JP3968688B2 - Vector control method and apparatus for AC motor - Google Patents

Description

αβ座標系の２相電圧指令値に変換し、２相３相変換器５ｂへ送る。５ｂでは、２相信号を３相電圧指令値に変換し、電力変換器３への指令値として出力する。電力変換器３は、指令値に応じた電力を発生し、交流電動機１ａへ印加しこれを

ている。
【０００８】
図１８の本例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度検出値を入力とする速度制御器１０の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器１０、速度検出器１１は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【０００９】
図１９は、逆突極特性をもつ交流電動機の１種である回転子スロット開放形誘導電動機に対し、回転子位置検出器を利用したベクトル制御方法を装置化し、これに装着した場合の代表的１例を概略的にブロック図で示したものである。本例のベクトル制御と図１８を用いて説明した永久磁石形同期電動機に対するベクトル制御の大きな違いは、交流電動機を回転子スロット開放形誘導電動機１ｂに変更し、磁束位相推定器１２を導入した点にあり、他の諸機器は図１８の場合と同様である。誘導電動機においては、回転子位置と回転子磁束の位相との間に滑りが存在し、回転子位置と回転子磁束位相とは同一ではない。回転子磁束の位相は回転子磁束の角周波数と積分・微分の関係にあり、回転子磁束の角周波数は回転子速度と滑り角周波数の和として定められる。また、滑り角周波数は回転ｄｑ座標系の２相電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑより推定される。磁束位相推定器１２は、この関係を利用して得た回転子磁束位相の推定値を余弦正弦信号発生器７へ向け出力している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
交流電動機のための従来のベクトル制御方法を実現するには、上記代表例で説明したように、回転子位置を検出するための回転子位置検出器が必要不可欠である。しかし、エンコーダ等の回転子位置検出器の回転子装着は、以下のような課題を不可避的に発生してきた。
【００１１】
第１課題が、電動機システムの信頼性の低下である。エンコーダ等の回転子位置検出器は、電動機本体と比較するならば、その機械的頑健性は著しく低い。すなわち、回転子位置検出器の装着により、電動機システムとしての機械的信頼性を著しく低下させている。回転子位置検出器の装着に起因する電動機システムの頑健性低下は、機械的側面のみならず、回転子位置検出器信号への電源ノイズの混入に見られる電気的側面、更には回転子発熱に遠因する回転子位置検出器の温度上昇に見られる熱的側面においても同様に発生している。このように、エンコーダ等の回転子位置検出器を電動機回転子に装着することにより、電動機システムの信頼性を甚だしく低下させてきた。
【００１２】
第２課題が、電動機スペースの増大である。電動機単体での容積にも依存するが、回転子位置検出器を回転子に装着することにより、電動機の軸方向への容積が数パーセントから数十パーセント増大する。
【００１３】
第３課題が、回転子位置検出器動作用の電源線、検出信号を受けるための信号線の配線と配線のためのスペースの確保である。当然のことながら、回転子位置検出器を動作させ、これから回転子の位置情報を得るには、このための配線が必要である。しかも、信号線と言えども、上述の機械的・電気的・熱的信頼性の低下を極力回避すべく、電動機本体を駆動するための電力線並みに頑健につくることが一般に要求される。結果的には、電動機１機につき本来の電力線とほぼ同等なサイズの信号線の配線、更にはこのためのスペースが必要となる。
【００１４】
第４課題が、各種コストの増大である。小形電動機においては、製造時において既に回転子位置検出器のコストが電動機本体より高くなることさえある。回転子位置検出器に付随した配線のコストも、小形電動機では無視できない。更には、信頼性の低下に対応するための保守コストの増大も必然的に発生する。こうした各種コストは、電動機の使用個数に応じ、増大する。特に保守コストは個数に応じて指数的に増大する特性をもつ。
【００１５】
上記の課題は回転子位置検出器に直接あるいは間接的に起因したものであり、回転子位置検出器を必要としない所謂センサレスベクトル制御方法が確立されれば、必然的に解決される。事実、このための交流電動機のセンサレスベクトル制御法に関し、特色ある幾つかの方法が既に報告されている。交流電動機のセンサレスベクトル制御法及び同装置に関する国内外の技術開発の最新サーベイ結果が、文献（電気学会交流電動機駆動方式の新技術調査専門委員会編、電気学会技術報告第７６０号、交流電動機駆動における最近の技術動向、平成１２年２月発刊）において、詳しく紹介されている。これに説明されているように、交流電動機のセンサレスベクトル制御法は、回転子位置の推定を、トルク発生のための電圧、電流の基本波成分を用いて行う方法と、トルク発生に寄与しない高周波電力を別途注入し電圧電流に含まれる高周波成分を用いて行う方法とに大別される。また、特に本発明が対象とする高周波電圧を印加する方法に関しては、潜在的性能に期待は寄せられてはいるが研究開発の歴史が浅く、必ずしも十分な性能が得られていない。特に、交流電動機は動作状態に応じて電動機の特性が変動するため、換言するならば電動機の特性を表現した電動機パラメータが変動するため、この変動に頑健なセンサレスベクトル制御法および同装置の開発が求められている。
【００１６】
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、逆突極特性を有する交流電動機のためのエンコーダ等の回転子位置検出器を必要としないベクトル制御方法及び同装置として、回転子位置の余弦・正弦値を電動機パラメータの変動に頑健な状態で、更には精度良くあるいは効率良く推定できるベクトル制御方法及び同装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御工程と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する工程とを有する交流電動機のベクトル制御方法であって、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した高周波電流ベクトルを用い、同じく該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する鏡相電流ベクトルとを検出あるいは推定し、該同相電流ベクトルと該鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を、該交流電動機の回転子位置の余弦・正弦推定値として該ベクトル回転器の回転信号の生成に利用することを特徴とする。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて、該中間角の２倍角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定し、該２倍角余弦・正弦決定値から該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定するようにしたことを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明は、請求項２記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該中間角の余弦・正弦値の期待される大きさに応じて、該２倍角余弦・正弦決定値から該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定する方法を変更するようにしたことを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、ノルムを同一化した、該同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と、該鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値との２個のベクトルを生成し、２個の該同一ノルムベクトルのベクトル加算によって得た合成ベクトルに比例して、該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定するようにしたことを特徴とする。
【００２１】
請求項５の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、ノルムを同一化した、該同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と、該鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値との２個のベクトルを生成し、２個の該同一ノルムベクトルのベクトル減算によって得た合成ベクトルをπ／２（ｒａｄ）回転させ、回転後の減算合成ベクトルに比例して該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定するようにしたことを特徴とする。
【００２２】
請求項６の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該高周波電圧ベクトルを正弦高周波電圧ベクトルとしたことを特徴とする。
【００２３】
請求項７の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御手段と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加手段とを有する交流電動機のベクトル制御装置であって、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した固定子電流ベクトルを用い、同じく該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する鏡相電流ベクトルとを検出または推定する手段と、該ベクトル回転器の回転信号の生成に利用し得る該交流電動機の回転子位置の余弦・正弦推定値として、該同相電流ベクトルと該鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を生成する手段とを有することを特徴とする。
【００２４】
次に本発明の作用について説明する。交流電動機の固定子Ｕ相巻線の中心の方向を基軸すなわちα軸とし、これに直交した副軸をβ軸とする固定αβ座標系を考える。また、基軸から副軸の方向を正方向とする。回転子の逆突極位置（すなわち基準となるべき回転子位置）がある瞬時にα軸に対して電気的角度θをなしているものとする。図１に、１例として、永久磁石形同期電動機の回転子逆突極位置（Ｎ極位置）の様子を示した。固定αβ座標系上では、本発明が対象とする逆突極特性を有する交流電動機の電気的特性は次の（１）、（２）式で表現することができる。
【数１】
ν_１＝Ｒ_１ｉ_１＋ｓφ_１ （１）
【数２】
φ_１＝φ_ｉ＋φ_ｍ （２）
【００２５】
（１）、（２）式におけるＲ_１は固定子の巻線抵抗を、ｓは微分演算子ｄ／ｄｔを意味している。また、ν_１，ｉ_１，φ_１はそれぞれ固定子電圧ベクトル、固定子電流ベクトル、固定子鎖交磁束（固定子磁束）ベクトルである。φ_ｉ、φ_ｍは固定子磁束ベクトルφ_１を構成する成分を示しており、φ_ｉは固定子電流により直接的に生成された磁束ベクトルを、φ_ｍは回転子側から鎖交した回転子磁束ベクトルを各々意味している。これらベクトルはすべて２ｘ１ベクトルである。
【００２６】
ベクトル制御の遂行に際しては、図１８及び図１９を用いて説明したように、固定αβ座標系上の信号をベクトル回転器６ａを用いて回転ｄｑ座標系上の信号へ、また、回転ｄｑ座標系上の信号をベクトル回転器６ｂを用いて固定αβ座標系上の信号へ変換する必要がある。このときのベクトル回転器６ｂの特性は、次の（３）式で表現される。
【数３】

ベクトル回転器６ａの特性はこの転置行列として表現される。（３）式におけるθ_φは、固定αβ座標系上で評価されだ回転子磁束の位相である。すなわち、（３）式が明瞭に示しているように、ベクトル回転器には、固定αβ座標系上で評価された回転子磁束位相の余弦・正弦値が必要である。
【００２７】
同期電動機のための従来のベクトル制御法では、図１８を用いて説明したように、回転子磁束位相θ_φと回転子位置θとは同一であるので、回転子磁束位置の余弦・正弦値を得るために回転子に位置検出器を装着し回転子位置θの余弦・正弦値を直接的に得てきた。誘導電動機のための従来のベクトル制御法では、図１９を用いて説明したように、回転子磁束位相の余弦・正弦値を得るために、回転子に位置検出器を装着し、近似微分処理を通じ回転子速度を得てきた。本発明は、これに代わって回転子位置検出器を用いることなく、回転子位置の余弦・正弦推定値及び回転子速度の推定値を得ようとするものである。
【００２８】
本発明においては、交流電動機に対し、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する。高周波電圧を印加する本発明においては、電動機の電圧、電流、磁束の各ベクトルは、以下のように、トルク発生に寄与し回転子の電気角速度と同等周波数である基本波成分（低周波成分）と印加高周波電圧に起因する高周波成分とに分離表現することができる。
【数４】

【００２９】
（４）式各式における右辺第１項は回転子の電気角速度と同等周波数の低周波成分を意味しており、これを脚符ｓで明示している。一方、各式右辺第２項は高周波成分を意味しており、これを脚符ｈで明示している。（４）式のすべての信号は２ｘ１のベクトルである。（４）式の最終式で明示しているように、回転子と直接的に関係する回転子磁束ベクトルφ_ｍは、当然のことながら低周波側の信号である。これらの２種の成分は、周波数が大きく異なっており、適切な特性のフィルタを用い分離することができる。
【００３０】
固定子の電圧、電流、磁束の各ベクトルの高周波成分である高周波電圧ベクトルν_１ｈ、高周波電流ベクトルｉ_１ｈ、高周波磁束ベクトルφ_１ｈの間には、（１）、（２）式に（４）式の関係を用いた上で高周波成分の取り出すことにより容易に理解されるように、次の（５）式の関係が成立している。
【数５】
ν_１ｈ＝Ｒ_１ｉ_１ｈ＋ｓφ_１ｈ （５）
この際、高周波磁束ベクトルφ_１ｈと高周波電流ベクトルｉ_１ｈの間には、逆突極特性より、次の（６）式に示した関係が成立している。
【数６】

（６）式におけるＱ（θ）は次の（７）式で定義された２ｘ２鏡行列を、
【数７】

またＬ_ａ、Ｌ_ｂはインダクタンスを示している。本発明で対象とする交流電動機の突極特性は鏡行列Ｑ（θ）により表現されている。特に逆突極性は、鏡行列と一体的に存在するインダクタンスＬ_ｂの負性Ｌ_ｂ＜０で表現されている。
【００３１】
本発明は、（５）、（６）式における高周波電流ベクトルｉ_１ｈを用い、高周波磁束ベクトルφ_１ｈと同一方向へ回転する同相電流ベクトルｉ_１ｈａと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｂとを得、同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を、回転子位置の推定値とするものである。
【００３２】
本発明では、同相電流ベクトルｉ_１ｈａ、鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｂは、各々（８）、（９）式のように定めている。
【数８】

【数９】

（８）、（９）式で定義した同相電流ベクトルｉ_１ｈａ、鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｂは、高周波電流ベクトルに対し次の（１０）式の関係を満足している。
【数１０】
ｉ_１ｈ＝ｉ_１ｈａ＋ｉ_１ｈｂ （１０）
更には、これら３つの電流ベクトルは（６）式の関係を満足している。
【００３３】
次に、同相、鏡相の両電流ベクトルの成す角の中間角をもって、回転子位置（すなわち、回転子の逆突極位置）θの推定値とすることができることを説明する。簡明な説明を図るべく、先ず、θの余弦・正弦値により構成した単位ベクトルを（１１）式のように定義する。
【数１１】

高周波磁束ベクトルφ_１ｈは、その位相をθ_ａとすると、これを用いて次のように表現することができる。
【数１２】

このとき、同相電流ベクトルｉ_１ｈａは（８）式より高周波磁束ベクトルφ_１ｈと同相であり、次の（１３）式のように評価することができる。
【数１３】

【００３４】
一方、鏡相電流ベクトルは、（９）、（１２）式を考慮すると、（１４）式のように再評価することができる。
【数１４】

（１４）式においては、逆突極特性により、−Ｌ_ｂ＞０の関係が成立している。
【００３５】
（１３）、（１４）式は、回転子の逆突極位置に対し、同相と鏡相との両電流ベクトルは互いに逆相の状態にあることを明快に説明するものである。換言するならば、両電流ベクトルの位相の中間値を、回転子位置（すなわち、逆突極位置）θの推定値として扱い得ることを示すものである。回転子位置θの推定値の余弦・正弦値は、当然のことながら、回転子位置θの余弦・正弦の推定値となる。本発明は、こうして得た余弦・正弦の推定値を回転ｄｑ座標系を構成するために必要なベクトル回転器の回転信号の生成に利用しようとするものである。以上、（８）−（１４）式を用いて説明した回転子位置を示す単位ベクトル、高周波磁束ベクトル、高周波電流ベクトル、同相電流ベクトル、鏡相電流ベクトルの関係を、より明快な理解の一助として、ベクトル図の形で図２に明示した。
【００３６】
固定子電流ベクトルは、ベクトル制御方法あるいはベクトル制御装置において従来より使用されている電流検出器４と３相２相変換器５ａにより難なく検出できる。また、同相電流ベクトル、鏡相電流ベクトルは、後述の実施形態例で具体的に説明するようにその周波数的特性を活用することにより、固定子電流ベクトルより検出することが、あるいは関連信号より推定することができる。回転子位置の推定には、上述の説明より既に明白なように、同相、鏡相の両電流ベクトルの位相情報のみが必要であり、この振幅情報は必要としない。回転子位置推定における振幅情報への非依存性は、（８）、（９）式と併せて考慮するならば、インダクタンスすなわち電動機パラメータに依存することなく、換言するならば電動機パラメータの変動に頑健な状態で回転子位置が推定可能であることを意味している。
【００３７】
以上の説明より明白なように、請求項１あるいは請求項７の本発明によれば、固定子に装着される回転子位置検出器を用いることなく、ベクトル制御ためのベクトル回転器の回転信号生成に必要な回転子位置の推定値を、ひいては回転子位置の余弦・正弦推定値、回転子の速度推定値を得ることが出来ると言う作用が得られる。しかも、電動機パラメータの変動に頑健な状態で得ることができると言う作用が得られる。本作用は、印加した高周波電圧ベクトルの角周波数が回転子の電気的角速度に対し十分高ければ、すなわち関係諸信号が（４）式に明示しているように周波数分離が可能な状態にあれば、回転子の停止時あるいは停止時に準ずる極低速時に限定されることなく、広い動作範囲で得られる。
【００３８】
次に、本発明の請求項２の作用について説明する。（８）−（１４）式を活用し、回転子の逆突極位置θに対し、同相ベクトルと鏡相ベクトルは互いに逆相の状態にあることを説明した。この関係は、回転子の逆突極位置θ、同相、鏡相電流ベクトルの各位相θ_ａ、θ_ｂを用い、（１５）式のように表現することができる。
【数１５】
２θ＝θ_ａ＋θ_ｂ （１５）
【００３９】
ベクトル制御のためのベクトル回転器に必要な回転信号は、（３）式を用いて説明したように、位相そのものではなく位相の余弦・正弦値である。すなわち、（１５）式のみならず応用的には次の（１６）式の関係も重要である。
【数１６】

