JP4091677B2 - 昇降圧ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源の構成に係わり、更に詳しくは例えば電池駆動を可能とするノートパソコンなどの携帯機器の電源として広く用いられているスイッチングコンバータ、すなわちバッテリーなどの非安定化ＤＣ電圧を安定したＤＣ電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電池駆動を必要とする装置においては、一般に交流電源による使用、すなわちＡＣアダプタによる駆動と、電池による駆動との両方に対応する必要がある。そのような場合のＤＣ／ＤＣコンバータの使用例を図１４に示す。
【０００３】
図１４においてＤＣ／ＤＣコンバータ５１の出力電圧を＋５Ｖとし、ＡＣアダプタ５２の出力電圧を＋１６Ｖとし、電池５３の電圧が４〜９Ｖの範囲で変化するものとすると、入力電圧の変化範囲は出力電圧の値をその中に含み、入力電圧は出力電圧に対して大きくも小さくもなるため、コンバータをいわゆる降圧型、または昇圧型のいずれかで構成することはできず、昇降圧型を用いる必要がある。
【０００４】
図１５は従来の昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す。同図においてコンバータは平滑リアクトル６０、平滑コンデンサ６１、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３、２つのダイオード▲１▼６４，ダイオード▲２▼６５、出力電圧を例えばあらかじめ定められた基準電圧と比較し、その誤差を増幅する誤差増幅器６６、例えば三角波電圧を発生する発振器６７、誤差増幅器６６と発振器６７との出力を比較し、例えば発振器の出力より誤差増幅器の出力が大きい時にスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３をオンとする信号を出力する比較器６８から構成されている。
【０００５】
この昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３を同時にオン、またはオフすることにより、平滑リアクトルＬ６０に蓄えられるエネルギーを調整し、２つのスイッチがオンの間にリアクトルＬに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサＣ６１によって平滑し、出力として安定したＤＣ電圧を供給するものである。２つのダイオード▲１▼６４，ダイオード▲２▼６５は、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３がオフの期間中において平滑リアクトルＬ６０に蓄えられたエネルギーを、平滑コンデンサＣ６１に転流させるためのものである。
【０００６】
図１６は、図１５における２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３に対するオン・オフ信号の説明図である。図１５において誤差増幅器６６の出力が発振器６７の出力する発振電圧より大きい区間において、比較器６８は２つのスイッチに対するオン・オフ信号をオンとし、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３はこの区間においてオンとなる。なお図のｔS は発振器の発振周期を示す。
【０００７】
図１７は図１５の昇降圧型コンバータのスイッチオン時とオフ時の動作説明図である。同図（ａ）は２つのスイッチがオンした場合の動作説明図であり、平滑リアクトルＬ６０に対して入力電圧側から電流が供給され、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。この時出力電流は平滑コンデンサ６１の放電電流として供給される。
【０００８】
図１７（ｂ）はスイッチがオフした時の動作説明図である。この時には、平滑リアクトルＬ６０からの電流が平滑コンデンサＣ６１への充電電流となると共に、その一部が出力側に出力電流として供給されることになる。
【０００９】
図１５において２つのスイッチのオン期間において平滑リアクトルＬ６０を流れる電流の変化分ΔＩLon とスイッチのオフ期間における電流の変化分ΔＩLoffとは、それぞれ次式で与えられる。
【００１０】
【数１】
【００１１】
これらの変化分ΔＩLon とΔＩLoffとを等しく置くことにより、コンバータの出力電圧は次の（２）式によって与えられ、またスイッチのオン時間は（３）式によって与えられる。
【００１２】
Ｖout ＝Ｖin・ｔon／（ｔS −ｔon） （２）
ｔon＝Ｖout ・ｔS ／（Ｖin＋Ｖout ） （３）
図１８は図１５における平滑リアクトルＬ６０を流れる電流の説明図である。同図において電流の変化を直線的とすると、スイッチのオン期間における電流は次の（４）式によって与えられ、またスイッチのオフ期間における電流は（５）式によって与えられる。
【００１３】
ＩLon ＝Ｖin・ｔ／Ｌ＋Ｉcont （４）
ＩLoff＝−Ｖout ・ｔ／Ｌ＋Ｂ （５）
コンバータの出力電流Ｉout は図１８の斜線部の平均値と等しくなる。すなわち図１５の平滑コンデンサＣ６１からスイッチのオン期間において流れる放電電流が出力電流Ｉout となり、またスイッチのオフ期間における図１８の斜線部から出力電流Ｉout を引いた部分がコンデンサＣへの充電電流となる。この充電により補充された電流がスイッチのオン期間における出力電流に相当することになる。従って出力電流Ｉout は次の（６）式によって与えられる。
【００１４】
Ｉout ＝１／２×（ＩLpeak ＋Ｉcont）（ｔS −ｔon）／ｔS （６）
（４）式よりリアクトルＬ６０を流れる電流のピーク値ＩLpeak は次の（７）式によって与えられ、この（７）式を（６）式に代入することにより、出力電流は（８）式によって与えられる。
【００１５】
ＩLpeak ＝Ｖin・ｔon／Ｌ＋Ｉcont （７）
Ｉout ＝１／２×（Ｖin・ｔon／Ｌ＋２Ｉcont)(ｔS −ｔon）／ｔS （８）
（８）式よりＬ６０を流れる電流の最小値Ｉcontは次の（９）式によって与えられ、また電流の変化分、すなわちリップルΔＩL は（１０）式によって与えられる。
【００１６】
Ｉcont＝Ｉout ・ｔS ／（ｔS −ｔon）−Ｖin・ｔon／２Ｌ （９）
ΔＩL ＝Ｖin・ｔon／Ｌ （10）
次に比較のために従来の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成とその動作について説明する。図１９は従来の構成例の説明図である。同図においてコンバータは平滑リアクトルＬ７０、平滑コンデンサＣ７１、スイッチ７２、ダイオード７３、誤差増幅器７４、発振器７５、比較器７６から構成されている。
【００１７】
図２０は図１９におけるスイッチ７２のオン期間、およびオフ期間における動作の説明図である。同図（ａ）はスイッチのオン期間の動作説明図であり、この期間では入力電圧によって平滑インダクタンスＬ７０を介して、負荷電流と平滑コンデンサＣ７１への充電電流が供給される。
【００１８】
図２０（ｂ）はスイッチのオフ期間の動作説明図あり、この期間においては入力電圧側からの電圧に代わって、平滑リアクトルＬ７０を流れる電流が出力側に供給されることになる。
【００１９】
昇降圧型コンバータの場合と同様に、スイッチのオン期間における電流の変化分ΔＩLon と、オフ期間における電流の変化分ΔＩLoffはそれぞれ次のように与えられる。
