JP4120775B2 - Vector control method and apparatus for AC motor - Google Patents

Description

相３相変換器４ｂへ送る。４ｂでは、２相信号を３相電圧指令値に変換し、電力変換器２への指令値として出力する。電力変換器２は、指令値に応じた電力を発生し、交流電動機１ａへ印加しこれを駆動する。
【００１１】

また、速度制御器８への入力信号の１つである回転子速度の推定値は、ベクトル位置推定器１０の出力をある種の微分処理をして得ている。
【００１２】
図１３は、回転する高周波電圧ベクトル印加のための高周波電圧指令器９の代表的１構成例を示したものである。先ず、一定の高周波角周波数ω_ｈを位相積分器９ａへ入力し、高周波電圧ベクトルの位相θ_ｈを決定する。位相積分器９ａの出力たる高周波位相θ_ｈは基本的には高周波角周波数ω_ｈの積分値であるが、位相

位相は余弦正弦信号発生器９ｂへ入力され、９ｂはその余弦・正弦値ｕ（θ_ｈ）を発生する。余弦・正弦値は所要の電圧レベルを得るべく一定のゲインＫ_ｈで増幅さ

圧指令器９から出力されている。図１３に明示されているように、高周波電圧指

と位相積分器９ａからの余弦・正弦値ｕ（θ_ｈ）とを出力している。なお、ｕ（θ_ｈ）は次の（１）式に示したように、余弦・正弦関数からなる２ｘ１単位ベクトルとして定義されている。
【数１】

【００１３】
次に、回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器１０を説明する。図１４は、該文献２を参考に、従来の鏡相形ベクトル制御法におけるベクトル位置推定器１０の代表的内部構造の例を示したものである。ベクトル位置推定器１０は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａ、余弦正弦生成器１０ｂ、ベクトル回転器１０ｃから構成されている。
【００１４】
図１５（ａ）は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの代表的な１構成例を示したものである。本例では、高周波電流ベクトルを含んだ固定子電流ベクトルｉ_１と高周波電圧指令器９からの高周波角周波数ω_ｈとを入力信号として利用し、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルを検出し出力している。本例における同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａは、可変特性多変数フィルタの１種である２個のＤ因子フィルタＦ（Ｄ）１０ａ−１、１０ａ−２を主要素として構成されており、符号反転した高周波角周波数−ω_ｈを入力とする１０ａ−１が高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉを、符号反転のない高周波角周波数ω_ｈを入力とする１０ａ−２が高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍを検出し出力している。
【００１５】
図１５（ｂ）は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの第２構成例である。第２構成例では、固定子電流ベクトル、高周波電圧ベクトルの高周波角周波数、同ベクトルの位相の正弦・余弦値が入力され、同相電流ベクトルの正規化推定値と鏡相電流ベクトルの検出値が出力されている。高周波角周波数と同位相は、高周波電圧指令器９からのものが利用されている。
【００１６】
Ｄ因子フィルタの諸特性及び実現法等に関しては、文献３（新中新二、三相信号処理のための可変特性多変数フィルタの提案、ベクトル回転器同伴フィルタ効果の簡易生成、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１２１−Ｄ、Ｎｏ．２、ｐｐ．２５３−２６０、平成１３年２月）に既に詳しく説明されているので、ここでの説明は省略する。また、Ｄ因子フィルタと等価なフィルタリング効果は、ベクトル回転器同伴フィルタによっても得られることが該文献３に示されている。したがって、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａを構成するＤ因子フィルタをベクトル回転器同伴フィルタで単純置換しても、同様に高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍを検出することができる。なお、図１５（ｂ）におけるＪは次の（２）式で定義された２ｘ２交代行列である。
【数２】

【００１７】
図１６は、ベクトル位置推定器１０における主要な構成要素である余弦正弦生成器１０ｂの１構成例を示したものである。同図における１０ｂ−１は２倍角余弦正弦生成器であり、１０ｂ−２は中間角余弦正弦生成器である。また、１０ｂ−３は、中間角余弦正弦生成器での決定法選択に利用される選定信号を生成するための判定器である。
【００１８】
２倍角余弦正弦生成器１０ｂ−１は、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉ、高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍあるいはそれらの推定値を入力として受け取り、両ベクトルの中間角θ_ｄｑの２倍角２θ_ｄｑの余弦・正弦値ｕ（２θ_ｄｑ）あるいはその推定値を決定し、出力している。このときの決定処理は、次の（３）式に従って遂行されている。
【数３】

【００１９】
（３）式が明示しているように、２倍角余弦正弦生成器１０ｂ−１での処理では、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルの、あるいはこれらの推定値の正規化が必要である。当業者には周知のように、ベクトルの正規化にはベクトルのノルム算定が必要であり、ノルム算定には平方根解法処理が必要とされる。
【００２０】
中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２は、２倍角余弦正弦生成器１０ｂ−１によって出力された２倍角２θ_ｄｑの余弦正弦値あるいはその推定値を入力として受け取り、これを用いて中間角θ_ｄｑの余弦・正弦値ｕ（θ_ｄｑ）あるいはその推定値を決定し出力している。中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２には、例えば、下の（４）−（７）式に示すような４種の決定方法が用意されており、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさに応じて、この４種の決定方法のいずれか１つが選定されるようになっている。
【数４】

【数５】

【数６】

【数７】

【００２１】
（４）−（７）式が明示しているように、中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２での処理でも、平方根解法処理が必要とされる。
【００２２】
判定器１０ｂ−３は、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさを定め、上述の決定法を選定する役割に担っている。すなわち、中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２における処理において、（４）−（７）式の中から何れの１つを利用するかを判定する役割を担っている。
【００２３】
図１２におけるベクトル位置推定器１０が回転ｄｑ座標系上で構成されていることより明白なように、余弦正弦推定器１０ｂは回転ｄｑ座標系上での回転子位置θ_ｄｑを出力する。一方ベクトル回転器５ａ、５ｂで必要とされるのは、固定αβ座標系上で評価された回転子位置θである。２つの座標系上の変換処理を行うものが、ベクトル回転器１０ｃである。
【００２４】
ベクトル位置推定器１０の処理はすべてディジタル的に行うものとして、ｋ時点での余弦正弦生成器１０ｂの出力を、ｕ（θ_ｄｑ）とする。一方、ｋ時点でのベクトル位置推定器１０の最終出力をｕ（θ（ｋ））とする。ｕ（θ（ｋ））はｕ（θ_ｄｑ）の座標変換値として、次の（８）式の処理により得られている。
【数８】

このとき、ベクトル回転器Ｒ（θ）は次の（９）式のように定義されている。
【数９】

【００２５】
ベクトル位置推定器１０の最終処理ブロックである１０ｃでは（８）式の処理が行われ、（８）式左辺として生成されたｕ（θ（ｋ））がベクトル位置推定器１０より最終的に出力されている。本単位ベクトルｕ（θ（ｋ））はベクトル回転器５ａ、５ｂへ送られ、ベクトル回転器駆動用信号として利用されている。
【００２６】
ベクトル位置推定器１０が出力したｕ（θ（ｋ））は、速度推定器１１にも送られる。回転子速度は、回転子位置と微分積分の関係にある。速度推定器１１では、回転子位置の微分値として速度を推定している。具体的には、微分を差分近似した次の（１０）式の関係に従がい、回転子位置の余弦・正弦値から直接的に速度を推定している。
【数１０】

【００２７】
図１２の例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８、速度推定器１１は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
以上、永久磁石形同期電動機を対象に、従来の鏡相形ベクトル制御法を説明した。本説明より明白なように、鏡相形ベクトル制御法の中核は、ベクトル位置推定器１０およびこれに付随した速度推定器１１にある。しかし、従来の鏡相形ベクトル制御法におけるベクトル位置推定器等は、以下の１）−３）に示す課題を有していた。
【００２９】
１）（８）式が明示しているように、空間座標ｕ（θ（ｋ−１））に存在する（ｋ−１）時点での回転ｄｑ座標系上で推定した回転子位置ｕ（θ_ｄｑ）を、直接取込む形で、ｋ時点での回転ｄｑ座標系の位置となるｕ（θ（ｋ））を決定している。この直接取り込みのために、固定子電流に含まれる雑音レベルが高い場合には、推定値ｕ（θ_ｄｑ）、ｕ（θ（ｋ））が振動を起し、ひいては、鏡相形ベクトル制御系の全系が振動的になることがあった。
【００３０】
２）ベクトル位置推定器１０の主要構成要素である余弦正弦生成器１０ｂでは、平方根の解法が数回要求される。平方根の解法は、繰返し演算として遂行されるため、加算、乗算処理に比較し、一般に、要求される演算量が著しく大きく、しかも初期値如何により所要の演算量も変化する。ベクトル位置推定器１０における処理は、基本的に、ディジタル的に遂行することを前提としている。ベクトル位置推定器を含む鏡相形ベクトル制御系における全処理は、限られた制御周期内に完全に完了しなければならない。完了し得ない場合には、制御系がハングアップしてしまうこともある。このため、従来の鏡相形ベクトル制御法を実現し鏡相形ベクトル制御装置を得るには、相当高速のマイクロプロセッサー、ＤＳＰ等の演算素子が必要であった。
【００３１】
３）従来の鏡相形ベクトル制御は、（１０）式が明示しているように、実質的に、先ず回転子の位置を推定し、次にこの近似微分値として回転子速度を得るものであった。このため、回転子位置推定値ｕ（θ（ｋ））がノイズ等の影響により振動する場合には、その近似微分処理に関連して回転子速度の推定値が大きく狂うことがあった。
【００３２】
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧の印加に対し突極特性を示す、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機を含む交流電動機に対し、上記諸課題を克服し、性能、有用性を一段と高めたセンサレスベクトル制御方法及び装置を提供することにある。より具体的には、交流電動機のための上記諸課題を克服した新しい鏡相形ベクトル制御法と同装置を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御工程と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加工程と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定工程とを有する交流電動機のベクトル制御方法であって、該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、該フェーズロックドループの位相出力を該中間角の推定値とするように、該位置決定工程を構成することを特徴とする。
【００３４】
請求項２の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該位相偏差近似値を、位相偏差またはこの２倍値の、正接値または正弦値を利用して生成することを特徴とする。
【００３５】
請求項３の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該中間角推定値となる該位相出力を積分処理して生成するように該フェーズロックドループを構成することを特徴とする。
【００３６】
請求項４の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御手段と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加手段と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定手段とを有する交流電動機のベクトル制御装置であって、該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とし、位相出力を該中間角の推定値とするフェーズロックドループ手段を、該位置決定手段が有するようにしたことを特徴とする。
【００３７】
次に本発明の作用について説明する。本発明は、従来の鏡相形ベクトル制御法及び同装置の有する諸課題を解決する、新たな鏡相形ベクトル制御法及び同装置を提供するものである。
【００３８】
従来及び本発明による鏡相形ベクトル制御法の共通点の第１は、回転する高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子逆突極位置として決定する位置決定工程を有する点にある。また、従来及び本発明による鏡相形ベクトル制御法における共通点の第２は、位置決定工程における、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値の生成法である。これらの共通点は、従来の鏡相形ベクトル制御法及び同装置を通じ既に公知である。共通点の公知性を考慮し、以降では、本発明の核心である、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれらの推定値を用いた回転子位置推定法等の作用を説明する。
【００３９】
先ず、請求項１及び請求項４の本発明による作用を説明する。固定αβ座標系上で評価した回転子位置（位相）の真値をθとし、同じく固定αβ座標系上で評