【００４０】
（１６）式の右辺は、同相及び鏡相電流ベクトルから直接算出することができる。例えば、簡単には次の（１７）式によればよい。
【数１７】

（１７）式は、回転子逆突極位置の２倍角余弦・正弦値は、正規化された同相、鏡相の両電流ベクトルにより、換言すならば両ベクトルの位相情報のみで決定されることを明瞭に示しており、（１６）式との整合性は明らかである。なお、（１７）式におけるＪは次の（１８）式で定義された２ｘ２交代行列である。
【数１８】

【００４１】
一方、周知のように、２倍角に関しては、次の（１９）式の三角関数関係が一般的に成立する。
【数１９】

これより、逆突極位置の２倍角の余弦・正弦値がわかれば、（１９）式の関係を用い逆突極位置の余弦・正弦値を決定することができることが明らかである。
【００４２】
請求項２の本発明は、請求項１のベクトル制御方法であって、該同相電流ベクトルあるいはこの推定値と該鏡相電流ベクトルあるいはこの推定値とから該中間角の２倍角の余弦・正弦値あるいはこの推定値を決定し、決定した該２倍角の余弦・正弦決定値から該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定するようにしている。（１７）−（１９）式を用いた上記説明より明白なように、本発明によれば、同相電流ベクトル、鏡相電流ベクトルの各位相θ_ａ、θ_ｂ算出することなく、これらのベクトルからベクトル回転器の回転信号の生成に必要な余弦・正弦の推定値を直接的に算定できると言う作用が得られる。ベクトルからの位置の算定は非線形関数の１種である三角関数の逆演算を必要とし、この種の逆演算は、周知のように、位相によっては大きな誤差を生じたり、大きな演算量を必要とすることがある。しかし、請求項２の本発明によれば、この種の逆演算を必要としないので、回転子位置の余弦・正弦の推定値を比較的高い精度で、また比較的軽い計算量で決定できると言う作用が得られる。換言するならば、請求項２の本発明によれば、請求項１で説明した作用を比較的高い精度で、かつ比較的軽い計算量で得ることができるようになる。
【００４３】
続いて、請求項３の本発明の作用について説明する。回転子逆突極位置の２倍角の余弦・正弦値あるいはその推定値から、回転子逆突極位置の余弦・正弦値あるいはその推定値を算定する際に、（１９）式の第１行の関係を利用する場合には、不可避的に平方根の解法が必要となる。また、（１９）式の第２行の関係を利用する場合には、平方根の解法を必要としないが、除算が必要となる。一般に、除算に要する演算量は、平方根の解法に要する演算量に比較し小さいので、第２行を努めて活用することが望ましい。しかし、除算は、分母の絶対値が著しく小さい場合には大きな誤差を生じる特性をもつので、実用的にはこれを可能な限り回避する必要がある。以上の説明で理解されるように、たとえば、余弦値の絶対値が大きくなる場合には、次の（２０）式に示した決定法が望ましい。
【数２０】

一方、正弦値の絶対値が大きくなる場合には、次の（２１）式に示した決定法が望ましい。
【数２１】

【００４４】
請求項３の本発明は、請求項２記載のベクトル制御方法であって、該中間角の余弦・正弦の推定値の期待される大きさに応じて、該２倍角の余弦・正弦の決定値から該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定する方法を変更するようにしている。この結果、（２０）、（２１）式を用いた上記の説明より明白なように、最も高い計算精度を維持した状態で、更には、計算量を合理的に低減した状態で、ベクトル回転器の回転信号の生成に必要な余弦・正弦値あるいはその推定値を決定できると言う作用が得られる。ひいては、請求項３の本発明によれば、請求項２で説明した作用を、最も高い計算精度で、かつ合理的に低減した計算量で、得ることができようになる。
【００４５】
続いて、請求項４の本発明の作用について説明する。請求項４の本発明は、請求項１記載のベクトル制御方法であって、ノルムを同一化した、該同相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルと、該鏡相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルとの２個のベクトルを生成し、２個の該同一ノルムベクトルのベクトル加算によって得た合成ベクトルに比例して、該中間角の余弦・正弦の推定値を各々決定するようにしている。
【００４６】
上記ベクトル合成の様子を図３に図示した。同図では、回転子の逆突極位置をその余弦・正弦値を要素とした単位ベクトルｕ（θ）で、ノルムを同一化した２個のベクトルをｉ_１ｈａ／‖ｉ_１ｈａ‖とｉ_１ｈｂ／‖ｉ_１ｈｂ‖とで表現している。また、これらのベクトル加算による合成ベクトルをζ_ａで表現している。合成ベクトルが回転子の逆突極と同一方向をもつことは、同図より容易に理解されよう。加算合成ベクトルζ_ａが逆突極位置を示す単位ベクトルと同一方向をもつことは、厳密には、数式を用いて次のように説明することができる。
【数２２】

（２２）式は、加算合成ベクトルζ_ａが逆突極位置を示す単位ベクトルｕ（θ）のスカラ倍になることすなわちｕ（θ）に比例すること、ひいては図３による説明の正当性を裏付けるものである。
【００４７】
回転子の逆突極位置の余弦・正弦値は、（２２）式より直ちに、以下の関係に従がい推定できることが明らかである。
【数２３】

すなわち、本発明の請求項４で明示したように、該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値は、加算合成ベクトル比例して決定すればよい。なお、本発明では、（２３）式を用いて明示しているように、ｓｇｎ関数が取りうる＋符号のみならず−符号をも含めて、２個のベクトルの「比例」関係を捕らえている。
【００４８】
請求項４の本発明によれば、（２２）、（２３）式を用いた以上の説明より容易に理

となる特別な状況を除けば、極簡単な演算で、ベクトル回転器の回転信号生成に必要な該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定できると言う作用が得られる。この結果、請求項４の本発明によれば、請求項１で説明した作用を極簡単な演算で達成できるようになる。なお、高周波磁束ベクトルと単位ベクトルとの内積絶対値の僅少時の問題回避方法、及びｓｇｎ関数に依存する符号の判定方法は請求項４の本発明に関連した実施形態例に関連して後に具体的かつ詳しく説明する。
【００４９】
続いて、請求項５の本発明の作用について説明する。請求項５の本発明は、請求項１記載のベクトル制御方法であって、ノルムを同一化した、該同相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルと、該鏡相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルとの２個のベクトルを生成し、２個の該同一ノルムベクトルのベクトル減算によって得た合成ベクトルをπ／２（ｒａｄ）回転させ、回転後の減算合成ベクトルに比例して、該中間角の余弦・正弦の推定値を各々決定するようにしている。
【００５０】
上記ベクトル合成の様子を図４に図示した。同図では、回転子の逆突極の方向を単位ベクトルｕ（θ）で、ノルムを同一化した２個の電流ベクトルをｉ_１ｈａ／‖ｉ_１ｈａ‖とｉ_１ｈｂ／‖ｉ_１ｈｂ‖とで表現している。また、これらのベクトル減算による合成ベクトルをζ_ｓで表現している。減算合成ベクトルζ_ｓの方向が回転子逆突極位置に対し垂直方向となることは、同図より容易に理解されよう。これは、厳密には、数式を用いて次のように説明することができる。
【数２４】

（２４）式は、減算合成ベクトルの方向は逆突極位置を示す単位ベクトルｕ（θ）に対し垂直方向を向き、大きさはそのスカラ倍になること、ひいては図４による説明の正当性を裏付けるものである。（１８）式で定義され、（２４）式で使用された交代行列Ｊは、これに作用するベクトルをπ／２（ｒａｄ）回転させる働きをもつ。
【００５１】
回転子の逆突極位置の余弦・正弦値は、（２４）式より直ちに、以下の関係に従がい推定できることが明らかである。
【数２５】

すなわち、本発明の請求項５で明示したように、減算合成ベクトルζ_ｓを交代行列Ｊを用いてπ／２（ｒａｄ）回転させ、回転後の減算合成ベクトルに比例して該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を各々決定すればよい。なお、本発明では、（２５）式を用いて明示しているように、ｓｇｎ関数が取りうる＋符号のみならず−符号をも含めて、２個のベクトルの「比例」関係を捕らえている。
【００５２】
請求項５の本発明によれば、（２４）、（２５）式を用いた以上の説明より容易に理

値が僅少となる特別な状況を除けば、極簡単な演算で、ベクトル回転器の回転信号生成に必要な該中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定できると言う作用が得られる。この結果、請求項５の本発明によれば、請求項１で説明した作用を極簡単な演算で達成できるようになる。なお、高周波磁束ベクトルと単位ベクトルとの交代的内積の絶対値の僅少時の問題回避方法、及びｓｇｎ関数に依存する符号の判定方法は請求項５の本発明に関連した実施形態例に関連して後に具体的かつ詳しく説明する。
【００５３】
次に、本発明の請求項６の作用について説明する。印加した高周波電圧ベクトルの高周波性を考慮するならば、高周波電圧ベクトル、高周波電流ベクトル、高周波磁束ベクトルの関係を示した（５）式においては、右辺第２項が支配的となる。すなわち、（５）式の関係は、信号の高周波性を考慮するならば、実質的に次の（２６）式あるいは（２７）式で表現することができる。
【数２６】
ν_１ｈ＝ｓφ_１ｈ （２６）
【数２７】

【００５４】
（２７）式が意味するように、高周波磁束ベクトルφ_１ｈは高周波電圧ベクトルν_１ｈの積分値を示すことになるので、印加した高周波電圧ベクトルが正弦波形状であれば、高周波磁束ベクトルも正弦波形状となる。ひいては、（８）、（９）式で定義した同相電流ベクトルｉ_１ｈａ、鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｂも正弦波形状となる。この結果、同相、鏡相の両電流ベクトルを用いた位相の余弦・正弦値の検出あるいは推定が安定化する。
【００５５】
以上の説明より明らかなように、請求項６の本発明によれば、印加する高周波電圧ベクトルを正弦高周波電圧ベクトルとするので、同相、鏡相の両電流ベクトルを用いた位相の余弦・正弦値の検出あるいは推定が安定するようになると言う作用が得られる。この結果、請求項６の本発明によれば、請求項１で説明した作用を、安定的に達成できるようになる。
【００５６】
以上、本発明によれば、その作用として、回転子位置の余弦・正弦値が電動機パラメータの変動に頑健な状態で推定できることを説明した。しかも、推定の精度、計算量、安定性の面で優れた特性を有していることを明らかにした。この優れた特性は、回転子速度の推定にも機承される。これは、回転子速度が回転子位置と微分積分の関係にあり、回転子位置の余弦・正弦値ｕ（θ）から次の（２８）式の関係に従がい算定できることから明らかである。
【数２８】

ここにω_２ｍは回転子の機械角速度であり、Ｎ_ｐは極対数である。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。本発明のベクトル制御方法を適用したベクトル制御装置と交流電動機（同期電動機）の１実施形態例の基本的構造を図５に示す。本構造と図１８を用いて説明した従来制御法による構造との基本的な違いは、回転子位置検出器２、余弦正弦信号発生器７に代わってベクトル位置推定器１３が、また速度検出器１１に代わって速度推定器１４が新規に導入されている点にある。更には、高周波電圧ベクトル印加のために高周波電圧指令器１５とこれに起因する高周波電流ベクトルｉ_１ｈの電流制御器への混入を排除するための高周波電流除去フィルタ１６が、追加用意されている点にある。他の機器に関しては、基本的には図１８に示した従来制御法に基づく装置と同一であり、その動作原理も従来と同一である。例えば、図５の実施形態例における回転子速度に同期した電流ベクトルｉ_１ｓ、電圧指令ベクトルν_１ｓの処理・発生手順は、図１８を用いて説明した従来の装置における電流ベクトルｉ_１、電圧指令ベクトルν_１の処理・発生手順と同一である。
【００５８】
本発明の核心はベクトル位置推定器１３にある。速度推定器１４はベクトル位置推定器１３の出力である位置の余弦・正弦推定値から回転子の速度を推定する推定器であり、当業者にとっては周知の従来の手法を活用してよい。例えば（２８）式に従った速度推定法を微分処理を近似微分処理に置換した形で活用してよい。本実施形態例では、図１８の従来法による装置との対比のため速度制御の１例を示したが、当業者にとっては明らかなように、トルク制御にも応用可能である。以下では、まず、高周波電圧ベクトルの印加に関連して導入した高周波電圧指令器１５、高周波電流除去フィルタ１６の説明を行い、次に本発明の核心部分であるベクトル位置推定器１３の詳細な説明を行う。
【００５９】
図６は、高周波電圧ベクトル印加のための高周波電圧指令器１５の１実施形態例の内部構造を示したものである。先ず、高周波角周波数ω_ｈを位相発生器１５ａへ入力し、高周波電圧ベクトルの位相θ_ｈを決定する。位相発生器１５ａの出力たる高周波位相θ_ｈは基本的には高周波角周波数ω_ｈの積分値であるが、位相発

周波位相は余弦正弦信号発生器１５ｂへ入力され、１５ｂはその余弦・正弦値ｕ（θ_ｈ）を発生する。余弦・正弦値は所要の電圧レベルを得るべくゲインＫ_ｈで増

高周波電圧ベクトルν_１ｈが電動機１ａへ印加される。この際、高周波電圧指令器１５は、図６に明示しているように、高周波角周波数ω_ｈ及び余弦・正弦値ｕ（θ_ｈ）を同時に出力できるようにしている。
【００６０】
高周波電圧ベクトルの印加に応じて、高周波電流ベクトルｉ_１ｈが発生し、これが固定子電流ベクトルｉ_１に含まれることになる。ベクトル制御においては、トルク発生に寄与する固定子電流ベクトルに対してのみ電流制御する必要がある。すなわち、（４）式に示した固定子電流ベクトルｉ_１に含まれる基本波成分（低周波成分）ｉ_１ｓに対してのみ電流制御する必要がある。高周波電流除去フィルタ１６はこのために導入されたものであり、その役割は、高周波電流ベクトルｉ_１ｈの電流制御器への混入を排除し、トルク発生に寄与する固定子電流ベクトルｉ_１ｓを抽出することにある。
【００６１】
従って、高周波電流除去フィルタ１６としては、基本的には、高周波電流ベクトルｉ_１ｈを排除できるフィルタ特性を有すればよい。例えば、バンドストップフィルタ、またはローパスフィルタでこれを実現することができる。高周波角周波数ω_ｈをバンドストップの中心周波数とするバンドストップフィルタＦ（ｓ）は、例えば、次の（２９）式に従がい実現することができる。
【数２９】

