JP4082712B2 - ダイナミックバスブースト装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、オーディオ信号を処理するためのシステムおよび方法に関するものであり、特にオーディオ信号の低音（バス）周波数帯域を音量レベルの関数としてダイナミック制御するためのシステムおよび方法に関するものである。

フレッチャー−ムンソン効果は、低音周波数帯域（約５００Ｈｚ未満の周波数）における人間の可聴音感知力が可聴音の音量レベルによって影響されるという周知な事実に与えられた名前である。特に、聞く人間の低音周波数に対する感度は音量レベルの低下につれて下がるが、高周波に対する感度はそれほど下がらない。従って、低い音量レベルで演奏された音楽は低音周波数が欠けていると感知される。フレッチャー−ムンソン効果は、低周波での音エネルギーを高周波での音エネルギーに対して上げることによって補正することができる。

このような補正を行うために、オーディオ周波数フィルタ回路が、オーディオ出力を生成するための電気オーディオ信号（本明細書では、単に「オーディオ信号」とよぶ）の低音周波数帯域を、音量レベルが下がる時に、より高い周波数成分に対して増幅するように設計されてきた。このようなシステムはバスブースト（低音強調）回路とよばれることもある。

補正は、ステレオでの従来の音の大きさのような手動２レベル補正技法で行うことができ、また、補正はダイナミックにすることもできる。ダイナミックフィルタ回路は、生成された音の音量の関数として、より高い周波数成分に対して自動的に制御された低音周波数成分を有するオーディオ信号を生成する。このような通常のオーディオ回路は、音圧またはオーディオ信号の振幅に基づいて音量レベルを定量化することができ、且つ、音響出力の低周波成分を増大させることができる。

全ての周知なダイナミックバスブースト回路は、複雑過ぎ、費用がかかり過ぎ、高品質の音響出力を生成できないなどの（ただし必ずしもこれらに限定されない）一つまたは複数の欠点を有している。従って、改良されたダイナミックバスブースト装置および方法が要望されている。

本発明の第１の特徴によれば、オーディオ処理装置を提供するものである。そのオーディオ処理装置は、固定カットオフ周波数が固定されており、制御信号に応答してＱが制御可能である、入力信号を受信して、フィルタリングした出力信号を出力する可変フィルタと、選択した帯域における入力信号レベルを表す信号レベルを検出して、その検出した信号レベルに応答して制御信号を発生するように構成された制御回路とを備える。

ある実施例では、上記可変フィルタが状態可変ハイパス（高域）フィルタを含む。制御回路は、上記選択した帯域を通過するように構成されたローパス（低域）フィルタと、その選択した帯域における信号レベルを検出して、上記制御信号の時定数を決めるように構成された検出器とを含むことができる。上記制御回路は、上記可変フィルタのＱと上記検出した信号レベルとの間に反比例関係を作り出すように構成することができる。特に、制御回路は、低音オーディオ周波数を制御してフレッチャー−ムンソン効果を抑制するように構成することができる。

ある実施例では、上記可変フィルタが、上記制御信号に応答して上記Ｑを制御するための電圧制御抵抗回路を有する。他の実施例では、上記可変フィルタが、上記制御信号に応答して上記Ｑを制御するための直列利得／減衰素子を有する。

他の実施例では、可変フィルタが、制御されたバンドパス信号を供給するために制御信号に応答する可変利得素子と直列の固定バンドパス（帯域）フィルタと、制御されたバンドパス信号と入力信号とを組み合わせて出力信号を出力するための加算器とを含む。

ある実施例では、上記制御回路が、上記可変フィルタのＱと上記検出した信号との間に所望の関係を作り出すための非線形増幅器を有することができる。

さらに別の実施例では、上記可変フィルタが、入力データストリームを受信して、フィルタリングした出力データストリームを供給するデジタルフィルタを含み、制御信号が制御変数を含む。この実施例では、上記制御回路が、上記選択した帯域を通過するためのデジタルローパスフィルタと、上記選択した帯域における信号レベルを検出して、その検出した信号レベルに応答して上記制御変数を発生するように構成された検出器アルゴリズムとを含むことができる。その検出器アルゴリズムはＲＭＳ検出器アルゴリズムを含むことができる。

