと、前記収納空間内にて重力に従って移動自在に収納された流動性の磁気応答部材と、前記収納体において前記収納空間に対応して配置されたコイル部とを具え、前記検出対象面の任意の方向の傾きに応じて前記磁気応答部材が前記リング状の収納空間を移動し、該収納空間における前記磁気応答部材の分布に応答する出力信号を前記コイル部から生成し、これにより前記傾きを検出する多方向傾斜検出装置であって、 前記コイル部は、前記収納空間のリングに沿って等間隔で配置された４つのコイルを含み、そのうち、リング中心に対して１８０度反対側に隔てられている２つのコイルにより第１のコイルグループを構成し、別の１８０度反対側に隔てられている２つのコイルにより第２のコイルグループを構成し、各コイルを所定の交流信号で励磁し、各コイルグループ内の２つのコイルの出力を差動合成して各グループ毎の出力交流信号をそれぞれ生成し、これにより、前記リング状の収納空間を移動する前記磁気応答部材の相対的位置に応じて、前記第１のコイルグループは、Ｘ軸座標又はサイン相の振幅関数特性を示す第１の出力交流信号を生じ、また、前記第２のコイルグループは、Ｙ軸座標又はコサイン相の振幅関数特性を示す第２の出力交流信号を生じ、更に、各コイルグループにおける各コイルは前記交流信号によって励磁される１次コイルのみからなり、該各１次コイルに対する前記磁気応答部材の位置に応じたインダクタンス変化に基づく振幅変化を示す出力電圧信号を該各１次コイルから取り出し、これに基づき前記第１及び第２のコイルグループから前記第１の出力交流信号と前記第２の出力交流信号がそれぞれ生成され、更に、前記第１及び第２の出力交流信号に基づき前記リング中心を中心とする極座標の偏角成分を求めると共に、該第１及び第２の出力交流信号又は前記各１次コイルの出力電圧信号に基づき該極座標の動径成分を求める手段を具備し、該偏角成分と動径成分により前記検出対象面の傾斜の方向と角度に応じた情報を得ることで、多方向傾斜を検出することを特徴とするものである。
本発明において、流動性の磁気応答部材としては、例えば磁性流体や磁性粉体あるいは砂鉄のような粒体などを使用することができる。検出対象面が水平のときは、リング状の収納空間において磁気応答部材が均等に分布する。検出対象面が任意の方向に傾くと、その方向に偏って磁気応答部材が分布する。従って、該収納空間における磁気応答部材の分布をコイル部によって検出することにより、傾きの方向を検出することができる。また、その傾きが大きいほど磁気応答部材が集中するので、磁気結合度が増大し、出力レベルが増加する。従って、傾斜角度も検出可能である。なお、検出対象面とは、実際の面である必要はなく、検出対象における仮想的な面のことである。
収納体の収納空間は、凸曲面又は凹曲面状のような曲面状であってもよい。凸曲面の場合は、検出対象面が水平のときは、磁気応答部材は凸曲面状収納空間の最も低い箇所である外周縁部分に沿ってリング状に均等に分布する。検出対象面が任意の方向に傾くと、その方向に偏って磁気応答部材が分布する。凹曲面の場合は、検出対象面が水平のときは、磁気応答部材は凹曲面状収納空間の最も低い箇所である中央部分に集中して分布する。検出対象面が任意の方向に傾くと、その方向に偏って磁気応答部材が分布する。従って、上記と同様に、コイル部の出力信号を基にして傾斜の方向と角度を検出することができる。
本発明によれば、各コイルグループにおける各コイルは前記交流信号によって励磁される１次コイルのみからなり、該各１次コイルに対する前記磁気応答部材の位置に応じたインダクタンス変化に基づく振幅変化を示す出力電圧信号を該各１次コイルから取り出すようにし、これに基づき前記第１及び第２のコイルグループから前記サイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号と前記コサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号がそれぞれ生成されるようにしたことにより、コイル構成の簡略化によって検出装置を小型化することができる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態をいくつかの代表例について説明する。図示された各例は、相互に組み合わせることも可能であり、それらの組合せも本発明の実施に含まれる。
図１は本発明に係る多方向傾斜検出装置１０の基本的構成例を示す図であり、（ａ）は全体の側面略図、（ｂ）は収納体１の概略斜視図、（ｃ）は収納体１の断面図、（ｄ）はコイル部２におけるコイル配置例を略示する平面図、である。図１（ｂ），（ｃ）に示されるように、収納体１は、リング状の収納空間１ａを有しており、このリング状の収納空間１ａ内に適量の流動性の磁気応答部材３が収納されている。磁気応答部材３としては、例えば磁性流体あるいは磁性粉体を使用する。磁性粉体としては、微粒粉に限らず、砂鉄のようなものであってもよい。図１（ｃ）は、水平に置かれている状態の収納体１の断面略図であり、その場合、流動性の磁気応答部材３はリング状の収納空間１ａ内に均等に分布している。勿論、収納体１は、非磁性体からなる。４は、取付けベースである。
【０００６】
図１（ａ）に示されるように、収納体１の下側にコイル部２が設けられる。コイル部２は、収納空間１ａ内における磁気応答部材３の分布を検出し得るような適宜のコイル配置からなる。例えば、図１（ｄ）の例では、リング状の収納空間１ａの円周方向に沿って等間隔（９０度間隔）で４つの極を構成するようにコイル２１〜２４が設けられている。例えば、コイル２１〜２４は２次コイルであって、この各２次コイル２１〜２４に対応して各極ごとに１次コイル１１〜１４を設けてもよい。
１次コイル１１〜１４を適宜の交流信号で励磁すると、夫々に対応する２次コイル２１〜２４からは夫々の誘導結合度若しくは磁気結合度に応じたレベルの交流信号が誘導される。この誘導結合若しくは磁気結合は、磁気応答部材３の存在によって可変制御される。
上記構成からなる多方向傾斜検出装置１０が、検出対象における適宜の位置に取り付けられる。検出対象の面としての傾きを全方向について検出しうるようにするためには、収納空間１ａのリングが検出対象面に平行となるように設置する。すなわち、円形リングの径方向が検出対象面に平行となるように設置する。なお、ここで、検出対象面とは実際に面を成している必要はなく、仮想的な面であってよい。すなわち、この多方向傾斜検出装置１０は、検出対象面の四方・八方、全方向についての傾斜を検出することができる。
【０００７】
収納体１が水平に置かれている場合（つまり、検出対象面が傾斜０のとき）は、流動性の磁気応答部材３はリング状の収納空間１ａ内に均等に分布しているので、どの２次コイル２１〜２４からも同じレベルの出力信号が得られる。従って、どの２次コイル２１〜２４からも同じレベルの出力信号が得られることに基づき、傾斜０であることが検出できる。
