JP4118819B2 - 熱式風速計におけるセンサ温度制御 - Google Patents

Description

この発明は、一般に、熱式風速計に関し、特に、切換式サンプリング技術によってセンサ加熱とセンサ温度測定とを分離して実施する熱式風速計に関する。

熱式風速計が加熱センサを使用してマスフローを検知する種類の器具に属することは知られている。センサから発せられる熱は、センサを通り過ぎて移動する空気（または、他の流体）の速度に関連付けることができる。この種のセンサは、１８００年代の末から使用されており、２０世紀の初めには、最初の理論解析の幾つかが行なわれた。熱式風速学は、研究対象となり続け、気流測定の優れた方法の１つとなるべく発達してきた。

用いられている原理では、測定される流体またはガスの温度を上回る温度までフローセンサを加熱する必要がある。流体またはガスの速度は、センサの電力損失に関連付けられる。非常に初期の熱式風速計では、センサ温度の調整を手動で行なっていた。手動調整は、明らかに不便であり、そのため、技術的に利用可能になるにつれて、センサを所定の温度に自動的に維持する電気制御回路に代わった。

図１に示される技術的に知られた典型的な回路を検討することは有益である。この回路は、ブリッジ回路１００と、演算増幅器１０１と、出力増幅器１０２とを含む。ブリッジ回路１００は、２つの回路レッグを備えている。第１のレッグは、環境温度を検知するものであり、抵抗温度検出器（ＲＴＤ）ＲＤと、オフセット抵抗ＲＣと、基準抵抗ＲＡとを含む。第２のレッグは、加熱速度センサであり、第２の基準抵抗ＲＢと加熱ＲＴＤ ＲＥとを備えている。

図１の回路は、速度センサ（ＲＥ）を該センサの抵抗がブリッジ１００と釣り合う温度まで加熱するために、十分な電圧をブリッジ１００に対して印加することによって作動する。この回路においては、センサ測定とセンサ温度制御とが同時に行なわれる。この回路内で、抵抗センサＲＥは、非線形の受動素子として作用する。この非線形性は、電力損失に起因し、この電力損失はセンサ温度を高め且つセンサ抵抗を変化させることでセンサを流れる電流に抵抗値を依存させる。センサ温度の制御は、この非線形的な挙動をうまく利用している。

この従来技術においては、幾つかの制限を考慮しなければならない。この制限の１つは、自己発熱を生じさせ得るような方法で環境温度センサを給電してはならない一方で、気流を検知できるように、速度を検知するために使用されるＲＴＤ（抵抗温度検出器）を十分に加熱しなければならないという点である。これらのセンサは一般にブリッジネットワークの対応するレッグに配置されているため、環境センサ抵抗を速度センサ抵抗よりも十分に大きくするだけで、自己発熱が十分に低減され、著しい温度エラーが防止される。これにより、センサの選択が制限され、多くの場合、業界で広く使用されている低コストな基準値ではなく、非常に高価なカスタムＲＴＤを使用しなければならなくなる。また、非常に低いセンサ抵抗を用いると、それに比例して、温度に対する感度が低下し、システムノイズの閾値近傍で信号を測定しなければならなくなる。

他の制限は、相互接続配線およびコネクタにおける抵抗である。センサを実際に使用する場合、センサを他の回路からある距離だけ離間して配置しなければならないことが頻繁にある。配線および他の接続デバイスの抵抗は、センサの抵抗に対してかなり大きくなる可能性があり、これにより、温位および測定のエラーが生じる可能性がある。ブリッジの成分値を変化させることにより、あるいは、別の補償回路を加えることにより、これらの寄生抵抗を補償することが通常行なわれる。このような補償には、かなり長い較正時間が必要になり、また、システムのコストを増大させる可能性がある。温度の変化に起因してリード線の抵抗が変化すると、補償することが難しい温度エラーが生じる可能性がある。

