JP4110066B2 - 信号読出装置、ｘ線撮像装置、及び信号読出方法 - Google Patents

Description

本発明は、放射線を用いて被検体の撮像を行う撮像装置の駆動制御に関する。

Ｘ線のデジタル撮像装置として近年いわゆるフラットパネルセンサが台頭してきている。これらのセンサは従来のフィルムを使用した撮影システムに置き変わる可能性を秘めており、Ｘ画像を直接デジタル化したデータを出力することから今後の広範囲に渡る展開が期待されている。こうしたフラットパネルセンサは主にアモルファス系シリコンを用いるものが多く、撮影面積の大型化や高精細化が求められるのと同時に高感度化や高ＳＮ化が求められている。

その一方で、近年、撮影ユニットは一層の小型化も求められており、例えばカセッテ型の撮影ユニット等も提案されている（特許文献１参照）。撮影ユニットには上述のフラットパネルセンサ、その駆動系回路、信号検出系回路、デジタル系回路、電源系回路などが収められている。これらの構成のうち、特に撮影ユニットの小型化のネックになるものが電源系回路である。電源系回路は、通常、商用ＡＣ電源より電力を得ているため、ＡＣからＤＣに変換するためトランスなどを含むので、その回路全体が大型化してしまう。従って、こうした電源系回路を撮影ユニットに搭載しては小型化を実現することができない。そこでＡＣからＤＣに変換する電源回路部分を撮影ユニットから切り離し、別体の電源ユニットとして所定のＤＣ電圧を発生させ、数メートルの電源ケーブルを介して撮影ユニットに供給する方法が提案されている。
特開２００３−２４８０６０

撮影ユニットでは上述したような幾つかの回路に異なる電圧を供給する必要がある。これらの電圧を電源ユニット内で発生させて撮影ユニットに供給することは、電源ケーブルの長さが数メートル以上となる場合、ケーブルのドロップ電圧、ノイズの重畳など実用化には問題点が多い。このため、電源ユニットから供給するＤＣ電圧は比較的高い電圧で単一化して供給し、撮影ユニット内でＤＣ／ＤＣ電源等のスイッチング電源（以下、ＳＷ電源と記す）を使用して各種電圧を生成し、供給する方法がとられている。ＤＣ／ＤＣ電源は近年の技術進歩によって小型化が進んでいるが、一方でＳＷ電源であるため伝導性、放射性ノイズ、漏洩磁界ノイズが発生し、これらのノイズが周辺回路、特にセンサパネル及びアンプＩＣ、ＡＤ変換回路へ重畳して画像に影響を及ぼしてしまうという問題をはらんでいる。

この問題は扱う信号レベルがマイクロボルトレベルの電圧であるため、電源に求められるノイズ対策のレベルが非常に高くなっていることによる。例えば、通常のＤＣ／ＤＣ電源ではよいもので数十ミリＶ程度のリップル、スパイクノイズ（伝導性ノイズ）を生じるが、この程度のノイズでも検出系回路に電源供給するルートからノイズが画像信号に重畳して画像に影響を及ぼしてしまう。

メインの発振周波数で洩れてくるリップルノイズに対しては、発生源での対策や出力フィルタ回路を追加するなどの対策があり、このような対策によりある程度の効果は得られる。また、メインの発信周波数のような低い周波数帯では信号アンプ系電源から信号へリークする率が低いこともノイズ低減に関して有効に働く。しかし、ＤＣ／ＤＣ電源の発振信号におけるスイッチングポイント（ＯＮ／ＯＦＦ切り替えポイント）では高周波のノイズが発生する。このような高周波ノイズに対しては、上記のような対策では有効な効果を得ることが困難である。

高周波ノイズに対しては、フェライトコアなどの対策部品を装着することも考えられるが、小型軽量化の点、またコストの点からもそのような追加的な対策部品を搭載することは好ましくない。更に、ノイズを低減化する対策は一方では変換効率を低下させることにもつながることがあり効果的な対策を行うことが難しい。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、撮影ユニット内にＤＣ／ＤＣ電源などのスイッチング電源が実装された場合であっても、低ノイズの安定した画像を提供可能とすることを目的とする。

上記の目的を達成するための本発明による信号読出装置は以下の構成を備える。すなわち、
検出器アレーより信号を読み出す信号読出装置であって、
前記信号読出装置の少なくとも一部に電源を供給するスイッチング電源と、
前記検出器アレーより信号を読み出す読出手段と、
前記読出手段で読出した信号をデジタルデータに順次に変換する変換手段と、
前記スイッチング電源の発振信号の変化点において、前記変換手段による変換処理を停止させる制御手段とを備える。

また、上記の目的を達成するための本発明の他の態様による信号読出方法は、
検出器アレーより信号を読み出す信号読出装置による信号読出方法であって、
前記検出器アレーより信号を読み出す読出工程と、
前記読出工程で読出した信号をデジタルデータに順次に変換する変換工程と、
前記信号読出装置の少なくとも一部に電源を供給するスイッチング電源の発振信号の変化点において、前記変換工程による変換処理を停止させる制御工程とを備える。

以上説明したように、本発明によれば、撮影ユニット内にＤＣ／ＤＣ電源などのスイッチング電源が実装された場合であっても、低ノイズの安定した画像を提供することが可能となる。

以下、添付の図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。

［１］Ｘ線撮像システムの構成
図１は、本実施形態によるＸ線撮像システムの構成を示すブロック図である。図１において、１０はＸ線室、１２はＸ線制御室、１４は診断室である。

Ｘ線室１０には、Ｘ線を発生するＸ線発生器４０と、撮影ユニットとしてのＸ線検出器５２が置かれる。Ｘ線発生器４０は、Ｘ線を発生するＸ線管球４２、Ｘ線管球４２を駆動する高圧電源４４、Ｘ線管球４２により発生されたＸ線ビームを所望の撮像領域に絞り込むＸ線絞り４６を有する。

Ｘ線検出器５２は、Ｘ線発生器４０より発生し、被検体５０を透過したＸ線ビームを検出するものであり、グリッド５４、シンチレータ５６、光検出器アレー５８、Ｘ線露光量モニタ６０、駆動器６２、ＤＣ／ＤＣ電源９０２を有する。グリッド５４は、Ｘ線低吸収部材とＸ線高吸収部材とからなり（例えば、ＡｌとＰｂのストライプ構造を有する）、被検体５０を透過することによって生じる散乱Ｘ線の影響を低減する。なお、光検出器アレー５８とグリッド５４との格子比の関係によりモアレが生じないように、グリッド５４を移動させながらＸ線照射を行なうように構成してもよい。

シンチレータ５６は、エネルギーの高いＸ線によって蛍光体の母体物質が励起（吸収）され、その再結合エネルギーにより可視領域の蛍光を発生することにより、Ｘ線を可視光に変換する。シンチレータ５６の蛍光としては、ＣａＷｏ_４やＣｄＷｏ_４などの母体自身によるものや、ＣｓＩ：Ｔ１やＺｎＳ：Ａｇなどの母体内に付加された発光中心物質によるものがある。光検出器アレー５８は光検出器を２次元状に配置したものであり、シンチレータ５６より出力される可視光を電気信号に変換する。シンチレータ５６と光検出器アレー５８により、所謂フラットパネルセンサが形成される。Ｘ線露光量モニタ６０は、Ｘ線透過量を監視する目的で配置される。Ｘ線露光量モニタ６０としては、結晶シリコンの受光素子などを用いて直接Ｘ線を検出しても良いし、シンチレータ５６による蛍光を検出してもよい。この実施形態では、Ｘ線露光量モニタ６０は、光検出器アレー５８の基板裏面に成膜されたアモルファス・シリコン受光素子から構成される。