収納体１が任意の方向に傾斜すると（つまり、検出対象面が任意の方向に傾斜すると）、流動性の磁気応答部材３が重力に従って収納空間１ａ内を動き、該収納空間１ａ内における磁気応答部材３の分布に偏りが生じる。例えば、図２は、収納体１が傾斜した状態の一例を示す略図であり、（ａ）は側面図、（ｂ）は平面図である。この場合、コイル２３の方向に傾いており、２次コイル２３の位置に対応して最も多量の磁気応答部材３が集まっている。２次コイル２２，２４の位置に対応している磁気応答部材３の量は僅かであり、２次コイル２１の位置に対応している磁気応答部材３の量は０である。このように、収納空間１ａ内における磁気応答部材３の分布に応答する出力信号をコイル部２から得ることができ、これに基づき、傾斜の方向を検出することができ、また傾斜の大きさ（傾斜角）を検出することができる。
【０００８】
収納空間１ａ内における磁気応答部材３の分布を検出するための採用するコイル部２の構成は、なんらかの形で磁気応答部材３の分布を検出することができるものでありさえすれば、どのような構成でもよい。
例えば、図１（ｄ）に示すような円周状のコイル（極）配置の中心Ｏを原点０とするＸ，Ｙ座標を想定し、このＸ，Ｙ座標によって傾斜の方向を全方向的に表わすことができる。例えば、コイル２１と２３がＸ軸に対応しており、コイル２２と２４がＹ軸に対応しているとすると、コイル２１はプラスＸ方向、コイル２２はプラスＹ方向、コイル２３はマイナスＸ方向、コイル２４はマイナスＹ方向、に位置していることになる。そこで、２次コイル２１が配置された極をプラスＸ極（図でｘ）、２次コイル２２が配置された極をプラスＹ極（図でｙ）、２次コイル２３が配置された極をマイナスＸ極（図で／ｘ）、２次コイル２４が配置された極をマイナスＹ極（図で／ｙ）、と表わすことにする。
なお、明細書中では、表記の都合上、反転を示すバー記号は「／（スラッシュ）」で記載するが、これは、図中のバー記号に対応している。
【０００９】
同じ軸のプラス極とマイナス極のコイル出力信号はその差を求めることにより、該軸についての座標値を求めることができる。例えば、２次コイル２２と２４の出力振幅レベルが同じである場合は、Ｙ軸座標値は０であり、Ｙ軸方向の傾斜成分が０であることを示す。
従って、コイル部２における各コイルに関連する回路例を示すと、図３のようになる。すなわち、すべての１次コイル１１〜１４を共通の交流信号（例えばｓｉｎωｔと略記する）で励磁し、Ｘ軸に沿う各２次コイル２１，２３の出力信号の差を差分回路２５で求め（差動接続でもよい）、その差信号としてＸ軸座標検出信号Ｓｘを得るようにする。また、Ｙ軸に沿う２次コイル２２，２４の出力信号の差を差分回路２６で求め（差動接続でもよい）、その差信号としてＹ軸座標検出信号Ｓｙを得るようにする。このようにして求めたＸ，Ｙ座標値の信号Ｓｘ，Ｓｙから座標の象限と極座標が判明するので、これらの信号Ｓｘ，Ｓｙを判定処理回路２７で適宜処理することにより、傾斜の方向と大きさ（傾斜角）を検出することができる。なお、差分回路２５，２６の入力側又は出力側のどちらかに整流回路を設け、Ｘ，Ｙ座標値を示す出力信号Ｓｘ，Ｓｙは、直流的な電圧レベル値とする。この電圧レベル値は、アナログ値のままである必要はなく、適宜ディジタル変換してもよい。従って、判定処理回路２７はアナログ演算回路であってもよいし、あるいはディジタル回路であってもよい。
【００１０】
概ね、極座標の偏角θが傾斜の方向に対応し、動径ρが傾斜の大きさ（傾斜角）に対応するので、判定処理回路２７では、例えば下記式のような公知の直交座標−極座標変換公式を用いて、Ｘ，Ｙ座標値の信号Ｓｘ，Ｓｙから極座標の偏角θと動径ρを求め、これに基づき傾斜の方向と大きさ（傾斜角）を検出するデータを得るようにすることができる。下記式において、ｘ，ｙは、信号Ｓｘ，Ｓｙが示すＸ，Ｙ座標値である。
【数１】

【００１１】
なお、厳密な極座標変換公式に限らず、おおまかな傾斜方向の判定は信号Ｓｘ，Ｓｙから座標の象限等を判定する簡単なテーブルを用いることによっても行える。また、おおまかな傾斜の大きさ（傾斜角）は、差信号（Ｓｘ，Ｓｙ）を使用せずに、個別の各コイル２１〜２４の出力レベルに基づき判定するようにしてもよい。例えば、各コイル２１〜２４の出力信号レベルのうち最大レベルのコイルの出力電圧値に基づき傾斜角度を判定する。その場合、傾斜方向判定結果を考慮して適宜の修正演算を行なうとよい。
その他、コイル部２の出力信号に基づく具体的な傾斜方向と傾斜量の判定の仕方は、設計上適宜の構成を採用してよい。
【００１２】
別の例として、コイル部２を回転型のレゾルバと見立てて、９０度間隔で配置された４つの２次コイル２１〜２４の極（Ｘ，Ｙ，／Ｘ，／Ｙ）を、サイン相、コサイン相、マイナス・サイン相、マイナス・コサイン相として、サイン及びコサインの２相のレゾルバ出力信号と同様の出力信号を取り出し、該出力信号から位相角データを求めることにより、該位相角データを極座標の偏角θに対応するデータとして得ることができる。
レゾルバ原理を採用する場合、コイル部２の各極（Ｘ，Ｙ，／Ｘ，／Ｙ）に対応する２次コイル２１〜２４に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数、コサイン関数、マイナス・サイン関数、マイナス・コサイン関数にそれぞれ相当するものとなるように、各２次コイル２１〜２４の配置及び磁気応答部材３の磁気的性質及び量を、設定する。種々の条件によって、各コイルの配置は微妙に変わり得るし、磁気応答部材３の磁気的性質及び量も変わりうるので、希望の関数特性が得られるように各コイル配置を適宜調整したり、あるいは２次出力レベルを電気的増幅によって調整することにより、希望の振幅関数特性が最終的に得られるようにすることができる。従って、各２次コイル２１〜２４の配置と磁気応答部材３及び量は重要ではあるが、絶対的精度を要求されるわけではなく、設計上適宜に設定若しくは変更できる。
【００１３】
レゾルバ原理を採用する場合、図４に示すように、コイル部２の１次及び２次コイルを回路を構成する。Ｘ軸（サイン相）の２次コイル２１，２３を差動接続し、Ｙ軸（コサイン相）の２次コイル２２，２４を差動接続して、２つの出力信号を取り出すので、基本的なコイル結線は図３と変わらないが、整流回路は設けない。各２次コイル２１〜２４の誘導出力信号は、傾斜方向を示す偏角θに対応して２相の関数特性sinθ，cosθ及びその逆相の関数特性−sinθ，−cosθで振幅変調された状態で夫々出力されるようにすることができる。説明の便宜上、コイルの巻数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次コイル２１（サイン相）の出力信号を「sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイル２２（コサイン相）の出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。また、２次コイル２３（マイナス・サイン相）の出力信号を「−sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイル２４（マイナス・コサイン相）の出力信号を「−cosθ・sinωｔ」で示す。サイン相とマイナス・サイン相の誘導出力を差動的に合成することによりサイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号Ａ（＝２sinθ・sinωｔ）が得られる。また、コサイン相とマイナス・コサイン相の誘導出力を差動的に合成することによりコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号Ｂ（＝２cosθ・sinωｔ）が得られる。なお、表現の簡略化のために、係数「２」を省略して、以下では、第１の出力交流信号Ａを「sinθ・sinωｔ」で表わし、第２の出力交流信号Ｂを「cosθ・sinωｔ」で表わす。