また、従来の構成において固定のオフセット抵抗が一般に採用されているので、センサ作動温度は単一オフセット値に制限される虞がある。異なる速度範囲の選択を可能とすることが望ましい場合には、オフセット温度を変化させれば、センサの感度を最適に調整することができる。

その結果、信頼性および比較的低い費用／性能比を維持しつつ、環境温度センサの自己発熱を回避でき、相互接続配線に起因した較正エラーが生じず、様々な速度範囲で簡単に動作する熱式風速計システムの必要性が生じている。

これらの要求および他の要求は、切換式サンプリング技術によってセンサ温度測定からセンサ加熱を分離する本発明に係る熱式風速計によって満たされる。この手法は、センサの加熱と環境センサ温度および速度センサ温度の検知とを同時に行なうブリッジ回路を採用したごく一般的な回路に勝る幾つかの利点を有する。

熱線風速計としても知られている熱式風速計において、加熱抵抗センサは、測定される流体またはガスの温度を上回る高い温度に維持される。流速の測定は、センサにおける電力損失をマスフローすなわち媒体の速度に関連付けることによって達成される。本発明は、少なくとも部分的には、センサ温度制御に関するものである。まず第１に、センサ温度は、そのサンプリングされた抵抗測定値によって決定される。第２に、センサ温度は、実際のセンサ抵抗と所望の抵抗との間の差によって決まる誤差値を用いて、センサに印加される電圧を変えることにより、制御される。

本発明の更なる目的、特徴、利点は、以下の説明および図面から明らかとなる。

（関連出願）
この出願は、２００３年１月１６日に提出された米国仮出願第６０／４４０，４７５の利益を主張している。

ここでは、従来技術と比べて明白な利点を与える熱式風速計について記載する。本発明の範囲内で、２つの異なる実施形態について記載する。第１の実施形態は、１つの差分温度設定値（a single differential temperature setpoint）を与えるが、第２の実施形態は、マイクロプロセッサ演算または他の類似の手段を用いることにより差分温度を調整することを可能とする。

本発明に係る熱式風速計が図２に示されている。図２の回路は電流源２０１（電流Ｉ）を備えている。この電流源２０１は、スイッチＳ_１を介して環境センサＲ_２の抵抗を測定するとともに、スイッチＳ_２を介して速度センサＲ_３の抵抗を測定するために使用される。スイッチＳ_３およびキャパシタＣ_１は、環境測定のためのサンプルホールド回路を形成する。増幅器Ａ_１およびキャパシタＣ_２は、誤差増幅器およびサンプルホールドの複合型の回路を形成する。スイッチＳ_４は、速度ＲＴＤ Ｒ_３の抵抗サンプリングを制御し、一方、スイッチＳ_５およびトランジスタＱ_１は、切換式加熱電圧ドライバを形成する。Ａ_１およびＣ_２において組み合わされた誤差増幅器およびサンプルホールドの機能は、他の実施形態にもわたって、この回路の複雑さを著しく低減する。

スイッチ動作のタイミングシーケンスが図３に示されている。なお、図中のロジック「１」または「ＨＩＧＨ」の値は、スイッチが閉じられている状態に対応している。回路動作は、３つのフェーズに適切に分割される。フェーズ１の間、速度センサ（図２のＲ_３）には、それを加熱させる電圧が印加される。このフェーズの間、フェーズ１中におけるスイッチＳ_５のＨＩＧＨレベルの信号から分かるように、増幅器Ａ_１は、スイッチＳ_５を介して、トランジスタＱ_１に接続されている。フェーズ１の間、他の全てのスイッチはＯＦＦになっている。センサＲ_３に印加される制御電圧は、電力損失によって生じる熱とセンサを通り過ぎる空気流によって失われる熱とが釣り合うことにより、センサを所望の温度に維持する。