駆動器６２は、撮像制御器２４の制御下で光検出器アレー５８を駆動し、各光検出器から信号を読み出す。なお、光検出器アレー５８及び駆動器６２の動作の詳細は後述する。ＤＣ／ＤＣ電源９０２は、ＡＣ／ＤＣ電源９０３からのＤＣ電圧を１つ又は複数種の電圧に変換して、Ｘ線検出器５２内の各回路に所定の電圧を供給する。ＡＣ／ＤＣ電源９０３は、商用ＡＣ電源ラインより、所定のＤＣ電圧に変換する電源である。

Ｘ線制御室１２には、システム制御器２０が配置される。中央処理ユニット２２は当該システムにおける各種制御を実行するものであり、例えばモニタ３０の表示制御、操作パネル３２を介した操作入力の解析、撮像制御器２４、画像処理器２６、外部記憶装置２８を管理する。

撮像制御器２４は、Ｘ線路光量モニタ６０から情報に基づいて高圧電源４４を制御したり、撮影部位に応じたＸ線ビームを形成するべくＸ線絞り１６を制御したりするとともに、Ｘ線検出器５２内の駆動器６２に対して駆動指示を与える。また、画像処理器２６は駆動器６２より得られたＸ線画像データに対して、例えば、画像データの補正、空間フィルタリング、リカーシブ処理、階調処理、散乱線補正及びダイナミックレンジ（ＤＲ）圧縮処理などの画像処理を施す。

外部記憶装置２８は、画像処理器２６により処理された基本画像データを記憶する大容量高速の記憶装置である。外部記憶装置２８には、所定の規格（例えば、Image Save & Carry（ＩＳ＆Ｃ））を満たすように再構成された画像情報が保存される。また、中央処理ユニット２２はＬＡＮにより外部装置、例えば診断室１４内の端末７０、イメージプリンタ７４及びファイルサーバ７６と接続され、所定のプロトコル（例えば、Digital Imaging and Communications in Medicine（ＤＩＣＯＭ））に従って画像データを伝送する。

端末７０は、ＬＡＮによって伝送される画像（動画像／静止画）に対して診断支援を目的とした画像処理等を施したり、ディスプレイに表示したりする。イメージ・プリンタ７４はＬＡＮを介して伝送された画像（静止画）を例えばフィルム上にプリント出力する。ファイルサーバ７６は、ＬＡＮを介して伝送された画像（動画像／静止画）を格納し、Ｘ線撮像画像の検索機能を提供する。なお、ＷＡＮ接続により病院間で撮影画像をやり取りするようにしてもよいことはいうまでもない。また、ＬＡＮには、複数のＸ線撮像システムを接続できることは勿論である。

［２］光検出器アレー５８の構成について
次に、光検出器アレー５８の構成及び動作について詳細に説明する。図２は２次元配列の光電変換素子を具備する光検出器アレー５８の等価回路を示す図である。

１つの画素に対応して１つの光検出素子が設けられ、各光検出素子は光検出部（光電変換素子ＰＤ_(m,n)）と電荷の蓄積及び読み取りを制御するスイッチング用の薄膜トランジスタ（ＴＦＴスイッチＳＷ_(m,n)）とからなる。これら光検出素子は一般にはアモルファスシリコン（ａ−Ｓｉ）によりガラス基板上に形成される。本実施形態（図２）では、光検出器アレー５８は、光検出部を２次元的に４０９６×４０９６個配置して構成され、アレー面積は４３０ｍｍ×４３０ｍｍとした。従って、１画素のサイズは約１０５μｍ×１０５μｍである。

光電変換素子ＰＤ_(m,n)のゲート電極（Ｇ電極）は、ＴＦＴスイッチＳＷ_(m,n)を介してその列に共通の列信号線Ｌｃ_nに接続される。例えば、第１列の光電変換素子ＰＤ_(1,1)〜ＰＤ_(4096,1)は、第１列の列信号線Ｌｃ₁に接続される。また、各光電変換素子ＰＤ_(m,n)のＤ電極はバイアス配線Ｌｂを介してバイアス電源８５に接続される。同一行のＴＦＴスイッチＳＷ_(m,n)の制御端子は共通の行選択線Ｌｒ_mに接続される。例えば、第１行のＴＦＴスイッチＳＷ_(1,1)〜ＳＷ_(1,4096)の制御端子は、第１行の行選択線Ｌｒ₁に接続される。

行選択線Ｌｒ₁〜Ｌｒ₄₀₉₆はラインセレクタ９２に接続される。ラインセレクタ９２は、駆動器６２からの制御信号に基づきどのラインの光電変換素子の信号電荷を読み出すべきかを決定するアドレスデコーダ９４と、アドレスデコーダ９４の出力に従って各ＴＦＴスイッチＳＷの制御端子への供給電圧（ＶglかＶgh）を切り換える４０９６個のスイッチ素子（９６₁〜９６₄₀₉₆）を具備する。なお、ラインセレクタ９２は、最も簡単な構成としては、単に液晶ディスプレイなどに用いられているシフトレジスタによって構成してもよい。

上記構成により、任意のｘ番目の行選択線Ｌｒ_xに接続されたスイッチ素子９６_xのみＶgh側に切り換えることにより、第ｘ行のＴＦＴスイッチＳＷ_(x,1)〜ＳＷ_(x,4096)がＯＮ状態となり、当該行の光電変換素子ＰＤ_(x,1)〜ＰＤ_(x,4096)からの蓄積電荷信号が列信号線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆上に取り出される。

列信号線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆は信号読出し回路１００に接続される。信号読出し回路１００において、１０２₁〜１０２₄₀₉₆はリセット用スイッチであり、それぞれ列信号線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆と、リセット基準電位（Ｖbt）を供給する電源１０１との接続のＯＮ／ＯＦＦを行なう。プリアンプ１０６₁〜１０６₄₀₉₆は、それぞれ列信号線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆からの信号電位を増幅する。サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路１０８₁〜１０８₄₀₉₆は、それぞれプリアンプ１０６₁〜１０６₄₀₉₆の出力をサンプルホールドする。１１０はアナログマルチプレクサであり、Ｓ／Ｈ回路１０８₁〜１０８₄₀₉₆の出力を時間軸上で多重化する。１１２はＡ／Ｄ変換器であり、マルチプレクサ１１０より順次供給されるアナログ出力をディジタル化する。Ａ／Ｄ変換器１１２の出力は画像処理器２６に供給される。

なお、信号電荷の蓄積時間とＡ／Ｄ変換時間とは密接な関係にある。高速にＡ／Ｄ変換を行なうとアナログ回路の帯域が広くなり所望のＳ／Ｎを達成することが難しくなる。従って、アナログ信号帯域とＡ／Ｄ変換レートを不必要に大きくすることなく、画像信号の読み取り時間を短くすることが要求される。これを実現するための一手法としては、図２に示す４０９６×４０９６画素からなる光検出器アレーを、例えば上下に２分割或いは左右上下に４分割し、各分割領域毎にマルチプレクサ１１０とＡ／Ｄ変換器１１２の組を設けてこれらを同時に駆動させることが挙げられる。但し、Ａ／Ｄ変換器やマルチプレクサの数を増せば、それだけコストが高くなる。従って、やみくもに多くのＡ／Ｄ変換器を用いることはせず、コストとのバランスを考慮して適当な数のＡ／Ｄ変換器（分割数）を適用するのがよい。

