JP5448989B2 - Ｌｅｄ駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤを定電流駆動するための、ＬＥＤ駆動回路に関するものであり、さらに詳しくはＬＥＤを定電流駆動するときの消費電力を削減する技術に関するものである。

近年、多くの電子機器に照明、及び表示用の発光素子として、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）が用いられている。一般的にＬＥＤの順方向電圧（以下、Ｖｆという）と順方向電流（以下、Ｉｆという）の特性は、Ｖｆがある一定以上の値となるまではＩｆは殆ど流れず、Ｖｆがある一定以上の電圧に達すると、Ｉｆが急激に流れる特性となっている事が知られている。このようなＩｆ特性を持つＬＥＤの駆動を行うにあたり、ＬＥＤの両端に一定の電圧を印加して駆動する所謂定電圧駆動を行う場合、諸々の事情によりＬＥＤの両端に印加している電圧が変化すると、ＬＥＤに流れる電流が急激に変化してしまい、ＬＥＤの輝度ばらつきの原因となり、最悪の場合、ＬＥＤの最大定格電流を超えて、素子の破壊につながりかねない。このため、ＬＥＤの駆動には、ＬＥＤの電流が常に一定となるように定電流駆動を行うことが一般的である。

ＬＥＤを定電流駆動する一般的な方法として、図２のような回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
図２において、２１はＬＥＤ、２２は保護抵抗を兼ねた電流検出抵抗、２３はＭＯＳトランジスタでゲート端子により抵抗が変化することでＬＥＤの順方向電流Ｉｆを制御する。２４はＬＥＤ電源であり、ＬＥＤ２１を駆動するための電流源となる。ＬＥＤ電源２４は電池であったり電池電圧を昇圧して作られる電源であったりするが、その構成はこの従来例では不問である。
２５は順方向電流Ｉｆの定電流制御を行うための基準電圧源であり、公知のレギュレータなどで構成される。２６は比較器であり、基準電圧源２５の出力する基準電圧と電流検出抵抗２２の両端電圧とを比較し、その出力をＭＯＳトランジスタ２３のゲート端子に出力する。

次に、従来技術の動作を説明する。図２の回路において、ＬＥＤ２１に流れる順方向電流Ｉｆは電流検出抵抗２２に流れる電流と等しい。このためＬＥＤ２１に流れる電流値を、電流検出抵抗２２の両端にかかる電圧値としてモニタすることができる。この電圧値を比較器２６により、基準電圧源２５の電圧値と比較し、ＬＥＤ２１に流れる電流が所望の電流量となるよう、ＭＯＳトランジスタ２３のゲート電圧の制御を行い、ＭＯＳトランジスタ２３のＯＮ抵抗を制御することで、ＬＥＤ２１の定電流駆動を実現することができる。

実開平７−３９１２０号公報（図７）

しかしながら、上記のような回路構成でＬＥＤを定電流駆動する場合は、以下のような問題がある。図２の回路構成においては、ＬＥＤ２１に流れる電流と等しい電流が、電流検出抵抗２２と、ＭＯＳトランジスタ２３に流れる。このため、特に、電流検出抵抗２２において、熱として損失される電力が大きく、電力効率が悪いという問題があった。本発明はこのような無駄な電力を省き、電力効率の良いＬＥＤの定電流駆動方法を実現するも
のである。

上記課題を解決するため、本発明は、
電源と、ＬＥＤと、該ＬＥＤに放電するためのコンデンサと、
充電モードにおいて、
前記電源と該コンデンサを接続して該コンデンサを充電し、
放電モードにおいて、
充電された該コンデンサと前記ＬＥＤを接続して、前記ＬＥＤに該コンデンサの電荷を放電させるスイッチ手段と、
該コンデンサの電圧を所定電圧と比較する比較回路と、
該比較回路の比較結果に基づき前記スイッチ手段を制御する制御回路を備え、
前記制御回路は、
前記比較回路が、充電モードにおいて、
前記コンデンサ電圧を第1の所定電圧と比較し、
前記コンデンサ電圧が第1の所定電圧に達したことを検出したら、
前記電源と該コンデンサを切り離し、その後放電モードに切り替え、
前記比較回路が、放電モードにおいて、
前記コンデンサ電圧を第1の所定電圧より低い第２の所定電圧と比較し、
前記コンデンサ電圧が第２の所定電圧に達したことを検出したら、
前記コンデンサと前記ＬＥＤを切り離し、その後充電モードに切り替えることを特徴とする。

前記コンデンサが複数であり、
該複数コンデンサにより前記電源の電圧を昇圧する昇圧回路が構成され、
放電モードにおいて、
該昇圧回路を構成するコンデンサの電荷がＬＥＤに放電されるように構成されることを特徴とする。

前記ＬＥＤを複数有し、さらに、
各ＬＥＤの充放電の回数をカウントするカウンタを有し、
前記制御回路は、これらＬＥＤを１個ずつ充放電駆動し、
前記カウンタが所定回数をカウントしたことを検出した場合、
駆動しているＬＥＤに代わり他のＬＥＤの充放電駆動を開始することを特徴とする。

