JP4120775B2 - Vector control method and apparatus for AC motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧の印加に対し突極特性を示す、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機などの交流電動機のベクトル制御方法及び同装置に関するものである。特に、ベクトル制御のためのベクトル回転器に必要な回転子位置情報の確保に、回転子に装着される位置検出器に代わって位置推定器を利用し、更には推定器駆動に必要な信号を、電動機に印加した高周波電圧に応じ発生した高周波電流を少なくとも利用して生成するようにしたセンサレスベクトル制御方法及び同装置に関するものである。
【0002】
【従来技術】
交流電動機をして高い制御性能を発揮せしめるには、固定子電流の制御が不可欠であり、従来よりこのための制御方法としてベクトル制御方法が知られている。ベクトル制御方法は、互いに直交するd軸とq軸とで構成される回転dq座標系上で、トルク発生に寄与する固定子電流を電流ベクトルのd軸成分とq軸成分として分割し制御する電流制御工程を有する。
【0003】
このときの回転dq座標系としては、永久磁石形同期電動機及び同期リラクタンス電動機にあっては、回転子の逆突極または突極(正突極)の位置(すなわち、位相)に、永久磁石形同期電動機及び誘導電動機にあっては回転子磁束の位置(すなわち、位相)に、空間的位相差ゼロで同期した(すなわちオリエンテーションした)座標系を採用するのが一般的である。回転dq座標系を回転子の逆突極、突極、あるいは磁束の位置と空間的位相差の無い同期状態に構成維持するためには、一般には回転子の特定の位置を知る必要がある。
【0004】
高周波電圧の印加に対し突極特性を示す交流電動機を対象とした本発明では、以降では、一般性を失うことなく、回転子の逆突極位置(すなわち、位相)を回転子位置と呼ぶ。当業者には周知のように、回転子の逆突極位置と突極位置とは、電気角でπ/2(rad)の差があるに過ぎず、逆突極位置より突極位置を特定できる。また、永久磁石形同期電動機においては、回転子逆突極の位置は回転子磁束の位置と同一である。以上の説明より理解されるように、交流電動機制御のための回転子の特定の基準位置として、逆突極位置を選定することは、何ら一般性を失うものではない。この一般性の成立は、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機及び誘導電動機を対象とした具体的な本発明の実施形態例を通じ、改めて詳しく説明する。なお、本一般性は、インクリメンタルエンコーダに代表されるインクリメンタル形位置検出器においてz信号発生位置を回転子の基準位置とするのと、本質的に同じである。
【0005】
従来より、回転子位置を正確に知るため、エンコーダに代表される位置検出器を回転子に装着することが行われてきた。しかし、エンコーダ等の回転子位置検出器の回転子装着は、1)電動機システムの信頼性の低下、2)電動機スペースの増大、3)回転子位置検出器動作用の電源線、検出信号を受けるための信号線の配線と配線のためのスペースの確保、4)回転子位置検出器に付随した各種コストの増大、と言った問題を不可避的に発生してきた。
【0006】
上記の問題は回転子位置検出器に直接あるいは間接的に起因したものであり、回転子位置検出器を必要としない所謂センサレスベクトル制御方法が確立されれば、必然的に解決される。事実、このための交流電動機のセンサレスベクトル制御方法に関し、特色ある幾つかの方法が既に報告されている。例えば、文献1(電気学会交流電動機駆動方式の新技術調査専門委員会編、電気学会技術報告第760号、交流電動機駆動における最近の技術動向、平成12年2月発刊)においては、交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び同装置に関する国内外の最近の技術開発のサーベイ結果が詳しく紹介されている。これに説明されているように、交流電動機のセンサレスベクトル制御方法は、回転子位置の推定を、トルク発生のための電圧、電流の基本波成分を用いて行う方法と、トルク発生に寄与しない高周波電力を別途注入し電圧電流に含まれる高周波成分を用いて行う方法とに大別される。また、特に本発明が対象とする高周波電圧を印加する方法に関しては、研究開発の歴史が浅く、世界的にも若干の方法が提案されているに過ぎないことも報告されている。
【0007】
こうした技術開発の中、ごく最近、高周波電圧を印加するセンサレスベクトル制御方法の1つとして、文献2(新中新二、逆突極特性を有する交流モータの高周波電流鏡相特性とこれに基づくセンサレスベクトル制御のための回転子位置推定法、平成13年電気学会全国大会講演論文集、4、pp.1403−1404、平成13年3月)において、新たな方法が提案された。この新方法は、鏡相形ベクトル制御法とも呼ばれ、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加し、高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定するものである。
【0008】
図12は、突極特性をもつ代表的交流電動機である永久磁石形同期電動機に対し、従来の鏡相形ベクトル制御法を装置化し装着した場合の代表的1例を概略的にブロック図で示したものである。1aは交流電動機(永久磁石形同期電動機)を、2は電力変換器を、3は電流検出器を、4a、4bは夫々3相2相変換器、2相3相変換器を、5a、5bは共にベクトル回転器を、6は電流制御器を、7は指令変換器を、8は速度制御器を示している。これらは、位置検出器利用の通常のベクトル制御方法におけるものと同様である。センサレスベクトル制御方法としての鏡相形ベクトル制御法を特色づけるものは、高周波電圧指令器9、ベクトル位置推定器10、速度推定器11である。12は、高周波電流除去フィルタであるが、必ずしも必要ではない。同図より明らかなように、本例は、速度制御を行う例である。また、本図では、簡明性を確保すべく、本発明と関係の深い2x1のベクトル信号を1本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。
【0009】
2、3、4a、4b、5a、5b、6などの機器が固定子電流を回転dq座標系上でd軸成分とq軸成分に分割し各々をd軸及びq軸の電流指令値に追随するように制御する電流制御工程を実行する手段を構成している。また、高周波電圧指令器9が、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加工程の主要な手段を構成している。ベクトル位置推定器10が、高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定工程の手段を構成している。以下、各手段による工程を説明する。
【0010】
電流検出器3で検出された3相電流は、3相2相変換器4aで固定αβ座標系上の2相電流に変換された後、ベクトル回転器5aで回転dq座標系の2相電流ilに変換され、必要に応じフィルタ処理され、電流制御器6へ送られる。電流制
相3相変換器4bへ送る。4bでは、2相信号を3相電圧指令値に変換し、電力変換器2への指令値として出力する。電力変換器2は、指令値に応じた電力を発生し、交流電動機1aへ印加しこれを駆動する。
【0011】
また、速度制御器8への入力信号の1つである回転子速度の推定値は、ベクトル位置推定器10の出力をある種の微分処理をして得ている。
【0012】
図13は、回転する高周波電圧ベクトル印加のための高周波電圧指令器9の代表的1構成例を示したものである。先ず、一定の高周波角周波数ωhを位相積分器9aへ入力し、高周波電圧ベクトルの位相θhを決定する。位相積分器9aの出力たる高周波位相θhは基本的には高周波角周波数ωhの積分値であるが、位相
位相は余弦正弦信号発生器9bへ入力され、9bはその余弦・正弦値u(θh)を発生する。余弦・正弦値は所要の電圧レベルを得るべく一定のゲインKhで増幅さ
圧指令器9から出力されている。図13に明示されているように、高周波電圧指
と位相積分器9aからの余弦・正弦値u(θh)とを出力している。なお、u(θh)は次の(1)式に示したように、余弦・正弦関数からなる2x1単位ベクトルとして定義されている。
【数1】
【0013】
次に、回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器10を説明する。図14は、該文献2を参考に、従来の鏡相形ベクトル制御法におけるベクトル位置推定器10の代表的内部構造の例を示したものである。ベクトル位置推定器10は、同相鏡相電流ベクトル生成器10a、余弦正弦生成器10b、ベクトル回転器10cから構成されている。
【0014】
図15(a)は、同相鏡相電流ベクトル生成器10aの代表的な1構成例を示したものである。本例では、高周波電流ベクトルを含んだ固定子電流ベクトルi1と高周波電圧指令器9からの高周波角周波数ωhとを入力信号として利用し、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルを検出し出力している。本例における同相鏡相電流ベクトル生成器10aは、可変特性多変数フィルタの1種である2個のD因子フィルタF(D)10a−1、10a−2を主要素として構成されており、符号反転した高周波角周波数−ωhを入力とする10a−1が高周波同相電流ベクトルi1hiを、符号反転のない高周波角周波数ωhを入力とする10a−2が高周波鏡相電流ベクトルi1hmを検出し出力している。
【0015】
図15(b)は、同相鏡相電流ベクトル生成器10aの第2構成例である。第2構成例では、固定子電流ベクトル、高周波電圧ベクトルの高周波角周波数、同ベクトルの位相の正弦・余弦値が入力され、同相電流ベクトルの正規化推定値と鏡相電流ベクトルの検出値が出力されている。高周波角周波数と同位相は、高周波電圧指令器9からのものが利用されている。
【0016】
D因子フィルタの諸特性及び実現法等に関しては、文献3(新中新二、三相信号処理のための可変特性多変数フィルタの提案、ベクトル回転器同伴フィルタ効果の簡易生成、電気学会論文誌D、Vol.121−D、No.2、pp.253−260、平成13年2月)に既に詳しく説明されているので、ここでの説明は省略する。また、D因子フィルタと等価なフィルタリング効果は、ベクトル回転器同伴フィルタによっても得られることが該文献3に示されている。したがって、同相鏡相電流ベクトル生成器10aを構成するD因子フィルタをベクトル回転器同伴フィルタで単純置換しても、同様に高周波同相電流ベクトルi1hiと高周波鏡相電流ベクトルi1hmを検出することができる。なお、図15(b)におけるJは次の(2)式で定義された2x2交代行列である。
【数2】
【0017】
図16は、ベクトル位置推定器10における主要な構成要素である余弦正弦生成器10bの1構成例を示したものである。同図における10b−1は2倍角余弦正弦生成器であり、10b−2は中間角余弦正弦生成器である。また、10b−3は、中間角余弦正弦生成器での決定法選択に利用される選定信号を生成するための判定器である。