図３に、図２に示した１つの光検出素子の等価回路の一例を示す。光検出部ＰＤは、光ダイオード８０ａとコンデンサ８０ｂの並列回路、及び、コンデンサ８０ｂと直列に接続されたコンデンサ８０ｃとからなる。光電効果による電荷を定電流源８１として記述している。コンデンサ８０ｂは光ダイオード８０ａの寄生容量でも、光ダイオード８０ａのダイナミックレンジを改善する追加的なコンデンサでもよい。光検出部ＰＤの共通バイアス電極（以下、Ｄ電極）はバイアス配線Ｌｂを介してバイアス電源８５に接続する。光検出部ＰＤのＴＦＴスイッチＳＷ側の電極（以下、Ｇ電極）は、ＴＦＴスイッチＳＷを介してコンデンサ８６及び電荷読出し用プリアンプ１０６に接続する。プリアンプ１０６の入力はまた、リセット用スイッチ１０２及び信号線バイアス電源１０１を介してアースに接続される。

［３］光検出器アレー５８の動作
次に、光検出器アレー５８を含む本実施形態のＸ線検出器５２の動作について説明する。まず、本実施形態の光検出器アレー５８の駆動形態について説明しておく。光検出器アレー５８の駆動形態は、光電変換素子のＤ電極とＧ電極の電圧印加の仕方によって分類されるリフレッシュモード及び光電変換モードがあり、光電変換モードでは、空読み、本読み、補正読みが実行される。

＜光電変換モード＞
光電変換モードでは３種類の読み取り動作、空読み、本読み、補正読みが実行されるが、まず、これらの「読み」動作に先立って、駆動器６２は、電源８５の電圧をバイアス値Ｖs（＞Ｖbt）に設定し、全スイッチ素子１０２₁〜１０２₄₀₉₆をオフ（全ての列信号配線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆を電源１０１から開放）し、全スイッチ素子９６₁〜９６₄₀₉₆をＶgl側（全てのＴＦＴスイッチＳＷ_(1,1)〜ＳＷ_(4096,4096)をオフ）にする。以下、この状態を光電変換モードの基本状態という。

［空読みについて］
空読みは、図３の光電変換素子ＰＤのＤ電極にＶsを、Ｇ電極にＶbtを印加することにより、コンデンサ８６、８９に蓄積されたホール、延いてはコンデンサ８０ｂ、８０ｃ等に蓄積されたホールを放出させるための駆動である。

本実施形態の空読みでは、光電変換モードの基本状態（この状態で全ての光電変換素子ＰＤのＤ電極にはＶsが印加されている）から、
(1)スイッチ素子１０２₁〜１０２₄₀₉₆の全てをＯＮして全ての列信号配線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆にリセット基準電位Ｖbtを供給し、
(2)スイッチ素子９６_xのみをＶgh側にして当該行に対応する光電変換素子ＰＤ_(x,1)〜ＰＤ_(x,4096)のＧ電極にＶbtを印加し、
(3)上記(2)をｘ＝１〜４０９６まで順次に実行する。

なお、上記空読み動作で、行選択線Ｌｒを全て同時にＶghにすることも可能であるが、この場合では読み出し準備完了時に、信号配線電位がリセット電圧Ｖbtから大きくずれることなり、高Ｓ／Ｎの信号を得ることが難しい。また、上記手順では、行選択線Ｌｒを１から４０９６ヘ順次選択してリセットしたが、撮像制御器２４の設定に基づいた駆動器６２の制御により任意の順番でリセットを行うことも可能である。

［本読み及び補正読みについて］
本読みはＸ線曝射後に光電変換素子ＰＣの信号電荷を読み出すための駆動である。また、補正読みは本読みの後に補正用の暗画像を取得するための駆動である。本読み及び補正読みにおいて、光検出器アレー５８における動作自体は同一である。すなわち、電極ＤにＶsを印加し、スイッチ素子１０２をＯＦＦにした状態でＴＦＴスイッチＳＷをＯＮにすることにより受光量に応じた電位が光電変換素子ＰＤから列信号配線Ｌｃ上に供給される。

本実施形態による本読み及び補正読みの概略の手順は、以下のとおりである。即ち、上記光電変換モードの基本状態から、
(1)スイッチ素子１０２₁〜１０２₄₀₉₆のＯＮ・ＯＦＦによりコンデンサ８６、８９に蓄積された電荷を放出（アンプ入力部のリセット）し、
(2)スイッチ素子９６_xのみをＶgh側にして行選択線Ｌｒ_x上の光電変換素子ＰＤ_(x,1)〜ＰＤ_(x,4096)からの蓄積電荷信号を列信号線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆上に取り出し、
(3)蓄積電荷信号をプリアンプ１０６₁〜１０６₄₀₆₉によって増幅し、Ｓ／Ｈ回路１０８₁〜１０８₄₀₉₆に保持し、
(4)Ｓ／Ｈ回路１０８₁〜１０８₄₀₉₆によって保持された信号を、マルチプレクサ１１０によってシリーズ化し、Ａ／Ｄ変換器１１２によってデジタルデータへ変換して出力し、
(5)上記動作をｘ＝１〜４０９６まで順次繰り返し、全画素データを取得する。
なお、上記(4)の実行の間に、次の行選択線Ｌｒ_x+1について(1)〜(2)を実行し、(4)の完了後に当該選択行（x+1）について(3)を実行する。

＜リフレッシュモード＞
リフレッシュモードは、光電変換素子ＰＤ内に生じたホールの飽和状態を解消するためのものであり、特に上記空読みによって排除しきれないコンデンサ８０ｂ、８０ｃ等に蓄積されたホールを逃がすために行なわれる。リフレッシュモードでは、バイアス電源８５をＶｒにし、スイッチ素子１０２及びＴＦＴスイッチＳＷをＯＮ状態にしてＤ電極電位＜Ｇ電極電位（Ｖr＜Ｖbt）とすることによりコンデンサ８０ｂ、８０ｃ等に蓄積されたホールを逃がす。

リフレッシュモードでは、駆動器６２は図２の光検出器アレー５８を以下の手順で動作させる。すなわち、
(1)電源８５をバイアス電圧Ｖrにすることにより全ての光電変換素子ＰＤのＤ電極にＶｒを印加し、
(2)スイッチ素子１０２₁〜１０２₄₀₉₆をオンして全ての列信号配線Ｌｃ₁〜Ｌｃ₄₀₉₆にリセット基準電位Ｖbtを印加し、
(3)全てのスイッチ素子９６₁〜９６₄₀₉₆をＶgh側に切り換えることにより全ての光電変換素子ＰＤのＧ電極にリセット基準電位Ｖbtを印加する。