既知であるとして、図１に示したフィードバックループを考える。図１の１／ｓ要素１０ｄ−３は積分処理を行う位相積分器であり、Ｃ_ＰＬＬ（ｓ）１０ｄ−２はフィードバックループを安定化するための位相制御器である。フィードバックループが

されて生成されているので、同図に明示しているように、積分処理前の信号は電

【００４０】
上記フィードバックループのための位相制御器Ｃ_ＰＬＬ（ｓ）は、位相積分器１０ｄ−３を制御対象と見立てて設計すればよい。すなわち、位相制御器は、最も簡単な制御対象を扱うものでよく、当業者には周知のように、容易に設計される。一般には、位相制御器Ｃ_ＰＬＬ（ｓ）は次の（１１）式のように有理多項式として記述されるが、
【数１１】

簡単には、産業界で多用されている次の（１２）式のＰＩ制御器でよい。
【数１２】

【００４１】
当業者には周知のように、フィードバックループを構成する場合には、ループ

ができる。これより理解されるように、本フィードバックループは、フェーズロックドループとなっている。
【００４２】

理解されるように、位置真値θ、あるいは位置真値と位置推定値の偏差である位

位置真値θを入手できない。しかし、位相偏差は、高周波電流を適切に処理することにより得ることができる。ひいては、フェーズロックドループを正常に動作

【００４３】
本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて、上記位置偏差を直接生成しようとするものである。簡明のため、以降では、従来の鏡相ベクトル制御法に示されている方法などで（例えば、図１５を用い紹介した同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａで）、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍとが既に得られているとして、本発明の作用を続けて説明する。
【００４４】

。偏差の性質上、位相偏差は、固定αβ座標系上で評価しても、回転ｄｑ座標系上で評価しても不変である。特に、図２に示すように、回転ｄｑ座標系の基軸（

た場合には、回転ｄｑ座標系上で回転子位置は、固定αβ座標系上の位相偏差そのものとなる。すなわち、回転ｄｑ座標系上から見た回転子位置を従来同様θ_ｄｑと表現すると、次の（１３）式が成立する。
【数１３】

【００４５】
θ_ｄｑの２倍角２θ_ｄｑの余弦、正弦値ｕ（２θ_ｄｑ）と、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍとは、（３）式と同様の次の関係を有する。
【数１４】

【００４６】
位相偏差θ_ｄｑは、（１４）式より理解されるように、（１５）式のように決定することができる。
【数１５】

（１５）式左辺の評価に必要な右辺のＣ_２ｐ、Ｓ_２ｐは、（１４）式第１式に示した簡単な積和演算により、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍとから直接的に得られる。当然のことながら、（１５）式左辺の評価に際し、これら高周波電流ベクトルはその推定値で置換して差し支えない。
【００４７】
位相偏差θ_ｄｑの余弦正弦値に比例した比例値は、次の（１６）、（１７）式に示した高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルの加算あるいは減算を中心とした簡単な演算処理を通じ直接的に得ることも可能である。
【数１６】

【数１７】

（１６）、（１７）式におけるＬ_ｉ、Ｌ_ｍは、該文献２に定義されているように、突極特性に関係した電動機固有のインダクタンスである。
【００４８】
位相偏差θ_ｄｑは、（１６）、（１７）式のＣ_１ｐ、Ｓ_１ｐを用いて、（１８）式のように決定することも可能である。
【数１８】

（１８）式右辺のＣ_１ｐ、Ｓ_１ｐは、（１６）式第１式あるいは（１７）式第１式に示した簡単な積和演算により、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍとから直接的に得られたものである。当然のことながら、Ｃ_１ｐ、Ｓ_１ｐの評価に際し、これら高周波電流ベクトルは、その推定値で置換して差し支えない。
【００４９】
請求項１及び請求項４の本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、フェーズロックドループの位相出力を両ベクトルの中間角の推定値、すなわち回転子位置推定値とするものである。高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルと用いた本発明によるフェーズロックドループ構成の具体的第１例は（１４）、（１５）式及び次の（１９）、（２０）式として、表現される。
【数１９】

【数２０】

また、本発明によるフェーズロックドループ構成の具体的第２例は（１６）（または、（１７））、（１８）式及び（１９）、（２０）式として表現される。
【００５０】
以上の説明より、容易に理解されるように、請求項１あるいは請求項４の本発明によれば、回転子位置推定のための安定な推定ループが構成され、この出力として回転子位置推定を安定的に得ることができると言う作用が第１に得られる。
【００５１】
請求項１あるいは請求項４の本発明によれば、既に明白なように、回転子位置推定に平方根解法の処理を一切行うことなく、回転子位置を推定できる。この結果、従来の鏡相ベクトル制御法におけるような（例えば、図１６の余弦正弦生成器１０ｂのように）、大きな演算量を必要としないと言う作用が得られる。ひいては、特別高速のマイクロプロセッサー、ＤＳＰ等の演算素子を用いることなくセンサレスベクトル制御方法、センサレスベクトル制御装置を実現できると言う作用が得られる。
【００５２】
次に、請求項２の本発明の作用を説明する。位相偏差は、厳密には、例えば１５）式に基づき生成される。位相偏差θ_ｄｑが十分に小さい場合には、（１５）式は次の（２１）式のように正接近似することができる。
【数２１】

【００５３】
位相偏差θ_ｄｑが十分に小さい場合には、同様に、（１５）式は次の（２２）式のように正弦近似することができる。
【数２２】

【００５４】
（２１）、（２２）式が明白に示すように、位相偏差を、位相偏差の２倍値２θ_ｄｑの正接値または正弦値により近似する場合には、近似値をＳ_２ｐ、Ｃ_２ｐから、あるいは近似値の比例値をＳ_２ｐから直ちに生成することができる。しかも、Ｓ_２ｐ及びＣ_２ｐは、（１４）式第１式の簡単な積和演算に従い、高周波同相電流ベクトルｉ_１ｈｉ、高周波鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｍあるいはこれらの推定値から直接的に生成することができる。
【００５５】
位相制御器Ｃ_ＰＬＬ（ｓ）は、（１１）、（１２）式に明示しているように定係数で構成され、しかも（１９）式に明示されているように位相偏差θ_ｄｑに直接作用する。このため、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルのノルムが一定の場合には、位相偏差θ_ｄｑに近似的に比例した信号が生成できれば位相制御器の係数を比例関係を利用して事前調整することで、位相偏差比例値を用いた場合にも位相偏差そのものを得た場合と同等な応答特性を得ることができる。従来の鏡相形ベクトル制御に関する報告で既に明らかにされているように（例えば、図１３の高周波電圧指令器９が示すように）、回転する高周波電圧の振幅は一定であり、この結果、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルのノルムも一定となることを指摘しておく。
【００５６】
位相偏差θ_ｄｑが小さい場合には、（１６）式または（１７）式のＣ_１ｐ、Ｓ_１ｐを用いた次の（２３）、（２４）式に示した正接、正弦近似も可能である。
【数２３】

【数２４】

【００５７】
請求項２の本発明は、位相偏差近似値を、位相偏差またはこの２倍値の、正接値または正弦値を利用して生成するものである。（２１）〜（２４）式を用いた以上の説明より明白なような、請求項２の本発明によれば、フェーズロックドループ駆動に不可欠な信号である位相偏差を、近似値ながら、本来必要とされた逆正接の評価をすることなく、大変軽い演算量で生成できると言う作用が得られる。ひいては、請求項１の作用を一段と軽い演算量で得ることができると言う作用が得られる。
【００５８】
次に、請求項３の本発明の作用について説明する。請求項３の発明は、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルとの中間角の推定値となる位相出力を積分処理して生成するようにフェーズロックドループを構成するようにしたものである。先に示した図１は、本発明の要点を図で説明したものでもある。同図より明白なように、請求項３の本発明によれば、位相積分器の入力信号から直接、換言するならば微分処理あるいは近似微分処理の要なく、回転子速度（電気角速度）の推定値を得ることができると言う作用が得られる。ひいては、ノイズ等に強い安定した回転子速度推定値を得ることができると言う作用が得られる。この結果、鏡相ベクトル制御装置が速度制御系を構成するような場合には、請求項１の発明による重要な作用の１つである系の安定性に関し、これを更に向上させることができると言う作用が得られる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。本発明の鏡相形ベクトル制御方法を実現したベクトル制御装置を交流電動機（永久磁石形同期電動機）に適用した１実施形態例の基本的構造を図３に示す。本構造と図１２を用いて説明した従来の鏡相形ベクトル制御法による構造との基本的な違いは、回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器１０にある。他の多くの機器に関しては、基本的には図１２に示した従来の鏡相形ベクトル制御法に基づく装置と同一であり、その動作原理も従来と同一である。
【００６０】
本発明の核心が回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器１０にある点を考慮し、本発明によるベクトル位置推定器１０を中心に実施形態を説明をする。図４は、本発明によるベクトル位置推定器１０の１実施形態例を示したものである。ベクトル位置推定器１０は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａ、ＰＬＬ部１０ｄ、余弦正弦信号発生器１０ｅから構成されている。
【００６１】
同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの機能は、固定子電流ベクトルｉ_１等を利用して高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトル、あるいはこれらの推定値を得るものであり、その構成は、従来の鏡相形ベクトル制御装置で利用されたもの、例えば図１５に示されたものと同一である。
【００６２】
図５は、ＰＬＬ部１０ｄの構造を更に詳しく示したものである。ＰＬＬ部１０ｄは、位相偏差検出器１０ｄ−１、位相制御器１０ｄ−２、位相積分器１０ｄ−３から構成されている。
【００６３】
図６は、位相偏差検出器１０ｄ−１の内部構造を示したものであり、ＣＳ信号生成器１０ｄ−１ａと偏差決定器１０ｄ−１ｂとから構成されている。ＣＳ信号生成器１０ｄ−１ａは、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの出力信号から、（１４）式第１式に示した簡単な積和演算を通じ従いＣ_２ｐ、Ｓ_２ｐの２信号を生成している。また、Ｃ_２ｐ、Ｓ_２ｐを入力された偏差決定器１０ｄ−１ｂは、（１５）式、または（２１）式、または（２２）式によって実現されており、Ｃ_２ｐ、Ｓ_２ｐ信号を利用した簡単な演算で、位相偏差あるいはこの近似値を出力している。
【００６４】
当然のことながら、ＣＳ信号生成器１０ｄ−１ａは、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの出力信号から、（１６）式第１式または（１７）式第１式に示した簡単な積和演算を通じ従いＣ_１ｐ、Ｓ_１ｐの２信号を生成するように構成してもよい。この場合には、Ｃ_１ｐ、Ｓ_１ｐを入力された偏差決定器１０ｄ−１ｂは、（１８）式、または（２３）式、または（２４）式によって実現し、Ｃ_１ｐ、Ｓ_１ｐ信号を利用した簡単な演算で、位相偏差あるいはこの近似値を出力することになる。
【００６５】
位相制御器１０ｄ−２は、位相偏差検出器１０ｄ−１が出力した位相偏差ある