本発明の第２の特徴によれば、オーディオ処理装置は、カットオフ周波数は固定されており、制御信号に応答してＱが制御可能である、入力信号を受信して、フィルタリングした出力信号を出力する可変フィルタと、上記出力信号の帯域を選択するためのローパスフィルタと、上記ローパスフィルタによって選択された帯域における信号レベルを検出して、その検出した信号レベルに応答して上記制御信号を発生するための検出器とを備える。

本発明の第３の特徴によれば、オーディオ処理方法は、入力信号をフィルタでフィルタリングし、そのフィルタリングした出力信号を供給し、選択した帯域における入力信号レベルを表す信号レベルを検出して、検出した信号レベルを供給し、その検出した信号レベルに応答して可変フィルタのＱを制御することを含む。

本発明の第４の特徴によれば、オーディオ処理装置を提供するものである。オーディオ処理装置は、固定カットオフ周波数が固定されており、制御変数に応答してＱが制御可能である、入力データストリームを受信して、フィルタリングした出力データストリームを出力供給する状態可変デジタルハイパスフィルタと、上記出力データストリームの帯域を選択するためのデジタル帯域選択フィルタと、そのデジタル帯域選択フィルタによって選択された帯域における信号レベルを検出して、その検出した信号レベルに応答して上記制御変数を発生するための検出器アルゴリズムとを備える。

本発明をより良く理解するために、参考として本明細書の一部を成す添付図面を参照する。

図１には、本発明の第１実施例によるオーディオ処理装置、すなわちダイナミックバスブースト回路（ダイナミック低音強調回路）が示されている。ダイナミックバスブースト回路１０は、オーディオ入力信号１２を受信して、フレッチャー−ムンソン効果を少なくとも部分的に補正するために、制御された低音周波数を有するフィルタリングしたオーディオ出力信号１４を供給する。フレッチャー−ムンソン効果の部分補正は、選択された低音周波数のみの強調、および／または一つまたは複数の周波数でのフレッチャー−ムンソン効果の完全ではない補正を含むことができる。

ダイナミックバスブースト回路１０は可変フィルタ２０と制御回路２４とを有する。制御回路２４は、オーディオ出力信号１４を受信して、制御信号３０を可変フィルタ２１に供給する。制御信号３０はフレッチャー−ムンソン効果を少なくとも部分的に補正するために、可変フィルタ２０の周波数特性を音量レベルの関数として制御する。
オーディオ入力信号１２は、任意の適当なオーディオ信号とすることができる。例えば、オーディオ入力信号１２はステレオ受信機またはコンパクトディスク（ＣＤ）ユニットから受信することができる。オーディオ入力信号１２は、ダイナミックバスブースト回路１０の前に、前置増幅器（図示せず）によって増幅することができる。

オーディオ出力信号１４は、電力増幅器を介してオーディオスピーカーのような音響変換器を駆動するために使用することができる。しかし、増幅器およびスピーカーに供給される前に、フィルタまたはダイナミック処理装置のような追加の装置でオーディオ出力信号１４を処理することもできる。

可変フィルタ２０は、制御信号の関数として変えることができる選択した帯域、例えば低音周波数帯域において利得を有する任意の適切なフィルタとすることができる。以下に説明するように、選択した低音周波数帯域における利得は、オーディオ出力信号１４の低周波数成分の大きさの関数として可変であり、可変フィルタの周波数レスポンスは人間の聴覚の感度のほぼ逆数となって、フレッチャー−ムンソン効果が少なくとも部分的に補正される。可変フィルタ２０は、固定カットオフ周波数を有しており、Ｑ（一般にＱとよばれている）が制御信号３０に応答して制御可能である。一実施例では、可変フィルタ２０はハイパスフィルタである。

制御回路２４は、帯域選択フィルタ４０と検出器４２とを有することができ、任意に追加できる非線形増幅器４４を有することができる。帯域選択フィルタ４０は、可変フィルタ２０の制御に使用されるオーディオ出力信号１４の低周波数部分を選択することができる任意の適したフィルタにすることができる。低周波数帯域は、フレッチャー−ムンソン効果を表す出力を供給するように選択される。ある実施例では、帯域選択フィルタ４０は約２．２ｋＨｚを超える周波数を減衰する。帯域選択フィルタ４０はアクティヴフィルタでもパッシヴフィルタでもよい。適切なフィルタとしてはローパスフィルタ、バンドパスフィルタおよびローパスシェルフフィルタが挙げられる。