＜撮像システムにおける光検出器アレーの駆動制御＞
次に、図４のタイミングチャートを参照して、上記各駆動形態の実行タイミングを詳細に説明する。図４において、４００は操作パネル３２に対するユーザ操作によって発生する撮像要求信号、４０１はＸ線発生器レディ信号、４０２は実際のＸ線曝射状態、４０３は操作者２１の指示に基づいた撮像制御器２４から駆動器６２への撮影要求信号、４０４はＸ線検出器５２の撮影レディ信号、４０５はＸ線検出器５２の駆動状態（特に光検出器アレー５８からの電荷読み出し動作）をそれぞれ示している。４０６は画像データの転送状態や、画像処理や表示の状態を概念的に表している。

操作パネル３２から撮影準備の要求を指示すると（４００、１ｓｔＳＷ）、撮像制御器２４はＸ線発生器４０とＸ線検出器５２に対して撮影準備状態へ移行させる指示（撮影準備要求指示）を出す。撮影準備要求指示を受けた駆動器６２は、１回のリフレッシュモード動作（Ｒ）とｎ回の空読み（Ｆ1〜Ｆn）を１セットとして繰り返すアイドリング駆動を開始する（４０５）。なお、リフレッシュモード動作が不要なセンサを用いた場合にはリフレッシュモード動作は不要である。また、撮影準備要求指示を受けたＸ線発生器４０は、例えば、管球のロータアップなどを開始し、撮影準備が完了するとＸ線発生器レディ信号４０１を撮像制御器２４に出力する。

なお、上述の撮影準備要求指示は、操作者２１が意識的に出さなくても良い。即ち、操作パネル３２に対して、患者情報や撮影情報などが入力されたことをもって、撮像制御器２４は検撮影準備の要求指示と解釈し、Ｘ線発生器４０とＸ線検出器５２を検出器準備状態へ移行させても良い。

次に、操作パネル３２の操作によって撮影要求指示（４００：２ｎｄＳＷ）が入力されると、撮像制御器２４はＸ線発生器４０とＸ線検出器５２との同期を取りながら撮影動作を制御する。まず、撮影要求指示（４００：２ｎｄＳＷ）に従いＸ線撮像要求信号４０３をＸ線検出器５２に対してアサートする。駆動器６２はＸ線撮像要求信号に呼応して、直ちにアイドリング駆動から撮影駆動に動作を切り換える（４０５）。

撮影駆動では、撮像装置駆動状態４０５に示されるように、Ｘ線画像取得駆動と補正用暗画像取得駆動が行われる。Ｘ線画像取得駆動は更に、検出準備駆動（Ｔ３）、曝射期間（Ｔ４）、本読み（Ｆrx）を含む。検出準備駆動ではリフレッシュ動作（Ｒ）と空読み（Ｆp：図４ではＦp1、Ｆp2、Ｆpf）が所定のシーケンスで実行される。これらの動作が終了すると、駆動器６２は、Ｘ線検出器５２の撮影準備が整ったとして、撮像制御器２４に対してＸ線検出器レディ信号４０４を返す。撮像制御器２４はＸ線検出器レディ信号４０４の遷移を検出して、Ｘ線発生要求信号４０２をＸ線発生器４０にアサートする。

Ｘ線発生器４０は、Ｘ線発生要求信号４０２が与えられている間Ｘ線を発生する。所定Ｘ線量を発生したら（即ち、所定時間が経過したら）撮像制御器２４はＸ線撮像要求信号４０３とＸ線発生要求信号４０２をネゲートしてＸ線曝射を終了する。Ｘ線撮像要求信号４０３のネゲートによりＸ線検出器５２へ画像取得タイミングが通知される。このタイミングを元にして、信号読み出し回路１００の安定のための所定ウェイト時間の後、駆動器６２はＸ線検出器レディ信号４０４をネゲートするとともに、光検出器アレー５８から画像データを読み出す（本読み（Ｆrx））。読み出した画像データ（生画像）は画像処理器２６に供給される。本処理が完了すると駆動器６２は読み出し回路１００を再び待機状態に遷移させる。なお、検出準備駆動の終了から画像データの読み出し開始までの期間をＸ線曝射期間（Ｔ４）とする。

以上のように本読みを終えるとＸ線画像取得駆動が終了する。上述した本読みにおいて、各センサの電荷蓄積時間はリセット動作が完了したときから、即ち本読みの直前の空読み（Ｆpf）においてＴＦＴスイッチＳＷをオフしてから、本読みにおいてＴＦＴがオンするまでの間となる。従って、各選択行毎に電荷蓄積時間及び時刻が異なる。そこで、補正読みを行なって得られた補正用暗画像を用いて、本読みで得られた画像を補正し上記条件の違い等を吸収する。

このため、Ｘ線検出器５２はＸ線画像取得駆動に引き続き補正用暗画像取得駆動を開始し、補正用暗画像を取得して画像処理器２６に転送する。補正用暗画像取得駆動は、検出準備駆動（Ｔ３）、Ｘ線曝射の無いディレイ期間（Ｔ５）、補正読み（Ｆrn）を含むが、Ｘ線検出器５２自体の動作はＸ線画像取得駆動における検出準備駆動（Ｔ３）、Ｘ線曝射期間（Ｔ４）、本読み（Ｆrx）と全く同じである。すなわち、Ｘ線曝射が実行されない点を除いてＸ線画像取得駆動のシーケンスと補正用暗画像取得駆動のシーケンスとは同一である。

なお、Ｘ線画像取得駆動は撮影の度にＸ線曝射時間などが若干異なる可能性が有るが、補正用暗画像取得駆動ではそれも含めて全く同じシーケンスを再現して暗画像を取得する。こうして取得した暗画像を用いてＸ線画像を補正することにより、高画質なＸ線画像を得ることができる。但し、Ｘ線曝射期間中にグリッドを移動する構成の場合、暗画像取得時にはグリッドを移動しないようにしてもよい。

また、Ｘ線画像取得駆動における空読み（Ｆp）の回数や時間間隔Ｔ２は撮像制御器２４からの撮像要求に先んじて予め設定される。但し、空読み（Ｆp）の回数及び時間間隔Ｔ２は操作者２１の要求により操作性重視なのか画質重視なのか、または撮像部位等に基づいて自動的に最適な値が選択される。また、曝射要求から撮影準備完了までの期間（Ｔ３）は短いことが実使用上要求されるので、空読み（Ｆp）の時間間隔Ｔ２はなるべく短くすることが好ましい。更に、曝射要求が発生した時点で、アイドリング駆動のいかなる状態においても即座に上記の撮像シーケンス駆動に入るようにする。こうすることにより曝射要求から撮影準備完了までの期問（Ｔ３）を短くすることができ、操作性が向上する。

更に、本実施形態ではアイドリング駆動時の空読み（Ｆi）と、Ｘ線画像取得駆動中における検出準備駆動の空読み（Ｆp）で動作形態を変化させている。アイドリング駆動期間では光検出器アレー５８（特にＴＦＴスイッチＳＷ）に負荷のかかる読み出し動作を極力少なくするために空読み（Ｆi）の実行間隔Ｔ１を検出準備駆動時のそれ（Ｔ２）よりも長く設定し、ＴＦＴスイッチＳＷのオン時間も本読み時のそれよりも短く設定する。また、本実施形態では、検出準備駆動においてもＴＦＴのオン時間が短い空読みを所定回数実行し、本読み開始の直前において本読みと同じＴＦＴのオン時間を有する空読み（Ｆpf）を実行する。