【００１４】
こうして、偏角θに対応する第１の関数値sinθを振幅値として持つ第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔと、同じ偏角θに対応する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが出力される。このようなコイル構成によれば、回転型位置検出装置として従来知られたレゾルバにおいて得られるのと同様の、同相交流であって２相の振幅関数を持つ２つの出力交流信号Ａ，Ｂ（サイン出力とコサイン出力）をコイル部２から得ることができるようにすることが理解できる。
このコイル部２から出力される２相の出力交流信号（Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔ）は、従来知られたレゾルバの出力と同様の使い方をすることができる。例えば、図４に示すように、コイル部２の出力交流信号Ａ，Ｂを適切なディジタル位相検出回路４０に入力し、前記サイン関数sinθとコサイン関数cosθの位相値θをディジタル位相検出方式によって検出し、偏角θのディジタルデータＤθを得るようにすることができる。こうして、レゾルバ原理に従う位相角検出処理によって、極座標の偏角θを示すディジタルデータＤθを得ることができ、これによって検出対象の傾斜方向を検出することができる。
【００１５】
この場合、傾斜の大きさ（傾斜角）は、前記数１に示す極座標公式の応用・変形によって、適宜求めることができる。例えば、図４の判定処理回路２８において、各２次コイル２１〜２４の出力信号を整流した信号を入力し、この入力信号から最大レベルのものを検出し、ここから極座標の象限を判定してこの最大レベル値を直交座標のｘ値又はｙ値とし、かつ、前記ディジタルデータＤθにもとづいて得た偏角θを利用して、極座標公式から動径ρを求めれば、傾斜の大きさ（傾斜角）を検出することができる。
なお、ディジタル位相検出回路４０で採用するディジタル位相検出方式としては、公知のＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを適用してもよいし、本発明者らによって開発済の新方式を採用してもよい。
【００１６】
収納体１の収納空間は、リング状に限らず、凸曲面又は凹曲面状のような曲面状であってもよい。
図５は、その一例を示すもので、収納体１の収納空間が凸曲面状の収納空間１ｂからなる例を示す。（ａ）は凸曲面状の収納空間１ｂを有する収納体１の外観略図、（ｂ）は水平状態におけるその断面略図、（ｃ）は水平状態におけるその平面略図、（ｄ）は適宜傾いた状態におけるその平面略図、である。
図５の例では、（ｂ）（ｃ）に示すように、検出対象面が水平のときは、流体状の磁気応答部材３は凸曲面状収納空間１ｂの最も低い箇所である外周縁部分に沿ってリング状に均等に分布する。検出対象面が任意の方向に傾くと、収納体１の凸曲面状収納空間１ｂも傾き、（ｄ）に示すように、その傾き方向に偏って磁気応答部材３が分布する。従って、図１の実施例と同様に、傾きに対応する出力信号がコイル部２から得られ、これに基づき傾斜の方向と大きさを検出することができる。
【００１７】
図６は、別の例を示すもので、収納体１の収納空間が凹曲面状の収納空間１ｃからなる例を示す。（ａ）は凹曲面状の収納空間１ｃを有する収納体１の外観略図、（ｂ）は水平状態におけるその断面略図、（ｃ）は水平状態におけるその平面略図、（ｄ）は適宜傾いた状態におけるその平面略図、である。
図６の例では、（ｂ）（ｃ）に示すように、検出対象面が水平のときは、流体状の磁気応答部材３は凹曲面状収納空間１ｃの最も低い箇所である中央部分に集中して分布する。検出対象面が任意の方向に傾くと、収納体１の凹曲面状収納空間１ｃも傾き、（ｄ）に示すように、その傾き方向に偏って磁気応答部材３が分布する。従って、図１の実施例と同様に、傾きに対応する出力信号がコイル部２から得られ、これに基づき傾斜の方向と大きさを検出することができる。
図５，図６の例共、コイル部２は図１（ｄ）と同様の配置で設けるようにしてよい。その場合、各コイルの配置が凸曲面又は凹曲面に沿っていてもよいし、沿っていずに平面的に配置されていてもよい。
【００１８】
各実施例において、１次コイルは、各２次コイル２１〜２４に１対１で対応して設ける必要はなく、２次コイル２１〜２４の全体をカバーしうるように１個のみ又は適宜数だけ設けるようにしてよい。図７は、その一例を示すもので、２次コイル２１〜２４の配置の外側を囲んで１つの１次コイル１５を設けたものである。このように１個の１次コイル１５を設ける場合、２次コイル２１〜２４の配置の内側に設けてもよい。
また、コイル部２におけるコイル数及びその配置は上記実施例に示すものに限らず、様々な設計変更が可能である。例えば、上記実施例のような４極からなるコイル構成に限らず、６極あるいは８極あるいは１２極等、任意である。
また、図１の例のようにリング状の収納空間１ａとする場合は、図８の例に示すように、収納体１’をリング状の収納空間１ａを有するチューブ形状とし、該リングの円周方向にコイル巻き軸が一致するように各コイルをチューブ形状の収納体１’に挿入し、一円周に沿って各極（Ｘ，Ｙ，／Ｘ，／Ｙ）の１次及び２次コイル１１〜１４，２１〜２４が所定のコイル長で順次並ぶように配置してもよい。この場合も、極数は４極（８個のコイル）に限らず、任意である。
次に、図４に示したディジタル位相検出回路４０のいくつかの例について説明する。
【００１９】
図９は、ディジタル位相検出回路４０として、公知のＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを適用した例を示す。コイル部２の２次コイル２１〜２４から出力されるレゾルバタイプの２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔが、それぞれアナログ乗算器３０，３１に入力される。順次位相発生回路３２では位相角φのディジタルデータを発生し、サイン・コサイン発生回路３３から該位相角φに対応するサイン値sinφとコサイン値cosφのアナログ信号を発生する。乗算器３０では、サイン相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのコサイン値cosφを乗算し、「cosφ・sinθ・sinωｔ」を得る。もう一方の乗算器３１では、コサイン相の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのサイン値sinφを乗算し、「sinφ・cosθ・sinωｔ」を得る。引算器３４で、両乗算器３０，３１の出力信号の差を求め、この引算器３４の出力によって順次位相発生回路３２の位相発生動作を次のように制御する。すなわち、順次位相発生回路３２の発生位相角φを最初は０にリセットし、以後順次増加していき、引算器３４の出力が０になったとき増加を停止する。引算器３４の出力が０になるのは、「cosφ・sinθ・sinωｔ」＝「sinφ・cosθ・sinωｔ」が成立したときであり、すなわち、φ＝θが成立し、順次位相発生回路３２から位相角φのディジタルデータが出力交流信号Ａ，Ｂの振幅関数の位相角θのディジタル値に一致している。従って、任意のタイミングで周期的にリセットトリガを与えて順次位相発生回路３２の発生位相角φを０にリセットして、該位相角φのインクリメントを開始し、引算器３４の出力が０になったとき、該インクリメントを停止し、位相角θのディジタルデータを得る。