【００２０】
【数２】
【００２１】
これらの変化分を等しく置くことにより、コンバータの出力電圧は次の（１２）式、スイッチのオン時間は（１３）式によって与えられる。
Ｖout ＝Ｖin・ｔon／ｔS （12）
ｔon＝Ｖout ・ｔS ／Ｖin （13）
昇降圧型コンバータの場合と同様の計算を行うことにより、リアクトルＬを流れる電流のピーク値、最小値、およびリップル値は次のように与えられる。
【００２２】
ＩLpeak ′＝（Ｖin−Ｖout ）ｔon／Ｌ＋Ｉcont′ （14)
Ｉcont′＝Ｉout −（Ｖin−Ｖout ）ｔon／２Ｌ （15)
ΔＩL ′ ＝（Ｖin−Ｖout ）ｔon／Ｌ （16)
なお（１５）式の電流最小値については次の文献に示されている。
【００２３】
長谷川彰：スイッチングレギュレータ設計ノウハウ（第７版），
Ｐ．２０，（１−２２）式，ＣＱ出版社
最後に昇圧型コンバータの従来例について簡単に説明する。図２１は昇圧型コンバータの構成例、図２２はスイッチのオン期間とオフ期間における昇圧型コンバータの動作説明図である。この昇圧型コンバータにおいて、スイッチのオン期間における電流の変化分と、オフ期間における電流の変化分は（１７）式によって与えられ、これらを等しく置くことによりコンバータの出力電圧は（１８）式、スイッチのオン時間は（１９）式によって与えられる。
【００２４】
【数３】
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
図１４においてＤＣ／ＤＣコンバータ５１への入力電圧が出力電圧より小さくなるのは、電池５３が消耗してその電圧が５Ｖ以下となった時だけである。そのような場合以外はＤＣ／ＤＣコンバータとしては降圧型を使用すればよいことになる。そこで図１５の昇降圧型を用いた場合と、図１９の降圧型を用いた場合について、平滑リアクトルを流れる電流について比較して見る。ここで条件として次のような場合を仮定する。
【００２６】
Ｖin＝１６Ｖ Ｖout ＝５Ｖ Ｉout ＝３Ａ
ｔS ＝５μS Ｌ＝３３μＨ
昇降圧型については（７）、（１０）式を、また降圧型については（１４）、（１６）式を用いることによって、リアクトルＬを流れる電流のピーク値とリップル値はそれぞれ次のような値となる。
【００２７】
昇降圧型：ＩLpeak ＝4.23Ａ ΔＩL ＝0.58Ａ
降圧型 ：ＩLpeak ′＝3.26Ａ ΔＩL ′＝0.26Ａ
この計算結果によれば、昇降圧型では降圧型に比較してリアクトルＬを流れる電流のピーク値は約1.3 倍、リップル値は約２倍となる。このため昇降圧型コンバータを使用した場合には、降圧型に比較して平滑リアクトルや平滑コンデンサでの損失が大きくなり、効率が悪くなってしまうという問題点があった。一般に昇圧型コンバータにおける平滑リアクトルを流れるピーク電流の値は昇降圧型の場合と同じであり、また図１４で説明したように昇降圧型コンバータとはいっても、降圧動作をすべき期間が昇圧動作をすべき期間に比べてずっと長く、昇圧動作は電池５３が消耗したギリギリの所でわずかに使用されるだけであることを考えると、従来の昇降圧型において降圧型コンバータに比較して効率が悪くなるというのは大きな問題点である。
【００２８】
本発明は、昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力電圧が出力電圧より大きい場合に従来の降圧型と同等の制御を行うことによって、平滑リアクトルや平滑コンデンサにおける損失を最小限におさえ、効率のよいＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の原理構成ブロック図である。同図は安定化されていない入力電圧、例えば電池の端子電圧の変化範囲が、安定化されて出力されるべき電圧の値をその内部に含むために、昇圧と降圧の両方の動作を必要とする昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの原理構成ブロック図である。
【００３０】
図１において昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１の内部に、動作切換制御手段２が備えられる。この動作切換制御手段２は、コンバータへの入力電圧がコンバータの出力電圧より大きい時にはコンバータが降圧型の動作、すなわち降圧動作を行い、入力電圧より出力電圧が大きい時には昇圧型の動作、すなわち昇圧動作を行うように、昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作切り換えを制御するものである。
【００３１】
昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、電圧入力端子と平滑リアクトルとの間に第１のスイッチ、電圧出力端子に近い平滑リアクトルの接続端子とアースとの間に第２のスイッチが備えられる。これらのスイッチは、図１５の従来例ではそれぞれスイッチ▲１▼６２とスイッチ▲２▼６３とに相当する。
【００３２】
そして動作切換制御手段２は、降圧動作においては第２のスイッチが常時オフとなるように、また昇圧動作においては第１のスイッチが常時オンとなるように制御を実行する。これによって降圧動作においてはスイッチ▲１▼６２がオン、またはオフとなることによって、図２０で説明した降圧型コンバータと同様の動作が実行され、また昇圧動作においてはスイッチ▲２▼６３がオン、またはオフとなることにより図２２で説明した昇圧型コンバータの動作が実現されることになる。
【００３３】
本発明においては入力電圧と出力電圧を直接比較する代わりに、入力電圧に対応する設定電圧と出力電圧を比較したり、入力電圧と出力電圧に対応する設定電圧とを比較したり、入力電圧にオフセットを持たせた電圧と出力電圧とを比較したり、入力電圧と出力電圧にオフセットを持たせた電圧とを比較して、昇圧動作と降圧動作とを切り換えることも可能である。
【００３４】
本発明においては、更に昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて出力電圧と基準電圧との間の誤差とある発振器の発振電圧との差を比較する誤差比較手段と、誤差比較手段の出力としてのパルス波のデューティが０％に達した時点でコンバータに降圧動作を、またデューティが１００％に達した時点で昇圧動作を開始させるように、コンバータの動作を制御する制御手段を備えるように構成することも可能である。
【００３５】
以上のように本発明によれば、降圧動作を行うべき時には、従来の降圧型コンバータと同程度に平滑リアクトルを流れる電流やそのリップル値を抑えることが可能となる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
図２は本発明の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの基本構成例である。同図を図１５の従来方式と比較すると、図１５におけると同様の構成要素、すなわち平滑リアクトルＬ４、平滑コンデンサＣ５、２つのスイッチ▲１▼６，スイッチ▲２▼７、２つのダイオード▲１▼８，スイッチ▲２▼９、誤差増幅器１０、発振器１１、比較器１２に加えて、新たにスイッチ制御部１３、オアゲート１４、アンドゲート１５が備えられている。
【００３７】