周期的に、フェーズ２およびフェーズ３が実行されることにより、速度センサＲ_３の設定温度と実際の温度との間の差が補正される。フェーズ２は、環境温度の測定を行なう。図３に示されるように、フェーズ２は、スイッチＳ_５を開いて加熱電圧を停止することによって開始される。その後、スイッチＳ_１が閉じられて、電流源２０１（電流Ｉ）が抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２とから成る抵抗ネットワークに接続される。抵抗Ｒ_１、Ｒ_２は、電流Ｉによる抵抗Ｒ_１、Ｒ_２に掛かる電圧が、Ｒ_３を通り過ぎる電流ＩによるＲ_３に掛かる所望の電圧となるように選択される。安定化時間が経過した後、スイッチＳ_３が閉じられ、抵抗Ｒ_１、Ｒ_２に掛かる電圧がキャパシタＣ_１へと転送される。フェーズ２は、スイッチＳ_３、Ｓ_１が開かれる時に事実上終了する。

フェーズ３は、速度センサＲ_３の抵抗を測定して、所望の設定温度と実際の温度との間の差を決定し、その後、駆動電圧を補正するキャパシタＣ_２の電圧として新たな値を保持する。フェーズ３は、スイッチＳ_５が無効（ＯＦＦ）にされた状態で開始され、その後、スイッチＳ_２が閉じられ、速度センサＲ_３を通して電流Ｉが流れるようにする。これにより、Ｒ_３の抵抗に比例する電圧が生じる。回路が安定すると、スイッチＳ_４が閉じられ、増幅器Ａ_１に電圧が印加される。増幅器Ａ_１は、Ｒ_３に掛かる電圧とＣ_１に蓄えられている電圧との間の差を検出する。この差により、増幅器Ａ_１は、この差を積算するとともに、その積算値をキャパシタＣ_２に蓄える。このサイクルの終了時に、スイッチＳ_４が開かれ、その後、スイッチＳ_２が開かれて、電流源２０１がセンサから切断される。スイッチＳ_５が閉じられることにより、補正された駆動電圧を速度センサＲ_３に印加することができる。フェーズ１が再び開始される。従来のアナログブリッジ回路と同様に、センサ温度の制御は、回路素子のようなその非線形的な挙動をうまく利用している。

加熱サイクル中に速度センサに掛かる電圧を測定し、この速度センサでの電力損失を計算することにより、速度演算を行なうことができる。この電力は、多項式または特定のセンサのために導出され較正された他の数学的関数により、速度と関連付けることができる。

この回路には、幾つかの固有の特徴がある。まず、第１に、温度測定と加熱とが別個の時間的フェーズに明確に分離されている。第２に、抵抗測定のために１つの電流源を使用することより、環境センサ抵抗測定値と速度センサ抵抗測定値との比率のみに回路が依存するため、電流源とは無関係に回路を動作させることができる。第３に、増幅器Ａ_１およびＣ_２は、誤差増幅機能およびサンプルホールド機能の両方を有する。

より詳細には、図２の回路は、典型的なブリッジ制御回路に勝る幾つかの利点をもたらす。まず第１に、非常に短い時間だけ励起電流Ｉを供給することにより、環境温度センサＲ_２の自己発熱が最小限に抑えられる。また、同じ励起電流源を使用することにより、環境センサと速度センサとの間の差分誤差を排除することができる。

さらに、ＲＴＤセンサＲ_２、Ｒ_３が同じ固有の抵抗を有している場合、センサＲ_２、Ｒ_３に接続されているリード線の抵抗は、これら両方のセンサにおいてリード線の長さを同一にするだけで、自動的に補正することができる。そして、最後に、図２の回路は、自己始動型（self-starting）である。図１に示されるような従来のブリッジ回路は、確実に、最初の給電時に回路を適切に始動させるために、付加的な構成要素を必要とする。

本発明の代替的な実施形態においては、環境センサＲ_２および関連する回路素子Ｒ_１、Ｓ_１およびＳ_３（図２参照）を、マイクロプロセッサによって制御される電圧源に代える。このアプローチの目的は、様々な速度範囲において様々なプローブ温度差分（probe temperature differential）をシステムが選択できるようにすることである。