検出器４２は帯域選択フィルタ４０の出力を整流化して平滑化する。従って、検出器４２は整流器と周知な時定数を有するフィルタとを有する。整流器は半波整流器または全波整流器にすることができ、調整可能な利得を有することができる。整流器はアクティヴ装置でもパッシヴ装置でもよい。フィルタは整流器の出力を平滑化することができる。フィルタの時定数は、可変フィルタ２０のＱを急に変化させることによって高調波ひずみを生じさせる制御信号３０の高周波成分を減衰するように選択される。例えば、このフィルタは積分器またはパッシヴローパスフィルタにすることができる。時定数は、高速応答を実現する速いアタック時間と、十分な平滑化を実現する比較的遅い減衰時間とを有する。アタック時定数はゼロから約５ミリ秒（約５ミリ秒以下）の範囲にすることができ、減衰時定数は約０．５〜２．０秒の範囲にすることができる。

ある実施例では、任意に追加できる非線形増幅器４４を制御回路２４に使用することができる。非線形増幅器４４は入力振幅の関数としての非線形利得を有することによって、非線形制御信号を供給する。従って、非線形増幅器４４は、検出器４２の出力と制御信号３０との間に所望の関係を作り出すことができる。非線形増幅器４４は制御回路２４内の任意の適した位置に配置することができる。

図２には本発明の第２実施例によるオーディオ処理装置が示されている。図１および図２において同様な部品は同じ参照番号を付してある。図２の実施例は図１のオーディオ処理装置の一態様であり、非線形増幅器４４が省かれている。
図２の実施例では、可変フィルタ２０は状態可変ハイパスフィルタである。この状態可変ハイパスフィルタ２０は直列接続された演算増幅器（オペアンプ）１００、１１０および１２０を有する。演算増幅器（オペアンプ）１００は入力抵抗１０２と帰還抵抗１０４とを有し、これらは加算器を形成する。演算増幅器（オペアンプ）１１０は入力抵抗１１２と帰還キャパシタ１１４とを有し、これらは第１積分器を形成する。演算増幅器（オペアンプ）１２０は入力抵抗１２２と帰還キャパシタ１２４とを有し、これらは第２積分器を形成する。帰還抵抗１３０は増幅器１２０の出力と増幅器１００の反転入力との間に接続される。帰還抵抗１３２は増幅器１１０の出力と増幅器１００の非反転入力との間に接続される。

電圧制御抵抗回路１４０は、トランジスタ１４２、キャパシタ１４４および抵抗１４６、１４７、１４８および１４９を有し、制御信号３０によって制御されて、分路減衰素子として機能する。電圧制御抵抗回路１４０および抵抗１３２は、増幅器１１０から増幅器１００の反転入力への帰還量を、制御信号３０に応答して制御する可変分圧器を形成する。この機構によって、制御信号３０は可変フィルタ２０のＱを制御することができる。可変フィルタ２０のハイパス出力は演算増幅器（オペアンプ）１００の出力から取られる。

図２の実施例では、帯域選択フィルタ４０はアクティヴ二次元ローパスフィルタであり、演算増幅器（オペアンプ）１５０、抵抗１５２および１５４、および、キャパシタ１５６および１５８を有する。図２の実施例では、ローパスフィルタ４０は約２．２ｋＨｚのカットオフ周波数を有する。

検出器４２は整流器１６０と平滑化フィルタ１６２とを有する。この実施例では、検出器４２はピーク検出器として実現される。帯域選択フィルタ４０は直流阻止キャパシタ１５９を介して検出器４２に接続される。整流器１６０は可変入力抵抗１６６と帰還抵抗１７６とを有する演算増幅器（オペアンプ）１６４を有する。抵抗１７６の抵抗１６６に対する比によって整流器の利得が設定される。ダイオード１６８とキャパシタ１７０とが演算増幅器（オペアンプ）１６４の出力とその反転入力との間に並列接続されている。ダイオード１７２が増幅器１６４の出力と整流器出力１７４との間に並列接続されている。帰還抵抗１７６が整流器出力１７４と増幅器１６４の反転入力との間に接続されている。平滑化フィルタ１６２は抵抗１８０とキャパシタ１８２とを有する。整流器１６０は可変利得アクティヴ半波整流器として機能する。検出器４２は制御信号３０の時定数を制御するように構成されている。