［４］画像処理機２６の動作
図５は画像処理器２６の画像データの流れを示す図である。５０１はデータパスを選択するマルチプレクサ、５０２及び５０３はそれぞれＸ線画像用及び暗画像用フレームメモリ、５０４はオフセット補正回路、５０５はゲイン補正データ用フレームメモリ、５０６はゲイン補正用回路、５０７は欠陥補正回路をそれぞれ表す。また、５０８はその他の画像処理回路を代表し表している。

図４のＸ線画像取得駆動の本読み（Ｆrx）で取得されたＸ線画像がマルチプレクサ５０１を経由してＸ線画像用フレームメモリ５０２に記憶される。続いて、暗画像取得駆動の補正読み（Ｆrn）で取得された補正用暗画像がマルチプレクサ５０１を経由して暗画像用フレームメモリ５０３に記憶される。

オフセット補正回路５０４は、例えばフレームメモリ５０２の画像からフレームメモリ５０３の画像を差し引くことによりオフセット補正をする。ゲイン補正回路５０６は例えば予め取得されゲイン補正用フレームメモリに記憶してあるゲイン補正用データでもってオフセット補正された画像を割算することによりゲイン補正を行う。ゲイン補正されたデータは引き続き欠陥補正回路５０７に転送され、不感画素部分や複数パネルで構成されたＸ線検出器５２のつなぎ目部分などに違和感を生じないように画像を連続的に補間し、Ｘ線検出器５２に由来するセンサ依存の補正処理を完了する。更に、その他の画像処理回路５０８にて、一般的な画像処理、例えば、階調処理、周波数処理、強調処理などの処理を施した後、外部記憶装置２８に保存したり、モニタ３０に撮影画像を表示したりする。

以上、本実施形態のＸ線撮像システムの動作、特に光検出器アレー５８からの画像の読み取り動作について説明した。本実施形態では、更なる画質の向上を図るべく、上述した「本読み」の動作において、ＤＣ／ＤＣ電源９０２のスイッチング動作に伴うスパイクノイズの影響を低減するべく、マルチプレクサ１１０及びＡ／Ｄ変換器１１２の動作を制御する。以下、この点について詳述する。

図６は光検出器アレー５８からの信号読み取りに関る詳細な構成を示すブロック図である。光検出器アレー５８、駆動機６２、ラインセレクタ９２、マルチプレクサ１１０、Ａ／Ｄ変換器１１２、ＤＣ／ＤＣ電源９０２は図１及び図２で説明したとおりである。また、スイッチ素子１０２、プリアンプ１０６、Ｓ／Ｈ回路１０８は、それぞれ図５のスイッチ素子１０２₁〜１０２₄₀₉₆、プリアンプ１０６₁〜１０６₄₀₉₆、Ｓ／Ｈ回路１０８₁〜１０８₄₀₉₆をまとめて表している。

タイミング信号発生部９０１は、ＣＬＫ、ＣＰＶ、ＳＨ、ＲＣ、ＯＥ、ＣＳＤ０〜４の各信号を駆動器６２の指示に基づいて出力する。ＤＣ／ＤＣ電源９０２は、タイミング信号発生部９０１からのＣＬＫ信号を用いて、ＰＷＭ型ＤＣ／ＤＣ電源の発振信号（ＰＷＭ信号）を生成し、ＡＣ／ＤＣ電源９０３からの入力電圧を、例えば出力電圧ＶＡ１，ＶＡ２，ＶＤの各種電圧に変換して出力している。

読取制御部９０４は、ＤＣ／ＤＣ電源９０２の発振駆動信号であるパルス幅変調信号ＰＷＭを入力し、スパイクノイズが発生している過渡的期間を示すスパイクノイズ発生期間信号ＰＳを出力する。より具体的には、ＰＷＭ信号の立ち上がり及び立ち下がりを検出して所定幅の信号ＰＳを出力する。タイミング信号発生部９０１は、読み出し回路１００を駆動して光検出器アレイ５８より信号を読み出す際、読取制御部９０４からのＰＳ信号を参照して、マルチプレクサ１１０とＡＤ変換機１１２を駆動するクロックＣＫと、アンプＩＣ（アンプＩＣについては後述）を選択するＣＳＤ０〜４の各信号出力を制御する。

光検出器アレー５８からの出力がＳ／Ｈ回路１０８にホールドされ、マルチプレクサ１１０によってこれらのデータを順次Ａ／Ｄ変換器１１２に送ってＡＤ変換していく際、スパイクノイズ発生期間信号ＰＳがＯＮの間は当該ＡＤ変換処理を停止する。すなわち、タイミング信号発生部９０１はスパイクノイズ発生期間信号ＰＳがＯＮの間はＣＫの出力を停止することによりＡＤ変換処理を停止させ、信号ＰＳがＯＦＦとなってから再びＣＫ出力を再開してＡＤ変換処理を続行させる。なお、この動作の詳細は図１０及び図１１を参照することにより後述する。

読み出し回路１００は、複数のＩＣとマルチプレクサ１１０とＡＤ変換機１１２から構成されている。ここでアンプＩＣは、リセット用スイッチ１０２、プリアンプ１０３、サンプルホールド回路１０８を１系としてたとえば２５６系統を一つにＩＣ化し、アンプＩＣとして実現される。よって、本実施形態のように４０９６列を有する光検出器アレー５８の場合は、１６個のＩＣが必要となる。アンプＩＣは複数に及ぶため、選択信号（ＣＳＤ）により順次一つずつ選択されていく。以下では、説明を簡単にするため、５個のアンプＩＣがＣＳＤ０〜４によって順次選択されていくものとする。ＣＳＤ信号によって選択されたアンプＩＣよりの出力がマルチプレクサ１１０に入力される。マルチプレクサ１１０は選択されたアンプＩＣより供給される２５６個の信号を順次Ａ／Ｄ変換器１１２に送る。

マルチプレクサ１１０には、ＣＫとＣＳＤ０〜４が入力されている。タイミング信号発生部９０１により、ＣＳＤ０がＯＮとなるとＣＳ０のアンプＩＣの出力が選択され、選択されたアンプＩＣの出力がＣＫによって１から２５６まで順次選択されて出力される。マルチプレクサ１１０より順次出力されたアナログデータは、ＡＤ変換機１１２によってＣＫで順次出力されてくるアナログデータをデジタル信号に変換していく。なお、Ａ／Ｄ変換器１１２はマルチプレクサ１１０の出力をＡＤ変換するので、実際には、マルチプレクサ１１０の駆動に用いられるクロックよりもＡＤサンプルのためのＣＫを半クロック程度遅らせる。しかしながら、以下では、説明の簡略化のために、同一のクロックＣＫとして説明する。

図７にＤＣ／ＤＣ電源９０２の動作説明図を示す。ここで示すのはパルス幅制御方式（以下ＰＷＭ）のＤＣ／ＤＣ電源である。これは発振信号の周波数を一定としてパルス幅を変えることにより出力電圧を制御するものであり、各種制御方式の中でも主流になっているものである。以下、ＤＣ／ＤＣ電源９０２の動作について説明する。