本発明によれば、定電流制御を抵抗による電流検出ではなく、コンデンサ両端の電圧検出により制御を行うため、抵抗による損失が無く、高効率のＬＥＤ駆動が実現できる。

本発明の第１実施例を示すブロック線図である。 従来技術を示すブロック図である。 本発明の第１実施例の出力波形図（タイミングチャート）である。 図１の充電モードにおける等価回路であり、（ａ）が状態Ｉ、（ｂ）が状態ＩＩを表す。 図１の放電モードにおける等価回路であり、（ａ）が状態ＩＩＩ、（ｂ）が状態ＩＶを表す。 本発明の第２実施例を示すブロック線図である。 図６の充電モードにおける等価回路であり、（ａ）が状態Ｉ、（ｂ）が状態ＩＩを表す。 図６の放電モードにおける等価回路であり、（ａ）が状態ＩＶ、（ｂ）が状態ＩＩＩ及び状態Ｖを表す。 本発明の第２実施例の出力波形図（タイミングチャート）である。 本発明の第３実施例を示すブロック図である。 本発明の第３実施例の出力波形図（タイミングチャート）である。 本発明の第３実施例の駆動アルゴリズムである。

［第1実施例：基本実施例］
本発明の実施形態を図１、図３−５に基づいて説明する。図１は本発明に係るＬＥＤドライバの構成図であり、図３はその動作を示す波形図（タイミングチャート）である。図４と図５は、図１のＬＥＤドライバの等価回路であり、図４は充電モード、図５は放電モードの等価回路である。

まず、第1実施例の構成を図１に基づいて説明する。
１はＬＥＤ、２はＬＥＤ電源であり、図２に示す従来技術のＬＥＤ２１，ＬＥＤ電源２４と同じものであるのでその詳細説明は省略する。
９はＬＥＤ駆動時の電流供給源となるコンデンサであり、一端はグラウンド（ＧＮＤ）に接地されている。

３，４，５，６はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタであり、ゲートに“Ｈ”入力された場合にオンする。
ＭＯＳトランジスタ３と４は、各ソースがコンデンサ９のＧＮＤ接続されている端子と異なる側の端子（ｅ点）に接続される。ＭＯＳトランジスタ３のドレインはＬＥＤ１のアノード端に、ＭＯＳトランジスタ４のドレインはＬＥＤ電源２に接続される。
また、
ＭＯＳトランジスタ４のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｃが、
ＭＯＳトランジスタ３のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｄが、
入力され、
ＭＯＳトランジスタ３はコンデンサ９−ＬＥＤ１間の開閉制御に、
ＭＯＳトランジスタ４はコンデンサ９−ＬＥＤ電源２間の開閉制御に使用される。ＭＯＳトランジスタ３、４は、コンデンサ９の端子ｅ点の接続先を選択するスイッチ手段を構成している。

ＭＯＳトランジスタ５と６は、各々値の異なる基準電圧ＶＲＥＦ１, ＶＲＥＦ２を出力する一般的な基準電源（不図示）の出力と後述の比較回路７との間に接続されている。
ＶＲＥＦ１は充電終了電圧としてＬＥＤ電源２の出力電圧ＶＬＥＤ近くに設定され、ＶＲＥＦ２は放電終了電圧としてＧＮＤ近くに設定される。
当然、ＶＲＥＦ１＞ＶＲＥＦ２である。
ＭＯＳトランジスタ６のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ａが、
ＭＯＳトランジスタ５のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｂが、
入力され、基準電圧ＶＲＥＦ１, ＶＲＥＦ２の選択制御に使用される。ＭＯＳトランジスタ５、６は後述の比較回路７においてｅ点の電位の比較相手を選択する選択回路を構成している。

７は比較回路であり、基準電圧ＶＲＥＦ１もしくはＶＲＥＦ２と、コンデンサ９の端子ｅ点の電位を比較し、その結果ｇを制御回路８に出力する。従来技術の比較器２６と同じ回路でも良いし、他の比較回路を使用しても良い。
８は、制御回路であってシステム全体の制御を司り、充放電クロック信号ｆと比較出力ｇを入力し、制御用信号ａ，ｂ，ｃ，ｄを出力する。
充放電クロック信号ｆは、充電タイミングと放電タイミングを制御する信号であり、不図示の外部回路より供給される。

次に本実施形態の動作について図１、及び図３−５を用いて説明する。
＜充電モード：Ｉ、ＩＩ＞
まず充放電クロックがＬの場合は充電モードとなり、制御回路８はＭＯＳトランジスタより成るスイッチ６及びスイッチ４のゲート端子に対し、Ｈレベルを出力し、スイッチをオンさせる。このときスイッチ５及びスイッチ３のゲートレベルはＬでスイッチ５及び、スイッチ３はオフのままである。
これにより、比較回路７での比較用基準電位は充電時用の比較電圧ＶＲＥＦ１が選択される。
また、コンデンサ９はＬＥＤ電源２と接続され、一方、ＬＥＤ１のアノード端が開放状態となる。
等価回路を図４（ａ）に示す。