図４に示されるように、電流源４０１（電流Ｉ）は、全ての抵抗測定の基準となる基準電流を供給する。スイッチＳ_２、Ｓ_４およびＳ_５は、測定サイクル中に、この電流を様々な素子へと方向付ける。スイッチＳ_１は、速度センサＲ_２に対して駆動電圧を供給し、また、その供給を停止する。先の回路と同様に、Ｓ_３、Ｃ_１、Ａ_１は、サンプルホールドと積算増幅器との組み合わせを形成する。Ｒ_１は、基準抵抗を与える。ネットワークＲ_３、Ｒ_４、Ｒ_５、Ｒ_６、Ｒ_７およびＡ_２は、ＲＴＤ Ｒ_５によって検知される環境温度を測定する。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）４０２は、測定サイクル中に存在する様々な電圧値を測定する。本発明の好ましい形態において、ＡＤＣ４０２は、テキサス州のダラスにあるテキサス・インストルメンツ社によって製造されたＴＬＶ２５４４アナログ・デジタル変換器で実現される。無論、同様の仕様を満たす多くの他の適当なＡＤＣであっても適切に機能する。

マイクロプロセッサ（μＰ）４０３は、システムにおける全ての制御を行なうとともに演算手段を与える。このマイクロプロセッサは、アリゾナ州のチャンドラーにあるマイクロチップ・テクノロジー社によって製造されたＰＩＣ１６Ｆ７６マイクロプロセッサであることが好ましい。無論、この用途においては、様々な製造メーカから入手できる多くの他のマイクロプロセッサであっても同様に機能する。デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）４０４は、環境温度および所要の差分温度を速度センサＲ_２の抵抗に関連付ける電圧を生じるようにプログラムされている。本発明の好ましい実施形態において、ＤＡＣ４０４は、ＰＷＭ（パルス幅変調）ＤＡＣとしてマイクロプロセッサ４０３内に含まれているが、ＤＡＣは、多くの汎用されているＤＡＣ技術を用いて、別個の構成要素として実現してもよい。

測定・制御タイミングが図５に示されている。なお、図５のダイアグラムにおいて、ロジック“１”または“ＨＩＧＨ”の値は、スイッチが閉じられている状態、あるいは、測定値が積極的に取得されている状態に対応している。測定サイクルは、６つの測定フェーズΦ_１からΦ_６に分けられている。フェーズΦ_１は環境温度を測定する。フェーズΦ_２は基準抵抗Ｒ_１を測定する。フェーズΦ_３はセンサ駆動電圧を測定する。フェーズΦ_４は速度センサＲ_２の抵抗を測定する。フェーズΦ_５はＲ_２のためのリード線の抵抗を測定し、一方、フェーズΦ_６は、センサＲ_２における電力損失を制御するために、制御ループサンプリング（a control loop sample）を実行する。以下、様々なフェーズにおける動作について詳しく説明する。

測定・制御プロセスは、センサＲ_２の温度を維持するように設計されており、それによって、センサＲ_２の温度が環境温度を上回る固定の差分温度を維持する。このプロセスは、ＲＴＤ Ｒ_５によって検知される環境温度を測定することにより開始される。ＲＴＤ Ｒ_５および増幅器Ａ_２に接続された抵抗ネットワークＲ_３、Ｒ_４、Ｒ_６、Ｒ_７を含む図４のサブ回路は、環境温度に関連付けられた電圧を生じる。マイクロプロセッサ４０３は、この電圧の測定値から環境温度を演算する。差分温度は、測定において選択された速度範囲から知得されている。所望の速度センサ温度すなわち目標温度は、環境温度を差分温度と合計することにより演算される。これにより、速度センサＲ_２の所望の目標抵抗が演算される。

ここに開示された測定プロセスの重要な要素は、既知の基準抵抗Ｒ_１を含めていることである。フェーズΦ_２においては、スイッチＳ_４を介して電流ＩがＲ_１を通じて流れる。測定された電圧は、電流源４０１（電流Ｉ）と既知の抵抗Ｒ_１とを関連付ける。この基準抵抗を使用すると、抵抗測定値の演算を、測定電圧と既知の抵抗値との比に関連付けることができる。以下の方程式がこのことを示している。