図２においてスイッチ制御部１３は、入力電圧が出力電圧より大きい時には“Ｌ”、逆の時には“Ｈ”を出力する。従って入力電圧の方が大きい時、すなわち降圧動作を行うべき時にはアンドゲート１５の出力は“Ｌ”となり、スイッチ▲２▼７は常時オフとなる。そしてこの場合には比較器１２の出力によってオアゲート１４を介したスイッチ▲１▼６のオン／オフ制御が行われ、図２０の動作が実現される。
【００３８】
これに対して入力電圧より出力電圧が大きい時には、スイッチ制御部１３の出力は“Ｈ”となり、スイッチ▲１▼６はオアゲート１４を介した制御によって常時オンとなり、スイッチ▲２▼７はアンドゲート１５を介して比較器１２の出力によってオン／オフ制御されることになる。これによって図２２で説明した昇圧型としての動作が実現される。誤差増幅器１０、発振器１１、比較器１２の動作は図１５におけると類似しているが、その詳細については次の図３で説明する。
【００３９】
なお、ここでは入力電圧が出力電圧より大きい時にはスイッチ▲２▼７を常時オフとし、また入力電圧より出力電圧が大きい時にはスイッチ▲１▼６を常時オンとする制御を説明したが、実際のコンバータにおいてはどちらか一方の制御を行うだけでもよい。
【００４０】
図３は本発明の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す。同図においては、図２のスイッチ制御部１３がスイッチ制御比較器１７によって構成されている。このスイッチ制御比較器１７は、図２で説明したように入力電圧と出力電圧を比較し、入力電圧が出力電圧より大きい時には“Ｌ”、逆の時には“Ｈ”を出力するものである。
【００４１】
図３において誤差増幅器１０は、図１５における誤差増幅器６６に対する説明と同様に、ある基準電圧１６と出力電圧とを比較し、その間の誤差を増幅するものである。発振器１１は、図１５における発振器６７と同様に、例えば三角波を出力するものである。比較器１２は誤差増幅器１０の出力と発振器１１の出力を比較し、誤差増幅器１０の出力が発振器１１の出力より大きい時、すなわち図１６と同様に誤差増幅器の出力が発振器出力より大きい区間において、２つのスイッチをオンさせるためのオン・オフ信号を“Ｈ”とする。すなわち出力電圧が小さく誤差が大きい時には、誤差増幅器の出力は発振器の出力より大きくなり、スイッチのオン時間ｔonは長くなる。
【００４２】
図４は図３の第１の実施例におけるコンパレータの動作状態を決定する２つの比較器の出力論理の説明図である。同図において、スイッチ▲１▼６のオン／オフ制御は２つのコンパレータの出力の論理和として実行され、スイッチ▲２▼７のオン／オフ制御は２つのコンパレータの出力の論理積によって行われる。この結果コンバータはスイッチ制御比較器１７、すなわちＣＭＰ▲２▼の出力が“Ｌ”の時には降圧動作、“Ｈ”の時には昇圧動作となる。
【００４３】
図５は昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例の構成を示す。同図を図３の第１の実施例と比較すると、スイッチ制御比較器１７の＋入力端子にある設定電圧Ｖset １８が接続され、一入力端子にコンバータの出力電圧が接続されている点のみが異なっている。このためスイッチ制御比較器１７は設定電圧が出力電圧より大きい時に“Ｈ”を、逆の時に“Ｌ”を出力する。これによって出力電圧が設定電圧より大きい時には降圧動作となり、逆の時には昇圧動作となる。
【００４４】
但しこの実施例では電源投入時、すなわち出力電圧が０から立ち上がる場合には入力電圧より出力電圧が大きいことが必須条件として要求される。すなわち投入時には動作開始モードとして昇圧動作が行われ、入力電圧が出力電圧より大きい場合には出力電圧がオーバシュートしてしまうためである。
【００４５】
図５においては、スイッチ制御比較器１７としてのＣＭＰ▲２▼の＋端子にある設定電圧を接続したが、逆に−端子側に設定電圧を接続することも可能である。このような場合には正、または負の任意の電圧を設定電圧として与える必要があるが、このための方法として例えばシャントレギュレータを用いる方法がある。図６はこのようなシャントレギュレータを用いる方法による任意の電圧の設定法の説明図である。同図においてシャントレギュレータＴＬ４３１によって次式に示すような制御が行われる。
【００４６】
Ｖset ・Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）＝Ｖref
そのため設定電圧Ｖset の値は次式となり、任意に設定することが可能となる。
【００４７】
Ｖset ＝Ｖref （Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2
図７は昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第３の実施例の構成を示す。同図においても、図３の第１の実施例と比較して、スイッチ制御比較器１７の入力端子の接続法が異なっている。すなわちスイッチ制御比較器１７としてのＣＭＰ▲２▼の＋入力端子には入力電圧がオフセット電圧１９を介して接続され、−入力端子には出力電圧が接続されている。これによってＣＭＰ▲２▼は入力電圧とオフセット電圧との差が出力電圧より大きい時に“Ｌ”、逆の時に“Ｈ”を出力する。
【００４８】
この第３の実施例を、図３の第１の実施例と比較して、その動作を説明する。図３においては電源投入時に出力電圧が０から立ち上がるために、一般に入力電圧の方が出力電圧より大きくなり、コンバータは降圧動作となっている。時間の経過につれて入力電圧は徐々に上昇し、出力電圧の基準電圧に近づくが、平滑リアクトルＬ４やダイオード▲２▼９による電圧降下のために、完全に入力電圧と出力電圧が一致する状態にはならない。このためＣＭＰ▲２▼１７の出力は“Ｌ”状態のままとなってしまう。
【００４９】
図８はこのような状態の説明図である。同図において点線は図３のようにオフセット電圧を設定しない場合を示し、ＣＭＰ▲２▼１７の出力は“Ｌ”のままとなる。これに対して、図７のように平滑リアクトルやダイオードの電圧降下以上のオフセット電圧を持たせることにより、入力電圧とオフセット電圧との差より出力電圧が大きくなった時点で、ＣＭＰ▲２▼１７の出力は“Ｌ”から“Ｈ”に変化し、コンバータは昇圧動作に移行する。
【００５０】
図９は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの第４の実施例の構成を示す。同図においては、図３の第１の実施例におけるスイッチ制御比較器１７に代わって、比較器１２の出力とオアゲート１４およびアンドゲート１５との間に、パルス幅検出器２０が備えられている点が異なっている。このパルス幅検出器２０は比較器１２、すなわちＣＭＰ▲１▼の出力信号のオンデューティに着目し、このオンデューティが０％になった時点と、１００％になった時点を検出して、コンバータの降圧／昇圧動作を制御するものである。
【００５１】
図１０は図９における比較器の出力のオンデューティとコンバータの昇圧／降圧動作の関係の説明図である。ここでオンデューティとは、比較器ＣＭＰ▲１▼１２の出力のオン時間と発振器１１の発振周期の比率である。
【００５２】
図１０においてまず（１）の期間の最初、すなわち電源投入時には比較器１２の出力のオンデューティは１００％となっている。これは電源投入時にはオンデューティを１００％として急速に出力電圧を立ち上げるためである。後述するように、比較器１２の出力のオンデューティが１００％である時にはパルス幅検出器２０の出力は“Ｈ”となっており、従ってコンバータは昇圧動作を行う。そして（１）の期間の最後において、オンデューティは急速に減少し、一旦０％になる。この時パルス幅検出器２０の出力は“Ｌ”となり、コンバータは降圧動作に移行する。