コンデンサ９は時間の経過と共に充電され、コンデンサ９のｅ点の電位は上昇する。コンデンサ９のｅ点の電位がＶＲＥＦ１の値に達したとき、比較回路７は充電を終了させるための信号ｇを制御回路８に対して出力する (区間Ｉ)。
制御回路８は比較回路７の充電終了を知らせる信号を受けて、コンデンサ９への充電を停止するために、ＭＯＳトランジスタより成るスイッチ４のゲートに対しＬレベルを出力してスイッチをオフさせる(区間ＩＩ)。等価回路を図４（ｂ）に示す。
区間ＩＩで充電を停止させるのは、それ以上コンデンサ９に充電しても充電できないので、ＬＥＤ電源２の電力を無駄に消費しないようにするためである。

＜放電モード：ＩＩＩ、ＩＶ＞
その後、充電クロックがＨとなり、放電モードになると、制御回路８はスイッチ６のゲート端子に対しＬレベルを出力して、スイッチをオフさせる一方、ＭＯＳトランジスタより成るスイッチ５及びスイッチ3のゲート端子に対しＨレベルを出力し、スイッチ５、及びスイッチ３をオンさせる。
これにより、比較回路７での比較用基準電位は放電時用のＶＲＥＦ２が選択される。前出のごとく、ＶＲＥＦ２はＶＲＥＦ１より低く設定されている。
また、コンデンサ９はＬＥＤ１のアノード端と接続され、ＬＥＤ電源２とは切り離される。
等価回路を図５（ａ）に示す。

このときコンデンサ９に蓄えられた電荷は、スイッチ３を介してＬＥＤ１に対して放電される。コンデンサ９の電位は電荷の放出により、時間と共に下降していくが、コンデンサ９の電位がＶＲＥＦ２の値を下回ったとき、比較回路７は放電を終了させるための信号を制御回路８に対して出力する。制御回路８は比較回路７の放電終了を知らせる信号を受けて、コンデンサ９の放電を停止するために、ＭＯＳトランジスタより成るスイッチ３のゲートに対してＬレベルを出力し、スイッチをオフさせる。等価回路を図５（ｂ）に示す。
区間ＩＶで放電を停止させるのは、既にコンデンサ９の電荷がほとんど存在せず発光効率が悪いので、放電を停止することで次のタイミングでの充電の効率化を図っている。

その後充放電クロックがＬとなり、充電モードとなると、制御回路８はスイッチ５のゲートに対してＬレベルを出力し、スイッチをオフさせる一方、再びコンデンサ９を充電するために、再びスイッチ６及び、スイッチ４をオンにする。以降、同様に充放電を所望の
ＬＥＤ点灯時間分だけ繰り返すことによりＬＥＤの駆動を行う。

ここで、１回のコンデンサの充放電により、ＬＥＤ１に流れる電荷量について考える。ＬＥＤ１に流れる電荷量はコンデンサ９の電位がＶＲＥＦ１である状態の電荷量から、ＶＲＥＦ２である状態の電荷量の差分になるので、ＬＥＤ１に流れる電荷量をＱ、コンデンサ９の容量をＣとする場合、Ｑは数式１で表される。
＜数式１＞
Ｑ＝Ｃ×（ＶＲＥＦ１−ＶＲＥＦ２）

電流は単位時間あたりの電荷量で定義されるので、一定の充放電クロックに基づき、コンデンサ９の充放電を繰り返すことにより、ＬＥＤを定電流駆動することができる。本回路構成においてはＬＥＤと直列に接続するのは、ＭＯＳトランジスタより成るスイッチ３のみなので、従来技術の電流検出抵抗のような損失が無く、従来の回路構成に比べて高い効率で、定電流駆動を行うことが可能である。

ところで、区間ＩＩとＩＶは本来であれば無駄な区間であり、この区間を無くしてＶＲＥＦ１に達したら充電を停止して放電に切り替え、あるいは、ＶＲＥＦ２に達したら放電を停止して充電に切り替えた方が制御も簡単であり、充放電クロックｆが不要な分、回路も簡単となる。
しかしながら、上記のような制御を行う場合は以下のような問題がある。

本制御にかかわる、コンデンサ９の容量、ＬＥＤ１のＶｆ、ＬＥＤ電源２のＶＬＥＤ、ＶＲＥＦ１、ＶＲＥＦ２は、必ずしも一定ではなく、むしろ製品ごとにばらつきが生じる。そのため、充放電の周期が製品ごとにばらつき、結果的に照明の見栄えにばらつきが生じてしまう。
これを防ぐため、一定周期の充放電クロックｆに同期して充放電制御を行うことで、一定周期での充放電を達成し、より安定した定電流駆動を実現することができる。
充放電クロックｆの周期は、ＶＲＥＦ１、ＶＲＥＦ２のみの制御で決まる周期より長く、かつ、あまり区間ＩＩ、ＩＶが長くならないように、適宜決められる。