出力している。位相制御器Ｃ_ＰＬＬ（ｓ）１０ｄ−２の一般的構造は、（１１）式に示した通りである。簡単には、産業界で多用されている（１２）式のＰＩ制御器でよい。また、この設計は、位相積分器１０ｄ−３を制御対象と見立てて設計すればよい。すなわち、位相制御器は、最も簡単な制御対象を扱うものでよく、当業者には周知のように、容易に設計される。
【００６６】

、ＰＬＬ部１０ｄ及びベクトル位置推定器１０の最終出力信号の１つとしても出力されている。位相積分器１０ｄ−３は位相制御器１０ｄ−２からの入力信号を

Ｌ部１０ｄの説明を終了する。
【００６７】

ｅは、この余弦値及び正弦値を算出し、２ｘ１ベクトル信号として出力する。本２ｘ１ベクトル信号はベクトル位置推定器１０の最終出力信号の１つでもあり、ベクトル回転器５ａ、５ｂへ向け出力される。
【００６８】

の（２５）式のように電動機の極対数Ｎ_ｐの逆数（定数）を乗じて、機械角速度推定値

【数２５】

【００６９】

である。図３に示した実施形態例では、回転子位置推定値を必要としない例となっているので、ベクトル位置推定器１０の構成を示した図４では、破線でこれを明示した。位置制御系を構成する場合には、当然のことながら、回転子位置推定

回転子位置推定値が利用されることになる。
【００７０】
図３の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００７１】
図３の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ１２を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器９が指示する高周波角周波数ω_ｈに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ１２は必要でないことを指摘しておく。
【００７２】
次に、本発明の効果ひいては有用性を確認すべく遂行した実験の１例を示す。供試電動機は、（株）安川電機製の４００（ｗ）永久磁石形同期電動機である。本電動機の特性概要を表１に示す。
【表１】

【００７３】
本電動機には４逓倍後の実効分解能で４０９６（ｐ／ｒ）に相当するエンコーダが装着されているが、制御にはもちろん使用していない。これは、回転子の位置、速度の真値と同推定値を比較し、推定値の妥当性を確認するためのものである。
【００７４】
本発明による効果を適切に評価するには、供試電動機に適当な負荷を与える必要がある。このための負荷装置としては、３．７（ｋＷ）直流電動機を使用した。直流電動機の慣性モーメントＪはＪ＝０．０８５（ｋｇｍ^２）であり、供試電動機の約５３倍である。また、高周波電圧指令器９における高周波角周波数ω_ｈは、ω_ｈ＝２π^●４００（ｒａｄ／ｓ）に設定した。
【００７５】
定格負荷の下で、定格速度比で約１／１，８００に相当する０．１（ｒａｄ／ｓ）の極低速度指令を与えた場合の応答を図７（ａ）（力行），図７（ｂ）（回生）に示す。両図とも、上から、Ｕ相電流、回転子速度（エンコーダ検出値）、回転子位置及び同推定を示している。時間軸は２（ｓ／ｄｉｖ）である。Ｕ相電流に高周波電流が重畳している様子が明瞭に確認される。同図より、回転子位置が適切に推定され、更には、高周波電流が重畳したＵ相電流と回転子位置の関係より良好にトルク発生が行われていることが確認される。
【００７６】
定格負荷の下で、定格速度指令１８０（ｒａｄ／ｓ）を与えた場合の応答を図８（ａ）（力行）、図８（ｂ）（回生）に示す。図中の波形の意味は、前図と同様である。ただし、時間軸は５（ｍｓ／ｄｉｖ）である。本応答においては、回転子速度が高いために、Ｕ相電流に重畳している高周波電流の様子は必ずしも明瞭ではない。一方、この高周波電流に基づく回転子位置の推定値は、実測位置との差が視認困難なほど、高い一致性を示しており、ひいては良好にトルク発生が行われていることが確認される。
【００７７】
図９は、ゼロ速度指令の速度制御状態で定格負荷を瞬時に印加し、負荷外乱抑圧に関する過渡応答を調べたものである。図中の信号は、上部から、指令速度、同応答値、Ｕ相電流を示している。時間軸は、２（ｓ／ｄｉｖ）である。図より、瞬時負荷に対しても安定したゼロ速度の制御が維持し、かつこの影響を排除していることが理解される。なお、ゼロ速度への回復が遅いが、これは供試電動機の約５３倍にも及ぶ負荷装置慣性モーメントを考慮し、速度制御帯域を２（ｒａｄ／ｓ）に設計したことに起因している。供試電動機と同程度の慣性モーメント負荷に対しては、１００（ｒａｄ／ｓ）速度帯域の確保は問題ない。
【００７８】
以上示した実験結果より容易に理解されるように、本発明によるセンサレスベクトル制御方法、同装置による場合には、高性能な制御性能がすなわち従来の諸課題を克服する優れた効果が得られ、ひいては高い有用性を確保することができる。
【００７９】
次に、本発明の鏡相形ベクトル制御法に基づくベクトル制御装置を同期リラクタンス電動機へ適用した１実施形態例を示す。図１０はその基本的構造である。本実施形態例における位置ベクトル推定器１０は、図３に示した永久磁石形同期電動機の実施形態例におけるものと同じである。永久磁石形同期電動機を対象とした図３の構成と本図の構成との大きな違いは、対象の電動機が同期リラクタンス電動機１ｂへ変更されている点を除けば、第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂが新規導入されている点にある。
【００８０】
永久磁石形同期電動機と同期リラクタンス電動機とのベクトル制御における基本的な違いは、トルク発生に寄与する固定子電流の制御における回転座標系の取り方にある。すなわち、永久磁石形同期電動機の場合には、回転子逆突極位置に回転座標系の基軸を設定するのに対し、同期リラクタンス電動機では、回転子突極位置に回転座標系の基軸を設定するのが一般的である。回転子の逆突極位置あるいは突極位置の何れに、回転座標系の基軸を設定するかは、ベクトル制御の本質ではない。しかし、当業者には周知のように、上記の基軸設定が伝統的に行われている。
【００８１】
当業者には周知のように、回転子の逆突極位置と突極位置とは、電気角でπ／２（ｒａｄ）の差があるに過ぎない。図１０で新規追加された第２ベクトル回転器は、ベクトル信号を固定の一定値π／２（ｒａｄ）だけ回転させるためのものである。同期リラクタンス電動機のための第２ベクトル回転器Ｊの定義は、（２）式に定義されている通りである。（２）式より理解されるように、第２ベクトル回転器Ｊの実現は、２ｘ１ベクトル信号の２成分を交代的に位置変更するだけであり、特別な演算を必要とするものではない。
【００８２】
図１０の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００８３】
図１０の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ１２を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器９が指示する高周波角周波数ω_ｈに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ１２は必要でないことを指摘しておく。
【００８４】
次に、本発明の鏡相形ベクトル制御法に基づくベクトル制御装置を誘導電動機へ適用した１実施形態例を示す。図１１はその基本的構造である。本実施形態例における位置ベクトル推定器１０は、図３に示した永久磁石形同期電動機の実施形態例におけるものと同じである。永久磁石形同期電動機を対象とした図３の構成と本図の構成との大きな違いは、対象の電動機が誘導電動機１ｃへ変更されている点を除けば、第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂ、滑り角推定器１４、余弦正弦信号発生器１５が新規導入されている点にある。
【００８５】
永久磁石形同期電動機及び誘導電動機のベクトル制御においては、トルク発生に寄与する固定子電流の制御における回転座標系の基軸を、回転子磁束の位置に設定するのが、一般的である。これは、両電動機に共通している。永久磁石形同期電動機においては、回転子磁束の位置と逆突極の位置は同一である。ところが、誘導電動機はこの同一性はない。すなわち、回転子磁束位置と回転子逆突極位置は、滑り角周波数に応じて、相対的に滑っていく。
【００８６】
新規導入された第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂ、滑り角推定器１４、余弦正弦信号発生器１５は、回転子逆突極位置と回転子磁束位置の相対的滑りを補正するものである。これらは以下の原理に基づき構成されている。
【００８７】
誘導電動機においては、回転子磁束の角周波数ω_φ、回転子の電気角速度ω_２ｎ、滑り角周波数ω_ｓの３者間には、次の関係が成立する。
【数２６】

（２６）式は、積分した状態でも成立する。すなわち、回転子磁束角周波数、回転子電気角速度、滑り角周波数の積分値を、各々θ_φ，θ，θ_ｓとすると、次の（２７）式の関係が成立する。
【数２７】

したがって、これらθ_φ，θ，θ_ｓを用いたベクトル回転器に関しては、次の（２８）式が成立する。
【数２８】

【００８８】
回転ｄｑ座標系の基軸（ｄ軸）を回転子磁束位置に合わせた場合には、滑り角周波数は、固定子電流と次の（２９）、（３０）式の関係を有する。
【数２９】

【数３０】

（２９）、（３０）式におけるｉ_ｄ，ｉ_ｑは、同座標系上での固定子電流のｄ軸成分とｑ軸成分であり、φ_２ｎｄは正規化された回転子磁束である。また、Ｗ_２，Ｒ_２ｎは電動機パラメータであり、各々回転子時定数の逆数、正規化された回転子抵抗を意味している。
【００８９】
図１１おける滑り角推定器１４は、先ず、（２９）、（３０）式に従い固定子電流を用いて滑り角周波数ω_ｓを推定し、次に、これを積分処理しその積分値、すなわち