なお、順次位相発生回路３２をアップダウンカウンタ及びＶＣＯを含んで構成し、引算器３４の出力によってＶＣＯを駆動してアップダウンカウンタのアップ／ダウンカウント動作を制御するようにすることが知られており、その場合は、周期的なリセットトリガは不要である。
【００２０】
温度変化等によってコイル部２の１次及び２次コイルのインピーダンスが変化することにより２次出力交流信号における電気的交流位相ωｔに誤差が生じるが、上記のような位相検出回路においては、sinωｔの位相誤差は自動的に相殺されるので、好都合である。これに対して、従来知られた２相交流信号（例えばsinωｔとcosωｔ）で励磁することにより１相の出力交流信号に電気的位相シフトが生じるようにした方式では、そのような温度変化等に基づく出力位相誤差を除去することができない。
ところで、上記のような従来のＲ−Ｄコンバータからなる位相検出回路は、追従比較方式であるため、φを追従カウントするときのクロック遅れが生じ、応答性が悪い、という問題がある。
そこで、本発明者等は、以下に述べるような新規な位相検出回路を開発したので、これを使用すると好都合である。
【００２１】
図１０は、本発明に係る傾斜検出装置に適用される新規なディジタル位相検出回路４０の一実施形態を示している。
図１０において、検出回路部４１では、カウンタ４２で所定の高速クロックパルスＣＫをカウントし、そのカウント値に基づき励磁信号発生回路４３から励磁用の交流信号（例えばｓｉｎωｔ）を発生し、コイル部２の１次コイル１１〜１５与える。カウンタ４２のモジュロ数は、励磁用の交流信号の１周期に対応しており、説明の便宜上、そのカウント値の０は、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとする。コイル部２の２次コイル２１〜２４から出力される２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔは、検出回路部４１に入力される。
【００２２】
検出回路部４１において、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、検出回路部４１においては加算回路４５と減算回路４６とが設けられており、加算回路４５では、位相シフト回路４４から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔとコイル部１０の２次コイル２１〜２４から出力され第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、通路１ａ内の磁気応答部材３のリニア位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記リニア位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。
【００２３】
加算回路４５及び減算回路４６の出力信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路４７，４８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の振幅値が負から正に変化するゼロクロスつまり０位相を検出する。各回路４７，４８で検出したゼロクロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２として、ラッチ回路４９，５０に入力される。ラッチ回路４９，５０では、カウンタ４２のカウント値を夫々のラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２のタイミングでラッチする。前述のように、カウンタ４２のモジュロ数は励磁用の交流信号の１周期に対応しており、そのカウント値の０は基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとしたので、各ラッチ回路４９，５０にラッチしたデータＤ１，Ｄ２は、それぞれ、基準のサイン信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれに対応している。各ラッチ回路４９，５０の出力は誤差計算回路５１に入力されて、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算が行なわれる。なお、この計算は、実際は、「Ｄ１＋Ｄ２」のバイナリデータの加算結果を１ビット下位にシフトすることで行われるようになっていてよい。
【００２４】
ここで、コイル部２と検出回路部４１間の配線ケーブル長の長短による影響や、コイル部２の各１次及び２次コイルにおいて温度変化等によるインピーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、検出回路部４１における上記各信号は次のように表わされる。
Ａ＝sinθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ａ’＝sinθ・cos（ωｔ±ｄ）
Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ）
Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ）
Ｄ１＝±ｄ＋θ
Ｄ２＝±ｄ−θ
【００２５】
すなわち、各位相ずれ測定データＤ１，Ｄ２は、基準のサイン信号sinωｔを基準位相に使用して位相ずれカウントを行なうので、上記のように位相変動誤差「±ｄ」を含む値が得られてしまう。そこで、誤差計算回路５１において、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算を行なうことにより、

により、位相変動誤差「±ｄ」を算出することができる。
【００２６】
誤差計算回路５１で求められた位相変動誤差「±ｄ」のデータは、減算回路５２に与えられ、一方の位相ずれ測定データＤ１から減算される。すなわち、減算回路５２では、「Ｄ１−（±ｄ）」の減算が行なわれるので、
Ｄ１−（±ｄ）＝±ｄ＋θ−（±ｄ）＝θ
となり、位相変動誤差「±ｄ」を除去した正しい検出位相差θを示すディジタルデータが得られる。このように、本発明によれば、位相変動誤差「±ｄ」が相殺されて、正しい位相差θのみが抽出されることが理解できる。
【００２７】