また、ω_ｈをカットオフ角周波数とするローパスフィルタＦ（ｓ）は、例えば、次の（３０）式に従がい実現することができる。
【数３０】

【００６２】
図５に示した実施形態例では、図が明白に示しているように、ベクトル位置推定器は、３相２相変換器５ａより固定子電流ベクトルｉ_１を、高周波電圧指令器１５より高周波電圧ベクトルの情報（高周波角周波数ω_ｈ、余弦・正弦値ｕ（θ_ｈ））を入力として得ている。ベクトル位置推定器の出力は、後に詳しく説明するように同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値であり、同期電動機を対象にした本実施形態例では、これは図に明示しているように２個のベクトル回転器のための回転信号そのものとして利用されている。
【００６３】
図７は、ベクトル位置推定器１３の内部構造を示したものである。ベクトル位置推定器１３は、大きくは、同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａと余弦正弦生成器１３ｂの２つの機器から構成されている。同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａは、高周波電流ベクトル等から、同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルとを検出または推定し出力している。すなわち、同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａは、高周波電圧ベクトルの印加に応じて発生した高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する鏡相電流ベクトルとを検出または推定する手段を実現している。余弦正弦生成器１３ｂは、同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルとの検出値または推定値を得て、これらの成す角の中間角の余弦・正弦値を出力している。すなわち、ベクトル回転器の回転信号の生成に利用し得る交流電動機の回転子位置の推定値として、鏡相電流ベクトルと同相電流ベクトルの成す角の中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を生成する手段を実現している。
【００６４】
図８（ａ）は、同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａの代表的な実施形態の１例を示したものである。本例では、高周波電流ベクトルｉ_１ｈを含んだ固定子電流ベクトルｉ_１と高周波電圧指令器１５からの高周波角周波数ω_ｈとを入力信号として利用し、高周波電圧ベクトルの余弦・正弦値ｕ（θ_ｈ）は利用していない。同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａは、可変特性多変数フィルタの１種である２個のＤ因子フィルタＦ（Ｄ）１３ａ−１、１３ａ−２を主要素として構成されている。符号反転した高周波角周波数−ω_ｈを入力とする１３ａ−１が同相電流ベクトルｉ_１ｈａを、符号反転のない高周波角周波数ωｈを入力とする１３ａ−２が鏡相電流ベクトルｉ_１ｈｂを検出し出力している。
【００６５】
ここで、本発明に利用したＤ因子フィルタについて説明する。本フィルタに使用しているＤ因子は，単位行列Ｉと交代行列Ｊを用いた次の（３１）式で定義される。
【数３１】

例えば、３次のＤ因子フィルタＦ（Ｄ）は、Ｄ因子を用い次の（３２）−（３４）式のように表現される。
【数３２】
Ｆ（Ｄ）＝Ａ^−１（Ｄ）Ｂ（Ｄ） （３２）
【数３３】
Ａ（Ｄ）＝Ｄ^３＋ａ_２Ｄ^２＋ａ_１Ｄ＋ａ_０Ｉ （３３）
【数３４】
Ｂ（Ｄ）＝ｂ_３Ｄ^３＋ｂ_２Ｄ^２＋ｂ_１Ｄ＋ｂ_０Ｉ （３４）
【００６６】
上記のＤ因子フィルタは、２ｘ１ベクトルの各成分であるスカラ信号に対し周波数特性Ｆ（ｓ＋ｊω_ｈ）のフィルタと等価な働きをする。この等価関係を図８（ｂ）に示した。従って、Ｆ（ｓ）をローパスの特性をもつように設計し、この係数をＤ因子フィルタＦ（Ｄ）に活用すれば、Ｆ（Ｄ）は−ω_ｈを中心周波数とするバンドパス特性を発揮することになる。しかも、極性分離の特性を有している。この極性分離のバンドパス特性により、同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルを分離・検出することができる。
Ｄ因子フィルタの実現の１実施形態例として、３次フィルタを対象に、Ｄ因子の逆因子Ｄ^−１と逆因子を利用した具体的実現を図９（ａ）、（ｂ）に各々示した。
【００６７】
同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａは、Ｄ因子フィルタに代わって、ベクトル回転器同伴フィルタを活用して構成することができる。ベクトル回転器同伴フィルタの特性に関しては、文献（新中新二、三相信号処理のためのベクトル回転器同伴フィルタの一般的特性解析、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１２０、Ｎｏ．７、ｐｐ．９４７−９４８、平成１２）に詳しく述べられているので、特性の詳細説明は省略する。結論のみ紹介すれば、ベクトル回転器同伴フィルタはＤ因子フィルタと等価なフィルタ特性を発揮する。
【００６８】
図１０は、同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａの別の実施形態の１例として、ベクトル回転器同伴フィルタを使用した例を示した。本実施形態例に使用したベクトル回転器の形式は（３）式に定義している通りであるが、ベクトル回転器用の余弦・正弦信号としては、高周波電圧指令器１５から高周波電圧ベクトルと同相の余弦正弦値ｕ（θ_ｈ）を直接得、これを使用している。この場合には、高周波電圧指令器１５から来ている高周波角周波数ω_ｈは使う必要はない。また、図１０におけるフィルタＦ（ｓＩ）は（３２）−（３４）式においてＤをｓＩで置換したもの、すなわち通常のローパスフィルタ２個をベクトル信号の各スカラ成分に作用するように並列に配したものである。
【００６９】
図１０の実施形態例では、破線で囲ったベクトル回転器同伴フィルタがＤ因子フィルタと等価なフィルタ特性を発揮する。図８（ａ）と図１０との比較より、２種の実施形態例の相互の関係は自明である。
【００７０】
高周波電圧ベクトルν_１ｈを、図６の実施形態例に示したように、正弦高周波電圧ベクトルとする場合には、（８）、（２７）式の関係より、高周波磁束ベクトルφ_１ｈと同相電流ベクトルｉ_１ｈａとは高周波電圧ベクトルν_１ｈに対し回転方向に向け約π／２（ｒａｄ）の位相遅れをもつ。本発明による回転子位置の推定には、本発明の作用の説明で明らかにしたように、同相、鏡相の両電流ベクトルの位相情報のみが必要であり、振幅情報を必要としない。むしろノルムを１とした電流ベクトルの方が都合がよい。この点を考慮するならば、ノルムを１に正規化した同相電流ベクトルを次の（３５）式の関係に従がい推定することができる。
【数３５】

【００７１】
（３５）式におけるｉ_１ｈａ／‖ｉ_１ｈａ‖は、ベクトル位置推定器１３内部の余弦正弦生成器１３ｂにおいてｉ_１ｈａに代わって使用されるべきものである。（３５）式の関係を利用した同相電流ベクトル推定器１３ａ−４を用いた、同相鏡相電流ベクトル生成器１３ａの実施形態の１例を図１１に示した。本実施形態例では、固定子電流ベクトル、高周波電圧ベクトルの高周波角周波数、同ベクトルの位相の正弦・余弦値が入力され、同相電流ベクトルの推定値と鏡相電流ベクトルの検出値が出力されている。高周波角周波数と同位相は、高周波電圧指令器１５からのものを利用すればよい。本例では、鏡相電流ベクトルの検出にＤ因子フィルタを利用したが、ベクトル回転器同伴フィルタを活用してももちろんよい。
【００７２】
図１２は、余弦正弦生成器１３ｂの１実施形態例を示したものである。同図における１３ｂ−１は２倍角余弦正弦生成器であり、１３ｂ−２は中間角余弦正弦生成器である。また、１３ｂ−３は、中間角余弦正弦生成器での決定法選択に利用される選択信号を生成するための判定器である。
【００７３】
２倍角余弦正弦生成器１３ｂ−１は、同相電流ベクトル、鏡相電流ベクトルあるいはその推定値を入力として受け取り、両ベクトルの中間角の２倍角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定し、出力している。このときの決定処理は、本発明の作用の説明で使用した（１７）式に忠実に従って遂行している。（１７）式が意味する、同相電流ベクトル、鏡相電流ベクトルの正規化処理を含む本決定処理の内容は、当業者にとっては十二分に明らかである。
【００７４】
中間角余弦正弦生成器１３ｂ−２は、２倍角余弦正弦生成器１３ｂ−１によって出力された２倍角の余弦正弦値あるいはその推定値を入力として受け取り、これを用いて中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定し出力している。
【００７５】
本発明では、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさに応じて、２倍角の余弦・正弦値あるいはその推定値から中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定する方法を変更するようにしている。例えば、中間角余弦正弦生成器１３ｂ−２には、下の（３６）−（３９）式に示すような４種の決定方法が用意されており、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさに応じて、この４種の決定方法のいずれか１つが選定されるようになっている。
【数３６】

【数３７】

【数３８】

【数３９】

（３６）−（３９）式においては、中間角の余弦・正弦値の大きさは中間角の値そのものに直接的に依存して定まると言う事実を考慮し、決定方法の選択条件を期待される中間角の値で各式最右翼に示している。
【００７６】
判定器１３ｂ−３は、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさを定め、上述の決定法を選択する役割に担っている。本発明における各器の処理は、ディジタル的に行うのが実際的である。具体的な実施形態例として、図１２には、ディジタル的処理を考慮し、１制御周期前の中間角の余弦・正弦の決定値を利用して、現時点の期待される大きさを決定する１例を例示している。この簡明な説明を図るため、現時点をｋ時点とし、１制御周期前を（ｋ−１）時点とし、（ｋ−１）時点での中間角の余弦・正弦の決定値をｕ（θ，ｋ−１）と表現することにする。図１２におけるｚ^−１は１制御周期分の遅延素子であり、入力信号を１制御周期遅延させ出力する働きをもつ。本素子以降の動作は以下の通りである。先ず（ｋ−１）時点での中間角の余弦・正弦決定値を次の（４０）式の関係に従がい処理し、ｋ時点での判定指標ｄ_１（ｋ）、ｄ_２（ｋ）を生成する。
【数４０】

次に、この判定指標により、ｋ時点での決定法として（３６）−（３９）式の何れを採用すべきかを判定する。指標ｄ_１（ｋ）、ｄ_２（ｋ）による判定は、図１３に示した方法に従がい実施している。図１３の方法は、判定指標の正負符号のみで判定を行うものであり、第１、２行の入力（判定指標の符号）に対し第３行が出力（選定結果）となっている。このように、実施形態例を用いて説明した本発明は合理的採用選定を簡単に行うことができる有用性の高いものとなっている。なお、２倍角の余弦・正弦決定値より、中間角の余弦・正弦値を正しく決定するには、上に説明した判定器１３ｂ−３の繰返性より理解されるように、逆突極位置（Ｎ極）の初期推定値がＳ極と間違われることなく正しく認識されていることが前提である。初期位置推定は電動機の駆動制御前に実施することになるが、これに直接活用できる初期位置推定の各種方法が該文献（電気学会技術報告第７６０号）等で既に詳しく説明されているので、これを活用すればよい。
【００７７】
図１４は、余弦正弦生成器１３ｂの第２実施形態例である。本実施形態例では、同相、鏡相の両電流ベクトルの情報が入力されると、先ず、両ベクトルのノルムを同一化するための処理を行う。具体的には、ノルムが１となるように正規化処理を行う。次に、本発明の作用の説明の際に示した（２２）、（２４）式の各々第１式に従がい、加算合成ベクトルζａ、減算合成ベクトルζｓを同時に生成する。減算合成ベクトルζ_ｓには更にＪを乗じ、ζ_ａとＪζ_ｓを判定正規化器１３ｂ−４へ入力する。
【００７８】
減算合成ベクトルにＪを乗じる処理を行うのは、減算合成ベクトルをπ／２（ｒａｄ）回転させ、回転後の減算合成ベクトルに比例して同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルの成す角の中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定するためである。加算合成ベクトルの場合には、加算合成ベクトル自体に比例して中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定するようにしているので、Ｊを乗じる処理は必要ない。
【００７９】
判定正規化器１３ｂ−４では、次の（４１）式に従がい、合成ベクトルζを選定する。
【数４１】

（２２）式及び（２４）式が示しているように、加算合成電流ベクトル、減算合成電流ベクトルが、高周波磁束ベクトルと回転子逆突極位置との関係において、著しく小さくなる場合がある。この場合には、本発明の作用の説明に際して明らかにしたように、回転子位置を適切に推定できない。（４１）式に明示した選択処理はこの点を考慮したものであり、加算合成ベクトルと減算合成ベクトルが同時小さくなることはないと言う両合成ベクトルの相互補完的特性を活用し、いずれか大きい合成電流ベクトルを選択するようにしたものである。この選択処理により、精度よく回転子位置を推定できるようになる。判定正規化器１３ｂ−４では、選択処理して得た合成ベクトルζを更にノルムが１となるように正規化処理し、次の（４２）式で定義した正規化合成ベクトルζ_ｎ出力している。
【数４２】