【0018】
2倍角余弦正弦生成器10b−1は、回転dq座標系上の高周波同相電流ベクトルi1hi、高周波鏡相電流ベクトルi1hmあるいはそれらの推定値を入力として受け取り、両ベクトルの中間角θdqの2倍角2θdqの余弦・正弦値u(2θdq)あるいはその推定値を決定し、出力している。このときの決定処理は、次の(3)式に従って遂行されている。
【数3】
【0019】
(3)式が明示しているように、2倍角余弦正弦生成器10b−1での処理では、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルの、あるいはこれらの推定値の正規化が必要である。当業者には周知のように、ベクトルの正規化にはベクトルのノルム算定が必要であり、ノルム算定には平方根解法処理が必要とされる。
【0020】
中間角余弦正弦生成器10b−2は、2倍角余弦正弦生成器10b−1によって出力された2倍角2θdqの余弦正弦値あるいはその推定値を入力として受け取り、これを用いて中間角θdqの余弦・正弦値u(θdq)あるいはその推定値を決定し出力している。中間角余弦正弦生成器10b−2には、例えば、下の(4)−(7)式に示すような4種の決定方法が用意されており、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさに応じて、この4種の決定方法のいずれか1つが選定されるようになっている。
【数4】
【数5】
【数6】
【数7】
【0021】
(4)−(7)式が明示しているように、中間角余弦正弦生成器10b−2での処理でも、平方根解法処理が必要とされる。
【0022】
判定器10b−3は、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさを定め、上述の決定法を選定する役割に担っている。すなわち、中間角余弦正弦生成器10b−2における処理において、(4)−(7)式の中から何れの1つを利用するかを判定する役割を担っている。
【0023】
図12におけるベクトル位置推定器10が回転dq座標系上で構成されていることより明白なように、余弦正弦推定器10bは回転dq座標系上での回転子位置θdqを出力する。一方ベクトル回転器5a、5bで必要とされるのは、固定αβ座標系上で評価された回転子位置θである。2つの座標系上の変換処理を行うものが、ベクトル回転器10cである。
【0024】
ベクトル位置推定器10の処理はすべてディジタル的に行うものとして、k時点での余弦正弦生成器10bの出力を、u(θdq)とする。一方、k時点でのベクトル位置推定器10の最終出力をu(θ(k))とする。u(θ(k))はu(θdq)の座標変換値として、次の(8)式の処理により得られている。
【数8】
このとき、ベクトル回転器R(θ)は次の(9)式のように定義されている。
【数9】
【0025】
ベクトル位置推定器10の最終処理ブロックである10cでは(8)式の処理が行われ、(8)式左辺として生成されたu(θ(k))がベクトル位置推定器10より最終的に出力されている。本単位ベクトルu(θ(k))はベクトル回転器5a、5bへ送られ、ベクトル回転器駆動用信号として利用されている。
【0026】
ベクトル位置推定器10が出力したu(θ(k))は、速度推定器11にも送られる。回転子速度は、回転子位置と微分積分の関係にある。速度推定器11では、回転子位置の微分値として速度を推定している。具体的には、微分を差分近似した次の(10)式の関係に従がい、回転子位置の余弦・正弦値から直接的に速度を推定している。
【数10】
【0027】
図12の例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器8の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器8、速度推定器11は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【0028】
【発明が解決しようとする課題】
以上、永久磁石形同期電動機を対象に、従来の鏡相形ベクトル制御法を説明した。本説明より明白なように、鏡相形ベクトル制御法の中核は、ベクトル位置推定器10およびこれに付随した速度推定器11にある。しかし、従来の鏡相形ベクトル制御法におけるベクトル位置推定器等は、以下の1)−3)に示す課題を有していた。
【0029】
1)(8)式が明示しているように、空間座標u(θ(k−1))に存在する(k−1)時点での回転dq座標系上で推定した回転子位置u(θdq)を、直接取込む形で、k時点での回転dq座標系の位置となるu(θ(k))を決定している。この直接取り込みのために、固定子電流に含まれる雑音レベルが高い場合には、推定値u(θdq)、u(θ(k))が振動を起し、ひいては、鏡相形ベクトル制御系の全系が振動的になることがあった。
【0030】
2)ベクトル位置推定器10の主要構成要素である余弦正弦生成器10bでは、平方根の解法が数回要求される。平方根の解法は、繰返し演算として遂行されるため、加算、乗算処理に比較し、一般に、要求される演算量が著しく大きく、しかも初期値如何により所要の演算量も変化する。ベクトル位置推定器10における処理は、基本的に、ディジタル的に遂行することを前提としている。ベクトル位置推定器を含む鏡相形ベクトル制御系における全処理は、限られた制御周期内に完全に完了しなければならない。完了し得ない場合には、制御系がハングアップしてしまうこともある。このため、従来の鏡相形ベクトル制御法を実現し鏡相形ベクトル制御装置を得るには、相当高速のマイクロプロセッサー、DSP等の演算素子が必要であった。
【0031】
3)従来の鏡相形ベクトル制御は、(10)式が明示しているように、実質的に、先ず回転子の位置を推定し、次にこの近似微分値として回転子速度を得るものであった。このため、回転子位置推定値u(θ(k))がノイズ等の影響により振動する場合には、その近似微分処理に関連して回転子速度の推定値が大きく狂うことがあった。
【0032】
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧の印加に対し突極特性を示す、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機を含む交流電動機に対し、上記諸課題を克服し、性能、有用性を一段と高めたセンサレスベクトル制御方法及び装置を提供することにある。より具体的には、交流電動機のための上記諸課題を克服した新しい鏡相形ベクトル制御法と同装置を提供することにある。
【0033】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項1の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するd軸とq軸で構成される回転dq座標系上で、電流ベクトルのd軸成分及びq軸成分として分割し制御する電流制御工程と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加工程と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定工程とを有する交流電動機のベクトル制御方法であって、該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、該フェーズロックドループの位相出力を該中間角の推定値とするように、該位置決定工程を構成することを特徴とする。
【0034】
請求項2の発明は、請求項1記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該位相偏差近似値を、位相偏差またはこの2倍値の、正接値または正弦値を利用して生成することを特徴とする。
【0035】
請求項3の発明は、請求項1記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該中間角推定値となる該位相出力を積分処理して生成するように該フェーズロックドループを構成することを特徴とする。
【0036】
請求項4の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するd軸とq軸で構成される回転dq座標系上で、電流ベクトルのd軸成分及びq軸成分として分割し制御する電流制御手段と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加手段と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定手段とを有する交流電動機のベクトル制御装置であって、該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とし、位相出力を該中間角の推定値とするフェーズロックドループ手段を、該位置決定手段が有するようにしたことを特徴とする。
【0037】
次に本発明の作用について説明する。本発明は、従来の鏡相形ベクトル制御法及び同装置の有する諸課題を解決する、新たな鏡相形ベクトル制御法及び同装置を提供するものである。
【0038】
従来及び本発明による鏡相形ベクトル制御法の共通点の第1は、回転する高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子逆突極位置として決定する位置決定工程を有する点にある。また、従来及び本発明による鏡相形ベクトル制御法における共通点の第2は、位置決定工程における、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値の生成法である。これらの共通点は、従来の鏡相形ベクトル制御法及び同装置を通じ既に公知である。共通点の公知性を考慮し、以降では、本発明の核心である、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれらの推定値を用いた回転子位置推定法等の作用を説明する。
【0039】
先ず、請求項1及び請求項4の本発明による作用を説明する。固定αβ座標系上で評価した回転子位置(位相)の真値をθとし、同じく固定αβ座標系上で評
既知であるとして、図1に示したフィードバックループを考える。図1の1/s要素10d−3は積分処理を行う位相積分器であり、CPLL(s)10d−2はフィードバックループを安定化するための位相制御器である。フィードバックループが
されて生成されているので、同図に明示しているように、積分処理前の信号は電
【0040】
上記フィードバックループのための位相制御器CPLL(s)は、位相積分器10d−3を制御対象と見立てて設計すればよい。すなわち、位相制御器は、最も簡単な制御対象を扱うものでよく、当業者には周知のように、容易に設計される。一般には、位相制御器CPLL(s)は次の(11)式のように有理多項式として記述されるが、
【数11】
簡単には、産業界で多用されている次の(12)式のPI制御器でよい。
【数12】
【0041】
当業者には周知のように、フィードバックループを構成する場合には、ループ
ができる。これより理解されるように、本フィードバックループは、フェーズロックドループとなっている。