［第２実施例：昇圧電源を用いた定電流駆動］
続いて、第２実施例について説明する。第２実施例は、ＬＥＤ駆動用電源として昇圧回路を使用する実施例である。
ＬＥＤ駆動電源は、当然ＬＥＤに所望のＩｆを流すのに必要なＶｆ以上の電圧が必要である。しかし、赤色ＬＥＤでもＶｆは約２．１Ｖで１．５Ｖ駆動が一般的なアナログ式時計などではそのままでは使用できない。また、青色ＬＥＤのＶｆは３．５Ｖともっと高く、時計用の電池で直接駆動することが出来ない。
このような場合、例えば、電源電圧を昇圧回路にて昇圧し、その後定電圧回路（最も単純な場合は、抵抗分割）駆動することで電流を抑えていたが、定電圧回路でのロスが大きく無駄であった。
本実施例では、このような昇圧回路が必要な電源を使用する場合への本発明への適用例である。

本発明の第２の実施形態を図６から図９に基づいて説明する。
図６は本発明に係るＬＥＤドライバの第２実施例の構成図であり、図９はその動作を示す波形図（タイミングチャート）である。図７と図８は、図６のＬＥＤドライバの等価回路であり、図７は充電モード、図８は放電モードの等価回路である。

まず、第２実施例の構成を図６に基づいて説明する。
１はＬＥＤであり、第１実施例のＬＥＤと同様のものである。第１実施例ではその構成
については不問であったＬＥＤ電源２は、第２実施例においては、スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３４、３９、４０、４１、及び容量の等しいコンデンサ３２、３３によって構成される、チャージポンプ回路となっている。
なお、チャージポンプ回路の昇圧元電源は、後述の比較回路７や制御回路８と同じ電源（ＶＤＤ）である。

ＭＯＳトランジスタ３４のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｄが、
ＭＯＳトランジスタ３９のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｉが、
ＭＯＳトランジスタ４０のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｊが、
ＭＯＳトランジスタ４１のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｋが、
入力され、
ＭＯＳトランジスタ３４はコンデンサ３３とＶＤＤ間の開閉制御用に、
ＭＯＳトランジスタ３９はコンデンサ３２とＶＤＤ間の開閉制御用に、
ＭＯＳトランジスタ４０はコンデンサ３３とコンデンサ３２間の開閉制御用に、
ＭＯＳトランジスタ４１はコンデンサ３２とグランド間の開閉制御用に使用される。
スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３はＬＥＤ１のアノード端子と、ＬＥＤ電源２の出力端子（ｅ点）の開閉制御に使用され、ＭＯＳトランジスタのゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｌが入力される。

ＭＯＳトランジスタ５と６は、各々値の異なる基準電圧ＶＲＥＦ１,ＶＲＥＦ2を出力する一般的な基準電源（不図示）の出力と後述の比較回路７との間に接続されている。
ＭＯＳトランジスタ６のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ａが、
ＭＯＳトランジスタ５のゲートには、後述の制御回路８からの制御信号ｂが、
入力され、基準電圧ＶＲＥＦ１、ＶＲＥＦ２の選択制御に使用される。

７は比較回路であり、基準電圧ＶＲＥＦ１もしくはＶＲＥＦ２と、コンデンサ９の端子ｃ点の電位を比較し、その結果ｇを制御回路８に出力する。従来技術の比較器２６と同じ回路でも良いし、他の比較回路を使用しても良い。
８は、制御回路であってシステム全体の制御を司り、充放電クロック信号ｆと比較出力ｇを入力し、制御用信号ａ、ｂ、ｄ、ｇ、ｉ、ｊ、ｋ、ｌを出力する。充放電クロック信号ｆは、充電タイミングと放電タイミングを制御する信号であり、不図示の外部回路より供給される。

＜充電モード：Ｉ、ＩＩ＞
まず充電クロックがLの場合は充電モードとなり、制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３４、及び３９のゲート端子にＬレベルを出力し、スイッチをオンさせる。同時に、制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ４１のゲート端子にＨレベルを出力し、スイッチをオンさせる。ＭＯＳトランジスタ４０、及び３はオフしたままである。同時に制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ６のゲート端子にＨレベルを出力する。これにより、比較回路７での比較用基準電位は充電時用の比較電圧ＶＲＥＦ１が選択される。等価回路を図７（ａ）に示す。

状態Ｉにおいて、コンデンサ３２、及び３３は時間の経過と共に充電され、コンデンサ３３のｃ点の電位がＶＲＥＦ１の値に達したとき、比較回路７は充電を終了させるための信号ｇを制御回路８に対して出力する。このときｅ点の電位は、コンデンサ３２とコンデンサ３３の容量が同じであることから、ｃ点の電位と等しくなっている。
制御回路８は比較回路７の充電終了を知らせる信号を受けて、コンデンサ３２、及び、３３の充電を停止するためにスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３４、３９のゲート端子にはＨレベルを、スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ４１のゲート端子にはＬレベルを出力してスイッチをオフさせる。等価回路を図７（ｂ）に示す。
この状態ＩＩを設ける理由は、第１実施例と同じである。