基準抵抗Ｒ_１は、設計中に選択された値から事前に分かっている。以上のように、抵抗測定値は、測定電圧と既知のＲ_１の値との比から決定される。電圧測定値は全てがＡＤＣ基準電圧４０５に関連付けられているため、抵抗測定値の精度は、基準抵抗Ｒ_１の絶対精度およびＡＤＣ４０２の分解能のみによって制約される。本発明のシステムにおける抵抗測定は、電流源４０１（電流I）とは無関係である。

ＤＡＣ４０４によって生成される抵抗設定値には、フェーズΦ_５で測定され且つ前述したように演算されるリード線の抵抗を含める必要がある。図４に示されるように、ＡＤＣ４０２によって使用される同じ基準電圧４０５が、測定・出力プロセスを完全に比率計量化（ratiometric）して多くの潜在的な誤差を排除するために使用され得るＤＡＣ４０４によっても使用される。これらの関係を用いれば、以下の関係によってＤＡＣコードを演算することができる。

ここで、Ｃ_ＤＡＣはＤＡＣ４０４に送られるコードであり、ＫはＤＡＣ倍率(DAC scaling constant)であり、Ｖ_ＲＩはＲ_１に関して測定された電圧値であり、Ｒ_１は基準抵抗の値であり、Ｖ_ｒｅｆはＡＤＣ４０２およびＤＡＣ４０４のための基準電圧４０５の値であり、Ｒ_{２＿ｔｇｔ}は速度センサ目標抵抗であり、Ｒ_Ｌｅａｄは速度センサＲ_２のためのリード線抵抗である。

Ｒ_２に関して所望の抵抗設定値を決定し、ＤＡＣ４０４を用いて制御電圧を生成すると、温度制御ループを閉じなければならない。これは、周期的なループリフレッシュサイクルで達成される。このサイクルは、図５のΦ_６に示されるように、スイッチＳ_１を開いてＱ_１によって生成される加熱駆動電圧を無効にすることにより開始される。電流源４０１（電流Ｉ）は、スイッチＳ_２を閉じることにより、ＲＴＤ Ｒ_２に接続される。

所定時間回路を安定可能とした後、その後、スイッチＳ_３が閉じられ、電流ＩによってＲ_２に生じる電圧が増幅器Ａ_１の反転入力部（−）に与えられる。この電圧とＤＡＣ４０４によって生成される目標電圧との間の誤差により、Ａ_１の出力は、キャパシタＣ_１と積分ソース抵抗であるＲ_２を用いた積分プロセスにわたって変化する。続いて、これにより、トランジスタＱ_１のゲートが駆動され、その加熱サイクル中に、ＲＴＤ Ｒ_２に印加される加熱駆動電圧が変化する。このようにして、多くのリフレッシュサイクル後、Ｒ_２は、その抵抗が演算された目標抵抗と一致するように所定の温度に設定される。

この回路には、幾つかの固有の特徴がある。第１に、図２の回路と同様に、温度測定と加熱とが別個の時間的フェーズに明確に分けられている。第２に、抵抗測定のために単一の電流源を使用することより、環境センサ抵抗測定値と速度センサ抵抗測定値との比率のみに回路が依存するため、電流源とは無関係に回路を動作させることができる。第３に、１つの基準電圧を使用することにより、測定および制御を完全に比率計量化することができ、これにより、これらの測定値を基準電圧の絶対値とは無関係にすることができる。第４に、増幅器Ａ_１およびＣ_２は、誤差増幅機能およびサンプルホールド機能の両方を有する。

図２の回路と同じく、図４の回路は、典型的なブリッジ制御回路に勝る多くの明確な利点をもたらす。まず第１に、環境センサ回路値の設計により、環境温度センサＲ_５の自己発熱が最小限に抑えられる。また、環境温度と速度センサＲ_２との間の差分温度の選択をマイクロプロセッサの制御下で行なって、様々な速度範囲の測定を最適化することができる。