【００８０】
本実施形態例は、本発明の作用の説明で使用した（２３）式及び（２５）式の各第２式の関係を活用するものである。以上に説明した処理において、（２３）式及び（２５）式の第２式における単位ベクトルの生成が完了した。次にこの単位ベクトルに乗ずべき符号を判定しなければならない。（２３）式及び（２５）式が示すように、正負符号は、高周波磁束ベクトルと回転子突極位置の相対的な位置関係で決まる。すなわち、回転子突極の絶対的位置で決まるわけではない。本発明においては、高周波磁束ベクトルは、回転子突極位置に対し相対的に高速に回転する。従って、本発明においては、符号の変化は高周波磁束ベクトルの変化、ひいてはこれと直接的に関係している同相電流ベクトル、鏡相電流ベクトルの変化と捕らえてよい。図１４の実施形態例における１３ｂ−５は、この観点より構成された符号判定器である。
【００８１】
図１２を用いた実施形態例でも述べたように、本発明における各器の処理は、ディジタル的に行うのが実際的である。図１４での符号判定器の処理は、実際的的な実施形態例としてディジタル的処理を考慮し、回転子位置の１制御周期前の余弦・正弦推定値を利用して現時点の符号を判定する１例を例示している。この簡明な説明を図るため、現時点をｋ時点とし、１制御周期前を（ｋ−１）時点とし、（ｋ−１）時点での回転子位置の余弦・正弦推定値をｕ（θ，ｋ−１）とし、ｋ時点での正規化合成ベクトルをζ_ｎ（ｋ）と表現することにする。図１４におけるｚ^−１は１制御周期分の遅延素子であり、入力信号を１制御周期遅延させ出力する働きをもつ。符号判定器１３ｂ−５では、先ず１時点前のｕ（θ，ｋ−１）の符号は正しいものとしてｕ（θ，ｋ−１）と現時点のζ_ｎ（ｋ）との内積をとり、次にこの符号を判定する。内積の符号は、ｓｇｎ関数処理することにより簡単に得られる。高周波磁束ベクトルの回転は、回転子突極の回転に比し遥かに速いので、上記内積が負となった場合には、これは高周波磁束ベクトルの回転によるものである。従って、内積の符号反転が発生した場合には、現時点の合成ベクトルζ_ｎ（ｋ）の符号は誤りであり、ζ_ｎ（ｋ）の符号を反転させる必要がある。ζ_ｎ（ｋ）の符号反転を図るには、ζ_ｎ（ｋ）に−１を乗ずればい。符号反転用の−１はｓｇｎ関数処理の出力として得られているので、これを活用すればよい。図１４での符号判定器は、この処理工程をブロック図で表現したものである。
【００８２】
なお、上記に説明した繰返形の符号判定は、初期の符号判定が正しく行われることが前提である。初期符号判定は電動機の駆動制御前に実施することになるが、これに直接活用できる初期位置推定の各種方法が該文献（電気学会技術報告第７６０号）等で既に詳しく説明されているので、これを活用すればよい。
【００８３】
図１５は、同期電動機を対象とした、しかし図５に代わる本発明の他の１実施形態例である。同図では、図の輻輳を避けるため、回転ｄｑ座標系上の検出電流と電圧指令値を各々ベクトル信号線で集約表現している。図１５の実施形態例における図５に対する違いは、回転子位置推定に関連したベクトル位置推定器１３、高周波電圧指令器１５及び高周波電流除去フィルタ１６が固定αβ座標系から回転ｄｑ座標系に移動している点にある。ベクトル位置推定器１３、高周波電圧指令器１５及び高周波電流除去フィルタ１６の３機器の構成法は、図５の実施形態例で示した場合と基本的に同一である。ベクトル位置推定器１３の内部要素である余弦正弦生成器１３ｂは、採用された座標系上における逆突極位置の余弦正弦推定値を出力する。従って、図５は固定αβ座標系上の逆突極位置の余弦正弦推定値を出力し、図１５では、回転ｄｑ座標系上での逆突極位置の余弦正弦推定値を出力する。一方、ベクトル回転器６ａ、６ｂは固定αβ座標系上で評価されの逆突極位置の余弦正弦値を必要とするので、図１５の実施形態例では座標変換の処理が追加的に必要である。この追加的処理は、以下に示すように、簡単に実施することができる。
【００８４】
ベクトル位置推定器１３の処理はすべてディジタル的に行うものとして、ｋ時点での余弦正弦生成器１３ｂの出力を、図１２、１４の実施形態例で示したように、ｕ（θ）とする。一方、ｋ時点でのベクトル位置推定器１３の最終出力をｕ（θ（ｋ））とする。ｕ（θ（ｋ））はｕ（θ）の座標変換値として、次の（４３）式の処理により得られる。
【数４３】
ｕ（θ（ｋ））＝Ｒ（θ（ｋ−１））ｕ（θ） （４３）
図１６に、（４３）式の処理を含むベクトル位置推定器１３の構成例を示した。同図においては、（４３）式で明示した座標変換処理はベクトル回転器１３ｃで実施している。
【００８５】
次に、本発明のベクトル制御方法に基づくベクトル制御装置を逆突極を有する誘導電動機へ適用した１実施形態例を示す。図１７はその基本的構造である。本構造と図１９に示した従来制御法による構造との基本的な違いは、回転子位置検出器２に代わってベクトル位置推定器１３が、また速度検出器１１に代わって速度推定器１４が新規に導入されている点にある。更には、高周波電圧ベクトル印加のために高周波電圧指令器１５とこれに起因する高周波電流ベクトルｉ_１ｈの電流制御器への混入を排除するための高周波電流除去フィルタ１６が、追加用意されている点にある。他の機器に関しては、基本的には図１９に示した従来制御法に基づく装置と同一であり、その動作原理も従来と同一である。例えば、図１７の実施形態例における電流ベクトルｉ_１ｓ、電圧指令ベクトルν_１ｓの処理・発生手順は、また、ベクトル回転器のための回転信号の発生手順は、図１９を用いて説明した従来の装置よる場合と同一である。本発明に関連して新規導入された機器は、上述のように、ベクトル位置推定器１３、速度推定器１４、高周波電圧指令器１５、高周波電流除去フィルタ１６である。図１７の実施形態例におけるこれらの新規導入機器は、図１７と図５の比較より当業者には容易に理解されるように、図５の実施形態例の場合と同一である。従って、新規導入機器の説明は、図５の場合と重複するので、これを省略する。
【００８６】
以上のように、本発明においては、図５を用いて説明した同期電動機に対する実施形態例は、図１７を用いて説明した誘導電動機に対する実施形態例に対応する。また、本発明においては、図５を用いて説明した同期電動機に対する実施形態例は、図１５を用いて説明した同期電動機に対する実施形態例へ容易に展開された。当業者に容易に理解されるように、図１５を用いて説明した同期電動機に対する実施形態例に対応する誘導電動機の実施形態例もこの対応性を活用することにより簡単に得られる。具体的には、図１７において新規導入された諸機器を固定αβ座標系から回転ｄｑ座標系に移動へ移動させればよい。この際の移動の要領は、対応性より、図１５の実施形態例の場合と同様である。
【００８７】
以上、本発明によるベクトル位置推定器に関し、各種の図を利用しつつ複数の実施形態例を用いて具体的かつ詳しく説明した。説明本文で繰返し明言しているように本発明のベクトル位置推定器は、最近のディジタル技術の著しい進歩を考えるとディジタル的に構成することが好ましい。ディジタル構成はハードウェア的構成とソフトウェア的構成があるが、当業者にとっては既に自明のように本発明はいずれでも構成できる。
【００８８】
【発明の効果】
以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。特に、請求項１及び請求項７の本発明は、高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した高周波電流ベクトルを用い、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する鏡相電流ベクトルとを検出あるいは推定し、同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角の余弦・正弦あるいはその推定値をベクトル回転器の回転信号の生成に利用するようにしている。この結果、請求項１あるいは請求項７の本発明によれば、固定子に装着される回転子位置検出器を用いることなく、ベクトル制御ためのベクトル回転器の回転信号生成に必要な回転子位置の推定値を、ひいては回転子位置の余弦・正弦推定値、回転子の速度推定値を得ることが出来ると言う作用が得られる。しかも、電動機パラメータの変動に頑健な状態で得ることができると言う作用が得れられる。本作用は、印加した高周波電圧ベクトルの角周波数が回転子の電気角速度に対し十分高ければ、回転子の停止時あるいは停止時に準ずる極低速時に限定されることなく、広い動作範囲で得られる。この作用の結果、交流電動機のベクトル制御に不可欠なベクトル回転器をパラメータ変動に頑健な状態で広い動作範囲で正常に動作させることができ、ひいては、従来より固定子に装着されてきた回転子位置検出器を用いることなく、交流電動機をベクトル制御することができると言う効果が得られる。更には、交流電動機のベクトル制御に際し、回転子に回転子位置検出器を装着することに起因して従来より発生した、電動機システムの信頼性の低下、軸方向の容積増大、配線問題、各種コストの増大と言った諸問題を克服することができると言う効果が得られる。
【００８９】
特に、請求項２の本発明は請求項１記載のベクトル制御方法であって、同相電流ベクトルあるいはこの推定値と鏡相電流ベクトルあるいはこの推定値とから中間角の２倍角の余弦・正弦値あるいはこの推定値を決定し、決定した２倍角の余弦・正弦決定値から中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定するようにしているので、同相電流ベクトル、鏡相電流ベクトルの位置を算出することなく、これらのベクトルそのものからベクトル回転器の回転信号の生成に必要な余弦・正弦の推定値を直接的に算定できると言う作用が得られる。また、回転子位置算定のための逆演算を必要としないので、回転子位置の余弦・正弦の推定値を比較的高い精度で、また比較的軽い計算量で決定できると言う作用も得られる。ひいては、請求項２の本発明によれば、請求項１で説明した作用を合理的に確保できるようになる。こうした作用の結果、請求項１による効果を、比較的精度よく、比較的軽い計算量で達成できるという効果が得られる。
【００９０】
請求項３の本発明は、請求項２記載のベクトル制御方法であって、中間角の余弦・正弦の推定値の期待される大きさに応じて、２倍角の余弦・正弦の決定値から中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を決定する方法を変更するようにするものであり、計算量を低減しつつ最も高い計算精度を維持した状態でベクトル回転器の回転信号の生成に必要な余弦・正弦の推定値を決定できると言う作用が得られる。この作用の結果、請求項３の本発明によれば、請求項２による効果を、計算量を低減しつつ最も高い計算精度を維持した状態で達成できるという効果が得られる。
【００９１】
請求項４の本発明は、請求項１記載のベクトル制御方法であって、ノルムを同一化した、同相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルと、鏡相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルとの２個のベクトルを生成し、２個の同一ノルムベクトルのベクトル加算によって得た合成ベクトルに比例して、中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を各々決定するようにしている。これにより、高周波磁束ベクトルと突極位置の単位ベクトルとの内積の絶対値が僅少となる特別な状況を除けば、極簡単な演算で、ベクトル回転器の回転信号生成に必要な余弦・正弦の推定値を決定できると言う作用が得られる。ひいては、請求項１の効果を極簡単な演算で達成できると言う効果が得られる。
【００９２】
請求項５の本発明は、請求項１記載のベクトル制御方法であって、ノルムを同一化した、同相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルと、鏡相電流ベクトルあるいはこの推定値と同一方向をもつベクトルとの２個のベクトルを生成し、２個の同一ノルムベクトルのベクトル減算によって得た合成ベクトルをπ／２（ｒａｄ）回転させ、回転後の減算合成ベクトルに比例して、中間角の余弦・正弦値あるいはその推定値を各々決定するようにしている。これにより、高周波磁束ベクトルと単位ベクトルとの交代的内積の絶対値が僅少となる特別な状況を除けば、極簡単な演算で、ベクトル回転器の回転信号生成に必要な余弦・正弦の推定値を決定できると言う作用が得られる。ひいては、請求項１の効果を極簡単な演算で達成できると言う効果が得られる。
【００９３】
なお、請求項４及び請求項５の本発明による場合、演算量低減の代償として、高周波磁束ベクトルの回転子逆突極と同一成分あるいは垂直成分が僅少となる領域ではその使用が限定される。請求項４及び請求項５の本発明による効果が失われないように、この領域回避のための実際的方法を請求項４及び請求項５の形態実施例に関連して具体的に提示説明した。
【００９４】
請求項６の本発明によれば、印加する高周波電圧ベクトルを正弦高周波電圧ベクトルとするので、同相、鏡相の両電流ベクトルを用いた位相の余弦・正弦値の検出あるいは推定が安定するようになると言う作用が得られる。この結果、請求項６の本発明によれば、請求項１による効果を安定的に達成できると言う効果が得られる。
【００９５】
【図面の簡単な説明】
【図１】固定αβ座標系上での回転子逆突極位置（電気角度）を示すベクトル図
【図２】固定αβ座標系上での固定子の高周波磁束、高周波電流、同相電流、鏡相電流、回転子逆突極位置の１関係例を示すベクトル図
【図３】固定αβ座標系上における、加算合成ベクトルと回転子逆突極の方向との１関係例を示すベクトル図
【図４】固定αβ座標系上における、減算合成ベクトルと回転子逆突極の方向との１関係例を示すベクトル図
【図５】１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図６】１実施形態例における高周波電圧指令器の基本構成を示すブロック図
【図７】１実施形態例におけるベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図８】（ａ）１実施形態例における同相鏡相電流ベクトル生成器の概略構成を示すブロック図と（ｂ）Ｄ因子フィルタの等価特性を示す図
【図９】（ａ）逆因子Ｄ^−１の実現法を示すブロック図と（ｂ）Ｄ^−１を用いたＤ因子フィルタ実現の１実施形態例を示すブロック図
【図１０】１実施形態例における同相鏡相電流ベクトル生成器の概略構成を示すブロック図
【図１１】１実施形態例における同相鏡相電流ベクトル生成器の概略構成を示すブロック図
【図１２】１実施形態例における余弦正弦生成器の概略構成を示すブロック図
【図１３】中間角余弦正弦生成器での決定法選択に利用される判定指標と選択結果の１関係例
【図１４】１実施形態例における余弦正弦生成器の概略構成を示すブロック図
【図１５】１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図１６】１実施形態例におけるベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図１７】１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図１８】従来のベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図１９】従来のベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【符号の説明】
１ａ 交流電動機（同期電動機）
１ｂ 交流電動機（誘導電動機）
２ 回転子位置検出器
３ 電力変換器
４ 電流検出器
５ａ ３相２相変換器
５ｂ ２相３相変換器
６ａ ベクトル回転器
６ｂ ベクトル回転器
７ 余弦正弦信号発生器
８ 電流制御器
９ 指令変換器
１０ 速度制御器
１１ 速度検出器
１２ 磁束位相推定器
１３ ベクトル位置推定器
１３ａ 同相鏡相電流ベクトル生成器
１３ａ−１ Ｄ因子フィルタ
１３ａ−２ Ｄ因子フィルタ
１３ａ−３ ベクトル回転器同伴フィルタ
１３ａ−４ 同相電流ベクトル推定器
１３ｂ 余弦正弦生成器
１３ｂ−１ ２倍角余弦正弦生成器
１３ｂ−２ 中間角余弦正弦生成器
１３ｂ−３ 判定器
１３ｂ−４ 判定正規化器
１３ｂ−５ 符号判定器
１３ｃ ベクトル回転器
１４ 速度推定器
１５ 高周波電圧指令器
１５ａ 位相発生器
１５ｂ 余弦正弦信号発生器
１６ 高周波電流除去フィルタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vector control method and apparatus for an AC motor having reverse salient pole characteristics such as a permanent magnet type synchronous motor and a rotor slot open induction motor. In particular, in order to secure the cosine and sine information of the rotor position necessary for the vector rotator for vector control, a position estimator is used instead of the position detector attached to the rotor, and further, the estimator is driven. The present invention relates to a vector control method and an apparatus for generating a necessary signal using at least a high-frequency current generated according to a high-frequency voltage applied to an electric motor.
[0002]
[Prior art]
Control of the stator current is indispensable for an AC motor to exhibit high control performance, and a vector control method is conventionally known as a control method for this purpose. In the vector control method, a current that divides and controls a stator current contributing to torque generation as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system composed of a d-axis and a q-axis orthogonal to each other. It has a control process.
[0003]
As the rotation dq coordinate system at this time, a coordinate system synchronized with the position of the rotor magnetic flux, that is, the phase (in the case of a permanent magnet type synchronous motor, the position of the reverse salient pole of the rotor itself) with a spatial phase difference of zero is adopted. It is common. That is, it is common to employ a rotating dq coordinate system in which the phase of the rotor magnetic flux is selected as the d axis and the axis orthogonal to this is selected as the q axis. In order to maintain the rotational dq coordinate system in a synchronized state having no spatial phase difference from the rotor magnetic flux phase, it is generally necessary to know the position of the rotor. In order to know this accurately, a position detector represented by an encoder is traditionally mounted on the rotor.
[0004]
FIG. 18 shows a typical example in which a vector control method using a rotor position detector is implemented for a permanent magnet synchronous motor that is a typical AC motor having a reverse salient pole characteristic and is mounted on the permanent magnet type synchronous motor. It is schematically shown in a block diagram. 1a is an AC motor (synchronous motor), 2 is a rotor position detector, 3 is a power converter, 4 is a current detector, 5a and 5b are 3-phase 2-phase converter and 2-phase 3-phase conversion, respectively. 6a and 6b are vector rotators, 7 is a cosine sine signal generator, 8 is a current controller, 9 is a command converter, 10 is a speed controller, and 11 is a speed detector. ing. In FIG. 18, various devices from 4 to 9 constitute a vector control device. In this figure, a 2 × 1 vector signal closely related to the present invention is represented by a single thick signal line in order to ensure simplicity. The following block diagram expression follows this.
[0005]
In particular, the rotor position detector 2 detects the rotor position as a position angle with respect to the center of the U-phase winding, and 7 outputs its cosine / sine signal to the vector rotators 6a and 6b. A means for generating a rotation signal for the coordinate system is configured. In an AC motor having reverse salient pole characteristics, an angle indicating the direction of the rotor reverse salient pole is generally selected as the rotor position to be used as a reference. For this reason, as is well known to those skilled in the art, in general, the position of the rotor and the position of the reverse salient pole of the rotor may be understood synonymously. In the description of the present invention, the rotor position and the reverse salient pole position of the rotor are used synonymously. Therefore, in the example of FIG. 18 that deals with the permanent magnet type synchronous motor, the rotor position means the phase of the rotor magnetic flux.
[0006]
The rotor position and the rotor speed are in an integral and differential relationship with each other. As is well known to those skilled in the art, the speed information is obtained from a rotor position detector such as an encoder as well as the position information. Reference numeral 11 denotes a speed detector that realizes such speed detection means. Five types of devices, 4, 5a, 5b, 6a, 6b, 7, and 8, divide the stator current into a d-axis component and a q-axis component on the rotating dq coordinate system, and divide them into d-axis and q-axis current command values. A means for executing a current control process for controlling to follow is configured.
[0007]
The three-phase current detected by the current detector 4 is converted into a two-phase current on the fixed αβ coordinate system by the three-phase two-phase converter 5a, and then the two-phase current i in the rotation dq coordinate system by the vector rotator 6a._d, I_qAnd sent to the current controller 8. The current controller 8 converts the conversion current i_d, I_q