【0042】
理解されるように、位置真値θ、あるいは位置真値と位置推定値の偏差である位
位置真値θを入手できない。しかし、位相偏差は、高周波電流を適切に処理することにより得ることができる。ひいては、フェーズロックドループを正常に動作
【0043】
本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて、上記位置偏差を直接生成しようとするものである。簡明のため、以降では、従来の鏡相ベクトル制御法に示されている方法などで(例えば、図15を用い紹介した同相鏡相電流ベクトル生成器10aで)、回転dq座標系上の高周波同相電流ベクトルi1hiと高周波鏡相電流ベクトルi1hmとが既に得られているとして、本発明の作用を続けて説明する。
【0044】
。偏差の性質上、位相偏差は、固定αβ座標系上で評価しても、回転dq座標系上で評価しても不変である。特に、図2に示すように、回転dq座標系の基軸(
た場合には、回転dq座標系上で回転子位置は、固定αβ座標系上の位相偏差そのものとなる。すなわち、回転dq座標系上から見た回転子位置を従来同様θdqと表現すると、次の(13)式が成立する。
【数13】
【0045】
θdqの2倍角2θdqの余弦、正弦値u(2θdq)と、回転dq座標系上の高周波同相電流ベクトルi1hiと高周波鏡相電流ベクトルi1hmとは、(3)式と同様の次の関係を有する。
【数14】
【0046】
位相偏差θdqは、(14)式より理解されるように、(15)式のように決定することができる。
【数15】
(15)式左辺の評価に必要な右辺のC2p、S2pは、(14)式第1式に示した簡単な積和演算により、回転dq座標系上の高周波同相電流ベクトルi1hiと高周波鏡相電流ベクトルi1hmとから直接的に得られる。当然のことながら、(15)式左辺の評価に際し、これら高周波電流ベクトルはその推定値で置換して差し支えない。
【0047】
位相偏差θdqの余弦正弦値に比例した比例値は、次の(16)、(17)式に示した高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルの加算あるいは減算を中心とした簡単な演算処理を通じ直接的に得ることも可能である。
【数16】
【数17】
(16)、(17)式におけるLi、Lmは、該文献2に定義されているように、突極特性に関係した電動機固有のインダクタンスである。
【0048】
位相偏差θdqは、(16)、(17)式のC1p、S1pを用いて、(18)式のように決定することも可能である。
【数18】
(18)式右辺のC1p、S1pは、(16)式第1式あるいは(17)式第1式に示した簡単な積和演算により、回転dq座標系上の高周波同相電流ベクトルi1hiと高周波鏡相電流ベクトルi1hmとから直接的に得られたものである。当然のことながら、C1p、S1pの評価に際し、これら高周波電流ベクトルは、その推定値で置換して差し支えない。
【0049】
請求項1及び請求項4の本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、フェーズロックドループの位相出力を両ベクトルの中間角の推定値、すなわち回転子位置推定値とするものである。高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルと用いた本発明によるフェーズロックドループ構成の具体的第1例は(14)、(15)式及び次の(19)、(20)式として、表現される。
【数19】
【数20】
また、本発明によるフェーズロックドループ構成の具体的第2例は(16)(または、(17))、(18)式及び(19)、(20)式として表現される。
【0050】
以上の説明より、容易に理解されるように、請求項1あるいは請求項4の本発明によれば、回転子位置推定のための安定な推定ループが構成され、この出力として回転子位置推定を安定的に得ることができると言う作用が第1に得られる。
【0051】
請求項1あるいは請求項4の本発明によれば、既に明白なように、回転子位置推定に平方根解法の処理を一切行うことなく、回転子位置を推定できる。この結果、従来の鏡相ベクトル制御法におけるような(例えば、図16の余弦正弦生成器10bのように)、大きな演算量を必要としないと言う作用が得られる。ひいては、特別高速のマイクロプロセッサー、DSP等の演算素子を用いることなくセンサレスベクトル制御方法、センサレスベクトル制御装置を実現できると言う作用が得られる。
【0052】
次に、請求項2の本発明の作用を説明する。位相偏差は、厳密には、例えば15)式に基づき生成される。位相偏差θdqが十分に小さい場合には、(15)式は次の(21)式のように正接近似することができる。
【数21】
【0053】
位相偏差θdqが十分に小さい場合には、同様に、(15)式は次の(22)式のように正弦近似することができる。
【数22】
【0054】
(21)、(22)式が明白に示すように、位相偏差を、位相偏差の2倍値2θdqの正接値または正弦値により近似する場合には、近似値をS2p、C2pから、あるいは近似値の比例値をS2pから直ちに生成することができる。しかも、S2p及びC2pは、(14)式第1式の簡単な積和演算に従い、高周波同相電流ベクトルi1hi、高周波鏡相電流ベクトルi1hmあるいはこれらの推定値から直接的に生成することができる。
【0055】
位相制御器CPLL(s)は、(11)、(12)式に明示しているように定係数で構成され、しかも(19)式に明示されているように位相偏差θdqに直接作用する。このため、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルのノルムが一定の場合には、位相偏差θdqに近似的に比例した信号が生成できれば位相制御器の係数を比例関係を利用して事前調整することで、位相偏差比例値を用いた場合にも位相偏差そのものを得た場合と同等な応答特性を得ることができる。従来の鏡相形ベクトル制御に関する報告で既に明らかにされているように(例えば、図13の高周波電圧指令器9が示すように)、回転する高周波電圧の振幅は一定であり、この結果、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルのノルムも一定となることを指摘しておく。
【0056】
位相偏差θdqが小さい場合には、(16)式または(17)式のC1p、S1pを用いた次の(23)、(24)式に示した正接、正弦近似も可能である。
【数23】
【数24】
【0057】
請求項2の本発明は、位相偏差近似値を、位相偏差またはこの2倍値の、正接値または正弦値を利用して生成するものである。(21)〜(24)式を用いた以上の説明より明白なような、請求項2の本発明によれば、フェーズロックドループ駆動に不可欠な信号である位相偏差を、近似値ながら、本来必要とされた逆正接の評価をすることなく、大変軽い演算量で生成できると言う作用が得られる。ひいては、請求項1の作用を一段と軽い演算量で得ることができると言う作用が得られる。
【0058】
次に、請求項3の本発明の作用について説明する。請求項3の発明は、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルとの中間角の推定値となる位相出力を積分処理して生成するようにフェーズロックドループを構成するようにしたものである。先に示した図1は、本発明の要点を図で説明したものでもある。同図より明白なように、請求項3の本発明によれば、位相積分器の入力信号から直接、換言するならば微分処理あるいは近似微分処理の要なく、回転子速度(電気角速度)の推定値を得ることができると言う作用が得られる。ひいては、ノイズ等に強い安定した回転子速度推定値を得ることができると言う作用が得られる。この結果、鏡相ベクトル制御装置が速度制御系を構成するような場合には、請求項1の発明による重要な作用の1つである系の安定性に関し、これを更に向上させることができると言う作用が得られる。
【0059】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。本発明の鏡相形ベクトル制御方法を実現したベクトル制御装置を交流電動機(永久磁石形同期電動機)に適用した1実施形態例の基本的構造を図3に示す。本構造と図12を用いて説明した従来の鏡相形ベクトル制御法による構造との基本的な違いは、回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器10にある。他の多くの機器に関しては、基本的には図12に示した従来の鏡相形ベクトル制御法に基づく装置と同一であり、その動作原理も従来と同一である。
【0060】
本発明の核心が回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器10にある点を考慮し、本発明によるベクトル位置推定器10を中心に実施形態を説明をする。図4は、本発明によるベクトル位置推定器10の1実施形態例を示したものである。ベクトル位置推定器10は、同相鏡相電流ベクトル生成器10a、PLL部10d、余弦正弦信号発生器10eから構成されている。
【0061】
同相鏡相電流ベクトル生成器10aの機能は、固定子電流ベクトルi1等を利用して高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトル、あるいはこれらの推定値を得るものであり、その構成は、従来の鏡相形ベクトル制御装置で利用されたもの、例えば図15に示されたものと同一である。
【0062】
図5は、PLL部10dの構造を更に詳しく示したものである。PLL部10dは、位相偏差検出器10d−1、位相制御器10d−2、位相積分器10d−3から構成されている。
【0063】
図6は、位相偏差検出器10d−1の内部構造を示したものであり、CS信号生成器10d−1aと偏差決定器10d−1bとから構成されている。CS信号生成器10d−1aは、同相鏡相電流ベクトル生成器10aの出力信号から、(14)式第1式に示した簡単な積和演算を通じ従いC2p、S2pの2信号を生成している。また、C2p、S2pを入力された偏差決定器10d−1bは、(15)式、または(21)式、または(22)式によって実現されており、C2p、S2p信号を利用した簡単な演算で、位相偏差あるいはこの近似値を出力している。
【0064】
当然のことながら、CS信号生成器10d−1aは、同相鏡相電流ベクトル生成器10aの出力信号から、(16)式第1式または(17)式第1式に示した簡単な積和演算を通じ従いC1p、S1pの2信号を生成するように構成してもよい。この場合には、C1p、S1pを入力された偏差決定器10d−1bは、(18)式、または(23)式、または(24)式によって実現し、C1p、S1p信号を利用した簡単な演算で、位相偏差あるいはこの近似値を出力することになる。
【0065】
位相制御器10d−2は、位相偏差検出器10d−1が出力した位相偏差ある
出力している。位相制御器CPLL(s)10d−2の一般的構造は、(11)式に示した通りである。簡単には、産業界で多用されている(12)式のPI制御器でよい。また、この設計は、位相積分器10d−3を制御対象と見立てて設計すればよい。すなわち、位相制御器は、最も簡単な制御対象を扱うものでよく、当業者には周知のように、容易に設計される。