の範囲でモジュラー化された値が出力されるようになっている。余弦正弦信号発生器１５は、滑り角に基づきその余弦、正弦信号を発生し、これを第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂへ向け出力している。
【００９０】
本実施形態例における第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂは、図１１に明示しているように、ベクトル回転器５ａ、５ｂに対し、シリアル的に配置されている。この結果、２つのベクトル回転器はベクトル信号にシリアル的に作用し、ひいては、（２８）式左辺に示したベクトル回転器と等価の作用を成す。換言するならば、回転ｄｑ座標系の基軸（ｄ軸）を回転子磁束と一致させる働き、すなわち所期の磁束オリエンテーションが得られる。
【００９１】
図１１の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００９２】
図１１の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ１２を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器９が指示する高周波角周波数ω_ｈに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ１２は必要でないことを指摘しておく。
【００９３】
以上、本発明によるベクトル位置推定器１０に関し、各種の図を利用しつつ、更には、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機を対象とした実施形態例を用いて、具体的かつ詳しく説明した。本発明のベクトル位置推定器は、最近のディジタル技術の進歩を考えるとディジタル的に構成することが好ましい。ディジタル構成はハードウェア的構成とソフトウェア的構成があるが、当業者にとっては既に自明のように本発明はいずれでも構成できる。
【００９４】
【発明の効果】
以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。特に、請求項１及び請求項４の本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、フェーズロックドループの位相出力を両ベクトルの中間角の推定値、すなわち回転子位置推定値とするものである。この結果、本発明によれば、第１に、回転子位置推定のための安定な推定ループが構成され、この出力として回転子位置推定を安定的に得ることができると言う作用が得られ、第２に、センサレスベクトル制御方法、センサレスベクトル制御装置の実現に大きな演算量を必要としないと言う作用が得られた。これらの作用の結果、本発明によれば、安定性が高く高性能なセンサレスベクトル制御装置の実現が可能、更には特別高速で高価なマイクロプロセッサー、ＤＳＰ等の演算素子を要することなく、廉価で、有用性の高いセンサレスベクトル制御装置の実現が可能と言う効果が得られる。
【００９５】
特に、請求項２の本発明は請求項１記載のベクトル制御方法であって、位相偏差近似値を、位相偏差またはこの２倍値の、正接値または正弦値を利用して生成するものである。この結果、フェーズロックドループ駆動に不可欠な信号である位相偏差を、近似値ながら、本来必要とされた逆正接の評価をすることなく、大変軽い演算量で生成できると言う作用が、ひいては、請求項１の作用を一段と軽い演算量で得ることができると言う作用が得られた。この結果、請求項２の本発明によれば、請求項１で得られた効果すなわち有用性を、更に高めると言う効果が得られる。
【００９６】
請求項３の本発明は、請求項１記載のベクトル制御方法であって、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルとの中間角の推定値となる位相出力を積分処理して生成するようにフェーズロックドループを構成するようにするものである。この結果、微分処理あるいは近似微分処理の要なく、ひいてはノイズ等に強い安定した回転子速度推定値を得ることができると言う作用が得られた。これにより、速度制御系を構成するような場合には、請求項１の発明による重要な作用の１つである系の安定性に関し、これを更に向上させることができると言う作用が得られた。これら作用の結果、請求項３の本発明によれば、請求項１の発明による重要な効果の１つである安定性に関する高性能化を更に推し進めると言う効果が得られる。
【００９７】
特に、本発明による高性能化に関する効果に関しては、永久磁石形同期電動機を対象とした実施形態例に関連して実機実験による詳細な結果を示し、従来のセンサレスベクトル制御方法による性能を遥かに超える、極めて高度な性能が得られることを実験検証的に明示した。
【００９８】
【図面の簡単な説明】
【図１】フェーズロックドループの原理を示すブロック図
【図２】回転子逆突極位置（電気角度）と固定αβ座標系、回転子位置推定のための回転ｄｑ座標系の１関係を示すベクトル図
【図３】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図４】１実施形態例におけるベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図５】１実施形態例におけるＰＬＬ部の概略構成を示すブロック図
【図６】１実施形態例における位相偏差検出器の概略構成を示すブロック図
【図７】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例における実験的性能例
【図８】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例における実験的性能例
【図９】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例における実験的性能例
【図１０】同期リラクタンス電動機を対象とした１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図１１】誘導電動機を対象とした１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図１２】従来のベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図１３】従来の高周波電圧指令器の概略構成を示すブロック図
【図１４】従来のベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図１５】従来の同相鏡相電流ベクトル生成器の概略構成を示すブロック図
【図１６】従来の余弦正弦生成器の概略構成を示すブロック図
【符号の説明】
１ａ 交流電動機（永久磁石形同期電動機）
１ｂ 交流電動機（同期リラクタンス電動機）
１ｃ 交流電動機（誘導電動機）
２ 電力変換器
３ 電流検出器
４ａ ３相２相変換器
４ｂ ２相３相変換器
５ａ ベクトル回転器
５ｂ ベクトル回転器
６ 電流制御器
７ 指令変換器
８ 速度制御器
９ 高周波電圧指令器
９ａ 位相積分器
９ｂ 余弦正弦信号発生器
１０ ベクトル位置推定器
１０ａ 同相鏡相電流ベクトル生成器
１０ａ−１ Ｄ因子フィルタ
１０ａ−２ Ｄ因子フィルタ
１０ａ−３ 高周波同相電流ベクトル推定器
１０ｂ 余弦正弦生成器
１０ｂ−１ ２倍角余弦正弦生成器
１０ｂ−２ 中間角余弦正弦生成器
１０ｂ−３ 判定器
１０ｃ ベクトル回転器
１０ｄ ＰＬＬ部
１０ｄ−１ 位相偏差検出器
１０ｄ−１ａ ＣＳ信号生成器
１０ｄ−１ｂ 偏差決定器
１０ｄ−２ 位相制御器
１０ｄ−３ 位相積分器
１０ｅ 余弦正弦信号発生器
１１ 速度推定器
１２ 高周波電流除去フィルタ
１３ａ 第２ベクトル回転器
１３ｂ 第２ベクトル回転器
１４ 滑り角推定器
１５ 余弦正弦信号発生器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vector control method and apparatus for an AC motor such as a permanent magnet type synchronous motor, a synchronous reluctance motor, and an induction motor that exhibit salient pole characteristics with respect to application of a high frequency voltage that can be handled as a rotating high frequency voltage vector. is there. In particular, a position estimator is used in place of the position detector mounted on the rotor to secure the rotor position information necessary for the vector rotator for vector control, and further, signals necessary for driving the estimator are obtained. The present invention relates to a sensorless vector control method and apparatus for generating a high-frequency current generated according to a high-frequency voltage applied to an electric motor at least.
[0002]
[Prior art]
Control of the stator current is indispensable for an AC motor to exhibit high control performance, and a vector control method is conventionally known as a control method for this purpose. In the vector control method, a current that divides and controls a stator current contributing to torque generation as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system composed of a d-axis and a q-axis orthogonal to each other. It has a control process.
[0003]
As the rotating dq coordinate system at this time, in the permanent magnet type synchronous motor and the synchronous reluctance motor, the permanent magnet type is located at the position (namely, the phase) of the reverse salient pole or salient pole (forward salient pole) of the rotor. In a synchronous motor and an induction motor, it is common to employ a coordinate system that is synchronized (that is, oriented) with a spatial phase difference of zero to the position (that is, phase) of the rotor magnetic flux. In order to maintain the rotating dq coordinate system in a synchronized state without a spatial phase difference from the position of the rotor's reverse salient pole, salient pole, or magnetic flux, it is generally necessary to know the specific position of the rotor.
[0004]
In the present invention targeting an AC motor that exhibits salient pole characteristics with respect to application of a high-frequency voltage, hereinafter, the reverse salient pole position (that is, phase) of the rotor is referred to as the rotor position without loss of generality. As is well known to those skilled in the art, there is only a difference of π / 2 (rad) in electrical angle between the reverse salient pole position and salient pole position of the rotor, and the salient pole position is specified from the reverse salient pole position. it can. In the permanent magnet type synchronous motor, the position of the rotor reverse salient pole is the same as the position of the rotor magnetic flux. As will be understood from the above description, selecting the reverse salient pole position as the specific reference position of the rotor for AC motor control does not lose any generality. The establishment of this generality will be described in detail again through specific embodiments of the present invention for permanent magnet synchronous motors, synchronous reluctance motors, and induction motors. This generality is essentially the same as when the z signal generation position is set as the reference position of the rotor in an incremental position detector typified by an incremental encoder.
[0005]
Conventionally, in order to know the rotor position accurately, a position detector represented by an encoder has been mounted on the rotor. However, the installation of the rotor of a rotor position detector such as an encoder 1) lowers the reliability of the motor system, 2) increases the space of the motor, 3) receives a power line and detection signal for operating the rotor position detector. Therefore, problems such as securing signal lines and securing a space for wiring, and 4) increasing various costs associated with the rotor position detector have inevitably occurred.
[0006]
The above problem is directly or indirectly caused by the rotor position detector, and is inevitably solved if a so-called sensorless vector control method that does not require the rotor position detector is established. In fact, several characteristic methods have already been reported for the sensorless vector control method of the AC motor for this purpose. For example, in Reference 1 (Edited by the Technical Committee on New Technology for AC Motor Drive System of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Technical Report No. 760 of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Recent Technical Trends in AC Motor Drive, published in February 2000), The survey results of recent technological development in Japan and overseas related to the sensorless vector control method and the device are introduced in detail. As described in this, the sensorless vector control method for an AC motor includes a method for estimating the rotor position using a fundamental wave component of voltage and current for torque generation, and a high frequency that does not contribute to torque generation. It is roughly classified into a method in which power is separately injected and a high frequency component included in the voltage current is used. In particular, regarding the method of applying a high-frequency voltage targeted by the present invention, it has been reported that the history of research and development is short and only a few methods have been proposed worldwide.
[0007]
Among these technological developments, one of the most recent sensorless vector control methods for applying high-frequency voltages is Document 2 (Shinji Shinnaka, High-frequency current mirror phase characteristics of AC motors with reverse salient pole characteristics and sensorless based on this. A new method has been proposed in the rotor position estimation method for vector control, 2001 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, 4, pp. 1403-1404, March 2001). This new method is also called a mirror phase vector control method, and applies a high frequency voltage that can be handled as a rotating high frequency voltage vector as at least a part of the stator voltage, and generates a high frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high frequency voltage vector. The intermediate angle between the high-frequency common-mode vector rotating in the same direction and the high-frequency mirror vector rotating in the opposite direction of the high-frequency magnetic flux vector or its estimated value is determined as the position of the reverse salient pole of the rotor. is there.
[0008]
FIG. 12 is a block diagram schematically showing a typical example in which a conventional mirror-type vector control method is installed and mounted on a permanent magnet synchronous motor that is a typical AC motor having salient pole characteristics. Is. 1a is an AC motor (permanent magnet synchronous motor), 2 is a power converter, 3 is a current detector, 4a and 4b are 3 phase 2 phase converters, 2 phase 3 phase converters, 5a and 5b, respectively. Are vector rotators, 6 is a current controller, 7 is a command converter, and 8 is a speed controller. These are the same as those in a normal vector control method using a position detector. The high-frequency voltage command unit 9, the vector position estimator 10, and the speed estimator 11 feature the specular vector control method as the sensorless vector control method. Although 12 is a high frequency current removal filter, it is not always necessary. As is clear from the figure, this example is an example in which speed control is performed. Further, in this figure, in order to ensure simplicity, a 2 × 1 vector signal closely related to the present invention is represented by one thick signal line. The following block diagram expression follows this.
[0009]
Devices such as 2, 3, 4a, 4b, 5a, 5b, 6 divide the stator current into d-axis component and q-axis component on the rotating dq coordinate system, and follow the d-axis and q-axis current command values respectively. Means for executing a current control step for controlling the power to be configured is configured. The high-frequency voltage command unit 9 constitutes a main means of a high-frequency voltage application process in which a high-frequency voltage that can be handled as a rotating high-frequency voltage vector is applied as at least part of the stator voltage. The vector position estimator 10 includes a high-frequency common-mode current vector that rotates in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector and a high-frequency mirror phase current vector that rotates in the opposite direction to the high-frequency magnetic flux vector. Means for a position determination step of determining an intermediate angle of the angle or an estimated value thereof as the position of the reverse salient pole of the rotor is configured. Hereafter, the process by each means is demonstrated.
[0010]
The three-phase current detected by the current detector 3 is converted into a two-phase current on the fixed αβ coordinate system by the three-phase two-phase converter 4a, and then the two-phase current i in the rotation dq coordinate system by the vector rotator 5a. _l , Filtered as necessary, and sent to the current controller 6. Current control