直流電圧がスイッチング部７０１に印加されると、ここで高周波交流電圧に変換され、高周波トランス７０２の１次側に印加される。高周波交流電圧は高周波トランス７０２を介して、その２次側に接続された整流部／平滑回路７０３へ伝達される。整流部／平滑回路７０３は高周波交流電圧を整流ダイオードで整流し、平滑フィルタをとおしてリップル分の少ない直流電圧とし負荷に供給する。

出力電圧は、常時出力を安定化させるように誤差増幅器７０４によってセンスされている。誤差増幅器７０４は、出力電圧を基準電圧（７０５）と比較し、その誤差分を検出して増幅している。その増幅された誤差信号は、次段のコントロール回路であるパルス幅変換器７０６へ送られＰＷＭを制御するための制御信号となる。パルス幅変換器７０６は、基準クロック信号ＣＬＫを用いて発振信号を得、そのパルス幅を誤差信号に対応して変換する。パルス幅変換器７０６から出力された制御信号はスイッチング部７０１にフィードバックされて出力が安定化するように制御される。

以上が本実施形態のＰＷＭ方式によるＤＣ／ＤＣ電源９０２の基本動作である。通常のＤＣ／ＤＣ電源においては、内蔵のＣＲ発振器の出力を用いて発振信号を生成するが、本実施形態のＤＣ／ＤＣ電源９０２では、基準クロックＣＬＫで固定発振させて発振信号を生成する。また、スイッチング部７０１については、フォワード、フライバック、プッシュプル、ブリッジなど各種方式があり、さらに１次側と２次側を絶縁したものと絶縁しないものなどがあるが、いずれも公知であり、ここでは詳細な説明は省略する。

入力電圧と出力電圧に関しては、本実施形態では、出力電圧はＤＣ５Ｖ前後が中心で、入力電圧はＤＣ５０Ｖ程度である。入力電圧をＤＣ５０Ｖと比較的高くすれば電流を抑えられることから外部から供給される電源ケーブルを比較的小型化することができるため有効である。また、Ｘ線撮影部で必要とする出力電圧については以下で説明する。なお、入出力電圧の大小関係は本実施形態に限定されるものではなく、入力電圧＜出力電圧のような場合でも本発明は有用である。

図８は本実施形態のＤＣ／ＤＣ電源９０２における、上述の各種の電圧を発生させる電源ブロックの１例を示す。図７で説明したＤＣ／ＤＣ電源の基本回路を３系統組み合わせたものである。アナログ系電源８０１は電圧ＶＡ１をセンサパネルからの出力をアンプするアンプＩＣに供給する。アナログ系電源８０２は電圧ＶＡ２を、センサパネルやアンプＩＣならびにドライバＩＣに基準電位として供給している。これらのアナログ系電源はリップルノイズ、スパイクノイズなどの伝導性ノイズを極力低減化して出力している。センサパネルから出力される信号レベルは大変に微弱なため、その大元である電源のノイズを低減化することが画像品質の上で必項となるからである。また、デジタル系電源８０３は、電圧ＶＤを駆動器６２、タイミング信号発生部９０１、及び図示していないその他のデジタル系回路に供給している。

また、ＤＣ／ＤＣ電源内に幾つかの系統、ＣＨ（チャンネル）を持つ場合には、小型化する上で、即ち高密度化を行う際に顕著な問題となるが、ＣＨ間でのクロストークノイズの発生である。実装上隣接したＣＨからの漏洩磁界が他ＣＨへ重畳してしまい、各周波数が異なる場合はクロストークノイズがビートをうつようなことにもなる。通常、複数出力を有する場合その各々の発振周波数は厳密には管理されていない。

本実施形態では、全てのＣＨがタイミング信号発生部９０１から供給される単一のクロック（ＣＬＫ）を用いることにより、複数のＣＨの全てを同期させ、ＣＨ間でのクロストークノイズの影響を低減化している。ただし構成によっては全てを同期させる必要はない場合もあるのでこれに限定されるものではない。また、発生ノイズの小さいＣＨについては効率を優先したクロック（例えば電源が有するＣＲ発振器から得られる内部クロック）を用い、発生ノイズの大きいＣＨについては基準クロックＣＬＫを用いるというようにすることで、効率とノイズ対策の両立を図るようにすることも可能である。また、より低ノイズ化を求められる個所にはアナログレギュレータを使用するようにしてもよい。しかし電源としての効率は低下するので、発熱問題またコストの問題が発生しない程度の個所に限定される。

ＤＣ／ＤＣ電源におけるノイズの発生源としては、主にスイッチング部７０１、整流部／平滑回路７０３の整流部、高周波トランス７０２などがある。スイッチング部７０１はスイッチング素子が高速でＯＮ／ＯＦＦするため急激な電圧電流の変化にともなってサージ電流が発生し、これらが伝導性ノイズとなる。また、整流部に使われる整流ダイオードは高い周波数で整流する場合、順方向により蓄積された電荷はキャリア蓄積の効果によって逆方向電圧発生後も残り、短い時間逆方向電流が流れる。これがリカバリノイズとなってサージ電圧を発生させる。また、高周波トランス７０２では、コイルに流れる電流によって発生した磁束のほとんどは透磁率の高いコア内を通るが、一部はギャップなどから空中に放射される。この漏洩磁界が周辺回路に電磁誘導ノイズを発生させる。

以上、ＤＣ／ＤＣ電源から発生するノイズについて説明したがそれらの対策として、放射性ノイズである漏洩電磁界ノイズに対しては、部品レベルでのシールドの工夫、ＤＣ／ＤＣ電源全体をシールドするなどさまざまな対策が考えられる。

一方、スイッチング時、即ちＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ切り替え時にスパイク状に発生するサージ電圧ノイズについてはスナバ回路などその発生を抑制する素子をスイッチング部、整流部などの回路素子に接続することなどの対策がある。これらは主に伝導性ノイズに対しての対策となるがそれらは、回路のグラウンド系の対策も必要になってくるものである。スパイクノイズは高周波に渡りかつ、ノーマルモードだけでなくコモンモードノイズ、即ち出力側とグランド側ともに同じノイズが重畳するものもあるため、ローパスフィルタなどの出力フィルタでは十分な低減効果が得られない。コモンモードノイズに対してはフェライトコアなどの対策部品もあるが、小型軽量化の点、またコストアップの要因となる点からも対策部品の搭載は好ましくない。

図９は、上述したスパイクノイズが信号検出部に重畳した場合に発生する画像ノイズのイメージ図である。水平方向にゲートライン（行選択線Ｌｒ）、垂直方向にシグナルライン（列信号線Ｌｃ）がレイアウトされており、一例として斜めノイズが発生する場合を示している。こうしたノイズが撮影画像上に重畳すると、画像品質を著しく低下させてしまい、医療用画像の場合は特に誤診などを引き起こすことにもつながるため問題となる。

この斜めノイズは、信号ラインをサンプルホールドした後、次のラインがサンプルされるまでの間に、ライン内のデータを順次ＡＤ変換していく際に、ＤＣ／ＤＣ電源からのスパイクノイズが重畳するために発生する。斜めになるのはノイズの周波数とＡＤ変換の周波数のビートのためである。ビート周波数に対応して斜めの角度が変化する。また、ビートをうたない関係では斜めではなく垂直の縦線となってノイズがあらわれる。