【0066】
、PLL部10d及びベクトル位置推定器10の最終出力信号の1つとしても出力されている。位相積分器10d−3は位相制御器10d−2からの入力信号を
L部10dの説明を終了する。
【0067】
eは、この余弦値及び正弦値を算出し、2x1ベクトル信号として出力する。本2x1ベクトル信号はベクトル位置推定器10の最終出力信号の1つでもあり、ベクトル回転器5a、5bへ向け出力される。
【0068】
の(25)式のように電動機の極対数Npの逆数(定数)を乗じて、機械角速度推定値
【数25】
【0069】
である。図3に示した実施形態例では、回転子位置推定値を必要としない例となっているので、ベクトル位置推定器10の構成を示した図4では、破線でこれを明示した。位置制御系を構成する場合には、当然のことながら、回転子位置推定
回転子位置推定値が利用されることになる。
【0070】
図3の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器8の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器8は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【0071】
図3の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ12を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器9が指示する高周波角周波数ωhに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ12は必要でないことを指摘しておく。
【0072】
次に、本発明の効果ひいては有用性を確認すべく遂行した実験の1例を示す。供試電動機は、(株)安川電機製の400(w)永久磁石形同期電動機である。本電動機の特性概要を表1に示す。
【表1】
【0073】
本電動機には4逓倍後の実効分解能で4096(p/r)に相当するエンコーダが装着されているが、制御にはもちろん使用していない。これは、回転子の位置、速度の真値と同推定値を比較し、推定値の妥当性を確認するためのものである。
【0074】
本発明による効果を適切に評価するには、供試電動機に適当な負荷を与える必要がある。このための負荷装置としては、3.7(kW)直流電動機を使用した。直流電動機の慣性モーメントJはJ=0.085(kgm2)であり、供試電動機の約53倍である。また、高周波電圧指令器9における高周波角周波数ωhは、ωh=2π●400(rad/s)に設定した。
【0075】
定格負荷の下で、定格速度比で約1/1,800に相当する0.1(rad/s)の極低速度指令を与えた場合の応答を図7(a)(力行),図7(b)(回生)に示す。両図とも、上から、U相電流、回転子速度(エンコーダ検出値)、回転子位置及び同推定を示している。時間軸は2(s/div)である。U相電流に高周波電流が重畳している様子が明瞭に確認される。同図より、回転子位置が適切に推定され、更には、高周波電流が重畳したU相電流と回転子位置の関係より良好にトルク発生が行われていることが確認される。
【0076】
定格負荷の下で、定格速度指令180(rad/s)を与えた場合の応答を図8(a)(力行)、図8(b)(回生)に示す。図中の波形の意味は、前図と同様である。ただし、時間軸は5(ms/div)である。本応答においては、回転子速度が高いために、U相電流に重畳している高周波電流の様子は必ずしも明瞭ではない。一方、この高周波電流に基づく回転子位置の推定値は、実測位置との差が視認困難なほど、高い一致性を示しており、ひいては良好にトルク発生が行われていることが確認される。
【0077】
図9は、ゼロ速度指令の速度制御状態で定格負荷を瞬時に印加し、負荷外乱抑圧に関する過渡応答を調べたものである。図中の信号は、上部から、指令速度、同応答値、U相電流を示している。時間軸は、2(s/div)である。図より、瞬時負荷に対しても安定したゼロ速度の制御が維持し、かつこの影響を排除していることが理解される。なお、ゼロ速度への回復が遅いが、これは供試電動機の約53倍にも及ぶ負荷装置慣性モーメントを考慮し、速度制御帯域を2(rad/s)に設計したことに起因している。供試電動機と同程度の慣性モーメント負荷に対しては、100(rad/s)速度帯域の確保は問題ない。
【0078】
以上示した実験結果より容易に理解されるように、本発明によるセンサレスベクトル制御方法、同装置による場合には、高性能な制御性能がすなわち従来の諸課題を克服する優れた効果が得られ、ひいては高い有用性を確保することができる。
【0079】
次に、本発明の鏡相形ベクトル制御法に基づくベクトル制御装置を同期リラクタンス電動機へ適用した1実施形態例を示す。図10はその基本的構造である。本実施形態例における位置ベクトル推定器10は、図3に示した永久磁石形同期電動機の実施形態例におけるものと同じである。永久磁石形同期電動機を対象とした図3の構成と本図の構成との大きな違いは、対象の電動機が同期リラクタンス電動機1bへ変更されている点を除けば、第2ベクトル回転器13a、13bが新規導入されている点にある。
【0080】
永久磁石形同期電動機と同期リラクタンス電動機とのベクトル制御における基本的な違いは、トルク発生に寄与する固定子電流の制御における回転座標系の取り方にある。すなわち、永久磁石形同期電動機の場合には、回転子逆突極位置に回転座標系の基軸を設定するのに対し、同期リラクタンス電動機では、回転子突極位置に回転座標系の基軸を設定するのが一般的である。回転子の逆突極位置あるいは突極位置の何れに、回転座標系の基軸を設定するかは、ベクトル制御の本質ではない。しかし、当業者には周知のように、上記の基軸設定が伝統的に行われている。
【0081】
当業者には周知のように、回転子の逆突極位置と突極位置とは、電気角でπ/2(rad)の差があるに過ぎない。図10で新規追加された第2ベクトル回転器は、ベクトル信号を固定の一定値π/2(rad)だけ回転させるためのものである。同期リラクタンス電動機のための第2ベクトル回転器Jの定義は、(2)式に定義されている通りである。(2)式より理解されるように、第2ベクトル回転器Jの実現は、2x1ベクトル信号の2成分を交代的に位置変更するだけであり、特別な演算を必要とするものではない。
【0082】
図10の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器8の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器8は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【0083】
図10の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ12を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器9が指示する高周波角周波数ωhに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ12は必要でないことを指摘しておく。
【0084】
次に、本発明の鏡相形ベクトル制御法に基づくベクトル制御装置を誘導電動機へ適用した1実施形態例を示す。図11はその基本的構造である。本実施形態例における位置ベクトル推定器10は、図3に示した永久磁石形同期電動機の実施形態例におけるものと同じである。永久磁石形同期電動機を対象とした図3の構成と本図の構成との大きな違いは、対象の電動機が誘導電動機1cへ変更されている点を除けば、第2ベクトル回転器13a、13b、滑り角推定器14、余弦正弦信号発生器15が新規導入されている点にある。
【0085】
永久磁石形同期電動機及び誘導電動機のベクトル制御においては、トルク発生に寄与する固定子電流の制御における回転座標系の基軸を、回転子磁束の位置に設定するのが、一般的である。これは、両電動機に共通している。永久磁石形同期電動機においては、回転子磁束の位置と逆突極の位置は同一である。ところが、誘導電動機はこの同一性はない。すなわち、回転子磁束位置と回転子逆突極位置は、滑り角周波数に応じて、相対的に滑っていく。
【0086】
新規導入された第2ベクトル回転器13a、13b、滑り角推定器14、余弦正弦信号発生器15は、回転子逆突極位置と回転子磁束位置の相対的滑りを補正するものである。これらは以下の原理に基づき構成されている。
【0087】
誘導電動機においては、回転子磁束の角周波数ωφ、回転子の電気角速度ω2n、滑り角周波数ωsの3者間には、次の関係が成立する。
【数26】
(26)式は、積分した状態でも成立する。すなわち、回転子磁束角周波数、回転子電気角速度、滑り角周波数の積分値を、各々θφ,θ,θsとすると、次の(27)式の関係が成立する。
【数27】
したがって、これらθφ,θ,θsを用いたベクトル回転器に関しては、次の(28)式が成立する。
【数28】
【0088】
回転dq座標系の基軸(d軸)を回転子磁束位置に合わせた場合には、滑り角周波数は、固定子電流と次の(29)、(30)式の関係を有する。
【数29】
【数30】
(29)、(30)式におけるid,iqは、同座標系上での固定子電流のd軸成分とq軸成分であり、φ2ndは正規化された回転子磁束である。また、W2,R2nは電動機パラメータであり、各々回転子時定数の逆数、正規化された回転子抵抗を意味している。
【0089】
図11おける滑り角推定器14は、先ず、(29)、(30)式に従い固定子電流を用いて滑り角周波数ωsを推定し、次に、これを積分処理しその積分値、すなわち
の範囲でモジュラー化された値が出力されるようになっている。余弦正弦信号発生器15は、滑り角に基づきその余弦、正弦信号を発生し、これを第2ベクトル回転器13a、13bへ向け出力している。
【0090】
本実施形態例における第2ベクトル回転器13a、13bは、図11に明示しているように、ベクトル回転器5a、5bに対し、シリアル的に配置されている。この結果、2つのベクトル回転器はベクトル信号にシリアル的に作用し、ひいては、(28)式左辺に示したベクトル回転器と等価の作用を成す。換言するならば、回転dq座標系の基軸(d軸)を回転子磁束と一致させる働き、すなわち所期の磁束オリエンテーションが得られる。
【0091】
図11の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器8の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器8は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【0092】
図11の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ12を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器9が指示する高周波角周波数ωhに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ12は必要でないことを指摘しておく。