図２の実施例では、制御信号３０のアタック時定数が約２ミリ秒で、減衰時定数が約１秒である。アタック時定数は抵抗１８０とキャパシタ１８２とによって設定される。減衰時定数は抵抗１７６とキャパシタ１８２とによって設定される。減衰時定数を調節するために抵抗１７６を変えた場合、整流器利得も変わることに注意されたい。抵抗１７６の変更は、最初の利得を維持するために抵抗１６６も比例して変更することによって補償すべきである。可変フィルタ２０の特性の急激な変化は、平滑化フィルタ１６２の比較的遅い減衰時間によって阻止される。

以下に、図２のオーディオ処理装置に適した部品の値を示す。これらの値は一例として挙げただけであり、本発明の範囲を限定するものではないことは理解できよう。
演算増幅器１００、１１０、１２０： ＭＣ３３０７９（オン・セミコンダクタ社）
演算増幅器１５０、１６４： ＴＬ０８２（ナショナルセミコンダクタ社）
抵抗１０２、１３０、１０４： ２．０ＫΩ
抵抗１１２、１２２： ２２．６ＫΩ
キャパシタ１１４、１２４： １００ｎＦ
抵抗１３２： １０ＫΩ
抵抗１４９： １２．０ＫΩ
抵抗１４８： ８２０Ω
抵抗１４６、１４７： ４７０ＫΩ
トランジスタ１４２： Ｊ１７７ｐチャネルＦＥＴ
キャパシタ１４４： １μＦ
抵抗１５２、１５４： ４．９９ＫΩ
キャパシタ１５６： ２２ｎＦ
キャパシタ１５８： １０ｎＦ
キャパシタ１５９： １０μＦ
可変抵抗１６６： １０ＫΩ
抵抗１７６： ２２．０ＫΩ
ダイオード１６８、１７２： １Ｎ４１４８
キャパシタ１７０： １００ｐＦ
抵抗１８０： ４９．９Ω
キャパシタ１８２： ４７μＦ

その他の部品の値およびその他の回路を本発明の範囲内で利用できることは理解できよう。

動作において、オーディオ出力信号１４がローパス帯域選択フィルタ４０によってフィルタリングされて、フィルタリングされた信号がローパス帯域選択フィルタ４０から出力され、そのフィルタリングされた信号は検出器４２によって整流され平滑化される。従って、制御信号３０の大きさは、フィルタ４０によって選択された帯域内でのオーディオ出力信号１４の振幅と、抵抗１６６によって設定される検出器４２の利得との関数である。電圧制御抵抗回路１４０は、制御信号３０と可変フィルタ２０のＱとの間に反比例関係を作り出す。特に、検出した信号レベルが下がるにつれて、制御信号３０も減少し、一方、電圧制御抵抗回路１４０は可変フィルタ２０のＱを増加させることによってオーディオスペクトルでのより高い周波数成分に対する低音周波数成分の振幅を増加させるように構成されている。

図３には図２のオーディオ処理装置の性能が示され、オーディオ処理装置の利得が種々の異なる入力信号レベルでの周波数の関数として示されている。比較的低い入力信号レベルである−４０ｄＢｖ入力では、可変フィルタ２０が高いＱを有し、従って、約５０Ｈｚ〜１５０Ｈｚの低音周波数範囲ではより高い利得を有する。入力信号レベルが高くなると、可変フィルタ２０のＱは減少するので、低音周波数範囲におけるフィルタの利得は減少する。従って、例えば、−１０ｄＢｖの入力信号レベルでは、可変フィルタ２０のＱは著しく減少する。可変フィルタ２０のカットオフ周波数は入力信号レベルの関数としてほぼ一定のままであることがわかろう。更に、低音周波数範囲を超える高い周波数での利得も、入力信号レベルの関数としてほぼ一定のままである。この結果、低音周波数範囲における信号は高い周波数のオーディオ信号に対して制御される。実際に、低音周波数範囲が、低い音量レベルで「強調（ブースト）」される。