この点を図１１を用いて更に説明する。図１１においては、位相測定の基準となるサイン信号sinωｔと前記第１及び第２の交流信号Ｙ１，Ｙ２の０位相付近の波形を示しており、同図（ａ）は位相変動誤差がプラス（＋ｄ）の場合、（ｂ）はマイナスの場合（−ｄ）を示す。同図（ａ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ＋ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ＋ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、

により、位相変動誤差「＋ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（＋ｄ）＝＋ｄ＋θ−（＋ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
【００２８】
図１１（ｂ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ−ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ−ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ−ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ−ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、

により、位相変動誤差「−ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（−ｄ）＝−ｄ＋θ−（−ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
なお、減算回路５２では。「Ｄ２−（±ｄ）」の減算を行なうようにしてもよく、原理的には上記と同様に正しい位相差θを反映するデータ（−θ）が得られることが理解できるであろう。
【００２９】
また、図１１からも理解できるように、第１の信号Ｙ１と第２の信号Ｙ２との間の電気的位相差は２θであり、常に、両者における位相変動誤差「±ｄ」を相殺した正確な位相差θの２倍値を示していることになる。従って、図１０におけるラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１及び減算回路５２等を含む回路部分の構成を、信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相差２θをダイレクトに求めるための構成に適宜変更するようにしてもよい。例えば、ゼロクロス検出回路４７から出力される第１の信号Ｙ１の０位相に対応するパルスＬＰ１の発生時点から、ゼロクロス検出回路４８から出力される第２の信号Ｙ２の０位相に対応するパルスＬＰ２の発生時点までの間を適宜の手段でゲートし、このゲート期間をカウントすることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺した、電気的位相差（２θ）に対応するディジタルデータを得ることができ、これを１ビット下位にシフトすれば、θに対応するデータが得られる。
【００３０】
ところで、上記実施例では、＋θをラッチするためのラッチ回路４９と、−θをラッチするためのラッチ回路５０とでは、同じカウンタ４２の出力をラッチするようにしており、ラッチしたデータの正負符号については特に言及していない。しかし、データの正負符号については、本発明の趣旨に沿うように、適宜の設計的処理を施せばよい。例えば、カウンタ４２のモジュロ数が４０９６（１０進数表示）であるとすると、そのディジタルカウント０〜４０９５を０度〜３６０度の位相角度に対応させて適宜に演算処理を行なうようにすればよい。最も単純な設計例は、カウンタ４２のカウント出力の最上位ビットを符号ビットとし、ディジタルカウント０〜２０４７を＋０度〜＋１８０度に対応させ、ディジタルカウント２０４８〜４０９５を−１８０度〜−０度に対応させて、演算処理を行なうようにしてもよい。あるいは、別の例として、ラッチ回路５０の入力データ又は出力データを２の補数に変換することにより、ディジタルカウント４０９５〜０を−３６０度〜−０度の負の角度データ表現に対応させるようにしてもよい。
【００３１】
ところで、傾斜が静止状態のときは特に問題ないのであるが、検出対象傾斜が時間的に変化するときは、それに対応する位相角θも時間的に変動することになる。その場合、加算回路４５及び減算回路４６の各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ量θが一定値ではなく、移動速度に対応して時間的に変化する動特性を示すものとなり、これをθ(t)で示すと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は、
Ｙ１＝sin｛ωｔ±ｄ＋θ(t)｝
Ｙ２＝sin｛ωｔ±ｄ−θ(t)｝
となる。すなわち、基準信号sinωｔの周波数に対して、進相の出力信号Ｙ１は＋θ(t)に応じて周波数が高くなる方向に周波数遷移し、遅相の出力信号Ｙ２は−θ(t)に応じて周波数が低くなる方向に周波数遷移する。このような動特性の下においては、基準信号sinωｔの１周期毎に各信号Ｙ１，Ｙ２の周期が互いに逆方向に次々に遷移していくので、各ラッチ回路４９，５０における各ラッチデータＤ１，Ｄ２の計測時間基準が異なってくることになり、両データＤ１，Ｄ２を単純に回路５１，５２で演算するだけでは、正確な位相変動誤差「±ｄ」を得ることができない。
【００３２】
このような問題を回避するための最も簡単な方法は、図１０の構成において、検出傾斜が時間的に動いているときの出力を無視し、静止状態のときの出力のみを用いて、静止状態が得られた時の位相角θを測定するように装置の機能を限定することである。すなわち、そのような限定された目的のために本発明を実施するようにしてもよいものである。
しかし、検出対象傾斜が時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象傾斜に対応する位相角θを正確に検出できるようにすることが望ましい。そこで、上記のような問題点を解決するために、検出対象傾斜が時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象傾斜に対応する位相角θを検出できるようにした改善策について図１２を参照して説明する。
【００３３】
図１２は、図１０の検出回路部４１における誤差計算回路５１と減算回路５２の部分の変更例を抽出して示しており、他の図示していない部分の構成は図１０と同様であってよい。検出対象傾斜が時間的に変化している場合における該傾斜方向に対応する位相角θを、＋θ（ｔ）および−θ（ｔ）で表わすと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は前記のように表わせる。そして、夫々に対応してラッチ回路４９，５０で得られる位相ずれ測定値データＤ１，Ｄ２は、
Ｄ１＝±ｄ＋θ(t)
Ｄ２＝±ｄ−θ(t)
となる。