【0093】
以上、本発明によるベクトル位置推定器10に関し、各種の図を利用しつつ、更には、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機を対象とした実施形態例を用いて、具体的かつ詳しく説明した。本発明のベクトル位置推定器は、最近のディジタル技術の進歩を考えるとディジタル的に構成することが好ましい。ディジタル構成はハードウェア的構成とソフトウェア的構成があるが、当業者にとっては既に自明のように本発明はいずれでも構成できる。
【0094】
【発明の効果】
以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。特に、請求項1及び請求項4の本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、フェーズロックドループの位相出力を両ベクトルの中間角の推定値、すなわち回転子位置推定値とするものである。この結果、本発明によれば、第1に、回転子位置推定のための安定な推定ループが構成され、この出力として回転子位置推定を安定的に得ることができると言う作用が得られ、第2に、センサレスベクトル制御方法、センサレスベクトル制御装置の実現に大きな演算量を必要としないと言う作用が得られた。これらの作用の結果、本発明によれば、安定性が高く高性能なセンサレスベクトル制御装置の実現が可能、更には特別高速で高価なマイクロプロセッサー、DSP等の演算素子を要することなく、廉価で、有用性の高いセンサレスベクトル制御装置の実現が可能と言う効果が得られる。
【0095】
特に、請求項2の本発明は請求項1記載のベクトル制御方法であって、位相偏差近似値を、位相偏差またはこの2倍値の、正接値または正弦値を利用して生成するものである。この結果、フェーズロックドループ駆動に不可欠な信号である位相偏差を、近似値ながら、本来必要とされた逆正接の評価をすることなく、大変軽い演算量で生成できると言う作用が、ひいては、請求項1の作用を一段と軽い演算量で得ることができると言う作用が得られた。この結果、請求項2の本発明によれば、請求項1で得られた効果すなわち有用性を、更に高めると言う効果が得られる。
【0096】
請求項3の本発明は、請求項1記載のベクトル制御方法であって、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルとの中間角の推定値となる位相出力を積分処理して生成するようにフェーズロックドループを構成するようにするものである。この結果、微分処理あるいは近似微分処理の要なく、ひいてはノイズ等に強い安定した回転子速度推定値を得ることができると言う作用が得られた。これにより、速度制御系を構成するような場合には、請求項1の発明による重要な作用の1つである系の安定性に関し、これを更に向上させることができると言う作用が得られた。これら作用の結果、請求項3の本発明によれば、請求項1の発明による重要な効果の1つである安定性に関する高性能化を更に推し進めると言う効果が得られる。
【0097】
特に、本発明による高性能化に関する効果に関しては、永久磁石形同期電動機を対象とした実施形態例に関連して実機実験による詳細な結果を示し、従来のセンサレスベクトル制御方法による性能を遥かに超える、極めて高度な性能が得られることを実験検証的に明示した。
【0098】
【図面の簡単な説明】
【図1】フェーズロックドループの原理を示すブロック図
【図2】回転子逆突極位置(電気角度)と固定αβ座標系、回転子位置推定のための回転dq座標系の1関係を示すベクトル図
【図3】永久磁石形同期電動機を対象とした1実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図4】1実施形態例におけるベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図5】1実施形態例におけるPLL部の概略構成を示すブロック図
【図6】1実施形態例における位相偏差検出器の概略構成を示すブロック図
【図7】永久磁石形同期電動機を対象とした1実施形態例における実験的性能例
【図8】永久磁石形同期電動機を対象とした1実施形態例における実験的性能例
【図9】永久磁石形同期電動機を対象とした1実施形態例における実験的性能例
【図10】同期リラクタンス電動機を対象とした1実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図11】誘導電動機を対象とした1実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図12】従来のベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図13】従来の高周波電圧指令器の概略構成を示すブロック図
【図14】従来のベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図15】従来の同相鏡相電流ベクトル生成器の概略構成を示すブロック図
【図16】従来の余弦正弦生成器の概略構成を示すブロック図
【符号の説明】
1a 交流電動機(永久磁石形同期電動機)
1b 交流電動機(同期リラクタンス電動機)
1c 交流電動機(誘導電動機)
2 電力変換器
3 電流検出器
4a 3相2相変換器
4b 2相3相変換器
5a ベクトル回転器
5b ベクトル回転器
6 電流制御器
7 指令変換器
8 速度制御器
9 高周波電圧指令器
9a 位相積分器
9b 余弦正弦信号発生器
10 ベクトル位置推定器
10a 同相鏡相電流ベクトル生成器
10a−1 D因子フィルタ
10a−2 D因子フィルタ
10a−3 高周波同相電流ベクトル推定器
10b 余弦正弦生成器
10b−1 2倍角余弦正弦生成器
10b−2 中間角余弦正弦生成器
10b−3 判定器
10c ベクトル回転器
10d PLL部
10d−1 位相偏差検出器
10d−1a CS信号生成器
10d−1b 偏差決定器
10d−2 位相制御器
10d−3 位相積分器
10e 余弦正弦信号発生器
11 速度推定器
12 高周波電流除去フィルタ
13a 第2ベクトル回転器
13b 第2ベクトル回転器
14 滑り角推定器
15 余弦正弦信号発生器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vector control method and apparatus for an AC motor such as a permanent magnet type synchronous motor, a synchronous reluctance motor, and an induction motor that exhibit salient pole characteristics with respect to application of a high frequency voltage that can be handled as a rotating high frequency voltage vector. is there. In particular, a position estimator is used in place of the position detector mounted on the rotor to secure the rotor position information necessary for the vector rotator for vector control, and further, signals necessary for driving the estimator are obtained. The present invention relates to a sensorless vector control method and apparatus for generating a high-frequency current generated according to a high-frequency voltage applied to an electric motor at least.
[0002]
[Prior art]
Control of the stator current is indispensable for an AC motor to exhibit high control performance, and a vector control method is conventionally known as a control method for this purpose. In the vector control method, a current that divides and controls a stator current contributing to torque generation as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system composed of a d-axis and a q-axis orthogonal to each other. It has a control process.
[0003]
As the rotating dq coordinate system at this time, in the permanent magnet type synchronous motor and the synchronous reluctance motor, the permanent magnet type is located at the position (namely, the phase) of the reverse salient pole or salient pole (forward salient pole) of the rotor. In a synchronous motor and an induction motor, it is common to employ a coordinate system that is synchronized (that is, oriented) with a spatial phase difference of zero to the position (that is, phase) of the rotor magnetic flux. In order to maintain the rotating dq coordinate system in a synchronized state without a spatial phase difference from the position of the rotor's reverse salient pole, salient pole, or magnetic flux, it is generally necessary to know the specific position of the rotor.