以下、上述のような斜め或いは縦方向のノイズを軽減する動作の実現例について図１０及び図１１のタイミングチャートと図６を用いて説明する。

光検出器アレー５８より画像情報を読み出す際、タイミング信号発生部９０１は、ＤＣ／ＤＣ電源９０２の基準クロックであるＣＬＫと、そのＣＬＫの整数倍の周期のライン駆動信号ＣＰＶを発生する。一般的には、ＤＣ／ＤＣ電源の発振周波数は１０ｋ〜数百Ｋｈｚであり、また光検出器アレー５８を駆動するライン駆動周波数（行選択線の切り換え周波数）は数Ｋｈｚ程度である。よって、例えば、ＣＬＫの周波数を１００Ｋｈｚ、ライン駆動周波数を２Ｋｈｚとすれば、ＣＬＫとＣＰＶの周波数の関係が整数倍となる。なお、図１０では１ラインの中でライン駆動信号ＣＰＶ、サンプルホールドタイミング信号ＳＨがＤＣ／ＤＣ電源９０２の基準クロックＣＬＫと同期していること、またＣＬＫがＣＰＶのライン周波数に対して整数倍の関係にあること、またＣＬＫはライン間で連続であることを簡易的に示している。

上述した駆動形態によれば、各行毎の信号読み込み動作とＰＷＭ信号が同期するので、縦線のノイズが発生することになる。ただし、上述のような同期動作は必須のものではない。

なお、ＤＣ／ＤＣ電源９０２のＣＬＫ信号は常時発生させてもよいし、本読みのときのみに発生させてもよい。この場合において、ＤＣ／ＤＣ電源９０２側にＣＬＫが入力されないときはフリーランで所定周波数で動作するようにＣＲ発振器を内臓すればよい。また、そのフリーラン周波数をＤＣ／ＤＣ電源９０２の効率が変化するポイントに設定して、システムのトータル効率を加減することも可能である。

さて、本読み（Ｆrx）では、行単位での画素信号の読み込みが行なわれる。図１０は第Ｎ行における読み込み動作を示している。タイミング信号発生部９０１はクロック信号ＣＬＫに同期してまずリセット信号ＲＣを発生する。ＲＣにより、スイッチ素子１０２がオン、オフ動作をして、列信号線Ｌｃをリセットする。その後、ライン駆動信号ＣＰＶをラインセレクタ９２に送出して選択された行選択線のＴＦＴスイッチＳＷをＯＮすると共に、ＯＥ信号をＯＮしてマルチプレクサ１１０の出力をイネーブルとする。選択された行選択線Ｌｒ上の各光電変換素子ＰＤ内に蓄積された電荷は列信号線Ｌｃにより読み出し回路１００側へ転送される。転送が完了した後、タイミング信号発生部９０１は、サンプルホールド信号ＳＨを送出して読み出し信号１００の出力、即ち転送した電荷に対応した電圧値をＳ／Ｈ回路１０８にホールドさせる。

この後、タイミング信号発生部９０１は、同様にしてライン駆動信号を送出し次のラインの読み出しを行うため信号ラインのリセット信号ＲＣを送出する。前ラインでホールドされた電圧値は、更に次のサンプルホールド信号が送出されるまでの間にＡＤ変換機１１２に送られてデジタル信号に変換される。

上述のように、スイッチ素子１０２、プリアンプ１０３及びサンプルホールド回路１０８は、１つの信号線に対応するスイッチ素子、プリアンプ、Ｓ／Ｈ回路を１系統として、たとえば２５６系統が一つにＩＣ化されたアンプＩＣで実施される。本例では、アンプＩＣが５個で構成され、各アンプＩＣはＣＳＤ信号０〜４により順次選択されていく。選択されたＩＣの出力は、マルチプレクサ１１０を介してＡＤ変換機１１２に送られる。即ち、アンプＩＣからの２５６系統の出力がＣＫ信号に同期して順次マルチプレクサ１１０からＡ／Ｄ変換器１１２に送られ、ＣＫ信号に従って順次デジタル信号に変換されていく。

上記のような動作を繰り返して全ラインの読み出しを行う。タイミング信号発生部９０１は、各種信号を送出するが上記したいずれの信号も、１ライン内での各タイミング（位相）は変化せず一定である。例えばリセット信号ＲＣ及びライン駆動信号ＣＰＶはクロック信号ＣＬＫの整数倍の周期を有し、サンプルホールド信号はＲＣ或いはＣＰＶをＯＮしてから所定時間の経過後にＯＮする（ＲＣ或いはＣＰＶをＯＮしてから所定数のＣＬＫ信号をカウントした後にＯＮするか、ＲＣ或いはＣＰＶの出力とともに所定のタイマを起動し、そのタイムアップのタイミングでＳＨをＯＮにする）。このためサンプルホールドするときのタイミングとＤＣ／ＤＣ電源９０２のＣＬＫ信号のタイミング関係は全てのラインで変わらず、位相関係が保たれる。このため、仮にサンプルホールドしたタイミングが電源ノイズの大きいポイントであったとしても、全ラインが同一ポイントで読み出されるため、即ち同一位相のノイズが重畳するため、画像上でのライン上のノイズは見えにくくなる。

図１１は、図１０のタイミングチャートの一部を拡大し、各信号の詳細を説明したタイミングチャートである。図１０のＣＳＤ１がＯＦＦになるところまでのタイミングを拡大して示しているが、新たな項目が加わり、説明に必要のないものは削除している。なお、図１０と同じ内容は繰り返し説明しない。

ＰＷＭは、基準クロックＣＬＫに従って発振し、ＤＣ／ＤＣ電源９０２内で負荷に応じて変化したパルス幅信号、即ちＤＣ／ＤＣ電源が実際に発振する信号である。図１１では、ＣＬＫの立下りに対して少し手前に立ち下がる例を示している。

ＳＩＧはマルチプレクサ１１０から出力される信号を表している。信号ＰＷＭのスイッチングポイント（ＯＮ／ＯＦＦ遷移ポイント）でスパイクノイズが重畳している様子が示されている。スパイクノイズが発生する原因ならびに重畳ルートに関してはすでに説明しているので省略する。スパイクノイズの発生時間は一概には言えないもののおおよそ１０ｎｓ〜数百ｎｓ程度である。ＤＣ／ＤＣ電源内でのスパイクノイズ発生時間と重畳してくる信号回路系の応答特性により、ＳＩＧの波形と時間は決定される。

信号ＰＳは、読取制御部９０４に入力された信号ＰＷＭの立ち上がり、立下りポイントから上述したスパイクノイズ発生時間だけＯＮしたものである。なお、スパイクノイズ発生時間は、実機での実測値をもとに所定のマージンをとった値に設定される。

次に、ＡＤ変換について説明する。図１１で示したラインをＮラインとすると、Ｎ−１ライン目にサンプルされたデータを、Ｎライン目のサンプルホールド信号がくるまでの間に順次ＡＤ変換していく。従来の場合、ＣＳ信号でアンプＩＣを選択し、マスタークロックＭＣＫで、マルチプレックス１１０及びＡ／Ｄ変換器１１２を駆動して、アンプＩＣにホールドされているデータを順次読み出してデジタル化していた。しかしながら、図１１からわかるように、これではスパイクポイントに重なった部分でノイズが重畳された信号をＡＤ変換してしまうことになる。これに対して、本実施形態では、タイミング信号発生部９０１が、ＣＫ、ＣＳＤを次のように制御する。