また、図４の回路においても同様に、リード線の抵抗は、別個の動態的な（dynamic）リード線抵抗測定により、自動的に補正される。この回路も自己始動型である。従来のブリッジ回路は、確実に、最初の給電時に回路を適切に始動させるために、付加的な構成要素を必要とする。

更に、全ての測定および制御は、既知の値を有する基準抵抗Ｒ_１および基準電圧Ｖ_ＲＥＦに関連している。これにより、全ての測定値を既知の値に対して比率計量化することができ、他の技術を用いて見出される幾つかの誤差源を排除することができる。最後に、速度ＲＴＤ抵抗の選択は、環境ＲＴＤ抵抗またはそのタイプによって制約されない。実際には、（これらに限定されないが）半導体センサや熱電対等の全く異なる環境センサが使用されてもよい。

ここでは、従来技術と比べて明白な利点を与える熱式風速計について説明してきた。当業者であれば分かるように、本発明の思想および範囲から逸脱することなく、変更を行なうことができる。例えば、前述した２つの特定の実施形態は概念を示すものであるが、原理は、これらの特定の形態に限定されない。例えば、当業者であれば分かるように、加熱に伴う温度変化によって値が変化する任意の加熱要素を使用してもよい。サーミスタは、そのような１つの要素の一例であるが、制御された加熱要素を使用することができ、また、別個であるが物理的に結合された温度センサを使用することもできる。さらに、加熱のために使用される励起は、印加される可変電圧に限定されない。この場合も当業者であれば分かるように、電流源は電圧駆動源に置き換えることもできる。任意の他の機構を使用し、センサの電力損失を変化させることによって、速度検知素子の温度を制御してもよい。

従来の熱式風速計の簡単な概略図である。 本発明に係る熱式風速計の概略図である。 図２の回路の切換動作を示すタイミングチャートである。 本発明に係る熱式風速計の代替的な実施形態の簡単な概略図である。 図４の回路における測定・制御タイミングを示すタイミングチャートである。

Claims (7)

1. 環境温度センサと、
   速度センサと、
   サンプルホールド回路と、
   切換式加熱電圧ドライバと、
   複合型の誤差増幅器・サンプルホールド回路と、
   電流源と、
   前記電流源と前記サンプルホールド回路との間および前記電流源と前記環境温度センサとの間に電気的に接続された第１のスイッチと、
   前記電流源と前記速度センサとの間に電気的に接続された第２のスイッチと、
   前記複合型の誤差増幅器・サンプルホールド回路と前記速度センサとの間に電気的に接続された第３のスイッチとを備え、
   前記複合型の誤差増幅器・サンプルホールド回路は、前記サンプルホールド回路と前記切換式加熱電圧ドライバとの間に電気的に接続されていることを特徴とする熱式風速計。
2. 前記サンプルホールド回路は、１つのスイッチと１つのキャパシタとを含むことを特徴とする請求項１に記載の熱式風速計。
3. 前記速度センサに選択的に電圧が印加されることを特徴とする請求項１に記載の熱式風速計。
4. 前記速度センサの両端に掛かる前記電圧が除去され、前記電流源は前記環境温度センサに選択的に接続されることを特徴とする請求項２に記載の熱式風速計。
5. 前記環境温度センサは抵抗を含み、前記抵抗は、前記電流源から電流が供給されると、その両端に電圧が生じ、該電圧は、同じ大きさの電流が前記速度センサに供給されたときに、前記速度センサの両端の電圧と等しいことを特徴とする請求項４に記載の熱式風速計。
6. 前記電流源が前記速度センサに選択的に接続されることを特徴とする請求項４に記載の熱式風速計。
7. 前記サンプルホールド回路が前記環境温度センサの電圧値を取得し、前記複合型の誤差増幅器・サンプルホールド回路が前記速度センサから電圧値を取得することを特徴とする請求項１に記載の熱式風速計。

Images