[0004]
In the present invention targeting an AC motor that exhibits salient pole characteristics with respect to application of a high-frequency voltage, hereinafter, the reverse salient pole position (that is, phase) of the rotor is referred to as the rotor position without loss of generality. As is well known to those skilled in the art, there is only a difference of π / 2 (rad) in electrical angle between the reverse salient pole position and salient pole position of the rotor, and the salient pole position is specified from the reverse salient pole position. it can. In the permanent magnet type synchronous motor, the position of the rotor reverse salient pole is the same as the position of the rotor magnetic flux. As will be understood from the above description, selecting the reverse salient pole position as the specific reference position of the rotor for AC motor control does not lose any generality. The establishment of this generality will be described in detail again through specific embodiments of the present invention for permanent magnet synchronous motors, synchronous reluctance motors, and induction motors. This generality is essentially the same as when the z signal generation position is set as the reference position of the rotor in an incremental position detector typified by an incremental encoder.
[0005]
Conventionally, in order to know the rotor position accurately, a position detector represented by an encoder has been mounted on the rotor. However, the installation of the rotor of a rotor position detector such as an encoder 1) lowers the reliability of the motor system, 2) increases the space of the motor, 3) receives a power line and detection signal for operating the rotor position detector. Therefore, problems such as securing signal lines and securing a space for wiring, and 4) increasing various costs associated with the rotor position detector have inevitably occurred.
[0006]
The above problem is directly or indirectly caused by the rotor position detector, and is inevitably solved if a so-called sensorless vector control method that does not require the rotor position detector is established. In fact, several characteristic methods have already been reported for the sensorless vector control method of the AC motor for this purpose. For example, in Reference 1 (Edited by the Technical Committee on New Technology for AC Motor Drive System of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Technical Report No. 760 of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Recent Technical Trends in AC Motor Drive, published in February 2000), The survey results of recent technological development in Japan and overseas related to the sensorless vector control method and the device are introduced in detail. As described in this, the sensorless vector control method for an AC motor includes a method for estimating the rotor position using a fundamental wave component of voltage and current for torque generation, and a high frequency that does not contribute to torque generation. It is roughly classified into a method in which power is separately injected and a high frequency component included in the voltage current is used. In particular, regarding the method of applying a high-frequency voltage targeted by the present invention, it has been reported that the history of research and development is short and only a few methods have been proposed worldwide.
[0007]
Among these technological developments, one of the most recent sensorless vector control methods for applying high-frequency voltages is Document 2 (Shinji Shinnaka, High-frequency current mirror phase characteristics of AC motors with reverse salient pole characteristics and sensorless based on this. A new method has been proposed in the rotor position estimation method for vector control, 2001 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, 4, pp. 1403-1404, March 2001). This new method is also called a mirror phase vector control method, and applies a high frequency voltage that can be handled as a rotating high frequency voltage vector as at least a part of the stator voltage, and generates a high frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high frequency voltage vector. The intermediate angle between the high-frequency common-mode vector rotating in the same direction and the high-frequency mirror vector rotating in the opposite direction of the high-frequency magnetic flux vector or its estimated value is determined as the position of the reverse salient pole of the rotor. is there.
[0008]
FIG. 12 is a block diagram schematically showing a typical example in which a conventional mirror-type vector control method is installed and mounted on a permanent magnet synchronous motor that is a typical AC motor having salient pole characteristics. Is. 1a is an AC motor (permanent magnet synchronous motor), 2 is a power converter, 3 is a current detector, 4a and 4b are 3
[0009]
Devices such as 2, 3, 4a, 4b, 5a, 5b, 6 divide the stator current into d-axis component and q-axis component on the rotating dq coordinate system, and follow the d-axis and q-axis current command values respectively. Means for executing a current control step for controlling the power to be configured is configured. The high-frequency
[0010]
The three-phase current detected by the
Send to phase to
[0011]
Further, the estimated value of the rotor speed, which is one of the input signals to the
[0012]
FIG. 13 shows one typical configuration example of the high-frequency
The phase is input to the cosine
It is output from the
And the cosine / sine value u (θ from the
[Expression 1]
[0013]
Next, the
[0014]
FIG. 15A shows one typical configuration example of the in-phase mirror phase
[0015]
FIG. 15B is a second configuration example of the in-phase mirror phase
[0016]
For characteristics and realization methods of the D-factor filter, refer to Reference 3 (Shinji Shinnaka, Proposal of variable characteristic multivariable filter for three-phase signal processing, simple generation of filter effect accompanied by vector rotator, IEEJ Transactions D, Vol. 121-D, No. 2, pp. 253-260, February 2001), and will not be described here. Further, it is shown in the
[Expression 2]
[0017]
FIG. 16 shows one configuration example of the
[0018]
The double angle
[Equation 3]
[0019]
As the expression (3) clearly indicates, the processing by the double angle
[0020]
The intermediate angle
[Expression 4]
[Equation 5]
[Formula 6]
[Expression 7]
[0021]
As the equations (4)-(7) clearly indicate, the square root solution processing is also required in the processing by the intermediate angle
[0022]
The
[0023]
As is clear from the fact that the
[0024]
Assuming that all the processing of the
[Equation 8]
At this time, the vector rotator R (θ) is defined as the following equation (9).
[Equation 9]
[0025]
In the
[0026]
U (θ (k)) output from the
[Expression 10]
[0027]
In the example of FIG. 12, since the example which comprised the speed control system is shown, the torque command value is obtained as an output of the
[0028]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional mirror phase vector control method has been described above for the permanent magnet synchronous motor. As is clear from this description, the core of the mirror vector control method is the
[0029]
1) As clearly shown in the equation (8), the rotor position u (θ estimated on the rotation dq coordinate system at the time (k−1) existing in the space coordinate u (θ (k−1)). dq ) Is directly captured, and u (θ (k)), which is the position of the rotation dq coordinate system at time k, is determined. Due to this direct capture, if the noise level contained in the stator current is high, the estimated value u (θ dq ), U (θ (k)) oscillates, and as a result, the entire system of the mirror vector control system may become oscillating.
[0030]
2) The
[0031]
3) Conventional mirror vector control essentially estimates the rotor position first and then obtains the rotor speed as this approximate differential value, as shown in equation (10). It was. For this reason, when the rotor position estimated value u (θ (k)) vibrates due to the influence of noise or the like, the estimated value of the rotor speed may be greatly deviated in relation to the approximate differentiation process.
[0032]
The present invention has been made under the above background, and its object is to provide a permanent magnet synchronous motor, a synchronous reluctance motor, and an induction motor that exhibit salient pole characteristics with respect to the application of a high-frequency voltage that can be handled as a rotating high-frequency voltage vector. The present invention provides a sensorless vector control method and apparatus that overcomes the above-described problems and further enhances performance and usability. More specifically, an object of the present invention is to provide a new mirror phase vector control method and apparatus for overcoming the above problems for an AC motor.
[0033]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above-mentioned object, the invention according to
[0034]
The invention of
[0035]
A third aspect of the present invention is the vector control method for an AC motor according to the first aspect, wherein the phase-locked loop is configured to integrate and generate the phase output that is the intermediate angle estimated value. Features.
[0036]
According to the invention of
[0037]
Next, the operation of the present invention will be described. The present invention provides a new mirror phase vector control method and apparatus that solve the problems of the conventional mirror vector control method and apparatus.
[0038]
The first common point of the conventional vector control method according to the present invention and the present invention is that the high-frequency magnetic vector and the high-frequency magnetic vector rotating in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the rotating high-frequency voltage vector are: A position determination step of determining an intermediate angle of an angle formed by the high-frequency mirror phase current vector rotating in the reverse direction or an estimated value thereof as a rotor reverse salient pole position is provided. In addition, the second common point in the conventional and the specular vector control method according to the present invention is that the high-frequency in-phase current vector or the estimated value in phase with the high-frequency in-phase current vector or the in-phase estimated value in the position determination step. It is a generation method. These common points are already known through conventional mirror vector control methods and devices. Considering the commonality of the common points, the following describes the operation of the rotor position estimation method and the like using the high-frequency in-phase current vector, the high-frequency mirror current vector, or their estimated values, which are the core of the present invention.
[0039]
First, the operation of the present invention according to
Consider the feedback loop shown in FIG. 1 as known. A 1 / s
As shown in the figure, the signal before integration processing is
[0040]
Phase controller C for the feedback loop PLL (S) may be designed considering the
[Expression 11]
To be simple, the PI controller of the following expression (12) that is frequently used in the industry may be used.
[Expression 12]
[0041]
As known to those skilled in the art, when configuring a feedback loop, the loop
Can do. As will be understood from this, the feedback loop is a phase-locked loop.
[0042]
As can be seen, the position true value θ or the position that is the deviation between the position true value and the position estimate
The true position value θ cannot be obtained. However, the phase deviation can be obtained by appropriately processing the high frequency current. As a result, the phase locked loop operates normally.