ＡＤ変換のためのクロックＣＫは、ＰＳ信号のＯＮ期間中におけるマスタークロックＭＣＫをＯＦＦした信号である。タイミング信号発生部９０１は、まずＣＳＤ０をＯＮしてアンプＩＣを選択する。そして、選択したアンプＩＣ内の２５６個のホールドデータをＡＤ変換し終わるまで、即ち２５６個のＣＫが来るまでの間、ＣＳＤ０をＯＮしている（クロックＣＫをカウントすればよい）。マルチプレクサ１１０はＣＫの入力によりアンプＩＣによってホールドされている２５６個の信号を１つずつＣＫ信号の１パルス毎に順次Ａ／Ｄ変換器１１２に出力し、Ａ／Ｄ変換器１１２はＣＫに同期してこれをデジタル化する。これにより、マルチプレクサ１１０で選択されたアンプＩＣの全てのデータが変換されるまで同じアンプが選択されつづけることになる。アンプＩＣの全データについて変換を完了すると、ＣＳＤ０をＯＦＦし、引き続き次のアンプＩＣを選択するためＣＳＤ１をＯＮする。以下同様の内容を繰り返してすべてのデータをＡＤ変換する。

以上の動作によれば、スイッチングポイント（即ち信号ＰＳがＯＮしている間）はＣＫが出力されず、よってＡＤ変換は行われない。このため、スパイクノイズの重畳された信号がデジタル化されることがなくなり、画像上の斜めノイズ、あるいは縦線ノイズは発生しなくなる。

なお、各ＣＳＤのＯＮ期間は、ＣＫの２５６パルス分の時間に、ＰＳの期間の累計時間を加算したものとなる。このため、ＰＳ期間が長いとＣＳＤ期間も長くなり、すべてのアンプＩＣについて必要な処理時間（全ＣＳＤの和）も増加する。最後に選択されたＩＣにホールドされているデータのＡ／Ｄ変換が、次のサンプルホールド信号の前までに完了している必要があるので、ＰＳ期間はこの条件により制約を受けることになる。

ＰＷＭによりパルス幅は負荷に応じて微妙には変化するためスパイクノイズの発生タイミングが変動するが、読取制御部９０４でその変動に応じたＰＳ信号を発生するため、問題とはならない。なお、相乗効果を高めるためリップルノイズ、スパイクノイズをより低減化する定数、構成、部品の選定をするのが好ましいことは言うまでもない。

なお、本実施形態で、ＤＣ／ＤＣ電源は外部から供給されるＣＬＫに同期して発振さているが、これに限定されることはなく、ＣＲ発振器を内臓した一般的なものであっても、発振と同期した信号たとえばＰＷＭ信号を使用して同様の効果を得ることができる。ただし、独立した電源系が複数に及ぶ場合、各々で発振周波数が微妙に異なるため、各々のＰＷＭ信号に対応したＰＳ信号を足し合わせた信号（ＯＲとった信号）を生成する必要がある。これは、ＣＬＫで動作する場合も、独立した電源系ごとでＣＬＫが異なれば同様である。

本実施形態では、ＰＷＭ型のＤＣ／ＤＣの場合を示したが、周波数変調型の場合でもＤＣ／ＤＣ電源でも、さらにはＡＣ／ＤＣ電源の場合でも同様の効果を得ることができる。例えば、周波数変調型のＤＣ／ＤＣ電源では負荷変動に対してクロックの発振周波数を変動させることで出力電圧を安定化する。従って、周波数変調型では、電源の駆動に自発発振クロック（ＣＬＫＳとする）が用いられ、読取制御部９０４はこのＣＬＫＳを受け取り、ＣＬＫＳの立ち上がり、立ち下がりのタイミングでスパイクノイズ発生期間信号ＰＳを発生するようにすればよい。

以上説明したように本実施形態によれば、フラットパネルセンサからの信号を１ラインごとにサンプルホールドして、１ライン内の複数のホールドデータを順次ＡＤ変換する際に、該ＤＣ／ＤＣ電源の発振信号の変化点では、ＡＤ変換を行わないようにタイミング制御を行う読み出し制御が行われる。このため、フラットパネルセンサ及びその周辺回路に電力を供給するＤＣ／ＤＣ電源からの伝導性ノイズ、特にコモンモードのスパイクノイズがフラットパネル信号検出系回路に重畳していた場合でも、スパイクノイズからの影響を防ぐことが可能となる。このことによりフェライトコアなど小型軽量化及びコストの点からも問題があった対策部品を搭載することなく、撮影部ユニットの小型軽量化が実現できる。

なお、ＤＣ／ＤＣ電源に限定されずＡＣ／ＤＣ電源の場合でも同様の効果がある。さらには、ここで示したＰＷＭ型の電源のみならず周波数変調型のＤＣ／ＤＣ電源にも対応していくことも可能であるため、幅広いＳＷ電源に適応できるものである。

実施形態によるＸ線撮像システムの概要を示す模式図である。 実施形態による光検出器アレーの構成例を示す模式図である。 図２に示す光検出器アレーにおける光検出素子を説明する模式図である。 実施形態のＸ線撮像システムのタイミングチャートである。 実施形態による取得画像の処理を示すフローブロック図である。 実施形態のＸ線撮像システムの主要な回路構成を示した図である。 実施形態によるＤＣ／ＤＣ電源の動作説明図である。 実施形態のＸ線撮像システムに使用される、ＤＣ／ＤＣ電源のブロック図である。 斜めノイズ発生画像例を示す図である。 実施形態のＸ線撮像システムによりライン読み取り動作を説明するタイミングチャートである。 図１０に示したライン読み取り動作の一部を拡大して示した詳細タイミングチャートである。

Claims (6)

1. 検出器アレーより信号を読み出す信号読出装置であって、
   前記信号読出装置の少なくとも一部に電源を供給するスイッチング電源と、
   前記検出器アレーより信号を読み出す読出手段と、
   前記読出手段で読出した信号をデジタルデータに順次に変換する変換手段と、
   前記スイッチング電源の発振信号の変化点において、前記変換手段による変換処理を停止させる制御手段とを備えることを特徴とする信号読出装置。
2. 前記スイッチング電源に基準クロックを供給する供給手段を更に備え、
   前記スイッチング電源は複数の系統を有し、各系統は前記基準クロックを変調することにより電圧を発生することを特徴とする請求項１に記載の信号読出装置。
3. 前記制御手段は、前記変化点より所定時間、前記変換手段を駆動させるためのクロックの前記変換手段への供給を停止することを特徴とする請求項１に記載の信号読出装置。
4. 前記読出手段によって信号が読み出される行の切り換え周期を、前記スイッチング電源の基準クロックの周期の整数倍とすることを特徴とする請求項１に記載の信号読出装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の信号読出装置と、
   Ｘ線発生装置とを備え、
   前記検出器アレーは前記Ｘ線発生装置から照射されたＸ線に基づく信号を保持することを特徴とするＸ線撮像装置。
6. 検出器アレーより信号を読み出す信号読出装置による信号読出方法であって、
   前記検出器アレーより信号を読み出す読出工程と、
   前記読出工程で読出した信号をデジタルデータに順次に変換する変換工程と、
   前記信号読出装置の少なくとも一部に電源を供給するスイッチング電源の発振信号の変化点において、前記変換工程による変換処理を停止させる制御工程とを備えることを特徴とする信号読出方法。

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