Send to phase to phase converter 4b. In 4b, the two-phase signal is converted into a three-phase voltage command value and output as a command value to the power converter 2. The power converter 2 generates electric power according to the command value, applies it to the AC motor 1a, and drives it.
[0011]

Further, the estimated value of the rotor speed, which is one of the input signals to the speed controller 8, is obtained by subjecting the output of the vector position estimator 10 to some sort of differential processing.
[0012]
FIG. 13 shows one typical configuration example of the high-frequency voltage command device 9 for applying a rotating high-frequency voltage vector. First, a constant high frequency angular frequency ω _h To the phase integrator 9a and the phase θ of the high-frequency voltage vector _h To decide. The high-frequency phase θ output from the phase integrator 9a _h Is basically a high frequency angular frequency ω _h Is the integral value, but the phase

The phase is input to the cosine sine signal generator 9b, which is the cosine / sine value u (θ _h ). Cosine and sine values are constant gain K to obtain the required voltage level _h Amplified by

It is output from the pressure command device 9. As clearly shown in FIG.

And the cosine / sine value u (θ from the phase integrator 9a _h ) Is output. U (θ _h ) Is defined as a 2 × 1 unit vector consisting of a cosine / sine function, as shown in the following equation (1).
[Expression 1]

[0013]
Next, the vector position estimator 10 which is a means of a position determination step for determining the reverse salient pole position of the rotor will be described. FIG. 14 shows an example of a typical internal structure of the vector position estimator 10 in the conventional mirror vector control method with reference to the document 2. The vector position estimator 10 includes an in-phase mirror phase current vector generator 10a, a cosine sine generator 10b, and a vector rotator 10c.
[0014]
FIG. 15A shows one typical configuration example of the in-phase mirror phase current vector generator 10a. In this example, a stator current vector i including a high-frequency current vector. ₁ And high frequency angular frequency ω from the high frequency voltage command device 9 _h Are used as input signals to detect and output a high-frequency in-phase current vector and a high-frequency mirror phase current vector. The in-phase mirror phase current vector generator 10a in this example includes two D-factor filters F (D) 10a-1 and 10a-2, which are one type of variable characteristic multivariable filters, as main elements. Inverted high frequency angular frequency -ω _h 10a-1 is a high-frequency common-mode current vector i _1hi , High frequency angular frequency ω without sign inversion _h 10a-2 is the high-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} Is detected and output.
[0015]
FIG. 15B is a second configuration example of the in-phase mirror phase current vector generator 10a. In the second configuration example, the stator current vector, the high-frequency angular frequency of the high-frequency voltage vector, and the sine / cosine value of the phase of the same vector are input, and the normalized estimated value of the common-mode current vector and the detected value of the mirror-phase current vector are output. Has been. The same phase as the high frequency angular frequency is used from the high frequency voltage command device 9.
[0016]
For characteristics and realization methods of the D-factor filter, refer to Reference 3 (Shinji Shinnaka, Proposal of variable characteristic multivariable filter for three-phase signal processing, simple generation of filter effect accompanied by vector rotator, IEEJ Transactions D, Vol. 121-D, No. 2, pp. 253-260, February 2001), and will not be described here. Further, it is shown in the document 3 that a filtering effect equivalent to the D-factor filter can be obtained by a vector rotator accompanying filter. Therefore, even if the D-factor filter constituting the common-mode mirror-phase current vector generator 10a is simply replaced with a vector rotator-accompanied filter, the high-frequency common-mode current vector i _1hi And high-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} Can be detected. Note that J in FIG. 15B is a 2 × 2 alternating matrix defined by the following equation (2).
[Expression 2]

[0017]
FIG. 16 shows one configuration example of the cosine sine generator 10b, which is a main component in the vector position estimator 10. 10b-1 in the figure is a double angle cosine sine generator, and 10b-2 is an intermediate angle cosine sine generator. Reference numeral 10b-3 denotes a determination unit for generating a selection signal used for selecting a determination method in the intermediate angle cosine sine generator.
[0018]
The double angle cosine sine generator 10b-1 is a high frequency common mode current vector i on the rotating dq coordinate system. _1hi , High-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} Alternatively, the estimated values are received as input, and the intermediate angle θ between both vectors _dq Double angle 2θ _dq Cosine and sine value of u (2θ _dq ) Or its estimated value is determined and output. The determination process at this time is performed according to the following equation (3).
[Equation 3]

[0019]
As the expression (3) clearly indicates, the processing by the double angle cosine sine generator 10b-1 requires normalization of the high frequency in-phase current vector and the high frequency mirror phase current vector, or the estimated values thereof. . As is well known to those skilled in the art, vector normalization requires vector norm calculation, and norm calculation requires square root solution processing.
[0020]
The intermediate angle cosine sine generator 10b-2 has a double angle 2θ output by the double angle cosine sine generator 10b-1. _dq The cosine sine value or its estimated value is received as input and is used as the intermediate angle θ _dq Cosine and sine value of u (θ _dq ) Or its estimated value is determined and output. In the intermediate angle cosine sine generator 10b-2, for example, four determination methods as shown in the following equations (4) to (7) are prepared, and the cosine / sine value of the intermediate angle is expected. Any one of these four determination methods is selected according to the size.
[Expression 4]

[Equation 5]

[Formula 6]

[Expression 7]

[0021]
As the equations (4)-(7) clearly indicate, the square root solution processing is also required in the processing by the intermediate angle cosine sine generator 10b-2.
[0022]
The determiner 10b-3 determines the expected magnitude of the cosine / sine value of the intermediate angle and plays a role in selecting the above-described determination method. That is, in the process in the intermediate angle cosine sine generator 10b-2, it plays a role of determining which one of the equations (4) to (7) is used.
[0023]
As is clear from the fact that the vector position estimator 10 in FIG. 12 is configured on the rotation dq coordinate system, the cosine sine estimator 10b is configured so that the rotor position θ on the rotation dq coordinate system. _dq Is output. On the other hand, what is required in the vector rotators 5a and 5b is the rotor position θ evaluated on the fixed αβ coordinate system. A vector rotator 10c performs a conversion process on two coordinate systems.
[0024]
Assuming that all the processing of the vector position estimator 10 is performed digitally, the output of the cosine sine generator 10b at time k is expressed as u (θ _dq ). On the other hand, let u (θ (k)) be the final output of the vector position estimator 10 at time k. u (θ (k)) is u (θ _dq ) Is obtained by the processing of the following equation (8).
[Equation 8]

At this time, the vector rotator R (θ) is defined as the following equation (9).
[Equation 9]

[0025]
In the final processing block 10c of the vector position estimator 10, the processing of the equation (8) is performed, and u (θ (k)) generated as the left side of the equation (8) is finally output from the vector position estimator 10. Has been. The unit vector u (θ (k)) is sent to the vector rotators 5a and 5b and used as a vector rotator driving signal.
[0026]
U (θ (k)) output from the vector position estimator 10 is also sent to the speed estimator 11. The rotor speed is related to the rotor position and differential integration. The speed estimator 11 estimates the speed as a differential value of the rotor position. Specifically, the velocity is directly estimated from the cosine / sine value of the rotor position in accordance with the relationship of the following equation (10) that approximates the differential by difference.
[Expression 10]