この場合、±ｄ＋θ(t) は、θの時間的変化に応じて、プラス方向に０度から３６０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。また、±ｄ−θ(t) は、θの時間的変化に応じて、マイナス方向に３６０度から０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。従って、±ｄ＋θ(t) ≠ ±ｄ−θ(t) のときもあるが、両者の変化が交差するときもあり、そのときは±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立する。このように、±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立するときは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相が一致しており、かつ、夫々のゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが一致していることになる。
【００３４】
図１２において、一致検出回路５３は、各出力信号Ｙ１，Ｙ２ののゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが、一致したことを検出し、この検出に応答して一致検出パルスＥＱＰを発生する。一方、時変動判定回路５４では、適宜の手段により（例えば一方の位相差測定データＤ１の値の時間的変化の有無を検出する等の手段により）、検出対象傾斜が時間的に変化するモードであることを判定し、この判定に応じて時変動モード信号ＴＭを出力する。
誤差計算回路５１と減算回路５２との間にセレクタ５５が設けられており、上記時変動モード信号ＴＭが発生されていないとき、つまりＴＭ＝“０”すなわち検出対象傾斜が時間的に変化していないとき、セレクタ入力Ｂに加わる誤差計算回路５１の出力を選択して減算回路５２に入力する。このようにセレクタ５５の入力Ｂが選択されているときの図１２の回路は、図１０の回路と等価的に動作する。すなわち、検出対象が静止しているときは、誤差計算回路５１の出力データがセレクタ５５の入力Ｂを介して減算回路５２に直接的に与えられ、図１０の回路と同様に動作する。
【００３５】
一方、上記時変動モード信号ＴＭが発生されているとき、つまりＴＭ＝“１”すなわち検出対象が時間的に変化しているときは、セレクタ５５の入力Ａに加わるラッチ回路５６の出力を選択して減算回路５２に入力する。上記時変動モード信号ＴＭが“１”で、かつ前記一致検出パルスＥＱＰが発生されたとき、アンドゲート５７の条件が成立して、該一致検出パルスＥＱＰに応答するパルスがアンドゲート５７から出力され、ラッチ回路５６に対してラッチ命令を与える。ラッチ回路５６は、このラッチ命令に応じてカウンタ４２の出力カウントデータをラッチする。ここで、一致検出パルスＥＱＰが生じるときは、カウンタ４２の出力をラッチ回路４９，５０に同時にラッチすることになるので、Ｄ１＝Ｄ２であり、ラッチ回路５６にラッチするデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当している。
【００３６】
また、一致検出パルスＥＱＰは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２のゼロクロス検出タイミングが一致したとき、すなわち「±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t)」が成立したとき、発生されるので、これに応答してラッチ回路５６にラッチされるデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当しているが故に、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２
と等価である。このことは、

であることを意味し、ラッチ回路５６にラッチされたデータは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示しているものであることを意味する。
【００３７】
こうして、検出対象が時間的に変動しているときは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示すデータが一致検出パルスＥＱＰに応じてラッチ回路５６にラッチされ、このラッチ回路５６の出力データがセレクタ５５の入力Ａを介して減算回路５２に与えられる。従って、減算回路５２では、位相変動誤差「±ｄ」を除去した検出対象傾斜方向に正確に応答するデータθ（時間的に変動する場合はθ(t) ）を得ることができる。
なお、図１２において、アンドゲート５７を省略して、一致検出パルスＥＱＰを直接的にラッチ回路５６のラッチ制御入力に与えるようにしてもよい。
また、ラッチ回路５６には、カウンタ４２の出力カウントデータに限らず、図１０で破線で示すように誤差計算回路５１の出力データ「±ｄ」をラッチするようにしてもよい。その場合は、一致検出パルスＥＱＰの発生タイミングに対して、それに対応する誤差計算回路５１の出力データの出力タイミングが、ラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１の回路動作遅れの故に、幾分遅れるので、適宜の時間遅れ調整を行なった上で、誤差計算回路５１の出力をラッチ回路５６にラッチするようにするとよい。
また、動特性のみを考慮して検出回路部４１を構成する場合は、図１２の回路５１及びセレクタ５５と図１０の一方のラッチ回路４９又は５０を省略してもよいことが、理解できるであろう。
【００３８】
図１３は、位相変動誤差「±ｄ」を相殺することができる位相差検出演算法についての別の実施例を示す。
コイル部２の２次コイル２１〜２４から出力されるレゾルバタイプの前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、検出回路部６０に入力され、図１０の例と同様に、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる電気的交流信号Ｙ２が得られる。減算回路４６の出力信号Ｙ２はゼロクロス検出回路４８に入力され、ゼロクロス検出に応じてラッチパルスＬＰ２が出力され、ラッチ回路５０に入力される。
【００３９】
図１３の実施例が図１０の実施例と異なる点は、検出対象に対応する電気的位相ずれを含む交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）から、その位相ずれ量θを測定する際の基準位相が相違している点である。図１０の例では、位相ずれ量θを測定する際の基準位相は、基準のサイン信号sinωｔの０位相であり、これは、傾斜計１０のコイル部２に入力されるものではないので、温度変化等によるコイルインピーダンス変化やその他の各種要因に基づく位相変動誤差「±ｄ」を含んでいないものである。そのために、図１０の例では、２つの交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）及びＹ２＝sin（ωｔ−θ）を形成し、その電気的位相差を求めることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺するようにしている。これに対して、図１３の実施例では、コイル部２から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂを基にして、位相ずれ量θを測定する際の基準位相を形成し、該基準位相そのものが上記位相変動誤差「±ｄ」を含むようにすることにより、上記位相変動誤差「±ｄ」を排除するようにしている。