図４には、本発明の第３実施例によるオーディオ処理装置の概念的ブロック図が示されている。図１、２および４において同様な部品は同じ参照番号を付してある。図４の実施例は図１のオーディオ処理装置の別の態様であり、非線形増幅器４４が省かれている。図４の実施例では、電圧制御抵抗回路１４０（図２）の代わりに、増幅器１００の非反転入力とグラウンドとの間に接続された抵抗２００が設けられ、抵抗１３２（図２）の代わりに、増幅器１１０の出力に接続された信号入力と増幅器１００の非反転入力に接続された信号出力とを有する直列利得／減衰素子２１０が設けられている。図４の実施例の全体の動作は、直列利得／減衰素子２１０、および、可変増幅器のＱを制御するための抵抗２００以外は、図２の実施例と同じにすることができる。

制御信号３０は検出器４２から直列利得／減衰素子２１０の制御入力に供給される。制御信号３０が変化すると、増幅器１１０の出力から増幅器１００の非反転入力へ供給される帰還量が直列利得／減衰素子２１０によって変更される。直列利得／減衰素子２１０は任意の適切な制御回路、例えば電圧制御増幅器（ＶＣＡ）、演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）、または、その他の任意の適切な制御回路にすることができる。このような回路は利得または減衰を示すことができる。

図５には本発明の第４実施例によるオーディオ処理装置の概念的ブロック図が示されている。可変フィルタ３００は可変利得素子３１２と直列接続された固定バンドパスフィルタ３１０を有する。フィルタ３１０は、低音周波数範囲に通過帯域を有することができる。一例を挙げると、フィルタ３１０は７０Ｈｚ〜９０Ｈｚの通過帯域を有することができる。可変利得素子３１２は制御信号３０に応答する可変利得を有し、例えば、可変利得増幅器とすることができる。従って、フィルタ３１０と可変利得素子３１２との直列接続によって、可変利得を有する制御されたバンドパス信号が生成される。可変フィルタ３００は加算器３２０を更に有する。加算器３２０は第１入力でオーディオ入力信号１２を受信し、且つ、第２入力で可変利得素子３１２からの制御されたバンドパス信号を受信する。加算器３２０の出力はオーディオ出力信号１４である。

動作において、フィルタ３１０および可変利得素子３１２は、オーディオスペクトルの低音周波数帯域を選択して増幅する。従って、可変利得素子３１２の出力は可変利得を有するバンドパス特性を有する。可変利得素子３１２の出力がオーディオ入力信号１２に加算され、低音周波数範囲における可変振幅の「盛り上がり」を有するオーディオ出力信号１４が供給される。特に、図５の実施例におけるオーディオ出力信号１４は、オーディオ入力信号１２の周波数特性を有する一方で、制御されたバンドパス信号すなわち「盛り上がり」が入力信号１２に追加される。「盛り上がり」の振幅は帯域選択フィルタ４０と検出器４２とによって制御され、フレッチャー−ムンソン効果を補正する。可変フィルタ３００の特性全体は、カットオフ周波数が固定されていることと、制御信号３０に応答してＱが可変であることであることがわかろう。

図６には、本発明の第５実施例によるオーディオ処理装置の概念的ブロック図が示されている。図６の実施例はデジタル的に実現したものである。図６の実施例は入力オーディオデータストリーム４１２を受信し、フィルタリングした出力オーディオデータストリーム４１４を出力する。図６のデジタルオーディオ処理装置は、例えば、プログラムされたデジタル信号処理装置で実現することができる。

デジタル状態可変ハイパスフィルタ４２０は、入力データストリーム４１２を受信し、フィルタリングした出力データストリーム４１４を生成する。デジタルフィルタ４２０は、カットオフ周波数が固定されており、制御変数の形で制御信号に応答してＱが制御可能なである。Ｑは、大信号ではフィルタが低いＱを有し、小信号ではフィルタが高いＱを有するように、制御される。それによって、デジタルフィルタ４２０はフレッチャー−ムンソン効果を補正する。