[0027]
In the example of FIG. 12, since the example which comprised the speed control system is shown, the torque command value is obtained as an output of the speed controller 8 which inputs the speed command value and the speed estimated value. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 8 and the speed estimator 11 are unnecessary when the control purpose is the generated torque and the speed control system is not configured. In this case, the torque command value is directly applied from the outside.
[0028]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional mirror phase vector control method has been described above for the permanent magnet synchronous motor. As is clear from this description, the core of the mirror vector control method is the vector position estimator 10 and the accompanying velocity estimator 11. However, the vector position estimator and the like in the conventional mirror vector control method have the following problems 1) to 3).
[0029]
1) As clearly shown in the equation (8), the rotor position u (θ estimated on the rotation dq coordinate system at the time (k−1) existing in the space coordinate u (θ (k−1)). _dq ) Is directly captured, and u (θ (k)), which is the position of the rotation dq coordinate system at time k, is determined. Due to this direct capture, if the noise level contained in the stator current is high, the estimated value u (θ _dq ), U (θ (k)) oscillates, and as a result, the entire system of the mirror vector control system may become oscillating.
[0030]
2) The cosine sine generator 10b, which is the main component of the vector position estimator 10, requires a square root solution several times. Since the square root solution is performed as an iterative operation, the required amount of calculation is generally significantly larger than the addition and multiplication processes, and the required amount of calculation varies depending on the initial value. The processing in the vector position estimator 10 is basically assumed to be performed digitally. All processing in the mirror vector control system including the vector position estimator must be completely completed within a limited control period. If it cannot be completed, the control system may hang up. For this reason, in order to realize the conventional mirror phase vector control method and obtain the mirror vector control device, it is necessary to have a computation element such as a very high speed microprocessor or DSP.
[0031]
3) Conventional mirror vector control essentially estimates the rotor position first and then obtains the rotor speed as this approximate differential value, as shown in equation (10). It was. For this reason, when the rotor position estimated value u (θ (k)) vibrates due to the influence of noise or the like, the estimated value of the rotor speed may be greatly deviated in relation to the approximate differentiation process.
[0032]
The present invention has been made under the above background, and its object is to provide a permanent magnet synchronous motor, a synchronous reluctance motor, and an induction motor that exhibit salient pole characteristics with respect to the application of a high-frequency voltage that can be handled as a rotating high-frequency voltage vector. The present invention provides a sensorless vector control method and apparatus that overcomes the above-described problems and further enhances performance and usability. More specifically, an object of the present invention is to provide a new mirror phase vector control method and apparatus for overcoming the above problems for an AC motor.
[0033]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above-mentioned object, the invention according to claim 1 is arranged such that the stator current contributing to the torque generation is expressed on the rotating dq coordinate system constituted by the d-axis and q-axis orthogonal to each other indicated by the vector rotator. A current control step of dividing and controlling the current vector as a d-axis component and a q-axis component, a high-frequency voltage applying step of applying a high-frequency voltage that can be handled as a rotating high-frequency voltage vector as at least a part of the stator voltage, and the high-frequency An intermediate angle of an angle formed by a high-frequency in-phase current vector rotating in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector and a high-frequency mirror phase current vector rotating in the opposite direction to the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the voltage vector or its estimation And a position determining step for determining a value as a reverse salient pole position of the rotor, the vector control method of the AC motor, the high frequency common-mode current vector A phase-locked loop that receives a phase deviation or a phase-deviation approximate value generated using the estimated value in phase or the same phase as this and the high-frequency mirror phase current vector or the estimated value in the same phase as the input. The position determining step is configured so that the phase output of the output is the estimated value of the intermediate angle.
[0034]
The invention of claim 2 is the AC motor vector control method according to claim 1, wherein the phase deviation approximate value is generated by using a phase deviation or a tangent value or a sine value of a double value thereof. It is characterized by.
[0035]
A third aspect of the present invention is the vector control method for an AC motor according to the first aspect, wherein the phase-locked loop is configured to integrate and generate the phase output that is the intermediate angle estimated value. Features.
[0036]
According to the invention of claim 4, the stator current contributing to the torque generation is expressed in the d-axis component of the current vector and the d-axis component of the current vector on the rotation dq coordinate system constituted by the d-axis and the q-axis that are orthogonal to each other designated by the vector rotator. Current control means for dividing and controlling as a q-axis component, high-frequency voltage applying means for applying a high-frequency voltage that can be handled as a rotating high-frequency voltage vector as at least part of the stator voltage, and generated in response to the application of the high-frequency voltage vector The intermediate angle of the angle formed by the high-frequency in-phase current vector rotating in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector and the high-frequency mirror phase current vector rotating in the opposite direction of the high-frequency magnetic flux vector, or an estimated value thereof, is the reverse salient pole of the rotor. A vector control device for an AC motor having position determining means for determining a position, wherein the high-frequency common-mode current vector or an in-phase A phase-locked loop means having as input a phase deviation or a phase deviation approximate value generated using a value and the high-frequency mirror phase current vector or an estimated value in phase therewith, and using a phase output as an estimated value of the intermediate angle, It is characterized in that the position determining means has.
[0037]
Next, the operation of the present invention will be described. The present invention provides a new mirror phase vector control method and apparatus that solve the problems of the conventional mirror vector control method and apparatus.
[0038]
The first common point of the conventional vector control method according to the present invention and the present invention is that the high-frequency magnetic vector and the high-frequency magnetic vector rotating in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the rotating high-frequency voltage vector are: A position determination step of determining an intermediate angle of an angle formed by the high-frequency mirror phase current vector rotating in the reverse direction or an estimated value thereof as a rotor reverse salient pole position is provided. In addition, the second common point in the conventional and the specular vector control method according to the present invention is that the high-frequency in-phase current vector or the estimated value in phase with the high-frequency in-phase current vector or the in-phase estimated value in the position determination step. It is a generation method. These common points are already known through conventional mirror vector control methods and devices. Considering the commonality of the common points, the following describes the operation of the rotor position estimation method and the like using the high-frequency in-phase current vector, the high-frequency mirror current vector, or their estimated values, which are the core of the present invention.
[0039]
First, the operation of the present invention according to claims 1 and 4 will be described. The true value of the rotor position (phase) evaluated on the fixed αβ coordinate system is θ, which is also evaluated on the fixed αβ coordinate system.

Consider the feedback loop shown in FIG. 1 as known. A 1 / s element 10d-3 in FIG. 1 is a phase integrator that performs integration processing, and C _PLL (S) 10d-2 is a phase controller for stabilizing the feedback loop. Feedback loop

As shown in the figure, the signal before integration processing is

[0040]
Phase controller C for the feedback loop _PLL (S) may be designed considering the phase integrator 10d-3 as a control target. That is, the phase controller may handle the simplest control object and is easily designed as is well known to those skilled in the art. In general, the phase controller C _PLL (S) is described as a rational polynomial as in the following equation (11).
[Expression 11]

To be simple, the PI controller of the following expression (12) that is frequently used in the industry may be used.
[Expression 12]

[0041]
As known to those skilled in the art, when configuring a feedback loop, the loop

Can do. As will be understood from this, the feedback loop is a phase-locked loop.
[0042]

As can be seen, the position true value θ or the position that is the deviation between the position true value and the position estimate

The true position value θ cannot be obtained. However, the phase deviation can be obtained by appropriately processing the high frequency current. As a result, the phase locked loop operates normally.

[0043]
The present invention intends to directly generate the position deviation using a high-frequency in-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror phase current vector. For the sake of simplicity, hereinafter, the high-frequency in-phase on the rotating dq coordinate system is obtained by the method shown in the conventional mirror-phase vector control method or the like (for example, in the in-phase mirror-phase current vector generator 10a introduced using FIG. 15). Current vector i _1hi And high-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} As described above, the operation of the present invention will be described.
[0044]

. Due to the nature of the deviation, the phase deviation is unchanged whether it is evaluated on the fixed αβ coordinate system or on the rotating dq coordinate system. In particular, as shown in FIG.

In this case, the rotor position on the rotation dq coordinate system is the phase deviation itself on the fixed αβ coordinate system. That is, the rotor position viewed from the rotation dq coordinate system is the same as the conventional θ _dq In other words, the following expression (13) is established.
[Formula 13]

[0045]
θ _dq Double angle 2θ _dq Cosine, sine value u (2θ _dq ) And the high-frequency common-mode current vector i on the rotating dq coordinate system _1hi And high-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} Has the following relationship similar to the equation (3).
[Expression 14]

[0046]
Phase deviation θ _dq As can be understood from the equation (14), can be determined as the equation (15).
[Expression 15]

(15) C on the right side necessary for evaluation of the left side of the expression _2p , S _2p Is a high-frequency common-mode current vector i on the rotating dq coordinate system by the simple product-sum operation shown in Equation (1). _1hi And high-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} Obtained directly from As a matter of course, in the evaluation of the left side of the equation (15), these high frequency current vectors may be replaced with the estimated values.
[0047]
Phase deviation θ _dq The proportional value proportional to the cosine sine value is directly obtained through simple arithmetic processing centering on addition or subtraction of the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror current vector shown in the following equations (16) and (17). It is also possible to obtain.
[Expression 16]

[Expression 17]

L in equations (16) and (17) _i , L _m Is the inductance inherent to the motor related to the salient pole characteristics, as defined in Document 2.
[0048]
Phase deviation θ _dq Is C in the equations (16) and (17). _1p , S _1p It is also possible to determine as in the equation (18) using
[Formula 18]

C on the right side of equation (18) _1p , S _1p Is the high-frequency common-mode current vector i on the rotating dq coordinate system by the simple product-sum operation shown in Equation (16) or Equation (17). _1hi And high-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} It was obtained directly from Naturally, C _1p , S _1p In this evaluation, these high-frequency current vectors may be replaced with their estimated values.
[0049]
According to the first and fourth aspects of the present invention, a phase deviation or a phase deviation approximate value generated using a high-frequency in-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector is obtained. A phase-locked loop is formed as an input, and the phase output of the phase-locked loop is used as an estimated value of an intermediate angle between both vectors, that is, a rotor position estimated value. A specific first example of the phase-locked loop configuration according to the present invention using the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror phase current vector is expressed as the following equations (14) and (15) and the following equations (19) and (20). The
[Equation 19]

[Expression 20]

A specific second example of the phase-locked loop configuration according to the present invention is expressed as equations (16) (or (17)), (18) and (19), (20).
[0050]
As can be easily understood from the above description, according to the present invention of claim 1 or claim 4, a stable estimation loop for estimating the rotor position is configured, and the rotor position estimation is performed as the output. The effect that it can be obtained stably is obtained first.
[0051]
According to the present invention of claim 1 or claim 4, as is apparent, the rotor position can be estimated without performing any square root solution processing for the rotor position estimation. As a result, there is obtained an effect that a large amount of calculation is not required as in the conventional mirror vector control method (for example, like the cosine sine generator 10b in FIG. 16). As a result, the sensorless vector control method and the sensorless vector control device can be realized without using an arithmetic element such as a special high-speed microprocessor or DSP.
[0052]
Next, the operation of the present invention of claim 2 will be described. Strictly speaking, the phase deviation is generated based on, for example, the equation (15). Phase deviation θ _dq Is sufficiently small, equation (15) can be approximated by tangent as the following equation (21).
[Expression 21]

[0053]
Phase deviation θ _dq Is sufficiently small, similarly, the equation (15) can be approximated as a sine as the following equation (22).
[Expression 22]

[0054]
As the expressions (21) and (22) clearly show, the phase deviation is set to the double value 2θ of the phase deviation. _dq When approximating by the tangent value or sine value of _2p , C _2p Or the approximate proportional value of S _2p Can be generated immediately. Moreover, S ₂ p and C _2p Is a high-frequency common-mode current vector i according to the simple sum-of-products operation of equation (1). _1hi , High-frequency mirror phase current vector i _{1 hm} Or it can produce | generate directly from these estimated values.
[0055]
Phase controller C _PLL (S) is composed of a constant coefficient as explicitly shown in the equations (11) and (12), and the phase deviation θ as explicitly shown in the equation (19). _dq Acts directly on. Therefore, when the norm of the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror phase current vector is constant, the phase deviation θ _dq If a signal approximately proportional to can be generated, the coefficient of the phase controller is pre-adjusted using the proportional relationship, and the response characteristics equivalent to when the phase deviation itself is obtained even when the phase deviation proportional value is used Can be obtained. As has already been clarified in the report on the conventional specular vector control (for example, as shown by the high-frequency voltage command unit 9 in FIG. 13), the amplitude of the rotating high-frequency voltage is constant. It should be pointed out that the norms of the current vector and the high-frequency mirror phase current vector are also constant.
[0056]
Phase deviation θ _dq Is small, C in the equation (16) or (17) _1p , S _1p The tangent and sine approximations shown in the following formulas (23) and (24) using can be used.
[Expression 23]