【００４０】
すなわち、検出回路部６０において、コイル部２から出力された前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂがゼロクロス検出回路６１，６２に夫々入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。なお、ゼロクロス検出回路６１，６２は、入力信号Ａ，Ｂの振幅値が負から正に変化するゼロクロス（いわば０位相）と正から負に変化するゼロクロス（いわば１８０度位相）のどちらにでも応答してゼロクロス検出パルスを出力するものとする。これは信号Ａ，Ｂの振幅の正負極性を決定するsinθとcosθがθの値に応じて任意に正又は負となるため、両者の合成に基づき３６０度毎のゼロクロスを検出するためには、まず１８０度毎のゼロクロスを検出する必要があるためである。両ゼロクロス検出回路６１，６２から出力されるゼロクロス検出パルスがオア回路６３でオア合成され、該オア回路６３の出力が適宜の１／２分周パルス回路６４（例えばＴ−フリップフロップのような１／２分周回路とパルス出力用アンドゲートを含む）に入力されて、１つおきに該ゼロクロス検出パルスが取り出され、３６０度毎のゼロクロスすなわち０位相のみに対応するゼロクロス検出パルスが基準位相信号パルスＲＰとして出力される。この基準位相信号パルスＲＰは、カウンタ６５のリセット入力に与えられる。カウンタ６５は所定のクロックパルスＣＫを絶えずカウントするものであるが、そのカウント値が、前記基準位相信号パルスＲＰに応じて繰返し０にリセットされる。このカウンタ６５の出力がラッチ回路５０に入力され、前記ラッチパルスＬＰ２の発生タイミングで、該カウント値が該ラッチ回路５０にラッチされる。ラッチ回路５０にラッチしたデータＤが、検出対象に対応した位相差θの測定データとして出力される。
【００４１】
コイル部２から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、それぞれ、Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔ、であり、電気的位相は同相である。従って、同じタイミングでゼロクロスが検出されるはずであるが、振幅係数がサイン関数sinθ及びコサイン関数cosθで変動するので、どちらかの振幅レベルが０か又は０に近くなる場合があり、そのような場合は、一方については、事実上、ゼロクロスを検出することができない。そこで、この実施例では、２つの交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔのそれぞれについてゼロクロス検出処理を行ない、両者のゼロクロス検出出力をオア合成することにより、どちらか一方が振幅レベル小によってゼロクロス検出不能であっても、他方の振幅レベル大の方のゼロクロス検出出力信号を利用できるようにしたことを特徴としている。
【００４２】
図１３の例の場合、コイル部２のコイルインピーダンス変化等による位相変動誤差が、例えば「−ｄ」であるとすると、減算回路４６から出力される交流信号Ｙ２は、図１４の（ａ）に示すように、Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）となる。この場合、コイル部２の出力信号Ａ，Ｂは、位相角θに応じた振幅値sinθ及びcosθを夫々持ち、図１４の（ｂ）に例示するように、Ａ＝sinθ・sin（ωｔ−ｄ）、Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ−ｄ）、というように位相変動誤差分を含んでいる。従って、このゼロクロス検出に基づいて図１４の（ｃ）のようなタイミングで得られる基準位相信号パルスＲＰは、本来の基準のサイン信号sinωｔの０位相から位相変動誤差−ｄだけずれたものである。従って、この基準位相信号パルスＲＰを基準として、減算回路４６の出力交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）の位相ずれ量を測定すれば、位相変動誤差−ｄを除去した正確な値θが得られることになる。
【００４３】
なお、コイル部２の配線長等の装置条件が定まると、そのインピーダンス変化は主に温度に依存することになる。そうすると、上記位相変動誤差±ｄは、この傾斜検出装置が配備された周辺環境の温度を示すデータに相当する。従って、図１０の実施例のような位相変動誤差±ｄを演算する回路５１を有するものにおいては、そこで求めた位相変動誤差±ｄのデータを温度検出データとして適宜出力することができる。従って、そのような本発明の構成によれば、１つの傾斜検出装置によって検出対象の傾斜を検出することができるのみならず、該傾斜検出装置の周辺環境の温度を示すデータをも得ることができる、という優れた効果を有するものである。勿論、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や配線ケーブル長の長短の影響を受けることなく、検出対象の傾斜に応答した高精度の検出が可能となる、という優れた効果をも奏するものである。また、図１０や図図１２，図１３の例は、交流信号における位相差を測定する方式であるため、図９のような検出法に比べて、高速応答性にも優れた検出を行なうことができる、という優れた効果を奏する。
【００４４】
なお、上記各実施例において、コイル部２と磁気応答部材３による検出原理を、公知の位相シフトタイプ位置検出原理によって構成してもよい。例えば、図４に示されたコイル部２において、１次コイルと２次コイルの関係を逆にして、サイン相のコイル２１とマイナス・サイン相のコイル２３を互いに逆相のサイン信号ｓｉｎωｔ，−ｓｉｎωｔによって励磁し、コサイン相のコイル２２とマイナス・コサイン相のコイル２４を互いに逆相のコサイン信号ｃｏｓωｔ，−ｃｏｓωｔによって励磁し、コイル１１〜１４から検出対象傾斜に応じた電気的位相シフトθを含む出力信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）を得るようにしてもよい。
また、コイル部２と磁気応答部材３による検出原理を、公知の差動トランス型の位置検出原理に基づいてアナログ検出出力を得るように構成してもよいことは前述の通りである。
【００４５】