＜放電モード：ＩＩＩ、ＩＶ、Ｖ＞
その後、充電クロックがＨとなり、放電モードになると、制御回路８はまずスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ４０のゲート端子にＬレベルを出力し、スイッチをオンさせる。このときコンデンサ、３２、３３は直列接続となり、点ｃと等しい電位であった点ｅの電位は、点ｃの電位の２倍に昇圧される。等価回路を図８（ｂ）に示す。ここで状態ＩＩＩに必用な時間は十分な昇圧が行われるまでに必要な時間であり、適宜決められる。

同時に制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ６のゲート端子にＬレベルを出力してスイッチとオフとする一方、スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５のゲート端子にHレベルを出力しスイッチをオンさせる。これにより、比較回路７での比較用基準電位は充電時用の比較電圧ＶＲＥＦ２が選択される。ＶＲＥＦ２はＶＲＥＦ１より低く設定されている。

その後、制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３にＨレベルを出力してスイッチをオンし、ＬＥＤ１のアノード端はＬＥＤ電源２の出力端である点ｅと接続される。等価回路を図８（ａ）に示す。

このときコンデンサ３２に蓄えられた電荷はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３を介してＬＥＤ１に対して放電される。ｅ点の電位は電荷の放出により、時間と共に下降していく。このときｃ点の電位はｅ点の電位の２分の１を保ちつつ、同様に下降していく。ｃ点の電位がＶＲＥＦ２の値を下回ったとき、比較回路７は放電を終了させるための信号を制御回路８に対して出力する。制御回路８は比較回路７の放電終了を知らせる信号を受けて、スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３のゲート端子にＬレベルを出力し、コンデンサ３２からのＬＥＤ１への電荷の放出を停止させる（状態Ｖ）。

その後、充放電クロックがＬとなり、再度充電モードとなると、制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ４０のゲート端子にＨレベルを出力し、スイッチをオフしてコンデンサ３２、３３の直列接続状態を解除した後、再びコンデンサ３２、３３を充電するために、
スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３４、３９のゲート端子にＬレベルを出力してスイッチをオンし、
スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ４１のゲート端子にＨレベルを出力してスイッチをオンし、
比較回路７での比較用基準電位として比較電圧ＶＲＥＦ１を選択するために、
スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５のゲート端子にＬレベルを出力しスイッチをオフし、
スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ６のゲート端子にＨレベルを出力しスイッチをオンする。
以降、同様の充放電を、所望のＬＥＤ点灯時間分だけ繰り返すことによりＬＥＤの駆動を行う。

１回のコンデンサの充放電によりＬＥＤ１に流れる電荷量Ｑは、コンデンサ３２、３３の静電容量をＣとすると数式２で表される。
＜数式２＞
Ｑ＝Ｃ×２（ＶＲＥＦ１−ＶＲＥＦ２）
電流は単位時間あたりの電荷量で定義されるので、一定の充放電クロックに基づき、コンデンサの充放電を繰り返すことによりＬＥＤを定電流駆動することができる。

さらに、第２実施例においては、第１実施例に対し、１つのコンデンサと３つのＭＯＳトランジスタの追加により、２倍昇圧電源を使用する定電流駆動回路が実現できるため、簡単なシステムでＬＥＤ電源として必用な昇圧回路と定電流駆動回路を同時に実現でき、システム全体の規模を縮小することができる。

なお、チャージポンプ回路による昇圧値は単純な倍昇圧である必用はなく、３倍以上の昇圧を実施しても良い。昇圧元電源の電圧値（ＶＤＤ）と駆動するＬＥＤ１のＶｆを考慮し適宜選択すればよい。但し、必要以上の倍数への昇圧はそれ自体電力のロスが大きいので、適切な倍率に設定すべきである。

以上述べてきたように、従来の昇圧回路を用いたＬＥＤ駆動回路では、昇圧した必要以上のＬＥＤ電源電圧値から、抵抗を用いて所望の電圧値に降下させるといった無駄な電力消費が発生していたが、本実施例では、ＶＲＥＦ１、及び、ＶＲＥＦ２を調整すればよいので、上記のような無駄な電力消費を避ける事が可能となる。

［第３実施例：多チャンネルでの定電流駆動］
続いて、第３実施例について説明する。第３実施例は多チャンネル駆動を行う実施例である。電子機器におけるＬＥＤの駆動は、上述の第１、第２実施例のように、単一のＬＥＤのみの駆動に限らず、複数のＬＥＤを同時に駆動する場合もある。特に赤色ＬＥＤ、青色ＬＥＤ、緑色ＬＥＤを１つにまとめた所謂ＲＧＢＬＥＤを用いて、赤色、青色、緑色のＬＥＤの発光量をそれぞれ制御して、光の３原色の組み合わせによる色調表現を行う事がある。
本実施例では、このような多チャンネル駆動を行う場合への本発明の適用例である。

本発明の第３の実施形態を図１０から図１２に基づいて説明する。
図１０は本発明に係るＬＥＤドライバの第３実施例の構成図であり、図１１はその動作を表す波形図（タイミングチャート）である。