It is converted into a two-phase voltage command value in the αβ coordinate system and sent to the two-phase / three-phase converter 5b. In 5 b, the two-phase signal is converted into a three-phase voltage command value and output as a command value to the power converter 3. The power converter 3 generates electric power according to the command value, applies it to the AC motor 1a, and applies it.

ing.
[0008]
In this example of FIG. 18, an example in which a speed control system is configured is shown, and thus a torque command value is obtained as an output of the speed controller 10 that receives the speed command value and the speed detection value. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 10 and the speed detector 11 are unnecessary when the control purpose is the generated torque and the speed control system is not configured. In this case, the torque command value is directly applied from the outside.
[0009]
FIG. 19 shows a representative example of a case where a vector control method using a rotor position detector is implemented for a rotor slot open induction motor which is a kind of AC motor having a reverse salient pole characteristic and is mounted on the rotor. An example is schematically shown in a block diagram. The major difference between the vector control of this example and the vector control for the permanent magnet type synchronous motor described with reference to FIG. 18 is that the AC motor is changed to the rotor slot open induction motor 1b and the magnetic flux phase estimator 12 is introduced. The other devices are the same as in FIG. In the induction motor, slip exists between the rotor position and the phase of the rotor magnetic flux, and the rotor position and the rotor magnetic flux phase are not the same. The phase of the rotor magnetic flux has an integral / differential relationship with the angular frequency of the rotor magnetic flux, and the angular frequency of the rotor magnetic flux is determined as the sum of the rotor speed and the sliding angular frequency. The sliding angular frequency is the two-phase current i in the rotating dq coordinate system._d, I_qMore estimated. The magnetic flux phase estimator 12 outputs an estimated value of the rotor magnetic flux phase obtained using this relationship to the cosine sine signal generator 7.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In order to realize a conventional vector control method for an AC motor, a rotor position detector for detecting a rotor position is indispensable as described in the above representative example. However, the installation of a rotor such as an encoder or other rotor position detector has inevitably caused the following problems.
[0011]
The first problem is a decrease in the reliability of the electric motor system. A rotor position detector such as an encoder has a significantly low mechanical robustness when compared with a motor body. In other words, the mounting of the rotor position detector significantly reduces the mechanical reliability of the electric motor system. The decrease in the robustness of the motor system due to the installation of the rotor position detector is not only due to mechanical aspects, but also due to the electrical aspects seen in the presence of power supply noise in the rotor position detector signal, and further to the rotor heat generation. This also occurs in the thermal aspect seen in the temperature rise of the distant rotor position detector. Thus, by mounting a rotor position detector such as an encoder on the motor rotor, the reliability of the motor system has been greatly reduced.
[0012]
The second problem is an increase in motor space. Although depending on the volume of the motor alone, mounting the rotor position detector on the rotor increases the volume of the motor in the axial direction from several percent to several tens of percent.
[0013]
A third problem is to secure a power line for operating the rotor position detector, a signal line for receiving the detection signal, and a space for the wiring. As a matter of course, in order to operate the rotor position detector and obtain the position information of the rotor from this, wiring for this purpose is required. Moreover, even for the signal line, it is generally required to make it as robust as the power line for driving the electric motor body in order to avoid the above-described deterioration in mechanical, electrical, and thermal reliability. As a result, the wiring of the signal line having a size substantially the same as the original power line and further space for this are required for each motor.
[0014]
The fourth problem is an increase in various costs. In a small motor, the cost of the rotor position detector may already be higher than that of the motor body at the time of manufacture. The wiring costs associated with the rotor position detector are not negligible for small motors. In addition, an increase in maintenance costs for dealing with a decrease in reliability inevitably occurs. These various costs increase according to the number of motors used. In particular, the maintenance cost has a characteristic of exponentially increasing according to the number.
[0015]
The above-mentioned problem is caused directly or indirectly by the rotor position detector, and is inevitably solved if a so-called sensorless vector control method that does not require the rotor position detector is established. In fact, several characteristic methods have already been reported regarding the sensorless vector control method for AC motors for this purpose. The latest survey results on sensorless vector control methods and devices for AC motors in Japan and overseas have been published in the literature (The IEEJ Technical Committee on New Technology Research, IEEJ Technical Report No. 760, AC Motor Drive). Recent technical trends in Japan, published in February 2000). As explained in this, the sensorless vector control method of an AC motor is based on a method of estimating the rotor position using a fundamental wave component of voltage and current for torque generation, and a high frequency that does not contribute to torque generation. It is roughly classified into a method in which power is separately injected and a high frequency component included in the voltage current is used. In particular, regarding the method of applying a high-frequency voltage targeted by the present invention, although the potential performance is expected, the history of research and development is short and sufficient performance is not necessarily obtained. In particular, since the characteristics of an AC motor vary depending on the operating state, in other words, the motor parameters that express the characteristics of the motor vary.In other words, the development of sensorless vector control methods and devices that are robust against this variation. It has been demanded.
[0016]
The present invention has been made under the above background, and its purpose is to provide a vector control method and apparatus that does not require a rotor position detector such as an encoder for an AC motor having reverse salient pole characteristics. An object of the present invention is to provide a vector control method and apparatus capable of estimating a cosine / sine value of a child position in a state robust to fluctuations in electric motor parameters, and more accurately or efficiently.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above-mentioned object, the invention according to claim 1 is arranged such that the stator current contributing to the torque generation is expressed on the rotating dq coordinate system constituted by the d-axis and q-axis orthogonal to each other indicated by the vector rotator. A vector of an AC motor having a current control step of dividing and controlling the current vector as a d-axis component and a q-axis component, and a step of applying a high-frequency voltage that can be handled as a rotating high-frequency voltage vector as at least part of the stator voltage A control method using a high-frequency current vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector, and an in-phase current vector rotating in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector, and the high-frequency magnetic flux Detect or estimate a mirror current vector rotating in the opposite direction to the vector, and detect the in-phase current vector and the mirror current vector Cosine-sine value or the estimated value thereof intermediate angle of angle between the a, characterized by used for generating the rotation signal of the vector rotator as the cosine-sine estimate the rotor position of the AC motor.
[0018]
The invention according to claim 2 is the vector control method for an AC motor according to claim 1, wherein the in-phase current vector or the estimated value in phase with the in-phase current vector and the estimated value in phase with the mirror phase current vector or the estimated value in phase with the mirror-phase current vector are used. The cosine / sine value or its estimated value of the double angle of the intermediate angle is determined, and the cosine / sine value or the estimated value of the intermediate angle is determined from the determined value of the double angle cosine / sine. And
[0019]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a vector control method for an AC motor according to the second aspect, wherein the double angle cosine / sine determination value is determined based on the expected value of the cosine / sine value of the intermediate angle. The method for determining the cosine / sine value of the intermediate angle or its estimated value is changed.
[0020]
A fourth aspect of the present invention is the vector control method for an AC motor according to the first aspect, wherein the norm is the same, the in-phase current vector or an estimated value in phase with the same, and the mirror-phase current vector or in-phase with the same. Two vectors with the estimated value of the same, and the cosine / sine value of the intermediate angle or its estimated value is determined in proportion to the combined vector obtained by vector addition of the two same norm vectors. It is characterized by that.
[0021]
A fifth aspect of the present invention is the vector control method for an AC motor according to the first aspect, wherein the in-phase current vector or the in-phase estimated value with the same norm and the mirror-phase current vector or in-phase with the same And two vectors with the estimated value of the same are generated, the combined vector obtained by vector subtraction of the two same norm vectors is rotated by π / 2 (rad), and the intermediate is proportional to the subtracted combined vector after rotation. It is characterized in that the cosine / sine value of the angle or its estimated value is determined.
[0022]
A sixth aspect of the present invention is the vector control method for an AC motor according to the first aspect, wherein the high-frequency voltage vector is a sine high-frequency voltage vector.
[0023]
According to the seventh aspect of the present invention, the stator current contributing to torque generation is expressed by a d-axis component of a current vector and a d-axis component of a current vector on a rotation dq coordinate system constituted by a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other designated by a vector rotator. An AC motor vector control device comprising: current control means for dividing and controlling as a q-axis component; and high-frequency voltage application means for applying a high-frequency voltage that can be handled as a rotating high-frequency voltage vector as at least a part of a stator voltage. A common-mode current vector that rotates in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector, and the high-frequency magnetic flux vector is reversed. Means for detecting or estimating a mirror phase current vector rotating in a direction and can be used to generate a rotation signal of the vector rotator The cosine / sine estimated value of the rotor position of the AC motor has means for generating a cosine / sine value of an intermediate angle between the in-phase current vector and the mirror phase current vector or an estimated value thereof. And
[0024]
Next, the operation of the present invention will be described. Consider a fixed αβ coordinate system in which the direction of the center of the stator U-phase winding of the AC motor is the base axis, that is, the α-axis, and the sub-axis orthogonal thereto is the β-axis. Further, the direction from the base axis to the sub-axis is the positive direction. It is assumed that an electrical angle θ is formed with respect to the α axis instantaneously at a position where the rotor has a salient pole position (that is, a rotor position to be a reference). FIG. 1 shows, as an example, the state of the rotor reverse salient pole position (N pole position) of a permanent magnet type synchronous motor. On the fixed αβ coordinate system, the electrical characteristics of the AC motor having the reverse salient pole characteristics targeted by the present invention can be expressed by the following equations (1) and (2).
[Expression 1]
ν₁= R₁i₁+ Sφ₁  (1)
[Expression 2]
φ₁= Φ_i+ Φ_m        (2)
[0025]
R in formulas (1) and (2)₁Represents the winding resistance of the stator, and s represents the differential operator d / dt. Also, ν₁, I₁, Φ₁Are a stator voltage vector, a stator current vector, and a stator flux linkage (stator flux) vector, respectively. φ_i, Φ_mIs the stator flux vector φ₁The components that make up_iIs the flux vector directly generated by the stator current, φ_mMeans a rotor magnetic flux vector linked from the rotor side. These vectors are all 2x1 vectors.
[0026]
In performing the vector control, as described with reference to FIGS. 18 and 19, the signal on the fixed αβ coordinate system is converted to the signal on the rotation dq coordinate system using the vector rotator 6a, and the rotation dq coordinate system is used. It is necessary to convert the above signal into a signal on a fixed αβ coordinate system using the vector rotator 6b. The characteristic of the vector rotator 6b at this time is expressed by the following equation (3).
[Equation 3]

The characteristics of the vector rotator 6a are expressed as this transposed matrix. Θ in equation (3)_φIs the phase of the rotor flux evaluated on the fixed αβ coordinate system. That is, as the equation (3) clearly shows, the vector rotator needs the cosine / sine value of the rotor magnetic flux phase evaluated on the fixed αβ coordinate system.
[0027]
In the conventional vector control method for the synchronous motor, as described with reference to FIG. 18, the rotor magnetic flux phase θ_φSince the rotor position θ is the same, the cosine / sine value of the rotor position θ has been obtained directly by attaching a position detector to the rotor to obtain the cosine / sine value of the rotor magnetic flux position. . In the conventional vector control method for the induction motor, as described with reference to FIG. 19, in order to obtain the cosine and sine values of the rotor magnetic flux phase, a position detector is attached to the rotor, and approximate differential processing is performed. Rotor speed has been gained. Instead of this, the present invention seeks to obtain an estimated cosine / sine value of the rotor position and an estimated value of the rotor speed without using a rotor position detector.
[0028]
In the present invention, a high frequency voltage that can be handled as a rotating high frequency voltage vector is applied to the AC motor as at least a part of the stator voltage. In the present invention in which a high-frequency voltage is applied, each of the motor voltage, current, and magnetic flux vectors contributes to torque generation and has a fundamental frequency component (low frequency component) that has the same frequency as the electrical angular velocity of the rotor as follows. And a high-frequency component caused by the applied high-frequency voltage.
[Expression 4]

[0029]
(4) Formula The first term on the right side in each formula means a low-frequency component having a frequency equivalent to the electrical angular velocity of the rotor, and this is clearly indicated by a foot symbol s. On the other hand, the second term on the right side of each equation means a high-frequency component, which is clearly indicated by a foot mark h. All signals in equation (4) are 2 × 1 vectors. As clearly shown in the final equation of equation (4), the rotor magnetic flux vector φ directly related to the rotor._mOf course, this is a low-frequency signal. These two types of components are greatly different in frequency and can be separated using a filter having an appropriate characteristic.
[0030]
High-frequency voltage vector ν, which is the high-frequency component of the stator voltage, current, and magnetic flux vectors_1h, High-frequency current vector i_1h, High-frequency magnetic flux vector φ_1hThe relationship of the following equation (5) is established, as can be easily understood by using the relationship of the equation (4) in the equations (1) and (2) and extracting the high frequency component. ing.
[Equation 5]
ν_1h= R₁i_1h+ Sφ_1h  (5)
At this time, the high-frequency magnetic flux vector φ_1hAnd the high-frequency current vector i_1hThe relationship shown in the following equation (6) is established from the reverse salient pole characteristics.
[Formula 6]

Q (θ) in equation (6) is a 2 × 2 mirror matrix defined by the following equation (7):
[Expression 7]

L_a, L_bIndicates inductance. The salient pole characteristics of the AC motor targeted by the present invention are expressed by a mirror matrix Q (θ). In particular, the reverse saliency is the inductance L that exists integrally with the mirror matrix._bNegative L_b<0.
[0031]
The present invention relates to a high-frequency current vector i in the equations (5) and (6)._1hThe high-frequency magnetic flux vector φ_1hCommon-mode current vector i rotating in the same direction as_{1 ha}And the mirror phase current vector i rotating in the opposite direction to the high-frequency magnetic flux vector_1hbAnd the cosine / sine value of the intermediate angle between the in-phase current vector and the mirror phase current vector or the estimated value thereof is used as the estimated value of the rotor position.
[0032]
In the present invention, the common-mode current vector i_{1 ha}, Mirror phase current vector i_1hbAre defined as shown in equations (8) and (9), respectively.
[Equation 8]

[Equation 9]

In-phase current vector i defined by equations (8) and (9)_{1 ha}, Mirror phase current vector i_1hbSatisfies the relationship of the following equation (10) with respect to the high-frequency current vector.
[Expression 10]
i_1h= I_{1 ha}+ I_1hb    (10)
Furthermore, these three current vectors satisfy the relationship of equation (6).
[0033]
Next, it will be described that an intermediate angle between the in-phase and mirror-phase current vectors can be used as an estimated value of the rotor position (that is, the reverse salient pole position of the rotor) θ. For the sake of simplicity, first, a unit vector composed of the cosine / sine value of θ is defined as shown in equation (11).
## EQU11 ##

High-frequency magnetic flux vector φ_1hIs the phase θ_aThen, using this, it can be expressed as follows.
[Expression 12]

At this time, the common-mode current vector i_{1 ha}Is the high-frequency magnetic flux vector φ from equation (8)_1hIt can be evaluated as the following equation (13).
[Formula 13]

[0034]
On the other hand, the mirror phase current vector can be re-evaluated as shown in equation (14) when equations (9) and (12) are considered.
[Expression 14]