[Expression 24]

[0057]
According to the second aspect of the present invention, the phase deviation approximate value is generated using a tangent value or a sine value of the phase deviation or a double value thereof. According to the second aspect of the present invention, which is apparent from the above description using the equations (21) to (24), the phase deviation, which is an essential signal for the phase-locked loop drive, is essentially necessary while being an approximate value. Thus, it is possible to generate an operation with a very light amount of computation without evaluating the arc tangent. As a result, the operation of claim 1 can be obtained with a lighter amount of computation.
[0058]
Next, the operation of the present invention of claim 3 will be described. According to a third aspect of the present invention, the phase-locked loop is configured such that a phase output that is an estimated value of an intermediate angle between the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror phase current vector is generated by integration processing. FIG. 1 shown above also illustrates the essential points of the present invention. As is apparent from the figure, according to the present invention of claim 3, the rotor speed (electrical angular speed) is estimated directly from the input signal of the phase integrator, in other words, without the need for differential processing or approximate differential processing. The effect that a value can be obtained is obtained. As a result, the effect that a stable rotor speed estimation value resistant to noise or the like can be obtained can be obtained. As a result, when the mirror vector control device constitutes a speed control system, the system stability, which is one of the important actions of the invention of claim 1, can be further improved. The action to say is obtained.
[0059]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 3 shows the basic structure of an embodiment in which the vector control apparatus that implements the mirror-type vector control method of the present invention is applied to an AC motor (permanent magnet synchronous motor). The basic difference between this structure and the structure based on the conventional mirror-shaped vector control method described with reference to FIG. 12 is that a vector position estimator 10 which is a means of a position determination step for determining the reverse salient pole position of the rotor is used. is there. Many other devices are basically the same as the apparatus based on the conventional mirror vector control method shown in FIG. 12, and the operation principle is also the same as the conventional one.
[0060]
Considering the point of the vector position estimator 10 which is the means of the position determination process for determining the position of the reverse salient pole of the rotor as the core of the present invention, the embodiment will be described focusing on the vector position estimator 10 according to the present invention. To do. FIG. 4 shows an example embodiment of the vector position estimator 10 according to the present invention. The vector position estimator 10 includes an in-phase mirror phase current vector generator 10a, a PLL unit 10d, and a cosine sine signal generator 10e.
[0061]
The function of the in-phase mirror phase current vector generator 10a is the stator current vector i ₁ Are used to obtain a high-frequency in-phase current vector and a high-frequency mirror current vector, or an estimated value thereof, and the configuration thereof is shown in FIG. Is the same as
[0062]
FIG. 5 shows the structure of the PLL unit 10d in more detail. The PLL unit 10d includes a phase deviation detector 10d-1, a phase controller 10d-2, and a phase integrator 10d-3.
[0063]
FIG. 6 shows the internal structure of the phase deviation detector 10d-1, which is composed of a CS signal generator 10d-1a and a deviation determiner 10d-1b. The CS signal generator 10d-1a follows the output signal of the in-phase mirror phase current vector generator 10a from the output signal of the in-phase mirror current vector generator 10a through the simple sum-of-products operation shown in Equation (14). _2p , S _2p 2 signals are generated. C _2p , S _2p The deviation determiner 10d-1b having been inputted is realized by the equation (15), the equation (21), or the equation (22), and C _2p , S _2p The phase deviation or approximate value is output by simple calculation using signals.
[0064]
As a matter of course, the CS signal generator 10d-1a calculates the simple sum-of-products operation shown in the equation (16) or the equation (17) from the output signal of the in-phase mirror phase current vector generator 10a. Follow through C _1p , S _1p These two signals may be generated. In this case, C _1p , S _1p The deviation determiner 10d-1b that is input is realized by the equation (18), the equation (23), or the equation (24), and C _1p , S _1p With a simple calculation using a signal, the phase deviation or approximate value is output.
[0065]
The phase controller 10d-2 has the phase deviation output from the phase deviation detector 10d-1.

Output. Phase controller C _PLL (S) The general structure of 10d-2 is as shown in the formula (11). To be simple, a PI controller of the (12) type often used in the industry may be used. In addition, this design may be performed assuming that the phase integrator 10d-3 is a control target. That is, the phase controller may handle the simplest control object and is easily designed as is well known to those skilled in the art.
[0066]

, It is also output as one of the final output signals of the PLL unit 10d and the vector position estimator 10. The phase integrator 10d-3 receives the input signal from the phase controller 10d-2.

The description of the L unit 10d is finished.
[0067]

e calculates the cosine value and sine value and outputs them as a 2 × 1 vector signal. This 2 × 1 vector signal is also one of the final output signals of the vector position estimator 10 and is output to the vector rotators 5a and 5b.
[0068]

The number of pole pairs N of the motor as shown in equation (25) _p Multiply by the reciprocal of (constant) to estimate the mechanical angular velocity

[Expression 25]

[0069]

It is. The embodiment shown in FIG. 3 is an example that does not require the rotor position estimation value, so in FIG. 4 showing the configuration of the vector position estimator 10, this is clearly indicated by a broken line. When configuring a position control system, it is natural to estimate the rotor position.

The rotor position estimate is used.
[0070]
In the embodiment of FIG. 3, an example in which a speed control system is configured is shown. Therefore, a torque command value is obtained as an output of the speed controller 8 that receives the speed command value and the speed estimation value. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 8 is unnecessary when the control purpose is the generated torque and the speed control system is not configured. In this case, the torque command value is directly applied from the outside.
[0071]
In the embodiment of FIG. 3, an example using the high-frequency current removal filter 12 is shown, but this is not always necessary. That is, the band of the current control system is the high frequency angular frequency ω indicated by the high frequency voltage command device 9. _h It should be pointed out that the high-frequency current removal filter 12 is not necessary when it is relatively small compared to
[0072]
Next, an example of an experiment carried out to confirm the effect of the present invention and its usefulness is shown. The test motor is a 400 (w) permanent magnet synchronous motor manufactured by Yaskawa Electric Corporation. Table 1 outlines the characteristics of the motor.
[Table 1]

[0073]
This motor is equipped with an encoder corresponding to an effective resolution of 4096 (p / r) after quadruple multiplication, but of course it is not used for control. This is for checking the validity of the estimated value by comparing the estimated value with the true value of the position and speed of the rotor.
[0074]
In order to properly evaluate the effects of the present invention, it is necessary to apply an appropriate load to the motor under test. As a load device for this purpose, a 3.7 (kW) DC motor was used. The inertia moment J of the DC motor is J = 0.085 (kgm ² ), Approximately 53 times that of the test motor. Further, the high frequency angular frequency ω in the high frequency voltage command device 9 is _h Is ω _h = 2π ^● It was set to 400 (rad / s).
[0075]
The response when an extremely low speed command of 0.1 (rad / s) corresponding to the rated speed ratio of about 1 / 1,800 is given under the rated load is shown in FIG. This is shown in (b) (Regeneration). In both figures, the U-phase current, the rotor speed (encoder detection value), the rotor position, and the same estimation are shown from above. The time axis is 2 (s / div). It can be clearly seen that the high-frequency current is superimposed on the U-phase current. From the figure, it is confirmed that the rotor position is appropriately estimated, and further that the torque is generated better than the relationship between the U-phase current superimposed with the high-frequency current and the rotor position.
[0076]
The response when the rated speed command 180 (rad / s) is given under the rated load is shown in FIG. 8A (power running) and FIG. 8B (regenerative). The meaning of the waveform in the figure is the same as in the previous figure. However, the time axis is 5 (ms / div). In this response, since the rotor speed is high, the state of the high-frequency current superimposed on the U-phase current is not always clear. On the other hand, the estimated value of the rotor position based on the high-frequency current shows a higher coincidence as the difference from the actual measurement position becomes more difficult to visually recognize, and as a result, it is confirmed that the torque is generated well.
[0077]
FIG. 9 shows the transient response regarding load disturbance suppression by instantaneously applying the rated load in the speed control state of the zero speed command. The signal in the figure indicates the command speed, the response value, and the U-phase current from the top. The time axis is 2 (s / div). From the figure, it is understood that stable zero speed control is maintained even for an instantaneous load, and this influence is eliminated. Although recovery to zero speed is slow, this is due to the fact that the speed control band is designed to be 2 (rad / s) in consideration of the load device moment of inertia which is about 53 times that of the test motor. . For an inertia moment load similar to that of the test motor, it is satisfactory to secure a 100 (rad / s) speed band.
[0078]
As can be easily understood from the experimental results shown above, in the case of the sensorless vector control method and the apparatus according to the present invention, high-performance control performance, that is, an excellent effect of overcoming conventional problems, is obtained. As a result, high usability can be secured.
[0079]
Next, an embodiment in which a vector control device based on the mirror vector control method of the present invention is applied to a synchronous reluctance motor will be described. FIG. 10 shows the basic structure. The position vector estimator 10 in the present embodiment is the same as that in the embodiment of the permanent magnet type synchronous motor shown in FIG. The major difference between the configuration of FIG. 3 for the permanent magnet type synchronous motor and the configuration of this figure is that the second vector rotators 13a and 13b are the same except that the target motor is changed to the synchronous reluctance motor 1b. Is in the new introduction.
[0080]
The fundamental difference in vector control between a permanent magnet type synchronous motor and a synchronous reluctance motor is in the way of taking a rotating coordinate system in controlling a stator current that contributes to torque generation. That is, in the case of the permanent magnet type synchronous motor, the base axis of the rotational coordinate system is set at the rotor reverse salient pole position, whereas in the synchronous reluctance motor, the base axis of the rotary coordinate system is set at the rotor salient pole position. It is common. It is not the essence of vector control whether the base axis of the rotating coordinate system is set at the position of the rotor salient pole or salient pole. However, as is well known to those skilled in the art, the above-described basic axis setting is traditionally performed.
[0081]
As is well known to those skilled in the art, there is only a difference of π / 2 (rad) in electrical angle between the reverse salient pole position and the salient pole position of the rotor. The second vector rotator newly added in FIG. 10 is for rotating the vector signal by a fixed constant value π / 2 (rad). The definition of the second vector rotator J for the synchronous reluctance motor is as defined in the equation (2). As can be understood from the equation (2), the realization of the second vector rotator J only changes the position of the two components of the 2 × 1 vector signal alternately, and does not require any special calculation.
[0082]
In the embodiment of FIG. 10, an example in which a speed control system is configured is shown. Therefore, a torque command value is obtained as an output of the speed controller 8 that receives the speed command value and the speed estimated value. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 8 is unnecessary when the control purpose is the generated torque and the speed control system is not configured. In this case, the torque command value is directly applied from the outside.
[0083]
In the embodiment of FIG. 10, an example using the high-frequency current removal filter 12 is shown, but this is not always necessary. That is, the band of the current control system is the high frequency angular frequency ω indicated by the high frequency voltage command device 9. _h It should be pointed out that the high-frequency current removal filter 12 is not necessary when it is relatively small compared to
[0084]
Next, an embodiment in which a vector control device based on the mirror vector control method of the present invention is applied to an induction motor will be described. FIG. 11 shows the basic structure. The position vector estimator 10 in the present embodiment is the same as that in the embodiment of the permanent magnet type synchronous motor shown in FIG. The major difference between the configuration of FIG. 3 and the configuration of this figure for a permanent magnet synchronous motor is that the second vector rotators 13a, 13b, 13b, except that the target motor is changed to the induction motor 1c. A slip angle estimator 14 and a cosine sine signal generator 15 are newly introduced.
[0085]
In the vector control of the permanent magnet type synchronous motor and the induction motor, it is common to set the base axis of the rotating coordinate system in the control of the stator current contributing to the torque generation to the position of the rotor magnetic flux. This is common to both electric motors. In the permanent magnet type synchronous motor, the position of the rotor magnetic flux and the position of the reverse salient pole are the same. However, induction motors do not have this identity. That is, the rotor magnetic flux position and the rotor reverse salient pole position relatively slide according to the slip angular frequency.
[0086]
The newly introduced second vector rotators 13a and 13b, slip angle estimator 14 and cosine sine signal generator 15 correct the relative slip between the rotor reverse salient pole position and the rotor magnetic flux position. These are configured based on the following principle.
[0087]
In the induction motor, the angular frequency ω of the rotor magnetic flux _φ , Rotor electrical angular velocity ω _2n , Sliding angular frequency ω _s The following relationship is established between the three parties.
[Equation 26]