【００５３】
（２）の期間ではコンバータは降圧動作を行っており、オンデューティは出力電圧と入力電圧との比に等しく、一定となる。
（３）の期間では、入力電圧の減少につれてオンデューティは徐々に大きくなり、入力電圧と出力電圧が等しくなった時点で１００％となる。ここで降圧動作が終了し、（４）以降の昇圧動作に移行する。
【００５４】
（４）ではオンデューティは０％から徐々に大きくなり、出力電圧は一定値に近づく。（５）の期間では、オンデューティは入力電圧と出力電圧との比を１から差し引いた値で、一定となる。
【００５５】
（６）の期間では入力電圧の増加につれてオンデューティは徐々に小さくなり、入力電圧と出力電圧が一致した時点で０％になる。そして（７）の期間においては、（１）の期間と同様に、オンデューティは１００％から徐々に小さくなる。
【００５６】
図１０において、昇圧動作から降圧動作に移行するのは（１）から（２）への間、および（６）から（７）への間であり、昇圧動作から降圧動作に移行する条件は、オンデューティが徐々に小さくなり、最後に０％になることである。また降圧動作から昇圧動作に移行するのは（３）と（４）の間であり、オンデューティが徐々に大きくなり、最後に１００％になることがその条件である。従ってオンデューティが０％になったことを検出して降圧動作に切り換え、１００％になったことを検出して昇圧動作に切り換えるという動作がパルス幅検出器２０に要求されることになる。
【００５７】
図１１は図９のパルス幅検出器２０の構成例を示す。同図において、パルス幅検出器２０は比較器１２の出力するパルスの消滅を検出するパルス消滅検出部２１、インバータ２２、２つのアンドゲート２３，２４、およびフリップフロップ２５から構成されている。
【００５８】
図１２は図１１のパルス幅検出器の動作真理値表である。同図においてパルス消滅検出部は、オンデューティが０％、または１００％となった時に“Ｈ”を出力し、その他の期間においては“Ｌ”を出力する。オンデューティが０％になった場合には、パルス消滅検出部２１の出力は“Ｈ”、比較器１２の出力は“Ｌ”であり、この時フリップフロップ２５はアンドゲート２４を介してリセットされ、パルス幅検出器の出力は“Ｌ”となる。オンデューティが０％から上昇している期間においては、パルス消滅検出部２１の出力は“Ｌ”であり、２つのアンドゲート２３，２４の出力はいずれも“Ｌ”となるため、パルス幅検出器の出力は“Ｌ”に保たれる。
【００５９】
オンデューティが１００％に達すると、パルス消滅検出部２１および比較器１２の出力は共に“Ｈ”となり、フリップフロップ２５はアンドゲート２３を介してセットされ、その出力は“Ｈ”となる。オンデューティが１００％から減少している期間においては、パルス消滅検出部２１の出力は“Ｌ”となり、フリップフロップ２５はアンドゲート２４によってリセットされることなく、その出力は“Ｈ”のままに保たれる。
【００６０】
図１３は図１１のパルス消滅検出部２１の構成例を示す。同図において、パルス消滅検出部は例えば１つのＩＣ、ＮＥＣ製μＰＤ７４ＨＣ１２３Ａによって構成されている。その動作は、図１３（ｂ）に示されているように、Ｂ端子に入力されるパルスの立ち上がりが検出された時点で、出力 外１ （以下Ｑバーと表
【００６１】
【外１】
【００６２】
す）がある一定期間（Ｃにより設定される）“Ｌ”を出力する状態となる。従ってオンデューティが０％か１００％となり、パルスが全くなくなった状態で出力Ｑバーは“Ｈ”となる。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、例えば入力電圧と出力電圧を比較して制御を行うことにより、入力電圧が出力電圧より大きい時には昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを降圧動作状態とすることによって、平滑リアクトルを流れるピーク電流やリップル電流を抑えることができ、効率のよいＤＣ／ＤＣコンバータを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明するブロック図である。
【図２】本発明の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図３】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す図である。
【図４】第１の実施例における２つの比較器の出力論理によるコンバータの動作状態を説明する図である。
【図５】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例を示す図である。
【図６】シャントレギュレータを用いる任意の電圧の設定法の説明図である。
【図７】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第３の実施例を示す図である。
【図８】第３の実施例における電源投入時の動作を説明する図である。
【図９】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第４の実施例を示す図である。
【図１０】図９における比較器の出力のオンデューティとコンバータの動作の関係を説明する図である。
【図１１】パルス幅検出器の構成例を示す図である。
【図１２】図１１のパルス幅検出器の動作真理値表を示す図である。
【図１３】図１１のパルス消滅検出部の構成例を示す図である。
【図１４】ＤＣ／ＤＣコンバータの使用例を示す図である。
【図１５】従来の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す図である。
【図１６】図１５における２つのスイッチに対するオン・オフ信号の説明図である。
【図１７】図１５の昇降圧コンバータのスイッチオン時とオフ時の動作を説明する図である。
【図１８】図１５における平滑リアクトルを流れる電流の説明図である。
【図１９】従来の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す図である。
【図２０】図１９の降圧型コンバータの動作の説明図である。
【図２１】従来の昇圧型コンバータの構成例を示す図である。
【図２２】図２１の昇圧型コンバータの動作を説明する図である。
【符号の説明】
１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ 動作切換制御手段
４ 平滑リアクトルＬ
５ 平滑コンデンサＣ
６ スイッチ▲１▼
７ スイッチ▲２▼
８ ダイオード▲１▼
９ ダイオード▲２▼
１０ 誤差増幅器
１１ 発振器
１２ 比較器
１３ スイッチ制御部
１４ オアゲート
１５ アンドゲート
１６ 基準電圧
１７ スイッチ制御比較器
１９ オフセット電圧
２０ パルス幅検出器
２１ パルス消滅検出部
２２ インバータ
２３，２４ アンドゲート
２５ フリップフロップ
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源の構成に係わり、更に詳しくは例えば電池駆動を可能とするノートパソコンなどの携帯機器の電源として広く用いられているスイッチングコンバータ、すなわちバッテリーなどの非安定化ＤＣ電圧を安定したＤＣ電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電池駆動を必要とする装置においては、一般に交流電源による使用、すなわちＡＣアダプタによる駆動と、電池による駆動との両方に対応する必要がある。そのような場合のＤＣ／ＤＣコンバータの使用例を図１４に示す。