In the equation (14), -L_bThe relationship> 0 is established.
[0035]
Equations (13) and (14) clearly explain that both in-phase and mirror phase current vectors are in opposite phases with respect to the rotor's reverse salient pole position. In other words, it shows that an intermediate value of the phases of both current vectors can be treated as an estimated value of the rotor position (that is, the reverse salient pole position) θ. The cosine / sine value of the estimated value of the rotor position θ is naturally an estimated value of the cosine / sine of the rotor position θ. The present invention intends to use the cosine / sine estimation value obtained in this way to generate a rotation signal of a vector rotator necessary for constructing a rotation dq coordinate system. As described above, the relationship between the unit vector indicating the rotor position, the high-frequency magnetic flux vector, the high-frequency current vector, the common-mode current vector, and the mirror-phase current vector described using the equations (8) to (14) is used as an aid for a clearer understanding. 2 in the form of a vector diagram.
[0036]
The stator current vector can be detected without difficulty by the current detector 4 and the three-phase two-phase converter 5a conventionally used in the vector control method or the vector control apparatus. In-phase current vector and mirror-phase current vector can be detected from the stator current vector or estimated from the related signal by utilizing its frequency characteristics, as will be described in detail in the embodiments described later. can do. For the estimation of the rotor position, as already apparent from the above description, only phase information of both in-phase and mirror phase current vectors is required, and this amplitude information is not required. The independence of the rotor position estimation on the amplitude information does not depend on the inductance, that is, the motor parameter if considered together with the equations (8) and (9). In other words, it is robust to the fluctuation of the motor parameter. This means that the rotor position can be estimated in a stable state.
[0037]
As is clear from the above description, according to the present invention of claim 1 or claim 7, the rotation signal generation of the vector rotator for vector control can be performed without using the rotor position detector attached to the stator. Thus, it is possible to obtain an estimated value of the rotor position necessary for obtaining the estimated cosine / sine value of the rotor position and the estimated speed of the rotor. In addition, an effect is obtained that it can be obtained in a state robust to fluctuations in the motor parameters. If the angular frequency of the applied high-frequency voltage vector is sufficiently high with respect to the electrical angular velocity of the rotor, that is, if the related signals are in a state where frequency separation is possible as clearly shown in equation (4), It can be obtained in a wide operating range without being limited to the time when the rotor is stopped or the extremely low speed corresponding to when the rotor is stopped.
[0038]
Next, the operation of the second aspect of the present invention will be described. Using the formulas (8) to (14), it has been explained that the in-phase vector and the mirror vector are in opposite phases with respect to the rotor's reverse salient pole position θ. This relationship is related to the rotor's reverse salient pole position θ, each phase θ of the in-phase and mirror phase current vectors._a, Θ_bCan be expressed as shown in equation (15).
[Expression 15]
2θ = θ_a+ Θ_b  (15)
[0039]
The rotation signal necessary for the vector rotator for vector control is not the phase itself but the cosine / sine value of the phase, as described using the equation (3). That is, not only the equation (15) but also the relationship of the following equation (16) is important in application.
[Expression 16]

[0040]
The right side of equation (16) can be directly calculated from the in-phase and mirror phase current vectors. For example, the following equation (17) may be used simply.
[Expression 17]

In equation (17), the double-cosine / sine value of the rotor reverse salient pole position is determined by both normalized in-phase and mirror-phase current vectors, in other words, only the phase information of both vectors. Is clearly shown, and the consistency with the equation (16) is clear. In the equation (17), J is a 2 × 2 alternating matrix defined by the following equation (18).
[Expression 18]

[0041]
On the other hand, as is well known, the trigonometric relationship of the following equation (19) is generally established for double angle.
[Equation 19]

From this, it is clear that if the double cosine / sine value of the reverse salient pole position is known, the cosine / sine value of the reverse salient pole position can be determined using the relationship of the equation (19).
[0042]
The present invention according to claim 2 is the vector control method according to claim 1, wherein the in-phase current vector or the estimated value thereof and the mirror phase current vector or the estimated value are used to calculate a cosine / sine value of a double angle of the intermediate angle. Alternatively, the estimated value is determined, and the cosine / sine value of the intermediate angle or the estimated value thereof is determined from the determined cosine / sine determined value of the double angle. As is clear from the above description using the equations (17) to (19), according to the present invention, each phase θ of the in-phase current vector and the mirror-phase current vector is determined._a, Θ_bThere is an effect that an estimated value of cosine / sine necessary for generating a rotation signal of the vector rotator can be directly calculated from these vectors without calculation. The calculation of the position from the vector requires an inverse operation of a trigonometric function, which is a kind of nonlinear function. As is well known, this kind of inverse operation causes a large error depending on the phase or requires a large amount of calculation. There are things to do. However, according to the present invention of claim 2, since this kind of inverse operation is not required, the estimated cosine / sine value of the rotor position can be determined with relatively high accuracy and with a relatively light calculation amount. The action to say is obtained. In other words, according to the second aspect of the present invention, the action described in the first aspect can be obtained with a relatively high accuracy and with a relatively light calculation amount.
[0043]
Next, the operation of the present invention of claim 3 will be described. When calculating the cosine / sine value of the rotor reverse salient pole position or its estimated value from the cosine / sine value of the double angle of the rotor reverse salient pole position or its estimated value, When using a relationship, a square root solution is unavoidable. Further, when the relationship of the second row of the equation (19) is used, a square root solution is not required, but division is required. In general, the amount of calculation required for division is smaller than the amount of calculation required for the square root solution, so it is desirable to make use of the second line. However, since division has a characteristic that causes a large error when the absolute value of the denominator is extremely small, it is practically necessary to avoid this. As understood from the above description, for example, when the absolute value of the cosine value becomes large, the determination method shown in the following equation (20) is desirable.
[Expression 20]

On the other hand, when the absolute value of the sine value is large, the determination method shown in the following equation (21) is desirable.
[Expression 21]

[0044]
According to a third aspect of the present invention, there is provided the vector control method according to the second aspect, wherein the determined value of the cosine / sine of the double angle is determined according to an expected magnitude of the estimated value of the cosine / sine of the intermediate angle. From this, the method for determining the cosine / sine value of the intermediate angle or its estimated value is changed. As a result, as is clear from the above description using the equations (20) and (21), the vector rotator is maintained in a state where the highest calculation accuracy is maintained, and further, in a state where the calculation amount is reasonably reduced. The cosine / sine value or its estimated value necessary for generating the rotation signal can be determined. As a result, according to the present invention of claim 3, the operation described in claim 2 can be obtained with the highest calculation accuracy and with a reasonably reduced calculation amount.
[0045]
Next, the operation of the present invention of claim 4 will be described. The present invention of claim 4 is the vector control method according to claim 1, wherein the in-phase current vector or the vector having the same direction as the estimated value with the same norm, and the mirror-phase current vector or the estimated value. Generates two vectors, a vector having the same direction as the value, and determines the cosine and sine estimates of the intermediate angle in proportion to the combined vector obtained by adding the two vectors of the same norm vector. Like to do.
[0046]
The state of the vector synthesis is shown in FIG. In this figure, the reverse salient pole position of the rotor is a unit vector u (θ) whose elements are cosine and sine values, and two vectors with the same norm are represented by i._{1 ha}/ ‖I_{1 ha}‖ And i_1hb/ ‖I_1hbIt is expressed with ‖. Also, the combined vector obtained by adding these vectors is_aIt is expressed with. It can be easily understood from the same figure that the resultant vector has the same direction as the reverse salient pole of the rotor. Additive composite vector ζ_aStrictly speaking, having the same direction as the unit vector indicating the reverse salient pole position can be explained as follows using mathematical expressions.
[Expression 22]

Equation (22) is obtained by adding the addition composite vector ζ_aIs a scalar multiple of the unit vector u (θ) indicating the reverse salient pole position, that is, is proportional to u (θ), and thus supports the validity of the explanation according to FIG.
[0047]
It is clear that the cosine / sine value of the rotor's reverse salient pole position can be estimated immediately according to the following relationship from the equation (22).
[Expression 23]

That is, as specified in claim 4 of the present invention, the cosine / sine value of the intermediate angle or the estimated value thereof may be determined in proportion to the added composite vector. In the present invention, as clearly shown by using the equation (23), the “proportional” relationship between two vectors including not only a plus sign but also a minus sign that can be taken by the sgn function is captured. .
[0048]
According to the present invention of claim 4, it is easier to understand than the above explanation using the equations (22) and (23).

Except for the special situation, it is possible to determine the cosine / sine value or the estimated value of the intermediate angle necessary for generating the rotation signal of the vector rotator with a very simple calculation. As a result, according to the fourth aspect of the present invention, the operation described in the first aspect can be achieved by an extremely simple calculation. A method for avoiding a problem when the absolute value of the inner product of the high-frequency magnetic flux vector and the unit vector is small, and a method for determining a sign depending on the sgn function will be described later in connection with the embodiment related to the present invention of claim 4. It will be explained in detail and in detail.
[0049]
Next, the operation of the present invention of claim 5 will be described. The vector control method according to claim 5 is the vector control method according to claim 1, wherein the in-phase current vector or the vector having the same direction as the estimated value with the same norm and the mirror-phase current vector or the estimated value are used. Generates two vectors, a vector having the same direction as the value, rotates the combined vector obtained by vector subtraction of the two same norm vectors by π / 2 (rad), and is proportional to the subtracted combined vector after rotation Thus, the estimated values of the cosine and sine of the intermediate angle are respectively determined.
[0050]
The state of the vector synthesis is shown in FIG. In the figure, the direction of the reverse salient pole of the rotor is the unit vector u (θ), and two current vectors with the same norm are i._{1 ha}/ ‖I_{1 ha}‖ And i_1hb/ ‖I_1hbIt is expressed with ‖. Also, the synthesized vector obtained by subtracting these vectors is_sIt is expressed with. Subtraction composite vector ζ_sIt can be easily understood from the same figure that the direction of is perpendicular to the rotor reverse salient pole position. Strictly speaking, this can be explained using mathematical expressions as follows.
[Expression 24]

In the equation (24), the direction of the subtraction composite vector is directed to the vertical direction with respect to the unit vector u (θ) indicating the position of the reverse salient pole, and the size is multiplied by the scalar. It is to support. The alternating matrix J defined by the equation (18) and used in the equation (24) has a function of rotating a vector acting on the matrix by π / 2 (rad).
[0051]
It is clear that the cosine / sine value of the rotor's reverse salient pole position can be estimated immediately from the equation (24) according to the following relationship.
[Expression 25]

That is, as specified in claim 5 of the present invention, the subtraction composite vector ζ_sIs rotated by π / 2 (rad) using the alternating matrix J, and the cosine / sine value of the intermediate angle or the estimated value thereof is determined in proportion to the subtracted combined vector after the rotation. In the present invention, as clearly shown by using the expression (25), the “proportional” relationship between two vectors including not only a + sign but also a − sign that can be taken by the sgn function is captured. .
[0052]
According to the present invention of claim 5, it is easier to understand than the above explanation using the equations (24) and (25).

Except for the special situation where the value is very small, it is possible to determine the cosine / sine value or its estimated value of the intermediate angle necessary for generating the rotation signal of the vector rotator with a very simple calculation. As a result, according to the fifth aspect of the present invention, the operation described in the first aspect can be achieved by an extremely simple calculation. The problem avoidance method when the absolute value of the alternating inner product of the high frequency magnetic flux vector and the unit vector is small, and the determination method of the sign depending on the sgn function are related to the embodiment example related to the present invention of claim 5. Specific details will be described later.
[0053]
Next, the operation of the sixth aspect of the present invention will be described. In consideration of the high-frequency property of the applied high-frequency voltage vector, the second term on the right side is dominant in the equation (5) showing the relationship between the high-frequency voltage vector, the high-frequency current vector, and the high-frequency magnetic flux vector. That is, the relationship of the expression (5) can be substantially expressed by the following expression (26) or (27) if the high frequency property of the signal is taken into consideration.
[Equation 26]
ν_1h= Sφ_1h    (26)
[Expression 27]

[0054]
As the equation (27) means, the high frequency magnetic flux vector φ_1hIs the high-frequency voltage vector ν_1hTherefore, if the applied high-frequency voltage vector has a sine wave shape, the high-frequency magnetic flux vector also has a sine wave shape. As a result, the common-mode current vector i defined by the equations (8) and (9)_{1 ha}, Mirror phase current vector i_1hbBecomes a sine wave shape. As a result, the detection or estimation of the cosine / sine value of the phase using both in-phase and mirror phase current vectors is stabilized.
[0055]
As apparent from the above description, according to the present invention of claim 6, since the applied high-frequency voltage vector is a sine high-frequency voltage vector, the cosine / sine value of the phase using both in-phase and mirror-phase current vectors. An effect is obtained that the detection or estimation becomes stable. As a result, according to the sixth aspect of the present invention, the action described in the first aspect can be stably achieved.
[0056]
As described above, according to the present invention, it has been described that the cosine / sine value of the rotor position can be estimated in a state robust to the fluctuation of the motor parameter. Moreover, it has been clarified that it has excellent characteristics in terms of estimation accuracy, computational complexity, and stability. This excellent characteristic is also accepted for the estimation of the rotor speed. This is apparent from the fact that the rotor speed has a differential integration relationship with the rotor position, and can be calculated from the cosine / sine value u (θ) of the rotor position according to the relationship of the following equation (28).
[Expression 28]

Where ω_2mIs the mechanical angular velocity of the rotor, N_pIs the number of pole pairs.
[0057]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 5 shows a basic structure of an embodiment of a vector control apparatus and an AC motor (synchronous motor) to which the vector control method of the present invention is applied. The basic difference between this structure and the structure based on the conventional control method described with reference to FIG. 18 is that the rotor position detector 2 and the cosine sine signal generator 7 are replaced by a vector position estimator 13 and a speed detector. 11 in that a speed estimator 14 is newly introduced. Furthermore, a high frequency voltage command unit 15 and a high frequency current vector i resulting from the high frequency voltage command device 15 for applying a high frequency voltage vector._1hThe high-frequency current removal filter 16 for eliminating the contamination of the current controller is additionally prepared. The other devices are basically the same as the device based on the conventional control method shown in FIG. 18, and the operation principle is the same as that of the conventional device. For example, the current vector i synchronized with the rotor speed in the example embodiment of FIG._1s, Voltage command vector ν_1sThe processing / generation procedure of the current vector i in the conventional apparatus described with reference to FIG.₁, Voltage command vector ν₁This is the same as the processing / generation procedure.
[0058]
The heart of the present invention is the vector position estimator 13. The speed estimator 14 is an estimator that estimates the speed of the rotor from the cosine / sine estimated value of the position, which is the output of the vector position estimator 13, and may use a conventional method well known to those skilled in the art. For example, the speed estimation method according to the equation (28) may be utilized in a form in which the differential process is replaced with the approximate differential process. In the present embodiment, one example of speed control is shown for comparison with the conventional apparatus of FIG. 18, but it is also applicable to torque control as will be apparent to those skilled in the art. In the following, first, the high-frequency voltage command unit 15 and the high-frequency current removal filter 16 introduced in connection with the application of the high-frequency voltage vector will be described, and then the detailed description of the vector position estimator 13 which is the core of the present invention. I do.
[0059]
FIG. 6 shows the internal structure of one embodiment of the high-frequency voltage command device 15 for applying a high-frequency voltage vector. First, high frequency angular frequency ω_hTo the phase generator 15a and the phase θ of the high-frequency voltage vector_hTo decide. The high-frequency phase θ output from the phase generator 15a_hIs basically a high frequency angular frequency ω_hIs the integral value of the

The frequency phase is input to the cosine sine signal generator 15b, where 15b is the cosine / sine value u (θ_h). Cosine and sine values are gain K to obtain the required voltage level_hIncrease in