[0043]
The present invention intends to directly generate the position deviation using a high-frequency in-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror phase current vector. For the sake of simplicity, hereinafter, the high-frequency in-phase on the rotating dq coordinate system is obtained by the method shown in the conventional mirror-phase vector control method or the like (for example, in the in-phase mirror-phase
[0044]
. Due to the nature of the deviation, the phase deviation is unchanged whether it is evaluated on the fixed αβ coordinate system or on the rotating dq coordinate system. In particular, as shown in FIG.
In this case, the rotor position on the rotation dq coordinate system is the phase deviation itself on the fixed αβ coordinate system. That is, the rotor position viewed from the rotation dq coordinate system is the same as the conventional θ dq In other words, the following expression (13) is established.
[Formula 13]
[0045]
θ dq Double angle 2θ dq Cosine, sine value u (2θ dq ) And the high-frequency common-mode current vector i on the rotating dq coordinate system 1hi And high-frequency mirror phase current vector i 1 hm Has the following relationship similar to the equation (3).
[Expression 14]
[0046]
Phase deviation θ dq As can be understood from the equation (14), can be determined as the equation (15).
[Expression 15]
(15) C on the right side necessary for evaluation of the left side of the expression 2p , S 2p Is a high-frequency common-mode current vector i on the rotating dq coordinate system by the simple product-sum operation shown in Equation (1). 1hi And high-frequency mirror phase current vector i 1 hm Obtained directly from As a matter of course, in the evaluation of the left side of the equation (15), these high frequency current vectors may be replaced with the estimated values.
[0047]
Phase deviation θ dq The proportional value proportional to the cosine sine value is directly obtained through simple arithmetic processing centering on addition or subtraction of the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror current vector shown in the following equations (16) and (17). It is also possible to obtain.
[Expression 16]
[Expression 17]
L in equations (16) and (17) i , L m Is the inductance inherent to the motor related to the salient pole characteristics, as defined in
[0048]
Phase deviation θ dq Is C in the equations (16) and (17). 1p , S 1p It is also possible to determine as in the equation (18) using
[Formula 18]
C on the right side of equation (18) 1p , S 1p Is the high-frequency common-mode current vector i on the rotating dq coordinate system by the simple product-sum operation shown in Equation (16) or Equation (17). 1hi And high-frequency mirror phase current vector i 1 hm It was obtained directly from Naturally, C 1p , S 1p In this evaluation, these high-frequency current vectors may be replaced with their estimated values.
[0049]
According to the first and fourth aspects of the present invention, a phase deviation or a phase deviation approximate value generated using a high-frequency in-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector is obtained. A phase-locked loop is formed as an input, and the phase output of the phase-locked loop is used as an estimated value of an intermediate angle between both vectors, that is, a rotor position estimated value. A specific first example of the phase-locked loop configuration according to the present invention using the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror phase current vector is expressed as the following equations (14) and (15) and the following equations (19) and (20). The
[Equation 19]
[Expression 20]
A specific second example of the phase-locked loop configuration according to the present invention is expressed as equations (16) (or (17)), (18) and (19), (20).
[0050]
As can be easily understood from the above description, according to the present invention of
[0051]
According to the present invention of
[0052]
Next, the operation of the present invention of
[Expression 21]
[0053]
Phase deviation θ dq Is sufficiently small, similarly, the equation (15) can be approximated as a sine as the following equation (22).
[Expression 22]
[0054]
As the expressions (21) and (22) clearly show, the phase deviation is set to the double value 2θ of the phase deviation. dq When approximating by the tangent value or sine value of 2p , C 2p Or the approximate proportional value of S 2p Can be generated immediately. Moreover, S 2 p and C 2p Is a high-frequency common-mode current vector i according to the simple sum-of-products operation of equation (1). 1hi , High-frequency mirror phase current vector i 1 hm Or it can produce | generate directly from these estimated values.
[0055]
Phase controller C PLL (S) is composed of a constant coefficient as explicitly shown in the equations (11) and (12), and the phase deviation θ as explicitly shown in the equation (19). dq Acts directly on. Therefore, when the norm of the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror phase current vector is constant, the phase deviation θ dq If a signal approximately proportional to can be generated, the coefficient of the phase controller is pre-adjusted using the proportional relationship, and the response characteristics equivalent to when the phase deviation itself is obtained even when the phase deviation proportional value is used Can be obtained. As has already been clarified in the report on the conventional specular vector control (for example, as shown by the high-frequency
[0056]
Phase deviation θ dq Is small, C in the equation (16) or (17) 1p , S 1p The tangent and sine approximations shown in the following formulas (23) and (24) using can be used.
[Expression 23]
[Expression 24]
[0057]
According to the second aspect of the present invention, the phase deviation approximate value is generated using a tangent value or a sine value of the phase deviation or a double value thereof. According to the second aspect of the present invention, which is apparent from the above description using the equations (21) to (24), the phase deviation, which is an essential signal for the phase-locked loop drive, is essentially necessary while being an approximate value. Thus, it is possible to generate an operation with a very light amount of computation without evaluating the arc tangent. As a result, the operation of
[0058]
Next, the operation of the present invention of
[0059]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 3 shows the basic structure of an embodiment in which the vector control apparatus that implements the mirror-type vector control method of the present invention is applied to an AC motor (permanent magnet synchronous motor). The basic difference between this structure and the structure based on the conventional mirror-shaped vector control method described with reference to FIG. 12 is that a
[0060]
Considering the point of the
[0061]
The function of the in-phase mirror phase
[0062]
FIG. 5 shows the structure of the
[0063]
FIG. 6 shows the internal structure of the
[0064]
As a matter of course, the
[0065]
The
Output. Phase controller C PLL (S) The general structure of 10d-2 is as shown in the formula (11). To be simple, a PI controller of the (12) type often used in the industry may be used. In addition, this design may be performed assuming that the
[0066]
, It is also output as one of the final output signals of the
The description of the
[0067]
e calculates the cosine value and sine value and outputs them as a 2 × 1 vector signal. This 2 × 1 vector signal is also one of the final output signals of the
[0068]
The number of pole pairs N of the motor as shown in equation (25) p Multiply by the reciprocal of (constant) to estimate the mechanical angular velocity
[Expression 25]
[0069]
It is. The embodiment shown in FIG. 3 is an example that does not require the rotor position estimation value, so in FIG. 4 showing the configuration of the
The rotor position estimate is used.
[0070]
In the embodiment of FIG. 3, an example in which a speed control system is configured is shown. Therefore, a torque command value is obtained as an output of the
[0071]
In the embodiment of FIG. 3, an example using the high-frequency
[0072]
Next, an example of an experiment carried out to confirm the effect of the present invention and its usefulness is shown. The test motor is a 400 (w) permanent magnet synchronous motor manufactured by Yaskawa Electric Corporation. Table 1 outlines the characteristics of the motor.
[Table 1]
[0073]
This motor is equipped with an encoder corresponding to an effective resolution of 4096 (p / r) after quadruple multiplication, but of course it is not used for control. This is for checking the validity of the estimated value by comparing the estimated value with the true value of the position and speed of the rotor.
[0074]
In order to properly evaluate the effects of the present invention, it is necessary to apply an appropriate load to the motor under test. As a load device for this purpose, a 3.7 (kW) DC motor was used. The inertia moment J of the DC motor is J = 0.085 (kgm 2 ), Approximately 53 times that of the test motor. Further, the high frequency angular frequency ω in the high frequency
[0075]
The response when an extremely low speed command of 0.1 (rad / s) corresponding to the rated speed ratio of about 1 / 1,800 is given under the rated load is shown in FIG. This is shown in (b) (Regeneration). In both figures, the U-phase current, the rotor speed (encoder detection value), the rotor position, and the same estimation are shown from above. The time axis is 2 (s / div). It can be clearly seen that the high-frequency current is superimposed on the U-phase current. From the figure, it is confirmed that the rotor position is appropriately estimated, and further that the torque is generated better than the relationship between the U-phase current superimposed with the high-frequency current and the rotor position.
[0076]
The response when the rated speed command 180 (rad / s) is given under the rated load is shown in FIG. 8A (power running) and FIG. 8B (regenerative). The meaning of the waveform in the figure is the same as in the previous figure. However, the time axis is 5 (ms / div). In this response, since the rotor speed is high, the state of the high-frequency current superimposed on the U-phase current is not always clear. On the other hand, the estimated value of the rotor position based on the high-frequency current shows a higher coincidence as the difference from the actual measurement position becomes more difficult to visually recognize, and as a result, it is confirmed that the torque is generated well.
[0077]
FIG. 9 shows the transient response regarding load disturbance suppression by instantaneously applying the rated load in the speed control state of the zero speed command. The signal in the figure indicates the command speed, the response value, and the U-phase current from the top. The time axis is 2 (s / div). From the figure, it is understood that stable zero speed control is maintained even for an instantaneous load, and this influence is eliminated. Although recovery to zero speed is slow, this is due to the fact that the speed control band is designed to be 2 (rad / s) in consideration of the load device moment of inertia which is about 53 times that of the test motor. . For an inertia moment load similar to that of the test motor, it is satisfactory to secure a 100 (rad / s) speed band.