【０００３】
図１４においてＤＣ／ＤＣコンバータ５１の出力電圧を＋５Ｖとし、ＡＣアダプタ５２の出力電圧を＋１６Ｖとし、電池５３の電圧が４〜９Ｖの範囲で変化するものとすると、入力電圧の変化範囲は出力電圧の値をその中に含み、入力電圧は出力電圧に対して大きくも小さくもなるため、コンバータをいわゆる降圧型、または昇圧型のいずれかで構成することはできず、昇降圧型を用いる必要がある。
【０００４】
図１５は従来の昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す。同図においてコンバータは平滑リアクトル６０、平滑コンデンサ６１、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３、２つのダイオード▲１▼６４，ダイオード▲２▼６５、出力電圧を例えばあらかじめ定められた基準電圧と比較し、その誤差を増幅する誤差増幅器６６、例えば三角波電圧を発生する発振器６７、誤差増幅器６６と発振器６７との出力を比較し、例えば発振器の出力より誤差増幅器の出力が大きい時にスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３をオンとする信号を出力する比較器６８から構成されている。
【０００５】
この昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３を同時にオン、またはオフすることにより、平滑リアクトルＬ６０に蓄えられるエネルギーを調整し、２つのスイッチがオンの間にリアクトルＬに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサＣ６１によって平滑し、出力として安定したＤＣ電圧を供給するものである。２つのダイオード▲１▼６４，ダイオード▲２▼６５は、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３がオフの期間中において平滑リアクトルＬ６０に蓄えられたエネルギーを、平滑コンデンサＣ６１に転流させるためのものである。
【０００６】
図１６は、図１５における２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３に対するオン・オフ信号の説明図である。図１５において誤差増幅器６６の出力が発振器６７の出力する発振電圧より大きい区間において、比較器６８は２つのスイッチに対するオン・オフ信号をオンとし、２つのスイッチ▲１▼６２，スイッチ▲２▼６３はこの区間においてオンとなる。なお図のｔS は発振器の発振周期を示す。
【０００７】
図１７は図１５の昇降圧型コンバータのスイッチオン時とオフ時の動作説明図である。同図（ａ）は２つのスイッチがオンした場合の動作説明図であり、平滑リアクトルＬ６０に対して入力電圧側から電流が供給され、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。この時出力電流は平滑コンデンサ６１の放電電流として供給される。
【０００８】
図１７（ｂ）はスイッチがオフした時の動作説明図である。この時には、平滑リアクトルＬ６０からの電流が平滑コンデンサＣ６１への充電電流となると共に、その一部が出力側に出力電流として供給されることになる。
【０００９】
図１５において２つのスイッチのオン期間において平滑リアクトルＬ６０を流れる電流の変化分ΔＩLon とスイッチのオフ期間における電流の変化分ΔＩLoffとは、それぞれ次式で与えられる。
【００１０】
【数１】
これらの変化分ΔＩLon とΔＩLoffとを等しく置くことにより、コンバータの出力電圧は次の（２）式によって与えられ、またスイッチのオン時間は（３）式によって与えられる。
【００１２】
Ｖout ＝Ｖin・ｔon／（ｔS −ｔon） （２）
ｔon＝Ｖout ・ｔS ／（Ｖin＋Ｖout ） （３）
図１８は図１５における平滑リアクトルＬ６０を流れる電流の説明図である。同図において電流の変化を直線的とすると、スイッチのオン期間における電流は次の（４）式によって与えられ、またスイッチのオフ期間における電流は（５）式によって与えられる。
【００１３】
ＩLon ＝Ｖin・ｔ／Ｌ＋Ｉcont （４）
ＩLoff＝−Ｖout ・ｔ／Ｌ＋Ｂ （５）
コンバータの出力電流Ｉout は図１８の斜線部の平均値と等しくなる。すなわち図１５の平滑コンデンサＣ６１からスイッチのオン期間において流れる放電電流が出力電流Ｉout となり、またスイッチのオフ期間における図１８の斜線部から出力電流Ｉout を引いた部分がコンデンサＣへの充電電流となる。この充電により補充された電流がスイッチのオン期間における出力電流に相当することになる。従って出力電流Ｉout は次の（６）式によって与えられる。
【００１４】
Ｉout ＝１／２×（ＩLpeak ＋Ｉcont）（ｔS −ｔon）／ｔS （６）
（４）式よりリアクトルＬ６０を流れる電流のピーク値ＩLpeak は次の（７）式によって与えられ、この（７）式を（６）式に代入することにより、出力電流は（８）式によって与えられる。
【００１５】
ＩLpeak ＝Ｖin・ｔon／Ｌ＋Ｉcont （７）
Ｉout ＝１／２×（Ｖin・ｔon／Ｌ＋２Ｉcont)(ｔS −ｔon）／ｔS （８）
（８）式よりＬ６０を流れる電流の最小値Ｉcontは次の（９）式によって与えられ、また電流の変化分、すなわちリップルΔＩL は（１０）式によって与えられる。
【００１６】
Ｉcont＝Ｉout ・ｔS ／（ｔS −ｔon）−Ｖin・ｔon／２Ｌ （９）
ΔＩL ＝Ｖin・ｔon／Ｌ （10）
次に比較のために従来の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成とその動作について説明する。図１９は従来の構成例の説明図である。同図においてコンバータは平滑リアクトルＬ７０、平滑コンデンサＣ７１、スイッチ７２、ダイオード７３、誤差増幅器７４、発振器７５、比較器７６から構成されている。
【００１７】
図２０は図１９におけるスイッチ７２のオン期間、およびオフ期間における動作の説明図である。同図（ａ）はスイッチのオン期間の動作説明図であり、この期間では入力電圧によって平滑インダクタンスＬ７０を介して、負荷電流と平滑コンデンサＣ７１への充電電流が供給される。
【００１８】
図２０（ｂ）はスイッチのオフ期間の動作説明図あり、この期間においては入力電圧側からの電圧に代わって、平滑リアクトルＬ７０を流れる電流が出力側に供給されることになる。
【００１９】
昇降圧型コンバータの場合と同様に、スイッチのオン期間における電流の変化分ΔＩLon と、オフ期間における電流の変化分ΔＩLoffはそれぞれ次のように与えられる。
【００２０】
【数２】
これらの変化分を等しく置くことにより、コンバータの出力電圧は次の（１２）式、スイッチのオン時間は（１３）式によって与えられる。
Ｖout ＝Ｖin・ｔon／ｔS （12）
ｔon＝Ｖout ・ｔS ／Ｖin （13）
昇降圧型コンバータの場合と同様の計算を行うことにより、リアクトルＬを流れる電流のピーク値、最小値、およびリップル値は次のように与えられる。
【００２２】
ＩLpeak ′＝（Ｖin−Ｖout ）ｔon／Ｌ＋Ｉcont′ （14)