Equation (26) holds even in an integrated state. That is, the integrated values of the rotor magnetic flux angular frequency, the rotor electrical angular velocity, and the slip angular frequency are respectively expressed as θ _φ , Θ, θ _s Then, the relationship of the following equation (27) is established.
[Expression 27]

Therefore, these θ _φ , Θ, θ _s The following equation (28) is established for the vector rotator using.
[Expression 28]

[0088]
When the base axis (d-axis) of the rotating dq coordinate system is matched with the rotor magnetic flux position, the slip angular frequency has a relationship with the stator current in the following equations (29) and (30).
[Expression 29]

[30]

I in equations (29) and (30) _d , I _q Are the d-axis component and the q-axis component of the stator current on the same coordinate system, and φ _2nd Is the normalized rotor flux. W ₂ , R _2n Are motor parameters, each representing the reciprocal of the rotor time constant and the normalized rotor resistance.
[0089]
The slip angle estimator 14 in FIG. 11 first uses the stator current according to the equations (29) and (30) to determine the slip angle frequency ω. _s And then integrating it to get its integrated value, i.e.

A modularized value is output in the range of. The cosine sine signal generator 15 generates the cosine and sine signals based on the slip angle, and outputs them to the second vector rotators 13a and 13b.
[0090]
As clearly shown in FIG. 11, the second vector rotators 13a and 13b in the present embodiment are serially arranged with respect to the vector rotators 5a and 5b. As a result, the two vector rotators act on the vector signal serially, and as a result, the vector rotator has an equivalent effect to the vector rotator shown on the left side of the equation (28). In other words, the function of making the base axis (d axis) of the rotating dq coordinate system coincide with the rotor magnetic flux, that is, the desired magnetic flux orientation can be obtained.
[0091]
In the embodiment of FIG. 11, an example in which the speed control system is configured is shown, and thus the torque command value is obtained as the output of the speed controller 8 that receives the speed command value and the speed estimation value. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 8 is unnecessary when the control purpose is the generated torque and the speed control system is not configured. In this case, the torque command value is directly applied from the outside.
[0092]
In the embodiment of FIG. 11, an example using the high-frequency current removal filter 12 is shown, but this is not always necessary. That is, the band of the current control system is the high frequency angular frequency ω indicated by the high frequency voltage command device 9. _h It should be pointed out that the high-frequency current removal filter 12 is not necessary when it is relatively small compared to
[0093]
As described above, the vector position estimator 10 according to the present invention is described specifically and in detail by using various embodiments and further using the embodiments for permanent magnet synchronous motors, synchronous reluctance motors, and induction motors. explained. The vector position estimator of the present invention is preferably constructed digitally considering recent advances in digital technology. Although the digital configuration includes a hardware configuration and a software configuration, as will be apparent to those skilled in the art, any of the present invention can be configured.
[0094]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the present invention has the following effects. In particular, the present invention of claim 1 and claim 4 is a phase deviation or phase deviation approximation generated using a high-frequency in-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror phase current vector. A phase-locked loop having a value as an input is configured, and the phase output of the phase-locked loop is used as an estimated value of an intermediate angle between both vectors, that is, a rotor position estimated value. As a result, according to the present invention, firstly, a stable estimation loop for rotor position estimation is configured, and an effect that rotor position estimation can be stably obtained as this output is obtained. Secondly, an effect is obtained that a large amount of calculation is not required for realizing the sensorless vector control method and the sensorless vector control device. As a result of these actions, according to the present invention, it is possible to realize a sensorless vector control device having high stability and high performance, and further, it is inexpensive without requiring an arithmetic element such as a special high-speed and expensive microprocessor or DSP. Thus, an effect that a highly useful sensorless vector control device can be realized is obtained.
[0095]
In particular, the present invention according to claim 2 is the vector control method according to claim 1, wherein the phase deviation approximate value is generated using a tangent value or a sine value of the phase deviation or a double value thereof. . As a result, the phase deviation, which is an indispensable signal for phase-locked loop drive, can be generated with a very light amount of computation without evaluating the arc tangent that was originally required while using an approximate value. The effect that the effect of item 1 can be obtained with a lighter amount of computation was obtained. As a result, according to the second aspect of the present invention, the effect obtained in the first aspect, that is, the effect of further enhancing the usefulness can be obtained.
[0096]
A third aspect of the present invention is the vector control method according to the first aspect, wherein the phase output that is an estimated value of the intermediate angle between the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror phase current vector is generated by integration processing. A phase-locked loop is configured. As a result, it was possible to obtain a stable rotor speed estimation value that is resistant to noise and the like without requiring differential processing or approximate differential processing. As a result, in the case of configuring a speed control system, an effect that the system stability, which is one of the important actions of the invention of claim 1, can be further improved is obtained. . As a result of these actions, according to the third aspect of the present invention, it is possible to obtain an effect of further promoting performance enhancement relating to stability, which is one of the important effects of the first aspect of the present invention.
[0097]
In particular, with regard to the effects related to high performance according to the present invention, detailed results by actual machine experiments are shown in relation to the embodiment example for the permanent magnet type synchronous motor, which far exceeds the performance of the conventional sensorless vector control method. It was demonstrated experimentally that extremely high performance can be obtained.
[0098]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the principle of a phase locked loop
FIG. 2 is a vector diagram showing one relationship between a rotor reverse salient pole position (electrical angle), a fixed αβ coordinate system, and a rotation dq coordinate system for estimating a rotor position;
FIG. 3 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control apparatus in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a vector position estimator in one embodiment.
FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a PLL unit in one embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a phase deviation detector in one embodiment.
FIG. 7 shows an example of experimental performance in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 8 shows an example of experimental performance in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 9 shows an example of experimental performance in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 10 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control apparatus in one embodiment for a synchronous reluctance motor.
FIG. 11 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control device in one embodiment for an induction motor.
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional vector control apparatus.
FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional high-frequency voltage command device.
FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional vector position estimator.
FIG. 15 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional in-phase mirror phase current vector generator
FIG. 16 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional cosine sine generator;
[Explanation of symbols]
1a AC motor (permanent magnet synchronous motor)
1b AC motor (synchronous reluctance motor)
1c AC motor (induction motor)
2 Power converter
3 Current detector
4a 3 phase 2 phase converter
4b 2 phase 3 phase converter
5a vector rotator
5b Vector rotator
6 Current controller
7 Command converter
8 Speed controller
9 High frequency voltage command device
9a Phase integrator
9b Cosine sine signal generator
10 Vector position estimator
10a In-phase mirror phase current vector generator
10a-1 D-factor filter
10a-2 D-factor filter
10a-3 High-frequency common-mode current vector estimator
10b Cosine sine generator
10b-1 double angle cosine sine generator
10b-2 Intermediate angle cosine sine generator
10b-3 determiner
10c vector rotator
10d PLL section
10d-1 phase deviation detector
10d-1a CS signal generator
10d-1b Deviation determiner
10d-2 phase controller
10d-3 phase integrator
10e Cosine sine signal generator
11 Speed estimator
12 High frequency current filter
13a Second vector rotator
13b Second vector rotator
14 Slip angle estimator
15 Cosine sine signal generator

Claims (4)

Stator current that contributes to torque generation is divided and controlled as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system constituted by a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other designated by a vector rotator. A current control step, a high-frequency voltage application step for applying a high-frequency voltage that can be treated as a rotating high-frequency voltage vector as at least a part of the stator voltage, and the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector Position determining step for determining an intermediate angle of an angle formed by a high-frequency in-phase current vector rotating to a high-frequency magnetic flux vector and a high-frequency mirror phase current vector rotating in a direction opposite to the high-frequency magnetic flux vector or an estimated value thereof as a reverse salient pole position of the rotor A vector control method for an AC motor having
A phase-locked loop that receives a phase deviation generated using the high-frequency common-mode current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in-phase with the high-frequency mirror phase current vector or an approximate value of the phase deviation is configured. A vector control method for an AC motor, wherein the position determining step is configured so that a phase output of the phase locked loop is an estimated value of the intermediate angle. 2. The AC motor vector control method according to claim 1, wherein the approximate phase deviation value is generated by using a tangent value or a sine value of the phase deviation or a double value thereof. 2. The AC motor vector control method according to claim 1, wherein the phase-locked loop is configured so as to generate the phase output serving as the intermediate angle estimated value by integration processing. Stator current that contributes to torque generation is divided and controlled as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system constituted by a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other designated by a vector rotator. Current control means, high-frequency voltage application means for applying a high-frequency voltage that can be treated as a rotating high-frequency voltage vector as at least part of the stator voltage, and the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector Position determining means for determining an intermediate angle of an angle formed by a high-frequency in-phase current vector rotating in the direction of the high-frequency magnetic flux vector and a high-frequency mirror phase current vector rotating in a direction opposite to the high-frequency magnetic flux vector or an estimated value thereof as a reverse salient pole position of the rotor An AC motor vector control device having
A phase deviation or a phase deviation approximate value generated using the high-frequency common-mode current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror phase current vector is input, and the phase output is the intermediate angle A vector control apparatus for an AC electric motor, wherein the position determining means has phase locked loop means for an estimated value.

Images