[0078]
As can be easily understood from the experimental results shown above, in the case of the sensorless vector control method and the apparatus according to the present invention, high-performance control performance, that is, an excellent effect of overcoming conventional problems, is obtained. As a result, high usability can be secured.
[0079]
Next, an embodiment in which a vector control device based on the mirror vector control method of the present invention is applied to a synchronous reluctance motor will be described. FIG. 10 shows the basic structure. The
[0080]
The fundamental difference in vector control between a permanent magnet type synchronous motor and a synchronous reluctance motor is in the way of taking a rotating coordinate system in controlling a stator current that contributes to torque generation. That is, in the case of the permanent magnet type synchronous motor, the base axis of the rotational coordinate system is set at the rotor reverse salient pole position, whereas in the synchronous reluctance motor, the base axis of the rotary coordinate system is set at the rotor salient pole position. It is common. It is not the essence of vector control whether the base axis of the rotating coordinate system is set at the position of the rotor salient pole or salient pole. However, as is well known to those skilled in the art, the above-described basic axis setting is traditionally performed.
[0081]
As is well known to those skilled in the art, there is only a difference of π / 2 (rad) in electrical angle between the reverse salient pole position and the salient pole position of the rotor. The second vector rotator newly added in FIG. 10 is for rotating the vector signal by a fixed constant value π / 2 (rad). The definition of the second vector rotator J for the synchronous reluctance motor is as defined in the equation (2). As can be understood from the equation (2), the realization of the second vector rotator J only changes the position of the two components of the 2 × 1 vector signal alternately, and does not require any special calculation.
[0082]
In the embodiment of FIG. 10, an example in which a speed control system is configured is shown. Therefore, a torque command value is obtained as an output of the
[0083]
In the embodiment of FIG. 10, an example using the high-frequency
[0084]
Next, an embodiment in which a vector control device based on the mirror vector control method of the present invention is applied to an induction motor will be described. FIG. 11 shows the basic structure. The
[0085]
In the vector control of the permanent magnet type synchronous motor and the induction motor, it is common to set the base axis of the rotating coordinate system in the control of the stator current contributing to the torque generation to the position of the rotor magnetic flux. This is common to both electric motors. In the permanent magnet type synchronous motor, the position of the rotor magnetic flux and the position of the reverse salient pole are the same. However, induction motors do not have this identity. That is, the rotor magnetic flux position and the rotor reverse salient pole position relatively slide according to the slip angular frequency.
[0086]
The newly introduced
[0087]
In the induction motor, the angular frequency ω of the rotor magnetic flux φ , Rotor electrical angular velocity ω 2n , Sliding angular frequency ω s The following relationship is established between the three parties.
[Equation 26]
Equation (26) holds even in an integrated state. That is, the integrated values of the rotor magnetic flux angular frequency, the rotor electrical angular velocity, and the slip angular frequency are respectively expressed as θ φ , Θ, θ s Then, the relationship of the following equation (27) is established.
[Expression 27]
Therefore, these θ φ , Θ, θ s The following equation (28) is established for the vector rotator using.
[Expression 28]
[0088]
When the base axis (d-axis) of the rotating dq coordinate system is matched with the rotor magnetic flux position, the slip angular frequency has a relationship with the stator current in the following equations (29) and (30).
[Expression 29]
[30]
I in equations (29) and (30) d , I q Are the d-axis component and the q-axis component of the stator current on the same coordinate system, and φ 2nd Is the normalized rotor flux. W 2 , R 2n Are motor parameters, each representing the reciprocal of the rotor time constant and the normalized rotor resistance.
[0089]
The
A modularized value is output in the range of. The cosine
[0090]
As clearly shown in FIG. 11, the
[0091]
In the embodiment of FIG. 11, an example in which the speed control system is configured is shown, and thus the torque command value is obtained as the output of the
[0092]
In the embodiment of FIG. 11, an example using the high-frequency
[0093]
As described above, the
[0094]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the present invention has the following effects. In particular, the present invention of
[0095]
In particular, the present invention according to
[0096]
A third aspect of the present invention is the vector control method according to the first aspect, wherein the phase output that is an estimated value of the intermediate angle between the high-frequency in-phase current vector and the high-frequency mirror phase current vector is generated by integration processing. A phase-locked loop is configured. As a result, it was possible to obtain a stable rotor speed estimation value that is resistant to noise and the like without requiring differential processing or approximate differential processing. As a result, in the case of configuring a speed control system, an effect that the system stability, which is one of the important actions of the invention of
[0097]
In particular, with regard to the effects related to high performance according to the present invention, detailed results by actual machine experiments are shown in relation to the embodiment example for the permanent magnet type synchronous motor, which far exceeds the performance of the conventional sensorless vector control method. It was demonstrated experimentally that extremely high performance can be obtained.
[0098]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the principle of a phase locked loop
FIG. 2 is a vector diagram showing one relationship between a rotor reverse salient pole position (electrical angle), a fixed αβ coordinate system, and a rotation dq coordinate system for estimating a rotor position;
FIG. 3 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control apparatus in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a vector position estimator in one embodiment.
FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a PLL unit in one embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a phase deviation detector in one embodiment.
FIG. 7 shows an example of experimental performance in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 8 shows an example of experimental performance in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 9 shows an example of experimental performance in one embodiment for a permanent magnet type synchronous motor.
FIG. 10 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control apparatus in one embodiment for a synchronous reluctance motor.
FIG. 11 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control device in one embodiment for an induction motor.
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional vector control apparatus.
FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional high-frequency voltage command device.
FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional vector position estimator.
FIG. 15 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional in-phase mirror phase current vector generator
FIG. 16 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional cosine sine generator;
[Explanation of symbols]
1a AC motor (permanent magnet synchronous motor)
1b AC motor (synchronous reluctance motor)
1c AC motor (induction motor)
2 Power converter
3 Current detector
5a vector rotator
5b Vector rotator
6 Current controller
7 Command converter
8 Speed controller
9 High frequency voltage command device
9a Phase integrator
9b Cosine sine signal generator
10 Vector position estimator
10a In-phase mirror phase current vector generator
10a-1 D-factor filter
10a-2 D-factor filter
10a-3 High-frequency common-mode current vector estimator
10b Cosine sine generator
10b-1 double angle cosine sine generator
10b-2 Intermediate angle cosine sine generator
10b-3 determiner
10c vector rotator
10d PLL section
10d-1 phase deviation detector
10d-1a CS signal generator
10d-1b Deviation determiner
10d-2 phase controller
10d-3 phase integrator
10e Cosine sine signal generator
11 Speed estimator
12 High frequency current filter
13a Second vector rotator
13b Second vector rotator
14 Slip angle estimator
15 Cosine sine signal generator
Claims (4)
該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、該フェーズロックドループの位相出力を該中間角の推定値とするように、該位置決定工程を構成することを特徴とする交流電動機のベクトル制御方法。Stator current that contributes to torque generation is divided and controlled as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system constituted by a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other designated by a vector rotator. A current control step, a high-frequency voltage application step for applying a high-frequency voltage that can be treated as a rotating high-frequency voltage vector as at least a part of the stator voltage, and the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector Position determining step for determining an intermediate angle of an angle formed by a high-frequency in-phase current vector rotating to a high-frequency magnetic flux vector and a high-frequency mirror phase current vector rotating in a direction opposite to the high-frequency magnetic flux vector or an estimated value thereof as a reverse salient pole position of the rotor A vector control method for an AC motor having
A phase-locked loop that receives a phase deviation generated using the high-frequency common-mode current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in-phase with the high-frequency mirror phase current vector or an approximate value of the phase deviation is configured. A vector control method for an AC motor, wherein the position determining step is configured so that a phase output of the phase locked loop is an estimated value of the intermediate angle.
該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とし、位相出力を該中間角の推定値とするフェーズロックドループ手段を、該位置決定手段が有するようにしたことを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。Stator current that contributes to torque generation is divided and controlled as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system constituted by a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other designated by a vector rotator. Current control means, high-frequency voltage application means for applying a high-frequency voltage that can be treated as a rotating high-frequency voltage vector as at least part of the stator voltage, and the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector Position determining means for determining an intermediate angle of an angle formed by a high-frequency in-phase current vector rotating in the direction of the high-frequency magnetic flux vector and a high-frequency mirror phase current vector rotating in a direction opposite to the high-frequency magnetic flux vector or an estimated value thereof as a reverse salient pole position of the rotor An AC motor vector control device having
A phase deviation or a phase deviation approximate value generated using the high-frequency common-mode current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror-phase current vector or an estimated value in phase with the high-frequency mirror phase current vector is input, and the phase output is the intermediate angle A vector control apparatus for an AC electric motor, wherein the position determining means has phase locked loop means for an estimated value.
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