Ｉcont′＝Ｉout −（Ｖin−Ｖout ）ｔon／２Ｌ （15)
ΔＩL ′ ＝（Ｖin−Ｖout ）ｔon／Ｌ （16)
なお（１５）式の電流最小値については次の文献に示されている。
【００２３】
長谷川彰：スイッチングレギュレータ設計ノウハウ（第７版），
Ｐ．２０，（１−２２）式，ＣＱ出版社
最後に昇圧型コンバータの従来例について簡単に説明する。図２１は昇圧型コンバータの構成例、図２２はスイッチのオン期間とオフ期間における昇圧型コンバータの動作説明図である。この昇圧型コンバータにおいて、スイッチのオン期間における電流の変化分と、オフ期間における電流の変化分は（１７）式によって与えられ、これらを等しく置くことによりコンバータの出力電圧は（１８）式、スイッチのオン時間は（１９）式によって与えられる。
【００２４】
【数３】
【発明が解決しようとする課題】
図１４においてＤＣ／ＤＣコンバータ５１への入力電圧が出力電圧より小さくなるのは、電池５３が消耗してその電圧が５Ｖ以下となった時だけである。そのような場合以外はＤＣ／ＤＣコンバータとしては降圧型を使用すればよいことになる。そこで図１５の昇降圧型を用いた場合と、図１９の降圧型を用いた場合について、平滑リアクトルを流れる電流について比較して見る。ここで条件として次のような場合を仮定する。
【００２６】
Ｖin＝１６Ｖ Ｖout ＝５Ｖ Ｉout ＝３Ａ
ｔS ＝５μS Ｌ＝３３μＨ
昇降圧型については（７）、（１０）式を、また降圧型については（１４）、（１６）式を用いることによって、リアクトルＬを流れる電流のピーク値とリップル値はそれぞれ次のような値となる。
【００２７】
昇降圧型：ＩLpeak ＝4.23Ａ ΔＩL ＝0.58Ａ
降圧型 ：ＩLpeak ′＝3.26Ａ ΔＩL ′＝0.26Ａ
この計算結果によれば、昇降圧型では降圧型に比較してリアクトルＬを流れる電流のピーク値は約1.3 倍、リップル値は約２倍となる。このため昇降圧型コンバータを使用した場合には、降圧型に比較して平滑リアクトルや平滑コンデンサでの損失が大きくなり、効率が悪くなってしまうという問題点があった。一般に昇圧型コンバータにおける平滑リアクトルを流れるピーク電流の値は昇降圧型の場合と同じであり、また図１４で説明したように昇降圧型コンバータとはいっても、降圧動作をすべき期間が昇圧動作をすべき期間に比べてずっと長く、昇圧動作は電池５３が消耗したギリギリの所でわずかに使用されるだけであることを考えると、従来の昇降圧型において降圧型コンバータに比較して効率が悪くなるというのは大きな問題点である。
【００２８】
本発明は、昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力電圧が出力電圧より大きい場合に従来の降圧型と同等の制御を行うことによって、平滑リアクトルや平滑コンデンサにおける損失を最小限におさえ、効率のよいＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の原理構成ブロック図である。同図は安定化されていない入力電圧、例えば電池の端子電圧の変化範囲が、安定化されて出力されるべき電圧の値をその内部に含むために、昇圧と降圧の両方の動作を必要とする昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの原理構成ブロック図である。
【００３０】
図１において昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１の内部に、動作切換制御手段２が備えられる。この動作切換制御手段２は、コンバータへの入力電圧がコンバータの出力電圧より大きい時にはコンバータが降圧型の動作、すなわち降圧動作を行い、入力電圧より出力電圧が大きい時には昇圧型の動作、すなわち昇圧動作を行うように、昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作切り換えを制御するものである。
【００３１】
昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、電圧入力端子と平滑リアクトルとの間に第１のスイッチ、電圧出力端子に近い平滑リアクトルの接続端子とアースとの間に第２のスイッチが備えられる。これらのスイッチは、図１５の従来例ではそれぞれスイッチ▲１▼６２とスイッチ▲２▼６３とに相当する。
【００３２】
そして動作切換制御手段２は、降圧動作においては第２のスイッチが常時オフとなるように、また昇圧動作においては第１のスイッチが常時オンとなるように制御を実行する。これによって降圧動作においてはスイッチ▲１▼６２がオン、またはオフとなることによって、図２０で説明した降圧型コンバータと同様の動作が実行され、また昇圧動作においてはスイッチ▲２▼６３がオン、またはオフとなることにより図２２で説明した昇圧型コンバータの動作が実現されることになる。
【００３３】
本発明においては入力電圧と出力電圧を直接比較する代わりに、入力電圧に対応する設定電圧と出力電圧を比較したり、入力電圧と出力電圧に対応する設定電圧とを比較したり、入力電圧にオフセットを持たせた電圧と出力電圧とを比較したり、入力電圧と出力電圧にオフセットを持たせた電圧とを比較して、昇圧動作と降圧動作とを切り換えることも可能である。
【００３４】
本発明においては、更に昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて出力電圧と基準電圧との間の誤差とある発振器の発振電圧との差を比較する誤差比較手段と、誤差比較手段の出力としてのパルス波のデューティが０％に達した時点でコンバータに降圧動作を、またデューティが１００％に達した時点で昇圧動作を開始させるように、コンバータの動作を制御する制御手段を備えるように構成することも可能である。
【００３５】
以上のように本発明によれば、降圧動作を行うべき時には、従来の降圧型コンバータと同程度に平滑リアクトルを流れる電流やそのリップル値を抑えることが可能となる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
図２は本発明の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの基本構成例である。同図を図１５の従来方式と比較すると、図１５におけると同様の構成要素、すなわち平滑リアクトルＬ４、平滑コンデンサＣ５、２つのスイッチ▲１▼６，スイッチ▲２▼７、２つのダイオード▲１▼８，スイッチ▲２▼９、誤差増幅器１０、発振器１１、比較器１２に加えて、新たにスイッチ制御部１３、オアゲート１４、アンドゲート１５が備えられている。
【００３７】
図２においてスイッチ制御部１３は、入力電圧が出力電圧より大きい時には“Ｌ”、逆の時には“Ｈ”を出力する。従って入力電圧の方が大きい時、すなわち降圧動作を行うべき時にはアンドゲート１５の出力は“Ｌ”となり、スイッチ▲２▼７は常時オフとなる。そしてこの場合には比較器１２の出力によってオアゲート１４を介したスイッチ▲１▼６のオン／オフ制御が行われ、図２０の動作が実現される。
【００３８】
これに対して入力電圧より出力電圧が大きい時には、スイッチ制御部１３の出力は“Ｈ”となり、スイッチ▲１▼６はオアゲート１４を介した制御によって常時オンとなり、スイッチ▲２▼７はアンドゲート１５を介して比較器１２の出力によってオン／オフ制御されることになる。これによって図２２で説明した昇圧型としての動作が実現される。誤差増幅器１０、発振器１１、比較器１２の動作は図１５におけると類似しているが、その詳細については次の図３で説明する。