あるいは、上記各実施例において、コイル部２の構成として、１次コイルと２次コイルの対を含むように構成せずに、１つのコイルのみによって構成し、該１つのコイルを所定の交流信号によって定電圧駆動し、該コイルへの磁性体（磁気応答部材３）の侵入量に応じて生じるインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することにより、傾斜検出データを得るようにしてもよい。その場合、該電流変化に応答する出力信号の振幅変化を測定する方法、あるいは該電流変化に応答するコイル各端部での出力信号間の位相変化を測定する方法などによって所要の測定を行うことができる。
また、上記各実施例において、検出データの出力形式は、ディジタルアブソリュートデータまたはアナログ電圧データ等に限らず、インクリメンタルパルスデータあるいはアブソリュート値を周波数変換した繰り返しパルス信号など、利用目的に応じて適宜の形式としてよい。
【００４６】
【発明の効果】
以上の通り、本発明によれば、１つの傾斜検出装置によって多方向の傾斜検出（傾斜方向と傾斜量の検出）ができる新規な多方向傾斜検出装置を提供することができる。また、誘導型であるため、構造的に非接触であり、構成が簡単かつ安価に製造することができ、かつ劣悪な環境下での使用にも耐えうる、という優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る多方向傾斜検出装置の一実施例を示す図。
【図２】 図１における収納空間内に収納された流動性磁気応答部材の傾斜時の状態を略示する図。
【図３】 図１におけるコイル部の構成例を示す回路図。
【図４】 図１におけるコイル部の別の構成例を示す回路図。
【図５】 本発明に係る多方向傾斜検出装置の別の実施例を示す図であって、収納体内の収納空間の変更例を示すもの。
【図６】 本発明に係る多方向傾斜検出装置の更に別の実施例を示す図であって、収納体内の収納空間の別の変更例を示すもの。
【図７】 図１に示されたコイル部の変更例を示す図。
【図８】 図１に示された収納体とコイル部の別の変更例を示す図。
【図９】 本発明に係る傾斜検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の一例を示すブロック図。
【図１０】 本発明に係る傾斜検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の別の例を示すブロック図。
【図１１】 図１０の動作説明図。
【図１２】 図１０の回路に付加される変更例を示すブロック図。
【図１３】 本発明に係る傾斜検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の更に別の例を示すブロック図。
【図１４】 図１３の動作説明図。
【符号の説明】
１ 収納体
１ａ，１ｂ，１ｃ 収納空間
２ コイル部
１１〜１５ １次コイル
２１〜２４ ２次コイル
３ 流動性の磁気応答部材
２７，２８ 判定処理回路
４０ ディジタル位相検出回路

Claims (2)

1. リング状の収納空間を有する収納体であって、該収納空間のリングが検出対象面に平行となるように該検出対象面に設置されるものと、
   前記収納空間内にて重力に従って移動自在に収納された流動性の磁気応答部材と、
   前記収納体において前記収納空間に対応して配置されたコイル部と
   を具え、前記検出対象面の任意の方向の傾きに応じて前記磁気応答部材が前記リング状の収納空間を移動し、該収納空間における前記磁気応答部材の分布に応答する出力信号を前記コイル部から生成し、これにより前記傾きを検出する多方向傾斜検出装置であって、
   前記コイル部は、前記収納空間のリングに沿って等間隔で配置された４つのコイルを含み、そのうち、リング中心に対して１８０度反対側に隔てられている２つのコイルにより第１のコイルグループを構成し、別の１８０度反対側に隔てられている２つのコイルにより第２のコイルグループを構成し、各コイルを所定の交流信号で励磁し、各コイルグループ内の２つのコイルの出力を差動合成して各グループ毎の出力交流信号をそれぞれ生成し、これにより、前記リング状の収納空間を移動する前記磁気応答部材の相対的位置に応じて、前記第１のコイルグループは、Ｘ軸座標又はサイン相の振幅関数特性を示す第１の出力交流信号を生じ、また、前記第２のコイルグループは、Ｙ軸座標又はコサイン相の振幅関数特性を示す第２の出力交流信号を生じ、
   更に、各コイルグループにおける各コイルは前記交流信号によって励磁される１次コイルのみからなり、該各１次コイルに対する前記磁気応答部材の位置に応じたインダクタンス変化に基づく振幅変化を示す出力電圧信号を該各１次コイルから取り出し、これに基づき前記第１及び第２のコイルグループから前記第１の出力交流信号と前記第２の出力交流信号がそれぞれ生成され、
   更に、前記第１及び第２の出力交流信号に基づき前記リング中心を中心とする極座標の偏角成分を求めると共に、該第１及び第２の出力交流信号又は前記各１次コイルの出力電圧信号に基づき該極座標の動径成分を求める手段を具備し、
   該偏角成分と動径成分により前記検出対象面の傾斜の方向と角度に応じた情報を得ることで、多方向傾斜を検出することを特徴とする多方向傾斜検出装置。
2. 曲面状の収納空間を有する収納体であって、該収納空間の曲面が検出対象面に対面するように該検出対象面に設置されるものと、
   前記収納空間内にて重力に従って移動自在に収納された流動性の磁気応答部材と、
   前記収納体において前記収納空間に対応して配置されたコイル部と
   を具え、前記検出対象面の任意の方向の傾きに応じて前記磁気応答部材が前記曲面状の収納空間を移動し、該収納空間における前記磁気応答部材の分布に応答する出力信号を前記コイル部から生成し、これにより前記傾きを検出する多方向傾斜検出装置であって、
   前記コイル部は、前記収納空間の曲面の円周方向に沿って等間隔で配置された４つのコイルを含み、そのうち、該曲面の円周中心に対して１８０度反対側に隔てられている２つのコイルにより第１のコイルグループを構成し、別の１８０度反対側に隔てられている２つのコイルにより第２のコイルグループを構成し、各コイルを所定の交流信号で励磁し、各コイルグループ内の２つのコイルの出力を差動合成して各グループ毎の出力交流信号をそれぞれ生成し、これにより、前記曲面の収納空間を移動する前記磁気応答部材の相対的位置に応じて、前記第１のコイルグループは、Ｘ軸座標又はサイン相の振幅関数特性を示す第１の出力交流信号を生じ、また、前記第２のコイルグループは、Ｙ軸座標又はコサイン相の振幅関数特性を示す第２の出力交流信号を生じ、
   更に、各コイルグループにおける各コイルは前記交流信号によって励磁される１次コイルのみからなり、該各１次コイルに対する前記磁気応答部材の位置に応じたインダクタンス変化に基づく振幅変化を示す出力電圧信号を該各１次コイルから取り出し、これに基づき前記第１及び第２のコイルグループから前記第１の出力交流信号と前記第２の出力交流信号がそれぞれ生成され、
   更に、前記第１及び第２の出力交流信号に基づき前記曲面の円周中心を中心とする極座標の偏角成分を求めると共に、該第１及び第２の出力交流信号又は前記各１次コイルの出力 電圧信号に基づき該極座標の動径成分を求める手段を具備し、
   該偏角成分と動径成分により前記検出対象面の傾斜の方向と角度に応じた情報を得ることで、多方向傾斜を検出することを特徴とする多方向傾斜検出装置。

Images