High frequency voltage vector ν_1hIs applied to the motor 1a. At this time, the high-frequency voltage command device 15, as clearly shown in FIG._hAnd cosine / sine value u (θ_h) Can be output simultaneously.
[0060]
In response to the application of the high frequency voltage vector, the high frequency current vector i_1hAnd this is the stator current vector i₁Will be included. In vector control, it is necessary to control the current only for the stator current vector that contributes to torque generation. That is, the stator current vector i shown in the equation (4)₁Fundamental wave component (low frequency component) i_1sIt is necessary to control the current only for. The high-frequency current removal filter 16 is introduced for this purpose, and its role is the high-frequency current vector i._1hOf the stator current vector i that contributes to torque generation_1sIs to extract.
[0061]
Therefore, the high-frequency current removal filter 16 basically has a high-frequency current vector i._1hIt is only necessary to have a filter characteristic that can eliminate the above. For example, this can be realized by a band stop filter or a low-pass filter. High frequency angular frequency ω_hThe band stop filter F (s) having a center frequency of the band stop can be realized according to the following equation (29), for example.
[Expression 29]

Also, ω_hFor example, the low-pass filter F (s) having a cut-off angular frequency can be realized according to the following equation (30).
[30]

[0062]
In the example embodiment shown in FIG. 5, as the figure clearly shows, the vector position estimator has a stator current vector i from the three-phase to two-phase converter 5a.₁The high frequency voltage command information from the high frequency voltage command unit 15 (high frequency angular frequency ω_h, Cosine / sine value u (θ_h)) As an input. The output of the vector position estimator is, as will be described in detail later, a cosine / sine value of an intermediate angle between the in-phase current vector and the mirror phase current vector, or an estimated value thereof, and this embodiment intended for a synchronous motor In the example, this is used as the rotation signal itself for the two vector rotators as explicitly shown in the figure.
[0063]
FIG. 7 shows the internal structure of the vector position estimator 13. The vector position estimator 13 is mainly composed of two devices, an in-phase mirror current vector generator 13a and a cosine sine generator 13b. The in-phase mirror phase current vector generator 13a detects or estimates the in-phase current vector and the mirror phase current vector from the high-frequency current vector or the like and outputs them. In other words, the in-phase mirror phase current vector generator 13a includes an in-phase current vector that rotates in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to application of the high-frequency voltage vector, and a mirror-phase current vector that rotates in the opposite direction to the high-frequency magnetic flux vector. A means for detecting or estimating the above is realized. The cosine sine generator 13b obtains a detected value or an estimated value of the in-phase current vector and the mirror phase current vector, and outputs a cosine / sine value of an intermediate angle between these angles. In other words, as an estimated value of the rotor position of the AC motor that can be used to generate the rotation signal of the vector rotator, a cosine / sine value of an intermediate angle between the mirror phase current vector and the in-phase current vector or an estimated value thereof is generated. The means to do is realized.
[0064]
FIG. 8 (a) shows an example of a typical embodiment of the in-phase mirror phase current vector generator 13a. In this example, the high-frequency current vector i_1hStator current vector i₁And the high frequency angular frequency ω from the high frequency voltage command device 15_hAre used as input signals, and the cosine / sine value u (θ_h) Is not used. The in-phase mirror phase current vector generator 13a includes two D-factor filters F (D) 13a-1 and 13a-2, which are one type of variable characteristic multivariable filter, as main elements. Sign inverted high frequency angular frequency -ω_hIs the common-mode current vector i_{1 ha}Is a mirror phase current vector i with a high-frequency angular frequency ωh without sign inversion as an input._1hbIs detected and output.
[0065]
Here, the D-factor filter used in the present invention will be described. The D factor used in this filter is defined by the following equation (31) using the unit matrix I and the alternating matrix J.
[31]

For example, the third-order D-factor filter F (D) is expressed as the following equations (32) to (34) using the D-factor.
[Expression 32]
F (D) = A^-1(D) B (D) (32)
[Expression 33]
A (D) = D³+ A₂D²+ A₁D + a₀I (33)
[Expression 34]
B (D) = b₃D³+ B₂D²+ B₁D + b₀I (34)
[0066]
The D-factor filter described above has a frequency characteristic F (s + jω) for a scalar signal that is a component of a 2 × 1 vector._h) Filter equivalent. This equivalent relationship is shown in FIG. Therefore, if F (s) is designed to have a low-pass characteristic and this coefficient is utilized in the D-factor filter F (D), F (D) becomes −ω._hThe bandpass characteristic with the center frequency as the center frequency will be exhibited. In addition, it has the property of polarity separation. The in-phase current vector and the mirror phase current vector can be separated and detected by this band-pass characteristic of polarity separation.
As an example of the implementation of the D-factor filter, the inverse factor D of the D-factor is applied to a third-order filter.^-1A specific implementation using the inverse factor is shown in FIGS. 9 (a) and 9 (b).
[0067]
The in-phase mirror phase current vector generator 13a can be configured using a vector rotator-accompanied filter instead of the D-factor filter. Regarding the characteristics of the vector rotator companion filter, the literature (Shinji Shinnaka, General characteristics analysis of vector rotator companion filter for three-phase signal processing, IEEJ Transactions D, Vol. 120, No. 7, pp. 947-948 (Heisei 12), detailed description of the characteristics is omitted. To introduce only the conclusion, the vector rotator-accompanied filter exhibits filter characteristics equivalent to the D-factor filter.
[0068]
FIG. 10 shows an example in which a vector rotator-accompanied filter is used as an example of another embodiment of the in-phase mirror phase current vector generator 13a. The form of the vector rotator used in this embodiment is as defined in equation (3), but the cosine / sine signal for the vector rotator is in phase with the high-frequency voltage vector from the high-frequency voltage command unit 15. Cosine sine value u (θ_h) Get directly and use this. In this case, the high frequency angular frequency ω coming from the high frequency voltage command device 15 is used._hThere is no need to use. Also, the filter F (sI) in FIG. 10 is obtained by replacing D with sI in the equations (32)-(34), that is, two ordinary low-pass filters arranged in parallel so as to act on each scalar component of the vector signal. It is a thing.
[0069]
In the embodiment shown in FIG. 10, the vector rotator-accompanying filter surrounded by a broken line exhibits filter characteristics equivalent to the D-factor filter. From the comparison between FIG. 8A and FIG. 10, the mutual relationship between the two embodiments is self-evident.
[0070]
High frequency voltage vector ν_1hIs a sine high-frequency voltage vector, as shown in the embodiment of FIG. 6, the high-frequency magnetic flux vector φ is obtained from the relationship of the equations (8) and (27)._1hAnd in-phase current vector i_{1 ha}Is the high-frequency voltage vector ν_1hIn contrast, it has a phase delay of about π / 2 (rad) in the rotational direction. For the estimation of the rotor position according to the present invention, only the phase information of both in-phase and mirror phase current vectors is required, and the amplitude information is not required, as is apparent from the description of the operation of the present invention. Rather, a current vector with a norm of 1 is more convenient. If this point is taken into consideration, the common-mode current vector normalized by 1 to the norm can be estimated according to the relationship of the following equation (35).
[Expression 35]

[0071]
I in equation (35)_{1 ha}/ ‖I_{1 ha}‖ Is i in the cosine sine generator 13 b inside the vector position estimator 13._{1 ha}Should be used instead. FIG. 11 shows an example of an embodiment of the in-phase mirror current vector generator 13a using the in-phase current vector estimator 13a-4 using the relationship of the equation (35). In this embodiment, the stator current vector, the high-frequency angular frequency of the high-frequency voltage vector, the sine / cosine value of the phase of the vector are input, and the estimated value of the in-phase current vector and the detected value of the mirror phase current vector are output. Yes. The same phase as the high frequency angular frequency may be obtained from the high frequency voltage command device 15. In this example, the D-factor filter is used to detect the mirror phase current vector, but a vector rotator-accompanying filter may naturally be used.
[0072]
FIG. 12 illustrates an example embodiment of the cosine sine generator 13b. In the figure, 13b-1 is a double angle cosine sine generator, and 13b-2 is an intermediate angle cosine sine generator. Reference numeral 13b-3 denotes a determiner for generating a selection signal used for selecting a decision method in the intermediate angle cosine sine generator.
[0073]
The double angle cosine sine generator 13b-1 receives an in-phase current vector, a mirror current vector or an estimated value thereof as an input, determines a double angle cosine / sine value or an estimated value of an intermediate angle between both vectors, and outputs it. is doing. The determination process at this time is performed in accordance with the equation (17) used in the description of the operation of the present invention. The content of this determination process including the normalization process of the in-phase current vector and the mirror phase current vector, which is expressed by the equation (17), is more apparent to those skilled in the art.
[0074]
The intermediate angle cosine sine generator 13b-2 receives the double angle cosine sine value output by the double angle cosine sine generator 13b-1 or its estimated value as an input, and uses this as an input and uses the cosine sine value of the intermediate angle. Alternatively, the estimated value is determined and output.
[0075]
In the present invention, the method for determining the cosine / sine value of the intermediate angle or the estimated value from the cosine / sine value of the double angle or the estimated value is changed according to the expected magnitude of the cosine / sine value of the intermediate angle. Like to do. For example, the intermediate angle cosine sine generator 13b-2 has four determination methods as shown in the following equations (36) to (39), and the cosine / sine value of the intermediate angle is expected. Any one of these four determination methods is selected according to the size.
[Expression 36]

[Expression 37]

[Formula 38]

[39]

In the equations (36)-(39), the selection condition of the determination method is expected in consideration of the fact that the magnitude of the cosine / sine value of the intermediate angle is determined directly depending on the intermediate angle value itself. The value of the intermediate angle is shown in the rightmost wing of each equation.
[0076]
The determiner 13b-3 determines the expected size of the cosine / sine value of the intermediate angle and plays a role in selecting the above-described determination method. It is practical to perform the processing of each device in the present invention digitally. As a specific example of the embodiment, FIG. 12 considers digital processing and determines the current expected size using the determined values of the cosine and sine of the intermediate angle before one control cycle. An example is illustrated. In order to make this simple explanation, the present time is k time point, the previous control period is (k-1) time point, and the determined values of cosine and sine of the intermediate angle at the (k-1) time point are u (θ, k -1). Z in FIG.^-1Is a delay element for one control period, and has a function of delaying an input signal by one control period and outputting it. The operation after this element is as follows. First, the cosine / sine determination value of the intermediate angle at the time point (k-1) is processed according to the relationship of the following equation (40), and the determination index d at the time point k.₁(K), d₂(K) is generated.
[Formula 40]

Next, based on this determination index, it is determined which of the equations (36) to (39) should be adopted as the determination method at the time point k. Indicator d₁(K), d₂The determination by (k) is performed according to the method shown in FIG. The method of FIG. 13 performs determination only with the sign of the determination index, and the third line is the output (selection result) with respect to the input of the first and second lines (sign of the determination index). As described above, the present invention described with reference to the embodiment is highly useful so that rational employment selection can be easily performed. In order to correctly determine the cosine / sine value of the intermediate angle from the double-cosine / sine determination value, the reverse salient pole position is understood as understood from the repeatability of the determiner 13b-3 described above. It is assumed that the initial estimated value of (N pole) is correctly recognized without being mistaken for the S pole. The initial position estimation is performed before the drive control of the motor, but various methods of initial position estimation that can be directly used for this have already been described in detail in the literature (IEEJ Technical Report No. 760). You can use this.
[0077]
FIG. 14 shows a second embodiment of the cosine sine generator 13b. In this embodiment, when information on both in-phase and mirror-phase current vectors is input, first, processing for making the norms of both vectors identical is performed. Specifically, normalization processing is performed so that the norm is 1. Next, according to each of the first expressions (22) and (24) shown in the description of the operation of the present invention, the addition composite vector ζa and the subtraction composite vector ζs are generated simultaneously. Subtraction composite vector ζ_sIs further multiplied by J and ζ_aAnd Jζ_sIs input to the decision normalizer 13b-4.
[0078]
The process of multiplying the subtracted combined vector by J is to rotate the subtracted combined vector by π / 2 (rad), and in the middle of the angle formed by the in-phase current vector and the mirror phase current vector in proportion to the rotated subtracted combined vector This is for determining the cosine / sine value or the estimated value thereof. In the case of an additive composite vector, the cosine / sine value of an intermediate angle or its estimated value is determined in proportion to the additive composite vector itself, so that the process of multiplying J is not necessary.
[0079]
In the determination normalizer 13b-4, the combined vector ζ is selected according to the following equation (41).
[Expression 41]

As shown in the equations (22) and (24), the added combined current vector and the subtracted combined current vector may be extremely small in the relationship between the high frequency magnetic flux vector and the rotor reverse salient pole position. In this case, the rotor position cannot be estimated appropriately as has been clarified in the explanation of the operation of the present invention. The selection process specified in the formula (41) takes this point into consideration, and utilizes the mutually complementary characteristics of both synthesized vectors that the added synthesized vector and the subtracted synthesized vector are not simultaneously reduced, whichever is greater A combined current vector is selected. By this selection process, the rotor position can be estimated with high accuracy. In the determination normalizer 13b-4, the synthesized vector ζ obtained by the selection process is further normalized so that the norm becomes 1, and the normalized synthesized vector ζ defined by the following equation (42) is used._nOutput.
[Expression 42]