【００３９】
なお、ここでは入力電圧が出力電圧より大きい時にはスイッチ▲２▼７を常時オフとし、また入力電圧より出力電圧が大きい時にはスイッチ▲１▼６を常時オンとする制御を説明したが、実際のコンバータにおいてはどちらか一方の制御を行うだけでもよい。
【００４０】
図３は本発明の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す。同図においては、図２のスイッチ制御部１３がスイッチ制御比較器１７によって構成されている。このスイッチ制御比較器１７は、図２で説明したように入力電圧と出力電圧を比較し、入力電圧が出力電圧より大きい時には“Ｌ”、逆の時には“Ｈ”を出力するものである。
【００４１】
図３において誤差増幅器１０は、図１５における誤差増幅器６６に対する説明と同様に、ある基準電圧１６と出力電圧とを比較し、その間の誤差を増幅するものである。発振器１１は、図１５における発振器６７と同様に、例えば三角波を出力するものである。比較器１２は誤差増幅器１０の出力と発振器１１の出力を比較し、誤差増幅器１０の出力が発振器１１の出力より大きい時、すなわち図１６と同様に誤差増幅器の出力が発振器出力より大きい区間において、２つのスイッチをオンさせるためのオン・オフ信号を“Ｈ”とする。すなわち出力電圧が小さく誤差が大きい時には、誤差増幅器の出力は発振器の出力より大きくなり、スイッチのオン時間ｔonは長くなる。
【００４２】
図４は図３の第１の実施例におけるコンパレータの動作状態を決定する２つの比較器の出力論理の説明図である。同図において、スイッチ▲１▼６のオン／オフ制御は２つのコンパレータの出力の論理和として実行され、スイッチ▲２▼７のオン／オフ制御は２つのコンパレータの出力の論理積によって行われる。この結果コンバータはスイッチ制御比較器１７、すなわちＣＭＰ▲２▼の出力が“Ｌ”の時には降圧動作、“Ｈ”の時には昇圧動作となる。
【００４３】
図５は昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例の構成を示す。同図を図３の第１の実施例と比較すると、スイッチ制御比較器１７の＋入力端子にある設定電圧Ｖset １８が接続され、一入力端子にコンバータの出力電圧が接続されている点のみが異なっている。このためスイッチ制御比較器１７は設定電圧が出力電圧より大きい時に“Ｈ”を、逆の時に“Ｌ”を出力する。これによって出力電圧が設定電圧より大きい時には降圧動作となり、逆の時には昇圧動作となる。
【００４４】
但しこの実施例では電源投入時、すなわち出力電圧が０から立ち上がる場合には入力電圧より出力電圧が大きいことが必須条件として要求される。すなわち投入時には動作開始モードとして昇圧動作が行われ、入力電圧が出力電圧より大きい場合には出力電圧がオーバシュートしてしまうためである。
【００４５】
図５においては、スイッチ制御比較器１７としてのＣＭＰ▲２▼の＋端子にある設定電圧を接続したが、逆に−端子側に設定電圧を接続することも可能である。このような場合には正、または負の任意の電圧を設定電圧として与える必要があるが、このための方法として例えばシャントレギュレータを用いる方法がある。図６はこのようなシャントレギュレータを用いる方法による任意の電圧の設定法の説明図である。同図においてシャントレギュレータＴＬ４３１によって次式に示すような制御が行われる。
【００４６】
Ｖset ・Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）＝Ｖref
そのため設定電圧Ｖset の値は次式となり、任意に設定することが可能となる。
【００４７】
Ｖset ＝Ｖref （Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2
図７は昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第３の実施例の構成を示す。同図においても、図３の第１の実施例と比較して、スイッチ制御比較器１７の入力端子の接続法が異なっている。すなわちスイッチ制御比較器１７としてのＣＭＰ▲２▼の＋入力端子には入力電圧がオフセット電圧１９を介して接続され、−入力端子には出力電圧が接続されている。これによってＣＭＰ▲２▼は入力電圧とオフセット電圧との差が出力電圧より大きい時に“Ｌ”、逆の時に“Ｈ”を出力する。
【００４８】
この第３の実施例を、図３の第１の実施例と比較して、その動作を説明する。図３においては電源投入時に出力電圧が０から立ち上がるために、一般に入力電圧の方が出力電圧より大きくなり、コンバータは降圧動作となっている。時間の経過につれて入力電圧は徐々に上昇し、出力電圧の基準電圧に近づくが、平滑リアクトルＬ４やダイオード▲２▼９による電圧降下のために、完全に入力電圧と出力電圧が一致する状態にはならない。このためＣＭＰ▲２▼１７の出力は“Ｌ”状態のままとなってしまう。
【００４９】
図８はこのような状態の説明図である。同図において点線は図３のようにオフセット電圧を設定しない場合を示し、ＣＭＰ▲２▼１７の出力は“Ｌ”のままとなる。これに対して、図７のように平滑リアクトルやダイオードの電圧降下以上のオフセット電圧を持たせることにより、入力電圧とオフセット電圧との差より出力電圧が大きくなった時点で、ＣＭＰ▲２▼１７の出力は“Ｌ”から“Ｈ”に変化し、コンバータは昇圧動作に移行する。
【００５０】
図９は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの第４の実施例の構成を示す。同図においては、図３の第１の実施例におけるスイッチ制御比較器１７に代わって、比較器１２の出力とオアゲート１４およびアンドゲート１５との間に、パルス幅検出器２０が備えられている点が異なっている。このパルス幅検出器２０は比較器１２、すなわちＣＭＰ▲１▼の出力信号のオンデューティに着目し、このオンデューティが０％になった時点と、１００％になった時点を検出して、コンバータの降圧／昇圧動作を制御するものである。
【００５１】
図１０は図９における比較器の出力のオンデューティとコンバータの昇圧／降圧動作の関係の説明図である。ここでオンデューティとは、比較器ＣＭＰ▲１▼１２の出力のオン時間と発振器１１の発振周期の比率である。
【００５２】
図１０においてまず（１）の期間の最初、すなわち電源投入時には比較器１２の出力のオンデューティは１００％となっている。これは電源投入時にはオンデューティを１００％として急速に出力電圧を立ち上げるためである。後述するように、比較器１２の出力のオンデューティが１００％である時にはパルス幅検出器２０の出力は“Ｈ”となっており、従ってコンバータは昇圧動作を行う。そして（１）の期間の最後において、オンデューティは急速に減少し、一旦０％になる。この時パルス幅検出器２０の出力は“Ｌ”となり、コンバータは降圧動作に移行する。
【００５３】
（２）の期間ではコンバータは降圧動作を行っており、オンデューティは出力電圧と入力電圧との比に等しく、一定となる。
（３）の期間では、入力電圧の減少につれてオンデューティは徐々に大きくなり、入力電圧と出力電圧が等しくなった時点で１００％となる。ここで降圧動作が終了し、（４）以降の昇圧動作に移行する。
【００５４】
（４）ではオンデューティは０％から徐々に大きくなり、出力電圧は一定値に近づく。（５）の期間では、オンデューティは入力電圧と出力電圧との比を１から差し引いた値で、一定となる。
【００５５】