まず、第３実施例の構成を図１０に基づいて説明する。図１０は図１に示した第１実施例の構成を、多チャンネル駆動用に変形した例となっている。従って、図１と同一構成要素には同一番号を付して説明を省略する。

図１においてコンデンサ９に充電された電荷をＬＥＤに対して放電するスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３は、第３実施例の構成を示す図１０において、スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５１、５２、５３に置き換えられる。
ＭＯＳトランジスタ５１のゲートには制御回路８からの制御信号ｄが、
ＭＯＳトランジスタ５２のゲートには制御回路８からの制御信号ｉが、
ＭＯＳトランジスタ５３のゲートには制御回路８からの制御信号ｊが入力され、
ＭＯＳトランジスタ５１はコンデンサ９とＬＥＤ６１間の開閉制御用に、
ＭＯＳトランジスタ５２はコンデンサ９とＬＥＤ６２間の開閉制御用に、
ＭＯＳトランジスタ５３はコンデンサ９とＬＥＤ６３間の開閉制御用に使用される。

さらに上述のＭＯＳトランジスタ５１のゲートへの信号ｄはカウンタ７１に入力され、ＭＯＳトランジスタ５２のゲートへの信号ｉはカウンタ７２に入力され、ＭＯＳトランジスタ５３のゲートへの信号ｊはカウンタ７３へ入力され、各ＬＥＤへの充放電回数をカウントする。
カウンタ７１は１フレーム内におけるＬＥＤ６１へ放電した回数をカウントするカウンタであり、
カウンタ７２は１フレーム内におけるＬＥＤ６２へ放電した回数をカウントするカウンタであり、
カウンタ７３は１フレーム内におけるＬＥＤ６３へ放電した回数をカウントするカウンタである。
レジスタ８１は１フレーム内におけるＬＥＤ６１への放電回数を、
レジスタ８２は１フレーム内におけるＬＥＤ６２への放電回数を、
レジスタ８３は１フレーム内におけるＬＥＤ６３へ放電回数を格納するレジスタである。
検出回路９０はカウンタ７１の値とレジスタ８１の値を、
またカウンタ７２とレジスタ８２の値を、
またカウンタ７３とレジスタ８３の値のそれぞれが一致しているかどうかを検出し、結果を信号ｋとして制御回路８に対して出力を行う。
レジスタ８１、８２、８３の値は例えばマイコン等のＭＰＵ１００と接続され、通信により設定される。

当然のことながら、単位時間当たりの充放電回数が多ければＬＥＤは明るく、少なければ暗く見える。従って、各ＬＥＤにおける充放電回数を規定することで各ＬＥＤの色調・輝度の調整が可能となる。上記カウンタ７１、７２、７３とレジスタ８１、８２、８３を用いて制御を行うことでこの制御を可能としている。

ここで、１フレームとは後述説明される図１１に示すように、ＬＥＤ６１，６２，６３のそれぞれを１回点灯制御する単位のことである。
制御回路８には第１実施例においても使用されていた信号に加えて、フレーム制御を行うためのフレームクロックｌが入力される。
カウンタ７１、７２、７３はフレームクロックｌによりフレーム毎にリセットされる。

上述のように所謂ＲＧＢＬＥＤの駆動を行う場合は赤色ＬＥＤ、青色ＬＥＤ、緑色ＬＥＤがＬＥＤ６１、６２、６３のいずれかにそれぞれ該当するが、ここでは特に特定せずに説明を続ける。

次に本実施形態の動作について、説明する。本実施形態におけるＬＥＤの定電流駆動の動作原理は、第１実施例のそれと同じであるので、詳しい説明は省略する。第１実施例において、ＬＥＤへの放電の制御はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ３のみで行っていたが、本実施例ではＬＥＤ６１、６２、６３に対してそれぞれＭＯＳトランジスタ５１、５２、５３を用いて行う。

本実施例において、３つのＬＥＤ６１、６２、６３に対し、どのように放電させるか図１１を用いて説明する。ＬＥＤの駆動は制御信号８に入力されるフレームクロックｌの立ち上がりと共に開始される。まず第１の実施例と同様に充電クロックがＬの場合は、充電モードとなり、点ｅの電位はＶＲＥＦ１まで充電される（状態Ｉ及びＩＩ）。その後充電クロックがＨになると放電モードとなり、まずＬＥＤ６１に対して放電を行うため、制御回路８は点ｅの電位がＶＲＥＦ１の値から、ＶＲＥＦ２の値の電位に下がるまでの間、スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５１のゲート端子に対しＨレベルを出力し、スイッチをオンさせて放電を行う（状態ＩＩＩ及びＩＶ）。このスイッチとしてのＭＯＳトランジスタのゲート信号に入力される信号ｄのパルスが、カウンタ７１にも入力され、１パルス毎にＬＥＤ６１への放電回数としてカウントされる。