[0080]
In the present embodiment, the relationship between the second expressions of the expressions (23) and (25) used in the description of the operation of the present invention is utilized. In the processing described above, the generation of the unit vector in the second equation of the equations (23) and (25) is completed. Next, the code to be multiplied by this unit vector must be determined. As shown in equations (23) and (25), the sign is determined by the relative positional relationship between the high-frequency magnetic flux vector and the rotor salient pole position. That is, it is not determined by the absolute position of the rotor salient pole. In the present invention, the high-frequency magnetic flux vector rotates at a high speed relative to the rotor salient pole position. Therefore, in the present invention, the change in the sign may be regarded as a change in the high-frequency magnetic flux vector and, in turn, a change in the in-phase current vector and the mirror phase current vector directly related thereto. Reference numeral 13b-5 in the embodiment shown in FIG. 14 is a code determiner configured from this viewpoint.
[0081]
As described in the embodiment using FIG. 12, it is practical that the processing of each device in the present invention is performed digitally. The sign determination unit in FIG. 14 considers digital processing as a practical embodiment, and determines the current sign by using the cosine / sine estimation value of the rotor position one control cycle before. An example is illustrated. In order to simplify this explanation, the current time point is k time point, the previous control cycle is (k-1) time point, and the cosine / sine estimated value of the rotor position at the time point (k-1) is u (θ, k −1), and the normalized composite vector at time k is ζ_nIt will be expressed as (k). Z in FIG.^-1Is a delay element for one control period, and has a function of delaying an input signal by one control period and outputting it. In the sign determination unit 13b-5, it is first assumed that u (θ, k−1) is correct one time before, and u (θ, k−1) is the current ζ._nThe inner product with (k) is taken, and then this code is determined. The sign of the inner product can be easily obtained by processing the sgn function. Since the rotation of the high-frequency magnetic flux vector is much faster than the rotation of the rotor salient pole, when the inner product becomes negative, this is due to the rotation of the high-frequency magnetic flux vector. Therefore, if sign inversion of the inner product occurs, the current composite vector ζ_nThe sign of (k) is an error and ζ_nIt is necessary to invert the sign of (k). ζ_nTo reverse the sign of (k), ζ_nMultiply (k) by -1. Since -1 for sign inversion is obtained as an output of the sgn function processing, this can be used. The sign determination unit in FIG. 14 represents this processing step in a block diagram.
[0082]
The repetitive code determination described above is based on the assumption that the initial code determination is correctly performed. Since the initial code determination is performed before the drive control of the motor, various methods of initial position estimation that can be directly used for this have already been described in detail in the literature (IEEJ Technical Report No. 760), etc. You can use this.
[0083]
FIG. 15 shows another embodiment of the present invention that is intended for a synchronous motor, but replaces FIG. In the figure, in order to avoid the congestion in the figure, the detected current and the voltage command value on the rotating dq coordinate system are collectively expressed by vector signal lines. 15 differs from FIG. 5 in the exemplary embodiment of FIG. 15 in that the vector position estimator 13, the high-frequency voltage command unit 15 and the high-frequency current removal filter 16 related to the rotor position estimation move from the fixed αβ coordinate system to the rotational dq coordinate system. There is in point. The configuration method of the three devices of the vector position estimator 13, the high-frequency voltage command device 15, and the high-frequency current removal filter 16 is basically the same as that shown in the embodiment of FIG. The cosine sine generator 13b, which is an internal element of the vector position estimator 13, outputs an estimated cosine sine value of the inverse salient pole position on the adopted coordinate system. Accordingly, FIG. 5 outputs an estimated cosine sine value of the inverted salient pole position on the fixed αβ coordinate system, and FIG. 15 outputs an estimated cosine sine value of the inverted salient pole position on the rotating dq coordinate system. On the other hand, since the vector rotators 6a and 6b require the cosine sine value of the inverted salient pole position evaluated on the fixed αβ coordinate system, the coordinate conversion processing is additionally required in the embodiment of FIG. . This additional processing can be easily implemented as described below.
[0084]
The processing of the vector position estimator 13 is all performed digitally, and the output of the cosine sine generator 13b at the time point k is u (θ) as shown in the embodiment examples of FIGS. On the other hand, let u (θ (k)) be the final output of the vector position estimator 13 at time k. u (θ (k)) is obtained as a coordinate transformation value of u (θ) by the processing of the following equation (43).
[Expression 43]
u (θ (k)) = R (θ (k−1)) u (θ) (43)
FIG. 16 shows a configuration example of the vector position estimator 13 including the processing of equation (43). In the figure, the coordinate conversion process specified by the equation (43) is performed by the vector rotator 13c.
[0085]
Next, an embodiment is shown in which a vector control device based on the vector control method of the present invention is applied to an induction motor having a reverse salient pole. FIG. 17 shows the basic structure. The basic difference between this structure and the structure based on the conventional control method shown in FIG. 19 is that the vector position estimator 13 replaces the rotor position detector 2, and the speed estimator 14 replaces the speed detector 11. Newly introduced. Furthermore, a high frequency voltage command unit 15 and a high frequency current vector i resulting from the high frequency voltage command device 15 for applying a high frequency voltage vector._1hThe high-frequency current removal filter 16 for eliminating the contamination of the current controller is additionally prepared. The other devices are basically the same as the device based on the conventional control method shown in FIG. 19, and the operation principle is the same as that of the conventional device. For example, the current vector i in the example embodiment of FIG._1s, Voltage command vector ν_1sThe process and generation procedure of (1) and the generation procedure of the rotation signal for the vector rotator are the same as those of the conventional apparatus described with reference to FIG. Equipment newly introduced in connection with the present invention is the vector position estimator 13, the speed estimator 14, the high frequency voltage command unit 15, and the high frequency current elimination filter 16 as described above. These newly introduced devices in the example embodiment of FIG. 17 are the same as those of the example embodiment of FIG. 5, as will be readily understood by those skilled in the art from a comparison of FIG. 17 and FIG. Accordingly, the description of the newly introduced device overlaps with the case of FIG.
[0086]
As described above, in the present invention, the embodiment for the synchronous motor described with reference to FIG. 5 corresponds to the embodiment for the induction motor described with reference to FIG. In the present invention, the embodiment for the synchronous motor described with reference to FIG. 5 is easily expanded to the embodiment for the synchronous motor described with reference to FIG. As will be readily understood by those skilled in the art, an embodiment of an induction motor corresponding to the embodiment of the synchronous motor described with reference to FIG. 15 can also be easily obtained by utilizing this correspondence. Specifically, various devices newly introduced in FIG. 17 may be moved from the fixed αβ coordinate system to the rotation dq coordinate system. The point of movement at this time is the same as that of the embodiment of FIG.
[0087]
The vector position estimator according to the present invention has been described specifically and in detail using a plurality of embodiments using various drawings. As repeatedly stated in the description text, the vector position estimator of the present invention is preferably constructed digitally in view of recent significant advances in digital technology. Although the digital configuration includes a hardware configuration and a software configuration, as will be apparent to those skilled in the art, any of the present invention can be configured.
[0088]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the present invention has the following effects. In particular, the present invention of claim 1 and claim 7 uses a high-frequency current vector generated in response to the application of a high-frequency voltage vector, and a common-mode current vector that rotates in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector and a high-frequency magnetic flux vector in the opposite direction. To detect or estimate the mirror phase current vector rotating to the center, and use the cosine / sine of the intermediate angle between the in-phase current vector and the mirror phase current vector or the estimated value to generate the rotation signal of the vector rotator I have to. As a result, according to the first or seventh aspect of the present invention, the rotor position necessary for generating the rotation signal of the vector rotator for vector control without using the rotor position detector attached to the stator. Thus, the estimated cosine / sine estimated value of the rotor position and the estimated speed of the rotor can be obtained. In addition, it is possible to obtain an effect that it can be obtained in a state robust to fluctuations in the motor parameters. If the angular frequency of the applied high-frequency voltage vector is sufficiently higher than the electrical angular velocity of the rotor, this effect can be obtained in a wide operating range without being limited to the time when the rotor is stopped or at an extremely low speed that is equivalent to when the rotor is stopped. As a result of this action, the vector rotator, which is indispensable for vector control of AC motors, can be operated normally over a wide operating range in a state robust to parameter fluctuations. There is an effect that the AC motor can be vector-controlled without using a detector. Furthermore, in the vector control of an AC motor, a decrease in the reliability of the motor system, an increase in axial volume, wiring problems, various costs, etc., which have conventionally occurred due to the mounting of a rotor position detector on the rotor. The effect of being able to overcome problems such as the increase in
[0089]
In particular, the present invention according to claim 2 is the vector control method according to claim 1, wherein the in-phase current vector or the estimated value thereof and the mirror phase current vector or the estimated value are used to calculate a cosine / sine value of a double angle of an intermediate angle or The estimated value is determined, and the cosine / sine value of the intermediate angle or its estimated value is determined from the determined double-cosine / sine determined value, so the position of the in-phase current vector and mirror phase current vector is calculated. Therefore, the estimated value of cosine and sine necessary for generating the rotation signal of the vector rotator can be directly calculated from these vectors. In addition, since an inverse operation for calculating the rotor position is not required, the estimated value of the cosine / sine of the rotor position can be determined with relatively high accuracy and with a relatively light calculation amount. As a result, according to the second aspect of the present invention, the operation described in the first aspect can be reasonably secured. As a result of such an action, the effect of claim 1 can be achieved with relatively high accuracy and with a relatively light calculation amount.
[0090]
According to a third aspect of the present invention, there is provided the vector control method according to the second aspect, wherein the intermediate value is determined from the determined value of the cosine / sine of the double angle according to the expected magnitude of the estimated value of the cosine / sine of the intermediate angle. This method changes the method of determining the cosine / sine value of the angle or its estimated value, and is necessary for generating the rotation signal of the vector rotator while maintaining the highest calculation accuracy while reducing the amount of calculation. The effect that the estimated value of the cosine / sine can be determined is obtained. As a result of this action, according to the present invention of claim 3, the effect of claim 2 can be achieved while maintaining the highest calculation accuracy while reducing the amount of calculation.
[0091]
The vector control method according to claim 4 is the vector control method according to claim 1, wherein the norm is the same, the in-phase current vector or a vector having the same direction as the estimated value, the mirror phase current vector or the estimated value, Two vectors with vectors having the same direction are generated, and a cosine / sine value of an intermediate angle or an estimated value thereof is determined in proportion to a combined vector obtained by vector addition of two identical norm vectors. I have to. As a result, except for the special situation where the absolute value of the inner product of the high-frequency magnetic flux vector and the unit vector at the salient pole position is very small, the cosine and sine necessary for generating the rotation signal of the vector rotator can be obtained with extremely simple calculation. The effect that the estimated value can be determined is obtained. As a result, the effect that the effect of Claim 1 can be achieved by an extremely simple calculation is obtained.
[0092]
The present invention of claim 5 is the vector control method according to claim 1, wherein the norm is the same, the in-phase current vector or a vector having the same direction as the estimated value, the mirror phase current vector or the estimated value, Generate two vectors with a vector having the same direction, rotate the combined vector obtained by vector subtraction of the two identical norm vectors by π / 2 (rad), and in proportion to the subtracted combined vector after rotation, The cosine / sine value of the intermediate angle or its estimated value is determined. As a result, except for the special situation where the absolute value of the alternating inner product of the high-frequency magnetic flux vector and the unit vector is negligible, the estimated cosine and sine values required for generating the rotation signal of the vector rotator are extremely simple. The effect that can be determined is obtained. As a result, the effect that the effect of Claim 1 can be achieved by an extremely simple calculation is obtained.
[0093]
According to the present invention of claim 4 and claim 5, the use is limited in the region where the same component or the vertical component of the high-frequency magnetic flux vector as the rotor reverse salient pole is negligible as a compensation for reducing the amount of calculation. In order to avoid losing the effect of the present invention of claim 4 and claim 5, a practical method for avoiding this area has been specifically presented and explained in connection with the embodiment of claims 4 and 5. .
[0094]
According to the present invention of claim 6, since the applied high-frequency voltage vector is a sine high-frequency voltage vector, the detection or estimation of the cosine / sine value of the phase using both in-phase and mirror-phase current vectors is stabilized. The effect of becoming is obtained. As a result, according to the sixth aspect of the present invention, the effect that the effect of the first aspect can be stably achieved is obtained.
[0095]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a vector diagram showing rotor reverse salient pole positions (electrical angles) on a fixed αβ coordinate system.
FIG. 2 is a vector diagram showing an example of one relationship among the high-frequency magnetic flux, high-frequency current, in-phase current, mirror current, and rotor reverse salient pole position on the fixed αβ coordinate system.
FIG. 3 is a vector diagram showing an example of one relationship between an additive composite vector and the direction of a rotor reverse salient pole on a fixed αβ coordinate system;
FIG. 4 is a vector diagram showing an example of one relationship between a subtraction composite vector and the direction of a rotor reverse salient pole on a fixed αβ coordinate system;
FIG. 5 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control apparatus according to an embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing a basic configuration of a high-frequency voltage command device in an embodiment.
FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a vector position estimator in an embodiment.
8A is a block diagram showing a schematic configuration of an in-phase mirror phase current vector generator in one embodiment, and FIG. 8B is a diagram showing equivalent characteristics of a D-factor filter.
FIG. 9 (a) Inverse factor D^-1Block diagram showing how to implement (b) D^-1Block diagram showing an embodiment of a D-factor filter implementation using
FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of an in-phase mirror phase current vector generator in one embodiment.
FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of an in-phase mirror phase current vector generator in one embodiment.
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a cosine sine generator in one embodiment.
FIG. 13 shows an example of a relationship between a determination index used for selecting a decision method in the intermediate angle cosine sine generator and a selection result.
FIG. 14 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a cosine sine generator according to an embodiment.
FIG. 15 is a block diagram showing the basic configuration of a vector control apparatus according to an embodiment.
FIG. 16 is a block diagram showing a schematic configuration of a vector position estimator in one embodiment.
FIG. 17 is a block diagram showing a basic configuration of a vector control apparatus according to an embodiment.
FIG. 18 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional vector control apparatus.
FIG. 19 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional vector control apparatus.
[Explanation of symbols]
1a AC motor (synchronous motor)
1b AC motor (induction motor)
2 Rotor position detector
3 Power converter
4 Current detector
5a 3 phase 2 phase converter
5b 2 phase 3 phase converter
6a vector rotator
6b vector rotator
7 Cosine sine signal generator
8 Current controller
9 Command converter
10 Speed controller
11 Speed detector
12 Magnetic flux phase estimator
13 Vector position estimator
13a In-phase mirror phase current vector generator
13a-1 D-factor filter
13a-2 D-factor filter
13a-3 Vector Rotator Accompanying Filter
13a-4 In-phase current vector estimator
13b Cosine sine generator
13b-1 Double angle cosine sine generator
13b-2 Intermediate angle cosine sine generator
13b-3 determiner
13b-4 Judgment normalizer
13b-5 code determiner
13c vector rotator
14 Speed estimator
15 High frequency voltage commander
15a phase generator
15b Cosine sine signal generator
16 High frequency current rejection filter

Claims (7)

Stator current that contributes to torque generation is divided and controlled as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system constituted by a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other designated by a vector rotator. A vector control method for an AC motor, comprising: a current control step to apply; and a high frequency voltage application step of applying a high frequency voltage that can be treated as a rotating high frequency voltage vector as at least part of a stator voltage,
Using the high-frequency current vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector, the common-mode current vector rotating in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector, and the high-frequency magnetic flux vector in the opposite direction A rotating mirror phase current vector is detected or estimated, and a cosine / sine value of an intermediate angle between the in-phase current vector and the mirror phase current vector or an estimated value thereof is used as a cosine of the rotor position of the AC motor. A vector control method for an AC motor, which is used to generate a rotation signal of the vector rotator as an estimated sine value. Using the in-phase current vector or the in-phase estimated value and the mirror-phase current vector or in-phase estimated value, a double cosine / sine value of the intermediate angle or an estimated value thereof is determined, 2. The vector control method for an AC motor according to claim 1, wherein the cosine / sine value of the intermediate angle or the estimated value thereof is determined from the determined value of the double angle cosine / sine. According to the expected magnitude of the cosine / sine value of the intermediate angle, the method of determining the cosine / sine value or estimated value of the intermediate angle from the double-cosine / sine determination value is changed. The vector control method for an AC motor according to claim 2. Two vectors of the in-phase current vector or the in-phase estimation value and the mirror-phase current vector or the in-phase estimation value having the same norm are generated, and two vectors of the same norm vector are generated. 2. The vector control method for an AC motor according to claim 1, wherein a cosine / sine value of the intermediate angle or an estimated value thereof is determined in proportion to a composite vector obtained by the addition. Two vectors of the in-phase current vector or the in-phase estimation value and the mirror-phase current vector or the in-phase estimation value having the same norm are generated, and two vectors of the same norm vector are generated. The combined vector obtained by subtraction is rotated by π / 2 (rad), and the cosine / sine value of the intermediate angle or its estimated value is determined in proportion to the subtracted combined vector after rotation. Item 2. A vector control method for an AC motor according to Item 1. 2. The AC motor vector control method according to claim 1, wherein the high-frequency voltage vector is a sine high-frequency voltage vector. Stator current that contributes to torque generation is divided and controlled as a d-axis component and a q-axis component of a current vector on a rotating dq coordinate system constituted by a d-axis and a q-axis that are orthogonal to each other designated by a vector rotator. An AC motor vector control device having current control means for performing high frequency voltage application means for applying a high frequency voltage that can be handled as a rotating high frequency voltage vector as at least part of the stator voltage,
A common-mode current vector that rotates in the same direction as the high-frequency magnetic flux vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector, and a reverse direction of the high-frequency magnetic flux vector, using the stator current vector generated in response to the application of the high-frequency voltage vector Means for detecting or estimating a mirror phase current vector rotating in the direction of rotation, and cosine and sine estimation values of the rotor position of the AC motor that can be used to generate a rotation signal of the vector rotator. An AC motor vector control device comprising means for generating a cosine / sine value of an intermediate angle of an angle formed by a mirror phase current vector or an estimated value thereof.

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