（６）の期間では入力電圧の増加につれてオンデューティは徐々に小さくなり、入力電圧と出力電圧が一致した時点で０％になる。そして（７）の期間においては、（１）の期間と同様に、オンデューティは１００％から徐々に小さくなる。
【００５６】
図１０において、昇圧動作から降圧動作に移行するのは（１）から（２）への間、および（６）から（７）への間であり、昇圧動作から降圧動作に移行する条件は、オンデューティが徐々に小さくなり、最後に０％になることである。また降圧動作から昇圧動作に移行するのは（３）と（４）の間であり、オンデューティが徐々に大きくなり、最後に１００％になることがその条件である。従ってオンデューティが０％になったことを検出して降圧動作に切り換え、１００％になったことを検出して昇圧動作に切り換えるという動作がパルス幅検出器２０に要求されることになる。
【００５７】
図１１は図９のパルス幅検出器２０の構成例を示す。同図において、パルス幅検出器２０は比較器１２の出力するパルスの消滅を検出するパルス消滅検出部２１、インバータ２２、２つのアンドゲート２３，２４、およびフリップフロップ２５から構成されている。
【００５８】
図１２は図１１のパルス幅検出器の動作真理値表である。同図においてパルス消滅検出部は、オンデューティが０％、または１００％となった時に“Ｈ”を出力し、その他の期間においては“Ｌ”を出力する。オンデューティが０％になった場合には、パルス消滅検出部２１の出力は“Ｈ”、比較器１２の出力は“Ｌ”であり、この時フリップフロップ２５はアンドゲート２４を介してリセットされ、パルス幅検出器の出力は“Ｌ”となる。オンデューティが０％から上昇している期間においては、パルス消滅検出部２１の出力は“Ｌ”であり、２つのアンドゲート２３，２４の出力はいずれも“Ｌ”となるため、パルス幅検出器の出力は“Ｌ”に保たれる。
【００５９】
オンデューティが１００％に達すると、パルス消滅検出部２１および比較器１２の出力は共に“Ｈ”となり、フリップフロップ２５はアンドゲート２３を介してセットされ、その出力は“Ｈ”となる。オンデューティが１００％から減少している期間においては、パルス消滅検出部２１の出力は“Ｌ”となり、フリップフロップ２５はアンドゲート２４によってリセットされることなく、その出力は“Ｈ”のままに保たれる。
【００６０】
図１３は図１１のパルス消滅検出部２１の構成例を示す。同図において、パルス消滅検出部は例えば１つのＩＣ、ＮＥＣ製μＰＤ７４ＨＣ１２３Ａによって構成されている。その動作は、図１３（ｂ）に示されているように、Ｂ端子に入力されるパルスの立ち上がりが検出された時点で、出力 外１ （以下Ｑバーと表
【００６１】
【外１】
す）がある一定期間（Ｃにより設定される）“Ｌ”を出力する状態となる。従ってオンデューティが０％か１００％となり、パルスが全くなくなった状態で出力Ｑバーは“Ｈ”となる。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、例えば入力電圧と出力電圧を比較して制御を行うことにより、入力電圧が出力電圧より大きい時には昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを降圧動作状態とすることによって、平滑リアクトルを流れるピーク電流やリップル電流を抑えることができ、効率のよいＤＣ／ＤＣコンバータを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明するブロック図である。
【図２】本発明の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図３】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す図である。
【図４】第１の実施例における２つの比較器の出力論理によるコンバータの動作状態を説明する図である。
【図５】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例を示す図である。
【図６】シャントレギュレータを用いる任意の電圧の設定法の説明図である。
【図７】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第３の実施例を示す図である。
【図８】第３の実施例における電源投入時の動作を説明する図である。
【図９】昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの第４の実施例を示す図である。
【図１０】図９における比較器の出力のオンデューティとコンバータの動作の関係を説明する図である。
【図１１】パルス幅検出器の構成例を示す図である。
【図１２】図１１のパルス幅検出器の動作真理値表を示す図である。
【図１３】図１１のパルス消滅検出部の構成例を示す図である。
【図１４】ＤＣ／ＤＣコンバータの使用例を示す図である。
【図１５】従来の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す図である。
【図１６】図１５における２つのスイッチに対するオン・オフ信号の説明図である。
【図１７】図１５の昇降圧コンバータのスイッチオン時とオフ時の動作を説明する図である。
【図１８】図１５における平滑リアクトルを流れる電流の説明図である。
【図１９】従来の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す図である。
【図２０】図１９の降圧型コンバータの動作の説明図である。
【図２１】従来の昇圧型コンバータの構成例を示す図である。
【図２２】図２１の昇圧型コンバータの動作を説明する図である。
【符号の説明】
１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ 動作切換制御手段
４ 平滑リアクトルＬ
５ 平滑コンデンサＣ
６ スイッチ▲１▼
７ スイッチ▲２▼
８ ダイオード▲１▼
９ ダイオード▲２▼
１０ 誤差増幅器
１１ 発振器
１２ 比較器
１３ スイッチ制御部
１４ オアゲート
１５ アンドゲート
１６ 基準電圧
１７ スイッチ制御比較器
１９ オフセット電圧
２０ パルス幅検出器
２１ パルス消滅検出部
２２ インバータ
２３，２４ アンドゲート
２５ フリップフロップ
Claims (2)
- 非安定化入力電圧の変化範囲が安定化出力電圧の値を含み、昇圧と降圧の両動作を必要とするＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
入力電圧から所定のオフセット電圧を減じた差よりも出力電圧が小さい時には降圧型コンバータの動作としての降圧動作を行うように、また、該入力電圧から該所定のオフセット電圧を減じた差よりも該出力電圧が大きい時には昇圧型コンバータの動作としての昇圧動作を行うように、該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作切換を制御する動作切換制御手段を備えたことを特徴とする昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 請求項１記載の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記入力電圧を供給する電池と、
を備えたことを特徴とする電池駆動機器。
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