ＬＥＤ６１への放電が繰り返され、ＬＥＤ６１への放電回数が、レジスタ８１の値と一致すると、検出回路９０は制御回路８に対し、ＬＥＤ６１への放電が規定回数達成されたことを認識し、次回からの放電はＬＥＤ６２に対して行うように信号ｋを出力する。すなわち次からの充放電サイクルは、状態ＩＩＩでは制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５２のゲート端子に対しＨレベルを出力してオン状態とし、ＬＥＤ６２に対し
て放電を行う。またこのとき制御回路８からスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５２のゲートに対して出力されるパルスはカウンタ７２にも入力され、１パルス毎にＬＥＤ６２に対する放電回数としてカウントされる。

ＬＥＤ６２への放電が繰り返され、ＬＥＤ６２への放電回数が、レジスタ８２の値と一致すると、検出回路９０は制御回路８に対してＬＥＤ６１への放電が規定回数達成されたことを認識し、次回からの放電はＬＥＤ６３に対して行うように信号ｋを出力する。よって同様に次からの充放電サイクルは、状態ＩＩＩで制御回路８はスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５３のゲート端子に対しＨレベルを出力してオン状態とし、ＬＥＤ６３に対して放電を行う。またこのとき制御回路８からスイッチとしてのＭＯＳトランジスタ５３のゲート端子に対して出力されるパルスはカウンタ７３にも入力され、１パルス毎にＬＥＤ６３に対する放電回数としてカウントされる。

ＬＥＤ６３への放電が繰り返され、ＬＥＤ６３への放電回数が、レジスタ８３の値と一致すると、検出回路９０は制御回路８に対してＬＥＤ６３への放電回数が規定回数達成されたことを認識し、現在のフレームが終わり、次のフレームが終わるまで、充放電サイクルをストップするように信号ｋを出力する。

ここで図１１における休止区間について説明する。本発明におけるＬＥＤ駆動にともなう充放電にかかる時間は、例えば温度や電源電圧の変動によりその長さが変化する。もし充放電時間が通常より長くなってしまい、フレーム終了前に設定した回数分のパルス駆動が行えなくなってしまった場合、輝度、色調を一定に保つことができなくなってしまう。このため、本実施例でＬＥＤを駆動する場合は充放電時間が長めにばらついた場合でも、所望の回数分のパルス駆動ができるように、通常の充放電時間ではパルス駆動を行わない休止区間を予め用意しておく必要がある。

休止期間が終了し、フレームクロックの立ち上がりにより次のフレームが始まるとともに、充放電サイクルのストップ状態は解除され、再びコンデンサ９への充電が開始される。このときカウンタ７１、７２、７３のカウント回数は全てリセットされ、再びＬＥＤ６１に対して放電を開始する。このように１フレーム毎にＲ、Ｇ、ＢＬＥＤのそれぞれの放電回数を一定に制御することで、所望の色調に制御させることができる。

ここでフレームクロックｌについて詳しく説明する。本実施例で輝度の制御を行う場合について考える。例えばＲＧＢＬＥＤのうち、ＲＬＥＤのみを使用する場合は一定時間内におけるＲＬＥＤのパルス駆動回数を制御することで輝度制御を行う。本実施例で最も小さい輝度に設定する場合は１フレーム内におけるパルス駆動回数を１回とすることである。このときパルス駆動が終了してからフレーム終了後、次のパルス駆動までＬＥＤは消灯状態となる。前記消灯状態が十分短い場合、人間の目にはＬＥＤは一定の輝度で点灯しているように見えるが、前記消灯状態が長い場合（環境にもよるが概ね１０ｍＳ〜１２ｍＳ以上）となると人間の目にはちらつきが生じてしまう。このためフレームクロックは最低の駆動パルス数でも前記ちらつきが生じない期間とすることが望ましい。

本実施例の色調制御のアルゴリズムを図１２に示す。
本実施例でのＬＥＤの駆動開始にあたっては、先ずＬＥＤ６１、ＬＥＤ６２、ＬＥＤ６３に対する１フレーム内での放電回数をレジスタ８１、レジスタ８２、レジスタ８３にそれぞれ設定する（ＳＴ１０）。

その後、前述したように、ＬＥＤ６１に対するパルス駆動を実施し（ＳＴ１１）、所定回数パルス駆動を実施したかカウンタ７１とレジスタ８１との比較し（ＳＴ１２）、所定回数に達しない場合は（ＳＴ１２：ｎｏ）、ＬＥＤ６１に対するパルス駆動を継続する。
所定回数に達した場合は（ＳＴ１２：ｙｅｓ）、ＬＥＤ６２に対するパルス駆動に移行する（ＳＴ２１）。

ＳＴ２１にてＬＥＤ６２に対するパルス駆動を実施し、所定回数パルス駆動を実施したかカウンタ７２とレジスタ８２との比較し（ＳＴ２２）、所定回数に達しない場合は（ＳＴ２２：ｎｏ）、ＬＥＤ６２に対するパルス駆動を継続する。
所定回数に達した場合は（ＳＴ２２：ｙｅｓ）、ＬＥＤ６３に対するパルス駆動に移行する（ＳＴ３１）。