出力データストリーム４１４は出力信号の帯域を選択するための４次元デジタルローパスフィルタ４３０に供給される。ローパスフィルタ４３０からのデータはＲＭＳ検出器アルゴリズム４３２に供給される。そのＲＭＳ検出器アルゴリズム４３２は、信号レベルを検出して、その検出した信号レベルに応答する制御変数を発生する。ＲＭＳ検出器４３２のための時定数としては、ほぼゼロ〜約５ミリ秒の範囲にあるアタック時定数と、約０．５〜２．０秒の範囲にある減衰時定数とが挙げられる。ルックアップテーブル４３４は、ハイパスフィルタ４２０のＱと、上記検出した信号レベルとの間に反比例関係を作り出すものである。ルックアップテーブル４３４のＱ制御出力は、デジタルフィルタ４２０内の乗算器に加えられ、この乗算器がデジタルフィルタバンドパス出力からデジタルフィルタの入力まで正帰還の利得を決定する。ルックアップテーブル４３４によって−４０ｄＢｖ〜０ｄＢｖの範囲にわたるバスブーストの制御が可能になる。バスブーストは−４０ｄＢｖ未満のＲＭＳ値では同じであるが、ルックアップテーブルに含まれる。ルックアップテーブル４３４は−９６ｄＢｖから０ｄＢｖまで３ｄＢずつ、ＲＭＡ値のための１／Ｑ値を有する。

以上、本発明の少なくとも一つの実施例の複数の特徴について述べたが、様々な変更、修正、および改良が容易に行われることは当業者には理解できよう。このような変更、修正、および改良は本発明の開示の一部であり、本発明の範囲に含まれるものである。従って、前述の説明および図面は単なる一例である。

本発明の第１実施例によるオーディオ処理装置のブロック図。 本発明の第２実施例によるオーディオ処理装置の概念図。 図２のオーディオ処理装置の種々の異なる入力信号レベルに対する周波数の関数としての利得（ｄＢ）のグラフ。 本発明の第３実施例によるオーディオ処理装置のブロック図。 本発明の第４実施例によるオーディオ処理装置のブロック図。 本発明の第５実施例によるオーディオ処理装置の概念的ブロック図。

Claims (5)

1. 入力信号を受信して、フィルタリングした出力信号を出力し、可変フィルタのカットオフ周波数が固定されているとき、制御信号に応答して制御されるＱを有する可変フィルタと、
   上記出力信号の帯域を選択するためのローパスフィルタと、
   上記ローパスフィルタによって選択された帯域における信号レベルを検出して、その検出した信号レベルに応答して上記制御信号を発生するための検出器とを備え、
   上記可変フィルタは、制御信号に応じ、上記入力信号の低域周波数帯域を増幅するように構成されている可変利得素子をさらに備え、
   上記制御信号の大きさは選択された上記帯域内での上記出力信号の振幅の関数である
   オーディオ処理装置。
2. 上記可変フィルタが、制御されたバンドパス信号を供給するために上記制御信号に応答する可変利得素子と直列の固定バンドパスフィルタと、その制御されたバンドパス信号と上記入力信号とを組み合わせて、フィルタリングした出力信号を出力するための加算器とを含む請求項１に記載のオーディオ処理装置。
3. 上記可変フィルタが、入力データストリームを受信して、フィルタリングした出力データストリームを供給するデジタルフィルタを含み、
   上記デジタルフィルタが、上記デジタルフィルタのＱと上記検出した信号レベルとの間に所望の関係を作り出すためにルックアップテーブルを有する請求項１に記載のオーディオ処理装置。
4. 入力信号を可変フィルタでフィルタリングして、フィルタリングした出力信号を供給し、ここで、上記可変フィルタは、可変フィルタのカットオフ周波数が固定されているとき、制御信号に応答して制御されるQを有し、
   選択した帯域における入力信号レベルを表す信号レベルを検出して、その検出した信号レベルを供給し、
   上記検出した信号レベルに応答して上記入力信号の低域周波数帯域を増幅する
   ことを含み、
   上記制御信号の大きさは選択された上記帯域内での上記出力信号の振幅の関数である
   オーディオ処理方法。
5. 上記入力信号のフィルタリングが、デジタル状態可変ハイパスフィルタを用いて入力データストリームをフィルタリングし、そのフィルタリングした出力データストリームを供給することを含み、
   上記可変フィルタのＱの制御が、上記検出した信号レベルに応答してルックアップテーブルの制御値にアクセスすることを含む請求項４に記載のオーディオ処理方法。

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