ＳＴ３１にてＬＥＤ６３に対するパルス駆動を実施し、所定回数パルス駆動を実施したかカウンタ７３とレジスタ８３との比較し（ＳＴ３２）、所定回数に達しない場合は（ＳＴ３２：ｎｏ）、ＬＥＤ６２に対するパルス駆動を継続する。
所定回数に達した場合は（ＳＴ３２：ｙｅｓ）、ＬＥＤも駆動させない休止区間に移行する（ＳＴ４０）。

ＳＴ４０の休止区間が終了し１フレームの終了とともに、駆動条件（レジスタ８１、８２、８３の値）の変更すべきかどうかをＭＰＵ１００がチェックし（ＳＴ４１）、変更すべき場合（ＳＴ４１：ｙｅｓ）はＳＴ１０に移行し、放電回数が再設定される。変更不用の場合（ＳＴ４１：ｎｏ）はＳＴ４２に移行して駆動終了するかどうかを判断し、駆動継続の場合（ＳＴ４２：ｙｅｓ）はＳＴ１１に戻りＬＥＤ６１の駆動を再度開始する。、駆動終了の場合（ＳＴ４２：ｎｏ）は、そのまま駆動を終了する。

上述のように本実施例では１フレーム内におけるＬＥＤ６１、ＬＥＤ６２、ＬＥＤ６３のパルス駆動回数をそれぞれ設定することにより、ＲＧＢＬＥＤ等を用いての輝度、色調制御を行うことができる。また各ＬＥＤのパルス駆動は全て、第１の実施例に基づいた定電流駆動であり、色調、輝度を一定に保ったＬＥＤの駆動が可能となる。

なお、本実施例では、以下に示す変形例が可能である。
＜変形例＞
（１）カウンタとレジスタの個数
図１０ではＬＥＤ６１、６２、６３それぞれについてカウンタ７１、７２、７３とレジスタ８１、８２、８３を設けているが、ＬＥＤ６１、６２、６３はそれぞれ順次排他的に駆動を行うので、１つのレジスタ、１つのカウンタを共通に使用する構造であっても問題ない。このようにすれば、カウンタとレジスタの個数を減らせ、本実施例の駆動回路の小型化、コストダウンに繋がる。
（２）カウンタのリセットタイミング
カウンタ７１、７２、７３のリセットはフレームクロックｌにて行うと記載したが、各ＬＥＤ駆動の切り替え時に実行しても良い。特に、カウンタを供する構成では、必須となる。
（３）レジスタの設定タイミング
レジスタを共用する場合、カウンタ同様、各ＬＥＤ駆動の切り替え時に設定するように構成される。
（４）昇圧回路の併用
ＬＥＤ電源２としては、第２実施例のような昇圧回路を使用することも可能である。特に、青色ＬＥＤの駆動を行う場合に有効である。

１、２１、６１、６２、６３ ＬＥＤ
２、２４ ＬＥＤ電源
３、４、５、６、２３、３４、３９、４０、４１、５１、５２、５３ ＭＯＳトランジ
スタスイッチ
７ 比較回路
８ 制御回路
９、３２、３３ コンデンサ
２２ 電流検出抵抗
２５ 基準電圧源
２６ 比較器
７１、７２、７３ カウンタ
８１、８２、８３ レジスタ
９０ 検出回路
１００ ＭＰＵ

Claims (3)

1. 電源と、ＬＥＤと、該ＬＥＤに放電するためのコンデンサと、
   充電モードにおいて、
   前記電源と該コンデンサを接続して該コンデンサを充電し、
   放電モードにおいて、
   充電された該コンデンサと前記ＬＥＤを接続して、前記ＬＥＤに該コンデンサの電荷を放電させるスイッチ手段と、
   該コンデンサの電圧を所定電圧と比較する比較回路と、
   該比較回路の比較結果に基づき前記スイッチ手段を制御する制御回路を備え、
   前記制御回路は、
   前記比較回路が、充電モードにおいて、
   前記コンデンサ電圧を第1の所定電圧と比較し、
   前記コンデンサ電圧が第1の所定電圧に達したことを検出したら、
   前記電源と該コンデンサを切り離し、その後放電モードに切り替え、
   前記比較回路が、放電モードにおいて、
   前記コンデンサ電圧を第1の所定電圧より低い第２の所定電圧と比較し、
   前記コンデンサ電圧が第２の所定電圧に達したことを検出したら、
   前記コンデンサと前記ＬＥＤを切り離し、その後充電モードに切り替える
   ことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
2. 前記コンデンサが複数であり、
   該複数コンデンサにより前記電源の電圧を昇圧する昇圧回路が構成され、
   放電モードにおいて、
   該昇圧回路を構成するコンデンサの電荷がＬＥＤに放電されるように構成される
   
   ことを特徴とする請求項1に記載のＬＥＤ駆動回路。
3. 前記ＬＥＤを複数有し、さらに、
   各ＬＥＤの充放電の回数をカウントするカウンタを有し、
   前記制御回路は、これらＬＥＤを１個ずつ充放電駆動し、
   前記カウンタが所定回数をカウントしたことを検出した場合、
   駆動しているＬＥＤに代わり他のＬＥＤの充放電駆動を開始する
   ことを特徴とする請求項1又は２に記載のＬＥＤ駆動回路。

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